JPH02237434A - 共振形アクティブフィルタの制御装置 - Google Patents
共振形アクティブフィルタの制御装置Info
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- JPH02237434A JPH02237434A JP1053264A JP5326489A JPH02237434A JP H02237434 A JPH02237434 A JP H02237434A JP 1053264 A JP1053264 A JP 1053264A JP 5326489 A JP5326489 A JP 5326489A JP H02237434 A JPH02237434 A JP H02237434A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 14
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims abstract description 5
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 2
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、電源系統の負荷設備に並列に接続され、負荷
設備に流入する高調波電流を電源系統へ補償するアクテ
ィブフィルタの制御装置の改良に関するものである。
設備に流入する高調波電流を電源系統へ補償するアクテ
ィブフィルタの制御装置の改良に関するものである。
高速スイ，チング素子で構成される３相ＰＷＭコンバー
タ、該３相ＰＷＭコンパータの交流側の各相に電源系統
に直列に接続される交流リアクトル、前記３相ＰＷＭコ
ンバータの直流側端子間に接続される直流コンデンサ等
を基本構成とするアクティブフィルタは、昭和６１年８
月に日本自動制御協会発行の［システム制御Ｊ ＶｏＬ
３０，Ｎｏ． ８に掲載された「電力用アクティブフィ
ルタの原理と制御法」等でも説明されている通り公知で
ある。
タ、該３相ＰＷＭコンパータの交流側の各相に電源系統
に直列に接続される交流リアクトル、前記３相ＰＷＭコ
ンバータの直流側端子間に接続される直流コンデンサ等
を基本構成とするアクティブフィルタは、昭和６１年８
月に日本自動制御協会発行の［システム制御Ｊ ＶｏＬ
３０，Ｎｏ． ８に掲載された「電力用アクティブフィ
ルタの原理と制御法」等でも説明されている通り公知で
ある。
７４３図は従来のアクティブフィルタを具えた３相交流
系統の主回路構成図であり、第４図はアクティブフィル
タの制御装置のブロック図である。
系統の主回路構成図であり、第４図はアクティブフィル
タの制御装置のブロック図である。
３相交流系統電源１はサイリスタレオナード装置等の負
荷２に電力を供給しており、系統ラインには高調波電流
が流れる。この系統ラインに交流側の各相に交流リアク
トル３を直列に挿入して３相ＰＷＭコンバータ４が接続
され、３相ＰＷＭコンバータ４の直流側には直流コンデ
ンサ５が接続されている。
荷２に電力を供給しており、系統ラインには高調波電流
が流れる。この系統ラインに交流側の各相に交流リアク
トル３を直列に挿入して３相ＰＷＭコンバータ４が接続
され、３相ＰＷＭコンバータ４の直流側には直流コンデ
ンサ５が接続されている。
３相ＰＷＭコンバータ４はオン，オフ可能なスイッチン
グ素子８１〜Ｓ６およびダイオードＤｌ−Ｄ．から構成
され、各スイッチング素子８１〜Ｓ６はそれぞれダイオ
ードＤ１〜Ｄ６と並列接続され３相ブリ，ジ回路として
接続され、第４図に示す制御装置で生成されるトリガ信
号ｖＧによりスイ，チング素子Ｓ１〜Ｓ６がオン，オフ
されて高謂波補償を行うものである。
グ素子８１〜Ｓ６およびダイオードＤｌ−Ｄ．から構成
され、各スイッチング素子８１〜Ｓ６はそれぞれダイオ
ードＤ１〜Ｄ６と並列接続され３相ブリ，ジ回路として
接続され、第４図に示す制御装置で生成されるトリガ信
号ｖＧによりスイ，チング素子Ｓ１〜Ｓ６がオン，オフ
されて高謂波補償を行うものである。
なお、３相ＰＷＭコンバータ４の交流側に直列に挿入さ
れた交流リアクトル３は、３相ＰＷＭコンバータ４の電
流の立ち上りを制限するためのものであり、直流側に接
続された直流コンデンサ５は３相ＰＷＭコンバータ４の
直流側の電圧を安定化させるためのものであって、通常
は３相交流系統電源１の２倍程度の電圧に充電される。
れた交流リアクトル３は、３相ＰＷＭコンバータ４の電
流の立ち上りを制限するためのものであり、直流側に接
続された直流コンデンサ５は３相ＰＷＭコンバータ４の
直流側の電圧を安定化させるためのものであって、通常
は３相交流系統電源１の２倍程度の電圧に充電される。
すなわち、アクティブフィルタは、３相ＰＷＭコンバー
タ４，交流リアクトル３，直流コンデンサ５および３相
