JPS6356170A - サイクロコンバ−タの制御方法 - Google Patents
サイクロコンバ−タの制御方法Info
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- JPS6356170A JPS6356170A JP19663686A JP19663686A JPS6356170A JP S6356170 A JPS6356170 A JP S6356170A JP 19663686 A JP19663686 A JP 19663686A JP 19663686 A JP19663686 A JP 19663686A JP S6356170 A JPS6356170 A JP S6356170A
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- 210000003127 knee Anatomy 0.000 description 4
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、複数のサイクロコンバータ（逆並列接続され
た一対のサイリスクコンバータ）により多相交流電動機
を可変速駆動する場合に、サイクロコンバータの入力電
源力率を改善させつる制御方法に関するものである。
た一対のサイリスクコンバータ）により多相交流電動機
を可変速駆動する場合に、サイクロコンバータの入力電
源力率を改善させつる制御方法に関するものである。
サイクロコンバータの入力電源力率改善策としては、特
開昭５９−１１７４６６号に記載の３次調波重畳法、特
開昭６０−１９４７６０号に記載の非対称制御法など種
々の方法があり１組合せて適用し改善効果が得られてい
るが、さらに改善する手段が望まれている。
開昭５９−１１７４６６号に記載の３次調波重畳法、特
開昭６０−１９４７６０号に記載の非対称制御法など種
々の方法があり１組合せて適用し改善効果が得られてい
るが、さらに改善する手段が望まれている。
第３図にサイリスタコンバータの主回路を示す。
このサイリスタコンバータの制御遅角αと力率角でとは
等しく、次の（７）式で与えられる。
等しく、次の（７）式で与えられる。
１．３５ＸＥｚ
ここで、
Ｅ２；サイリスタコンバータの入力線間電圧Ｅｄ；サイ
リスタコンバータの出力直流電圧（１）式より入力線間
電圧Ｅ２を小さくすれば。
リスタコンバータの出力直流電圧（１）式より入力線間
電圧Ｅ２を小さくすれば。
当然の事ながら力率は良くなる。しかしながら、小さく
しすぎると回生運転時の転流失敗現象、あるいは第１図
のように３セツトのサイクロコンバータ４１１，４２１
，４３１により三相交流電動機５を駆動する場合に、出
力電圧の不平衡によりトルクリップルが大きくなるなど
の問題が生じる。
しすぎると回生運転時の転流失敗現象、あるいは第１図
のように３セツトのサイクロコンバータ４１１，４２１
，４３１により三相交流電動機５を駆動する場合に、出
力電圧の不平衡によりトルクリップルが大きくなるなど
の問題が生じる。
第４図は、不平衡電圧を説明するためにサイクロコンバ
ータの出力電圧波形を示しており、点線が本案出力すべ
き電圧である。電源電圧低下により最大出力電圧がｖし
に制限されると、斜線部が失われ、正弦波形でなくなる
。又、三相分を考えると三相相間電圧不平衡となり種々
の弊害が生じる。
ータの出力電圧波形を示しており、点線が本案出力すべ
き電圧である。電源電圧低下により最大出力電圧がｖし
に制限されると、斜線部が失われ、正弦波形でなくなる
。又、三相分を考えると三相相間電圧不平衡となり種々
の弊害が生じる。
サイクロコンバータの入力線間電圧■！：２の決定にあ
たっては、電源側電圧降下が最大値の場合にも前述の問
題を発生させないように決定していた。
たっては、電源側電圧降下が最大値の場合にも前述の問
題を発生させないように決定していた。
従って通常状態（電源電圧低下が著しくないとき）では
、力率が非常に悪い運転をする事になる。