ＰＷＭコンバータ４のスイッチング素子をオン，オフす
るための第４図に示した制御装置から構成されている。
タ４，交流リアクトル３，直流コンデンサ５および３相
ＰＷＭコンバータ４のスイッチング素子をオン，オフす
るための第４図に示した制御装置から構成されている。
今、第３図に示した主回路構成において、負荷２に流入
する負荷電流を’ ＬｆＪ ＋ ’ ＬＶ Ｉ ’ Ｌ
Ｗとし、アクティブフィルタに流入する電流をｉＵ，
ｉｖ， ｉｗとすると、３相交流系統電源１には負荷電
流および補償電流をそれぞれの相でベクトル的に加算し
た電流（ｉＬＵ＋ｆｕ） ｌ（ｉＬＶ＋ｆｖ） ＋（ｉ
ｔ，ｗ＋ｉｗ）が流れるＯ従って、アクティブフィルタ
に流入する補償電流ｉＵ， ｉ，， ｔｗはそれぞれ負
荷電流’ＬＵＩ ’ＬＶＩ ｉＬＷの高調波成分を打ち
消す成分となっていればよい。
する負荷電流を’ ＬｆＪ ＋ ’ ＬＶ Ｉ ’ Ｌ
Ｗとし、アクティブフィルタに流入する電流をｉＵ，
ｉｖ， ｉｗとすると、３相交流系統電源１には負荷電
流および補償電流をそれぞれの相でベクトル的に加算し
た電流（ｉＬＵ＋ｆｕ） ｌ（ｉＬＶ＋ｆｖ） ＋（ｉ
ｔ，ｗ＋ｉｗ）が流れるＯ従って、アクティブフィルタ
に流入する補償電流ｉＵ， ｉ，， ｔｗはそれぞれ負
荷電流’ＬＵＩ ’ＬＶＩ ｉＬＷの高調波成分を打ち
消す成分となっていればよい。
かような高調波補償を行うため、ここでは次に説明する
ような３相〜２相変換を行い、実電力および虚電力なる
概念を導入している。この概念は、まず次の（１）〜（
３）式を用いて３相の負荷電流をｉｔ．ｕ＋ｉｆ，Ｖ＃
ｔＬＷおよび系統電圧ｅ（７，ｅｙ，ｅｗを２相の電流
ＩＬ（！ ＠ ｉＨβおよびｅ，ｚ，ｅβに変換するも
のである。
ような３相〜２相変換を行い、実電力および虚電力なる
概念を導入している。この概念は、まず次の（１）〜（
３）式を用いて３相の負荷電流をｉｔ．ｕ＋ｉｆ，Ｖ＃
ｔＬＷおよび系統電圧ｅ（７，ｅｙ，ｅｗを２相の電流
ＩＬ（！ ＠ ｉＨβおよびｅ，ｚ，ｅβに変換するも
のである。
ここで、（０）は３相〜２相の変換行列である。
この（１）〜（３）式により求めた２相の電圧および電
流を使うと、次の（４）式により瞬時実電力ｐおよび虚
電力ｑが求められる。
流を使うと、次の（４）式により瞬時実電力ｐおよび虚
電力ｑが求められる。
これら瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑが従来の有効電力詔
よび無効電力に対応するものであり、瞬時実電力ｐおよ
び虚電力ｑは次の（５） ， （６）式によりそれぞれ
直流分ｐ，ｑと交流％ｐ ， ｑに分解されるＧ ｐ＝ｐ＋ｐ ” ”’ ゜ ゜（
５）ｑ”ｑ＋ｑ ・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・（６）ここで、２相の負荷
電流ｆ）ａ，ｆＬβの基本波分は直流分ｐ，ｑに、高調
波分は交流分ｐ，ｑに変換され、これら直流分と交流分
は一般にハイパスフィルタを通して分離することができ
る。
よび無効電力に対応するものであり、瞬時実電力ｐおよ
び虚電力ｑは次の（５） ， （６）式によりそれぞれ
直流分ｐ，ｑと交流％ｐ ， ｑに分解されるＧ ｐ＝ｐ＋ｐ ” ”’ ゜ ゜（
５）ｑ”ｑ＋ｑ ・・・・・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・（６）ここで、２相の負荷
電流ｆ）ａ，ｆＬβの基本波分は直流分ｐ，ｑに、高調
波分は交流分ｐ，ｑに変換され、これら直流分と交流分
は一般にハイパスフィルタを通して分離することができ
る。
次に、かくの如き原理に基づいて構成された制御装置の
一例を第４図によって説明する。
一例を第４図によって説明する。
電力演算回路１０は系統電圧ｅＵ，ｅｙ，ａｗと負荷電
流’ＬＵｅ ｉＬＶｓ ｔｔ，ｗの検出値から、（１）
〜（４）式に従って瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑを演算
し、これラヲハイパスフィルタ６へ送る。
流’ＬＵｅ ｉＬＶｓ ｔｔ，ｗの検出値から、（１）
〜（４）式に従って瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑを演算
し、これラヲハイパスフィルタ６へ送る。
ハイパスフィルタ６はこれらから直流分を除去して、瞬
時実電力の交流分ｐおよび瞬時虚電力の交流分ｑを符号
反転回路７へ送出する。符号反転回路５はこれらの符号
を反転し、実電力指令信号＊ ｐ および虚電力指令信号ｑ として電流指令値演算回
路８へ出力する。
時実電力の交流分ｐおよび瞬時虚電力の交流分ｑを符号
反転回路７へ送出する。符号反転回路５はこれらの符号
を反転し、実電力指令信号＊ ｐ および虚電力指令信号ｑ として電流指令値演算回
路８へ出力する。