、力率が非常に悪い運転をする事になる。
第４図において電源電圧の低下により最大出力電圧がｖ
【４シか出力出来ないときには、本来出力すべき点線の
電圧をｋ （＝Ｖｔ、／Ｖｐ）倍して実線の電圧とすれ
ば、波形は正弦波を確保出来又三相相間電圧も平衡する
。この事は交流電動機の電圧を下げて運転する事である
。しかしながら負荷の運転状態は維持出来なければなら
ない、即ちｔｆｉ動機の発生トルクおよび回転数は変化
してはならない、電圧を下げた分磁束を弱めて速度を維
持し、弱の磁束によるトルクの低下分をトルク相当電流
と増加させ、トルクの低下を防ぐ事が必要である。
【４シか出力出来ないときには、本来出力すべき点線の
電圧をｋ （＝Ｖｔ、／Ｖｐ）倍して実線の電圧とすれ
ば、波形は正弦波を確保出来又三相相間電圧も平衡する
。この事は交流電動機の電圧を下げて運転する事である
。しかしながら負荷の運転状態は維持出来なければなら
ない、即ちｔｆｉ動機の発生トルクおよび回転数は変化
してはならない、電圧を下げた分磁束を弱めて速度を維
持し、弱の磁束によるトルクの低下分をトルク相当電流
と増加させ、トルクの低下を防ぐ事が必要である。
以上の事を実現するには、電源電圧を検出し、この検出
信号が一定値以下に低下した場合に交流電動機の電圧基
準値を、検出値にリンクして低下させ、且つトルク電流
基準信号を増加させる事しコより実現出来る。
信号が一定値以下に低下した場合に交流電動機の電圧基
準値を、検出値にリンクして低下させ、且つトルク電流
基準信号を増加させる事しコより実現出来る。
すなわち、本発明は、多相交流電動機を可変速駆動する
サイクロコンバータの制御方法において、前記サイクロ
コンバータの入力交流電圧を検出し、その検出値が予め
定められた値より低下した場合に、前記多相交流電動機
の出力一定の下で、当該交流電動機に対する電圧基準信
号を前記入力交流電圧検出値に対応して低下させるとと
もに、トルク電流基準信号を増加させることを特徴とす
るものである。
サイクロコンバータの制御方法において、前記サイクロ
コンバータの入力交流電圧を検出し、その検出値が予め
定められた値より低下した場合に、前記多相交流電動機
の出力一定の下で、当該交流電動機に対する電圧基準信
号を前記入力交流電圧検出値に対応して低下させるとと
もに、トルク電流基準信号を増加させることを特徴とす
るものである。
上記の如く制御することにより、前記（１）式からもわ
かるように、入力側の力率を改善することができるとと
もに、２次側の電圧低下に伴う電動機の出力変動を防止
できる。
かるように、入力側の力率を改善することができるとと
もに、２次側の電圧低下に伴う電動機の出力変動を防止
できる。
次に５本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
第１図に本発明の一実施例を示す。第１図より本発明部
分を取除いたのが第２図であり、まず第２図を説明する
。
分を取除いたのが第２図であり、まず第２図を説明する
。
サイリスタ変圧器１の一次巻線１２３は図示していない
三相交流電源に接続され１２〜４次巻線１１．２１．３
１はそれぞれサイクロコンバータ４１１．４２１．．４
３１に接続される。サイクロコンバータ４１１，４２１
，４３１は第３図に示すように、ブレラ結線のサイリス
クコンバータを逆並列に接続したものである。
三相交流電源に接続され１２〜４次巻線１１．２１．３
１はそれぞれサイクロコンバータ４１１．４２１．．４
３１に接続される。サイクロコンバータ４１１，４２１
，４３１は第３図に示すように、ブレラ結線のサイリス
クコンバータを逆並列に接続したものである。
サイクロコンバータ４１１，４２１，４３１の出力は三
和誘導電！ｌ！ｌＪ機５に接続される。
和誘導電！ｌ！ｌＪ機５に接続される。
速度検出器６で検出された速度帰還信号Ｗ、は速度指令
Ｗ ｒ ’と比較器９で比較され、コントローラ１０を
介してトルク電流基Ｑ１−となり、ベクトル演算ブロッ
ク１７に与えられる。ベクトル演算ブロック１７は公知
であり、本発明とは直接関係しないので説明を省略する