，＝−２ ・・・・・ ・・・・・・・・・・
（７）９ ＝−９ ・・・ ・・・ ・・・・
・・・（８）これらは電流指令値演算回路８において生
成する電流指令信号の原形をなすものである。すなわち
、（７）式により得られる実電力指令信号ｐ＊を基１こ
高調波有効電力が制御され、（８）式により得られ＊ る虚電力指令信号ｑ を基に高調波無効電力が制御され
る。
（７）９ ＝−９ ・・・ ・・・ ・・・・
・・・（８）これらは電流指令値演算回路８において生
成する電流指令信号の原形をなすものである。すなわち
、（７）式により得られる実電力指令信号ｐ＊を基１こ
高調波有効電力が制御され、（８）式により得られ＊ る虚電力指令信号ｑ を基に高調波無効電力が制御され
る。
電流指令演算回路８は、実電力指令信号ｐ＊虚電力指令
信号ｑおよび系統電圧（１！Ｕ， ｅｙ ， ｅｗを受
けて、（１）式および次の（９）〜（１１）式に従って
、２相電流指令信号ｌα ，ｌβ を得、２相〜３相変
換を行って３相の電流指令信号’Ｕ ＋ ｉｖｔ Ｉ
Ｗを生成し、電流制御回路９へ出力する。
信号ｑおよび系統電圧（１！Ｕ， ｅｙ ， ｅｗを受
けて、（１）式および次の（９）〜（１１）式に従って
、２相電流指令信号ｌα ，ｌβ を得、２相〜３相変
換を行って３相の電流指令信号’Ｕ ＋ ｉｖｔ Ｉ
Ｗを生成し、電流制御回路９へ出力する。
なお、（０１ は（０）の逆変換行列である。
電流制御回路９はヒステリシスコンパレータを具え・電
流指令信号’Ｕ” ｔ ’Ｖ＊ｅ ｔｗ＊ と補償電流
ｉ，ｌ ｔｖ， ｔｗの検出値とを比較し、例えばｉ，
≧０ で且つ ｉＵ≦直一 なるとき、３相ＰＷＭコンパータ４のスイ，チング素子
Ｓ４をオンし、 ｌＵ ≧０ で且つ ｉＵ＞ｉ，” なるとき、スイッチング素子Ｓ４をオフし、またｔ，，
＜ｏ で且つ ｉ，≦１一 なるとき、スイッチング素子Ｓｘをオフするようなトリ
ガ信号ＶＧを生成するものであり、このトリガ信号ｖＧ
によってスイ，チング素子８１〜Ｓ６がオン，オフされ
、アクティブフィルタの各相の電流瞬時値が制御される
。
流指令信号’Ｕ” ｔ ’Ｖ＊ｅ ｔｗ＊ と補償電流
ｉ，ｌ ｔｖ， ｔｗの検出値とを比較し、例えばｉ，
≧０ で且つ ｉＵ≦直一 なるとき、３相ＰＷＭコンパータ４のスイ，チング素子
Ｓ４をオンし、 ｌＵ ≧０ で且つ ｉＵ＞ｉ，” なるとき、スイッチング素子Ｓ４をオフし、またｔ，，
＜ｏ で且つ ｉ，≦１一 なるとき、スイッチング素子Ｓｘをオフするようなトリ
ガ信号ＶＧを生成するものであり、このトリガ信号ｖＧ
によってスイ，チング素子８１〜Ｓ６がオン，オフされ
、アクティブフィルタの各相の電流瞬時値が制御される
。
このように構成される３相ＰＷＭコンパータの装置容量
は、３相交流系統電源１の電圧値と負荷電流中の高調波
成分の電流値との積、すなわち補償容量と同一であった
。
は、３相交流系統電源１の電圧値と負荷電流中の高調波
成分の電流値との積、すなわち補償容量と同一であった
。
これに対して第５図に示す共振形アクティブフィルタは
、それを構成する３相ＰＷＭコンバータ４の交流側に印
加される無駄な基本波電圧をカットするように、電源系
統周波数に共振する並列共振回路を交流リアクトル３の
電源側に接続したものであり、アクティブフィルタの構
成部品の中で一番値段の高い３相ＰＷＭコンバータの装
置容量を下げても、第３図に示すアクティブフィルタと
同一の補償容量を得ることができる。
、それを構成する３相ＰＷＭコンバータ４の交流側に印
加される無駄な基本波電圧をカットするように、電源系
統周波数に共振する並列共振回路を交流リアクトル３の
電源側に接続したものであり、アクティブフィルタの構
成部品の中で一番値段の高い３相ＰＷＭコンバータの装
置容量を下げても、第３図に示すアクティブフィルタと
同一の補償容量を得ることができる。
この種の共振形アクティブフィルタについて第５図の３
相交流系統の主回路構成図を用いて説明する。なお、第
３図と同一の符号は同一機能を有する部分を示す。
相交流系統の主回路構成図を用いて説明する。なお、第
３図と同一の符号は同一機能を有する部分を示す。
サイリスタレオナード装置等の負荷２に電力を供給する
３相交流系統電源１の各相に、第１のリアクトルｌｌａ
とコンデンサｌｌｂとが電源周波数に並列共振するよう
に構成された並列共損回路１１を、アクティブフィルタ
の交流リアクトル３と直列に接続し，この並列共振回路
１１の交流リアクトル３側の各相間に、すなわちこの並
列共振回路１１と交流リアクトル３との接続点間に第２
のリアクトル１２を並列接続してある。
３相交流系統電源１の各相に、第１のリアクトルｌｌａ
とコンデンサｌｌｂとが電源周波数に並列共振するよう
に構成された並列共損回路１１を、アクティブフィルタ
の交流リアクトル３と直列に接続し，この並列共振回路
１１の交流リアクトル３側の各相間に、すなわちこの並
列共振回路１１と交流リアクトル３との接続点間に第２