。なおベクトル演算ブロック１７に関しては特開昭５９
−１５６１８４号を参照され度い。
Ｗ ｒ ’と比較器９で比較され、コントローラ１０を
介してトルク電流基Ｑ１−となり、ベクトル演算ブロッ
ク１７に与えられる。ベクトル演算ブロック１７は公知
であり、本発明とは直接関係しないので説明を省略する
。なおベクトル演算ブロック１７に関しては特開昭５９
−１５６１８４号を参照され度い。
サイクロコンバータの出力が電動機に加えられ、その線
間電圧は両極性直流電圧変成器８１．．８２゜８３で検
出され、Ｖ ｕ−Ｖ＋ Ｖｕ−ｗ、Ｖｗ−８となり、ベ
クトル演算器１７に与えられ、横ｌ１ｉｌ！ｌ電圧ｅｄ
が検出される。設定器１−２１で与えられる横軸電圧基
準Ｅｑ”と検出されたｅｑは比較器１３で比較され、演
算器１４で補償演算され、磁束指令φ−となる。磁束指
令φ拳は演算Ｄ１５により界磁電流基準■−に変換され
る。変換内容は、電流磁束の飽和現象および遅れ時定数
を補償する事にある。
間電圧は両極性直流電圧変成器８１．．８２゜８３で検
出され、Ｖ ｕ−Ｖ＋ Ｖｕ−ｗ、Ｖｗ−８となり、ベ
クトル演算器１７に与えられ、横ｌ１ｉｌ！ｌ電圧ｅｄ
が検出される。設定器１−２１で与えられる横軸電圧基
準Ｅｑ”と検出されたｅｑは比較器１３で比較され、演
算器１４で補償演算され、磁束指令φ−となる。磁束指
令φ拳は演算Ｄ１５により界磁電流基準■−に変換され
る。変換内容は、電流磁束の飽和現象および遅れ時定数
を補償する事にある。
トルク電流基準ニーと界磁電流基準ニーは、ベクトル演
算ブロック１７により三相電動機５の一次電流基準ｉ−
、ｌｖ”、ｉ−が演算される。電動機５の相電流は、両
極性直流変成器７１，７２゜７３で検出され、Ｉｕ、Ｉ
Ｖ、１．となり、比較器１８１．１８２，１８３にて電
流基’ｌ／Ｊ ｌｕ”、ｌｖ”１１−と比較し、演算器
１９１，１９２，１９３にて補償演算されてＶ Ｃｕ、
Ｖｃｖ＋ Ｖｃｗとなる。Ｖ ｃ ｕ ＋Ｖ ｃ ｖ
、 Ｖ ｃ ｗはゲートパルス発生器２１１，２１２゜
２１３に加えられ、ゲートパルス発生器の出力パルスに
より、３セツ１−のサイクロコンバータ旧１゜４．２１
，４３１が位相制御される。
算ブロック１７により三相電動機５の一次電流基準ｉ−
、ｌｖ”、ｉ−が演算される。電動機５の相電流は、両
極性直流変成器７１，７２゜７３で検出され、Ｉｕ、Ｉ
Ｖ、１．となり、比較器１８１．１８２，１８３にて電
流基’ｌ／Ｊ ｌｕ”、ｌｖ”１１−と比較し、演算器
１９１，１９２，１９３にて補償演算されてＶ Ｃｕ、
Ｖｃｖ＋ Ｖｃｗとなる。Ｖ ｃ ｕ ＋Ｖ ｃ ｖ
、 Ｖ ｃ ｗはゲートパルス発生器２１１，２１２゜
２１３に加えられ、ゲートパルス発生器の出力パルスに
より、３セツ１−のサイクロコンバータ旧１゜４．２１
，４３１が位相制御される。
以上により電動機のトルク電流Ｉｔ と磁束電流１１は
独立に制御されるとともに電動機の回転速度Ｗｒおよび
横軸電圧ｅｑはそれぞれ基準値Ｗｒ”。
独立に制御されるとともに電動機の回転速度Ｗｒおよび
横軸電圧ｅｑはそれぞれ基準値Ｗｒ”。
Ｅ９串に合致するように制御される。
次に、第１図により本発明の実施例について説明する。
サイリスタ変圧器１の一次巻線１２３に印加される図示
されてない三相交流電源の電圧を検クロするために三相
電圧変成器２２が設けられ。
されてない三相交流電源の電圧を検クロするために三相
電圧変成器２２が設けられ。
変成器２２の出力は三相全波整流器２３により直流電圧
に変換される。直流電圧に含まれるリップル分を低減す
るためのバンドエリミネイトフィルターおよびローパス
フィルタは必要に応じて設けられ、表記上はブロック２
３に含まれるものとする。ブロック２４は、第５図に示
す飽和要素であり、電源電圧Ｖｓが一定値（Ｖ ｓ ｃ
）以下の場合には、飽和値より外ずれるので以下に述
べる機能が効き、一定値以上の場合は一定の飽和値にな
るので以下に述べる機能は停止される。
に変換される。直流電圧に含まれるリップル分を低減す
るためのバンドエリミネイトフィルターおよびローパス