のリアクトル１２を並列接続してある。
このように構成された共振形アクティブフィルタの動作
について、各回路構成要素が理想の状態であるものとし
て以下に説明する。第１のリアクトルＩｌａとコンデン
サｌｌｂとを並列接続した並列共振回路１１は．３相交
流系統電源１の基本波周波数に同調した並列共振回路に
なっているので、並列共振回路１１と第２のリアクトル
１２で構成される回路のインピーダンスは基本波に対し
ては無限大となり、３相交流系統電源１の基本波周波数
の電圧は並列共振回路１１の両端に現れ，第２のリアク
トル１２の両端には基本波周波数以外の周波数の電圧し
か現れない。
について、各回路構成要素が理想の状態であるものとし
て以下に説明する。第１のリアクトルＩｌａとコンデン
サｌｌｂとを並列接続した並列共振回路１１は．３相交
流系統電源１の基本波周波数に同調した並列共振回路に
なっているので、並列共振回路１１と第２のリアクトル
１２で構成される回路のインピーダンスは基本波に対し
ては無限大となり、３相交流系統電源１の基本波周波数
の電圧は並列共振回路１１の両端に現れ，第２のリアク
トル１２の両端には基本波周波数以外の周波数の電圧し
か現れない。
一般に、負荷２によって発生する高調波成分は３次以上
の高調波成分から成るため、これらの高調波成分に対す
る並列共振回路ｌ１のインピーダンスは減少し、第２の
リアクトル１２のインピーダンスは増大するため、交流
リアクトル３から流出する電流は第２のリアクトル１２
には僅かに流れるのみで、そのほとんどは並列共振回路
１１を通って３相交流系統電源１へ流れる◎ このように構成される共振形アクティブフィルタは、３
相交流系統電源１の基本波電圧が３相ＰＷＭコンバータ
４に印加されないため、直流コンデンサ５の充電電圧が
低くても適切な高調波補償を行うことができ、３相ＰＷ
Ｍコンバータ４の装置容量を下げることができる。
の高調波成分から成るため、これらの高調波成分に対す
る並列共振回路ｌ１のインピーダンスは減少し、第２の
リアクトル１２のインピーダンスは増大するため、交流
リアクトル３から流出する電流は第２のリアクトル１２
には僅かに流れるのみで、そのほとんどは並列共振回路
１１を通って３相交流系統電源１へ流れる◎ このように構成される共振形アクティブフィルタは、３
相交流系統電源１の基本波電圧が３相ＰＷＭコンバータ
４に印加されないため、直流コンデンサ５の充電電圧が
低くても適切な高調波補償を行うことができ、３相ＰＷ
Ｍコンバータ４の装置容量を下げることができる。
第５図に示した共振形アクティブフィルタにおいて、第
４図に示す制御装置により（１）〜（１１）式の＊．＊
＊ 演算を行い、高調波補償指令値ｉＨ ， ｌｙ ， Ｉ
Ｗを導出すると、負荷２が不平衡の場合、すなわち例え
ば単相負荷等の場合には補償指令値ｉＵ＊＊．ネ ’Ｖ ｒ ｌｗ に基本波成分を含むものとなる．そ
のために、３相ＰＷＭコンバータ４は基本波″ＩＪｔ流
をもコンデンサ５を通して系統電源に流そうとするので
、並列共振回路１ｌの共振状態が崩れる。
４図に示す制御装置により（１）〜（１１）式の＊．＊
＊ 演算を行い、高調波補償指令値ｉＨ ， ｌｙ ， Ｉ
Ｗを導出すると、負荷２が不平衡の場合、すなわち例え
ば単相負荷等の場合には補償指令値ｉＵ＊＊．ネ ’Ｖ ｒ ｌｗ に基本波成分を含むものとなる．そ
のために、３相ＰＷＭコンバータ４は基本波″ＩＪｔ流
をもコンデンサ５を通して系統電源に流そうとするので
、並列共振回路１ｌの共振状態が崩れる。
そのために、３相ＰＷＭコンバータ４には高い基本波電
圧が印加されるので、スイ，チング素子Ｓ１〜Ｓ６が破
壊されるか、または低い直流コンデンサ電圧では十分な
高調波補償を行うことができなくなる。
圧が印加されるので、スイ，チング素子Ｓ１〜Ｓ６が破
壊されるか、または低い直流コンデンサ電圧では十分な
高調波補償を行うことができなくなる。
本発明は上述したような点に鑑みなされたものであり，
特に逆相電流成分を検出する演算回路を設けることによ
り、従来の補償電流指令から逆相電流成分を差し引いて
新たに補償電流指令となすものである。
特に逆相電流成分を検出する演算回路を設けることによ
り、従来の補償電流指令から逆相電流成分を差し引いて
新たに補償電流指令となすものである。
さらに具体的には、電源系統周波数を有し位相が９０’
異なる２相正弦波電圧を発生する手段と、負荷設備の各
相負荷電流を入力し３相〜２相変換して２相負荷電流を
発生する手段と、その２相負荷電流および２相正弦波電
圧を入力し瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑを演算する手段
と、また２相負荷電流および２相正弦波電圧を入力し逆
相実電力Ｒおよび虚電力Ｓを演算する手段と、瞬時実電
力および虚電力の交流分を検出する手段と、瞬時実電力
および虚電力の交流分の符号を反転して実電＊
＊力指令ｐおよび虚電力指
令ｑを出力する手段と、この実電力指令および虚電力指
令を入力しｐ，ｑ分電流指令を演算する手段と、逆相実
電力Ｒおよび虚電力Ｓの直流分を検出する手段と、逆相
実電力および虚電力Ｓ直流分の符号を反転して逆相実＊
＊電力指令Ｒおよ
び虚電力指令Ｓ を出力する手段＊ と、この逆相実電力指令Ｒおよび虚電力指令Ｓ＊を入力
しＲ，Ｓ分電流指令を演算する手段と、ｐ，ｑ分電流指
令および几．Ｓ分電流指令を入力し２相〜３相変換して
各相補償電流指令を演算する手段と、その各相補償電流
指令と３相ＰＷＭコンパータの交流側電流の検出値とを
比較して３相ＰＷＭコンバータを構成するスイッチング
素子のスイッチ指令を生成する手段とを具えてなるもの
である＠ 〔作 用〕 しかして本発明は、かかる解決手段を具備するとともに
、特に、逆相実竃力Ｒ，逆相虚電力Ｓなる概念を新たに
導入している。ここで、先に（１）〜＊ （９）式によってｐ，ｑ分２相電流指令ｉａ および．
＊ 鳳β が演算されている。
異なる２相正弦波電圧を発生する手段と、負荷設備の各
相負荷電流を入力し３相〜２相変換して２相負荷電流を
発生する手段と、その２相負荷電流および２相正弦波電
圧を入力し瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑを演算する手段
と、また２相負荷電流および２相正弦波電圧を入力し逆
相実電力Ｒおよび虚電力Ｓを演算する手段と、瞬時実電
力および虚電力の交流分を検出する手段と、瞬時実電力
および虚電力の交流分の符号を反転して実電＊
＊力指令ｐおよび虚電力指
令ｑを出力する手段と、この実電力指令および虚電力指
令を入力しｐ，ｑ分電流指令を演算する手段と、逆相実
電力Ｒおよび虚電力Ｓの直流分を検出する手段と、逆相
実電力および虚電力Ｓ直流分の符号を反転して逆相実＊
＊電力指令Ｒおよ
び虚電力指令Ｓ を出力する手段＊ と、この逆相実電力指令Ｒおよび虚電力指令Ｓ＊を入力
しＲ，Ｓ分電流指令を演算する手段と、ｐ，ｑ分電流指
令および几．Ｓ分電流指令を入力し２相〜３相変換して
各相補償電流指令を演算する手段と、その各相補償電流
指令と３相ＰＷＭコンパータの交流側電流の検出値とを
比較して３相ＰＷＭコンバータを構成するスイッチング
素子のスイッチ指令を生成する手段とを具えてなるもの
である＠ 〔作 用〕 しかして本発明は、かかる解決手段を具備するとともに
、特に、逆相実竃力Ｒ，逆相虚電力Ｓなる概念を新たに
導入している。ここで、先に（１）〜＊ （９）式によってｐ，ｑ分２相電流指令ｉａ および．
＊ 鳳β が演算されている。
次に（１）〜（３）式により求めた２相の電圧および電
流を使い、（４つ式により逆相実電力Ｒおよび虚電力Ｓ
が求められる。
流を使い、（４つ式により逆相実電力Ｒおよび虚電力Ｓ
が求められる。
これら逆相実電力Ｒおよび虚電力Ｓは次の（５′）（６
′）式によりそれぞれ直流分几，Ｓと交流分Ｒ，Ｓに分
解される。
′）式によりそれぞれ直流分几，Ｓと交流分Ｒ，Ｓに分
解される。
Ｒ＝几＋Ｒ ・・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・（５’）Ｓ＝Ｓ＋Ｓ ・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・（６′）ここで
、逆相実電力の直流分Ｒおよび虚電力の直流分Ｓの符号
をそれぞれ反転することにより、＊ 几＝−Ｒ ・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（１２）＊ Ｓ＝−Ｓ ・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（１３）＊ のどとく、逆相実電力指令信号Ｒおよび虚電力＊ 指令信号Ｓが得られる。
・・・・・・（５’）Ｓ＝Ｓ＋Ｓ ・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・（６′）ここで
、逆相実電力の直流分Ｒおよび虚電力の直流分Ｓの符号
をそれぞれ反転することにより、＊ 几＝−Ｒ ・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（１２）＊ Ｓ＝−Ｓ ・・・・・・・・・・・・・・
・・・・・・・（１３）＊ のどとく、逆相実電力指令信号Ｒおよび虚電力＊ 指令信号Ｓが得られる。
また、次の（９′）式に従って逆相実電力指令信号＊
Ｒおよび虚電力指令信号Ｓから２軸変換したＲ，Ｓ分２
相電流指令信号ｔｃｉｌ Ｉ ’ｑｌを得る・これらＲ
，８分２相電流指令信号’ｄｘ ＊ ｌｑｔ＊は・ｐ
・ｑ分２相電流指令信号輸 ，１β 内に存在する逆相
電流分である。
相電流指令信号ｔｃｉｌ Ｉ ’ｑｌを得る・これらＲ
，８分２相電流指令信号’ｄｘ ＊ ｌｑｔ＊は・ｐ
・ｑ分２相電流指令信号輸 ，１β 内に存在する逆相
電流分である。
さらに、（１０’）式に従って導出される各相補償電流
指令信号ｉｃｔｒ１＊＊ ｔｃＶ１＊ｌ ｉｃＷ１
は、基本波分を含まない各相の高調波のみを消去する信
号を得ることができる。
指令信号ｉｃｔｒ１＊＊ ｔｃＶ１＊ｌ ｉｃＷ１
は、基本波分を含まない各相の高調波のみを消去する信
号を得ることができる。
なお、（０） は（１１）式で与えられる。
このようにして得られた各相補償電流指令信号’ＣＵＩ
＊ ｔｃｖｉ ＃ ’ＣＷＩ に追従するよう
に補償電流を流すことｌこより、不平衡負荷電流の高調
波補償を行うことができる。
＊ ｔｃｖｉ ＃ ’ＣＷＩ に追従するよう
に補償電流を流すことｌこより、不平衡負荷電流の高調
波補償を行うことができる。
以下、本発明を実施例図面を参照してさらに詳細説明す
る。
る。
第１図は本発明が適用されたアクティブフィルタの一実
施例のプロ，ク図であり、第２図は第１図の動作を説明
するためのＵ相及びＶ相にのみ負荷電流が流れた場合の
動作波形図である。
施例のプロ，ク図であり、第２図は第１図の動作を説明
するためのＵ相及びＶ相にのみ負荷電流が流れた場合の
動作波形図である。
第１図において、１３は電圧発生回路、１４は２相電流
演算回路、１５はｐ，ｑ演算回路、１５′はＲ，Ｓ演算
回路、１６はハイパスフィルタ、１６′はローバスフィ
ルタ，１７．１７’は符号反転回路、１８はｐｅｑ分電
流指令演算回路、１８′は几．Ｓ分電流指令演算回路、
８′は電流指令値演算回路、９′は電流制御回路である
。
演算回路、１５はｐ，ｑ演算回路、１５′はＲ，Ｓ演算
回路、１６はハイパスフィルタ、１６′はローバスフィ
ルタ，１７．１７’は符号反転回路、１８はｐｅｑ分電
流指令演算回路、１８′は几．Ｓ分電流指令演算回路、
８′は電流指令値演算回路、９′は電流制御回路である
。
電圧発生回路１は、系統電圧ｅｇ，ｅｙ，ｅｗより、（
１）式に基づいて第２図に波形を示すととく２相の電圧
ｅａ，ｅβを発生する。２相電流演算回路１４は、第２
図に示すが如き３相の負荷電流ｉｔ，ｖｓｉｔ．ｖ＊ｉ
Ｌｗより（２）式に基づいて２相の電流ｉａ，ｉβを発
生ずる。ｐ＋Ｑ演算回路１５は、２相の電圧ｅａ，ｅβ
および２相の電流ｆａ，ｉβを入力し（４）式に基づい
て瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑを演算する。
１）式に基づいて第２図に波形を示すととく２相の電圧
ｅａ，ｅβを発生する。２相電流演算回路１４は、第２
図に示すが如き３相の負荷電流ｉｔ，ｖｓｉｔ．ｖ＊ｉ
Ｌｗより（２）式に基づいて２相の電流ｉａ，ｉβを発
生ずる。ｐ＋Ｑ演算回路１５は、２相の電圧ｅａ，ｅβ
および２相の電流ｆａ，ｉβを入力し（４）式に基づい
て瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑを演算する。
Ｒ，８演算回路１５′は、２相の電圧ｅｃｔ，ｅβおよ
び２相の電流ｉａ，ｉβを入力し式（４′）に基づいて
逆相実電力几および虚電力Ｓを演算する。ハイパスフィ
ルタ１６は瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑを入力し、直流
分を除去して交流分ｐａｑを符号反転回路１７へ出力す
る。符号反転回路１７は瞬時実電力の交流分ｐ１および
虚電力の交流分ｑを入力してその符号を反転して瞬時実
電力及び虚電力指令信＊ 号ｐ及びｑをｐ，ｑ分電流指令演算回路１８′へ出力す
る。ｐ．ｑ分電流指令演算回路１８は瞬時実電力，虚電
力指令信号ｐ ，ｑ と２相電圧ｅａ，ｅβを入力して
（９）式１こ基づいてｐ．ｑ分２相電流．＊＊ 指令信号１（ｇ＋ｌβ を演算し電流指令値演算回路．
８′へ出力する。ローパスフィルタ１６′は、逆相実電
力Ｂおよび虚電力Ｓを入力し、交流分を除去し？直流分
Ｒ，８を符号反転回路１７′へ出力する。
び２相の電流ｉａ，ｉβを入力し式（４′）に基づいて
逆相実電力几および虚電力Ｓを演算する。ハイパスフィ
ルタ１６は瞬時実電力ｐおよび虚電力ｑを入力し、直流
分を除去して交流分ｐａｑを符号反転回路１７へ出力す
る。符号反転回路１７は瞬時実電力の交流分ｐ１および
虚電力の交流分ｑを入力してその符号を反転して瞬時実
電力及び虚電力指令信＊ 号ｐ及びｑをｐ，ｑ分電流指令演算回路１８′へ出力す
る。ｐ．ｑ分電流指令演算回路１８は瞬時実電力，虚電
力指令信号ｐ ，ｑ と２相電圧ｅａ，ｅβを入力して
（９）式１こ基づいてｐ．ｑ分２相電流．＊＊ 指令信号１（ｇ＋ｌβ を演算し電流指令値演算回路．
８′へ出力する。ローパスフィルタ１６′は、逆相実電
力Ｂおよび虚電力Ｓを入力し、交流分を除去し？直流分
Ｒ，８を符号反転回路１７′へ出力する。
符号反転回路１７′は、逆相実電力の直流分Ｒ及び虚電
力の直流分Ｓを入力し、その符号を反転して逆相実電力
，虚電力指令信号几，ＳをＲ，８分電流指令演算回路１
８′へ出力する。Ｒ，Ｓ分電流指令演算回路１８′は、
逆相実電力，虚電力指令信号Ｒ ，８ と２相電圧ｅ
（１ ， ｅ／を入方し、（９′）式に基づいてＲ，Ｓ
分２相電流指令信号１ｄｘ＊． ＊ １ｑ■ を演算し、電流指令値演算回路８′へ出方す？
。
力の直流分Ｓを入力し、その符号を反転して逆相実電力
，虚電力指令信号几，ＳをＲ，８分電流指令演算回路１
８′へ出力する。Ｒ，Ｓ分電流指令演算回路１８′は、
逆相実電力，虚電力指令信号Ｒ ，８ と２相電圧ｅ
（１ ， ｅ／を入方し、（９′）式に基づいてＲ，Ｓ
分２相電流指令信号１ｄｘ＊． ＊ １ｑ■ を演算し、電流指令値演算回路８′へ出方す？
。
電流指令値演算回路８′は、Ｉ）ｅｑ分２相電流指令信
号ｉ，１＊， ｉ／＊とＲ，Ｓ分２相電流指令信号．＊
．＊ ｌｄｔ ， ｌｑ１ を入力し、（１．０’）式に
基づいて第２＊ 図の如き各相補償電流指令信号ｉｃＵ■ ｌ ｉｃＹ１
＊１ｃｗ！＊をｉ流制御回路９′へ出力する。
号ｉ，１＊， ｉ／＊とＲ，Ｓ分２相電流指令信号．＊
．＊ ｌｄｔ ， ｌｑ１ を入力し、（１．０’）式に
基づいて第２＊ 図の如き各相補償電流指令信号ｉｃＵ■ ｌ ｉｃＹ１
＊１ｃｗ！＊をｉ流制御回路９′へ出力する。
電流制御回路２０は、第４図で説明した従来の制御装置
と同様に、ヒステリシスコンパレータヲ具えて補償電流
指令信号ＩＣｔＪ１ ｔ ＩＣＶＩ＊ｓ ｉｃｗｔ＊
と補償電流ｔＵｌｔＶＩｔＷの検出値とを比較し、３相
ＰＷＭコンバータ４を構成する各スイッチング素子８１
〜Ｓ６をオン，オフするトリガ信号ｖＧ′を出力するこ
とにより、第２図の如き電源電流ｉｓｔｙ’ｅ’８Ｖ
＊ ｉｇｗ’を得ることができる。
と同様に、ヒステリシスコンパレータヲ具えて補償電流
指令信号ＩＣｔＪ１ ｔ ＩＣＶＩ＊ｓ ｉｃｗｔ＊
と補償電流ｔＵｌｔＶＩｔＷの検出値とを比較し、３相
ＰＷＭコンバータ４を構成する各スイッチング素子８１
〜Ｓ６をオン，オフするトリガ信号ｖＧ′を出力するこ
とにより、第２図の如き電源電流ｉｓｔｙ’ｅ’８Ｖ
＊ ｉｇｗ’を得ることができる。
以上説明したように本発明Ｉζよれば，従来方式の瞬時
実電力および虚電力から求めた各相補償電流指令より、
さらに逆相実電力および虚電力より求めた基本波逆相分
を差し引くことにより，基本波分を含まない各相の補償
電流指令を得るものとなし，この基本波成分を含まない
補償電流指令により、並列共振回路の共振状態が崩れる
ことなく、良好な高調波補償を行う得る格別な装置を提
供できる。
実電力および虚電力から求めた各相補償電流指令より、
さらに逆相実電力および虚電力より求めた基本波逆相分
を差し引くことにより，基本波分を含まない各相の補償
電流指令を得るものとなし，この基本波成分を含まない
補償電流指令により、並列共振回路の共振状態が崩れる
ことなく、良好な高調波補償を行う得る格別な装置を提
供できる。
なお、本発明は第３図および第４図に示した如き従来形
アクティブフィルタに詔いても、３相ＰＷＭコンバータ
の基本波成分による容量アップを回避するため適用可能
なことは勿論である。
アクティブフィルタに詔いても、３相ＰＷＭコンバータ
の基本波成分による容量アップを回避するため適用可能
なことは勿論である。
第１図および第２図は本発明が適用されたアクティブフ
ィルタの一実施例を示すプロ，ク図およびその動作波形
図、第３図および第４図は通常形アクティブフィルタを
具えた３相交流系統の主回路構成図および従来例のアク
ティブフィルタ制御装置を示すプロ，ク図、第５図は共
振形アクティブフィルタを具えた３相交流系統の主回路
構成図である。 １・・・・・・３相交流系統電源、２・・・・・・負荷
，３・・・・・・交流リアクトル、４・・・・・・３相
ＰＷＭコンパータ、５・・・・・・直流コンデンサ、８
．８′・旧・・電流指令値演算回路、９．９′・・・・
・・電流制御回路、１１・・・・・・並列共振回路、１
２・・・・・・リアクトル、ｖＧｅ ＶＧ’・・・・・
・トリガ信号。 璃 Ｉ 図
ィルタの一実施例を示すプロ，ク図およびその動作波形
図、第３図および第４図は通常形アクティブフィルタを
具えた３相交流系統の主回路構成図および従来例のアク
ティブフィルタ制御装置を示すプロ，ク図、第５図は共
振形アクティブフィルタを具えた３相交流系統の主回路
構成図である。 １・・・・・・３相交流系統電源、２・・・・・・負荷
，３・・・・・・交流リアクトル、４・・・・・・３相
ＰＷＭコンパータ、５・・・・・・直流コンデンサ、８
．８′・旧・・電流指令値演算回路、９．９′・・・・
・・電流制御回路、１１・・・・・・並列共振回路、１
２・・・・・・リアクトル、ｖＧｅ ＶＧ’・・・・・
・トリガ信号。 璃 Ｉ 図
Claims (1)
- １、電源系統に負荷設備と並列に接続されるアクティブ
フィルタの制御装置であって、３相ＰＷＭコンバータと
、該３相ＰＷＭコンバータの交流側の各相に電源系統に
直列に挿入された交流リアクトルと、前記３相ＰＷＭコ
ンバータの直流側端子間に接続された直流コンデンサと
、前記交流リアクトルの電源側で各相に直列に接続され
て電源系統周波数に共振する第１のリアクトルとコンデ
ンサとで構成された並列共振回路と、前記交流リアクト
ルと前記並列共振回路との各相接続点間に接続される第
２のリアクトルと、前記３相ＰＷＭコンバータを制御す
る制御装置とを具えたアクティブフィルタの制御装置に
おいて、電源系統周波数を有し位相が９０°異なる２相
正弦波電圧を発生する手段と、負荷設備の各相負荷電流
を入力し３相２相変換して２相負荷電流を発生する手段
と、該２相負荷電流および２相正弦波電圧を入力し瞬時
実電力および虚電力を演算する手段と、前記２相負荷電
流および２相正弦波電圧を入力し逆相実電力および逆相
虚電力を演算する手段と、前記瞬時実電力および虚電力
の交流分を検出する手段と、該瞬時実電力および虚電力
の交流分の符号を反転して実電力指令および虚電力指令
を出力する手段と、該実電力指令および虚電力指令を入
力して瞬時実電力および虚電力分電流指令を演算する手
段と、前記逆相実電力および逆相虚電力の直流分を検出
する手段と、該逆相実電力および逆相虚電力の直流分の
符号を反転して逆相実電力指令および逆相虚電力指令を
出力する手段と、該逆相実電力指令および逆相虚電力指
令を入力して逆相実電力および逆相虚電力分電流指令を
演算する手段と、前記瞬時実電力および虚電力分電流指
令と逆相実電力および逆相虚電力分電流指令を入力して
２相３相変換して各相補償電流指令を演算する手段と、
該各相補償電流指令と前記３相ＰＷＭコンバータの交流
側電流の検出値とを比較して３相ＰＷＭコンバータを構
成するスイッチング素子のスイッチ指令を生成する手段
とを具備してなることを特徴とする共振形アクティブフ
ィルタの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1053264A JPH06103971B2 (ja) | 1989-03-06 | 1989-03-06 | 共振形アクティブフィルタの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1053264A JPH06103971B2 (ja) | 1989-03-06 | 1989-03-06 | 共振形アクティブフィルタの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02237434A true JPH02237434A (ja) | 1990-09-20 |
| JPH06103971B2 JPH06103971B2 (ja) | 1994-12-14 |
Family
ID=12937909
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1053264A Expired - Lifetime JPH06103971B2 (ja) | 1989-03-06 | 1989-03-06 | 共振形アクティブフィルタの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06103971B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05284652A (ja) * | 1992-03-31 | 1993-10-29 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | パッシブ併用アクティブフィルタの制御回路 |
| CN113394782A (zh) * | 2021-06-23 | 2021-09-14 | 东北电力大学 | 基于apf直流电压信息反演的工业园区谐波监测方法 |
-
1989
- 1989-03-06 JP JP1053264A patent/JPH06103971B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH05284652A (ja) * | 1992-03-31 | 1993-10-29 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | パッシブ併用アクティブフィルタの制御回路 |
| CN113394782A (zh) * | 2021-06-23 | 2021-09-14 | 东北电力大学 | 基于apf直流电压信息反演的工业园区谐波监测方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06103971B2 (ja) | 1994-12-14 |
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