フィルタは必要に応じて設けられ、表記上はブロック２
３に含まれるものとする。ブロック２４は、第５図に示
す飽和要素であり、電源電圧Ｖｓが一定値（Ｖ ｓ ｃ
）以下の場合には、飽和値より外ずれるので以下に述
べる機能が効き、一定値以上の場合は一定の飽和値にな
るので以下に述べる機能は停止される。
飽和要素２４の出力は３ケ所で使用され、まず第一には
設定器１２２を介し横軸電圧基＄Ｅｑｃ”となる。すな
わち、電源電圧Ｖｓが一定値Ｖｓｃ以上の場合はＥ ｑ
ｃｌは一定値Ｅｑ−を保つが、電源電圧Ｖｓが一定値Ｖ
ｓｃ以下の場合は、第５図より明らかなるようにＥｑｃ
”はＶｓに比例して低下する。
設定器１２２を介し横軸電圧基＄Ｅｑｃ”となる。すな
わち、電源電圧Ｖｓが一定値Ｖｓｃ以上の場合はＥ ｑ
ｃｌは一定値Ｅｑ−を保つが、電源電圧Ｖｓが一定値Ｖ
ｓｃ以下の場合は、第５図より明らかなるようにＥｑｃ
”はＶｓに比例して低下する。
第二は割算器１１に除数として加えられ、電源電圧Ｖｓ
が一定以下に低下した場合に、トルク電流基準ニーを
Ｉ ｔｃ”に増加させるものである。これは横軸電圧ｅ
ｄを下げた分だけトルク電流Ｉｔを増加させ、電動機の
動力を一定に保つためである。
が一定以下に低下した場合に、トルク電流基準ニーを
Ｉ ｔｃ”に増加させるものである。これは横軸電圧ｅ
ｄを下げた分だけトルク電流Ｉｔを増加させ、電動機の
動力を一定に保つためである。
第三は、ゲートパルス発生器２１１，２１２゜２１３の
入力信号のゲイン補償のために掛算器２０１．２０２，
２０３に加えられる。ゲートパルス発生器は、電源電圧
変動補償回路を有するのが一般的であり、即ち電源電圧
変動が生じてもゲートパルス発生器人力Ｖ ｃ ｕとサ
イクロコンバータ出力電圧Ｆ：ｄの比（ゲイン）が一定
になるように制御遅れ角αが調整され、しかもこの３１
整は瞬時的に行われる。この機能は、電源Ｙｄ圧■８が
一定値Ｖ ｓ ｃ以」二の場合には非常に有効であるが
、一定値ＶＳＣ以下になり横軸電圧を下げたい時には逆
効果となる。従って、後者の場合には、飽和要素２４の
出力により直接ゲートパルスの六カイ４号を低下させて
（■ｃｕ−＋ｖｃｕｃ）、横軸電圧を急速に応答させる
事が出来る。
入力信号のゲイン補償のために掛算器２０１．２０２，
２０３に加えられる。ゲートパルス発生器は、電源電圧
変動補償回路を有するのが一般的であり、即ち電源電圧
変動が生じてもゲートパルス発生器人力Ｖ ｃ ｕとサ
イクロコンバータ出力電圧Ｆ：ｄの比（ゲイン）が一定
になるように制御遅れ角αが調整され、しかもこの３１
整は瞬時的に行われる。この機能は、電源Ｙｄ圧■８が
一定値Ｖ ｓ ｃ以」二の場合には非常に有効であるが
、一定値ＶＳＣ以下になり横軸電圧を下げたい時には逆
効果となる。従って、後者の場合には、飽和要素２４の
出力により直接ゲートパルスの六カイ４号を低下させて
（■ｃｕ−＋ｖｃｕｃ）、横軸電圧を急速に応答させる
事が出来る。
以上により、電源電圧が最低Ｖ５−からＶｓ＋まで変動
するのに対し、サイクロコンバータの入力線間電圧Ｅ２
は、Ｖｓ−のときに必要電圧を確保する様に選定してい
たが１本発明を適用する事によりＶ ｓ ｃで規定電圧
を確保すれば良い。従って、Ｅ２は従来方式に較べＶｓ
−／ Ｖｓｃ （＜ １ 、０ ）倍となり、（１）式
により力率がＶｓｃ／Ｖｓ−倍に改善される。一般的に
は、Ｖｓ−＝ ０ 、８５ Ｘ Ｖｓｒ 、 Ｖｓｃ＝
０ 、９５ Ｘ ’Ｖｓｒにする事が出来るので約１０
％の改善が可能である。
するのに対し、サイクロコンバータの入力線間電圧Ｅ２
は、Ｖｓ−のときに必要電圧を確保する様に選定してい
たが１本発明を適用する事によりＶ ｓ ｃで規定電圧
を確保すれば良い。従って、Ｅ２は従来方式に較べＶｓ
−／ Ｖｓｃ （＜ １ 、０ ）倍となり、（１）式
により力率がＶｓｃ／Ｖｓ−倍に改善される。一般的に
は、Ｖｓ−＝ ０ 、８５ Ｘ Ｖｓｒ 、 Ｖｓｃ＝
０ 、９５ Ｘ ’Ｖｓｒにする事が出来るので約１０
％の改善が可能である。
第６図は、電動機の各相毎に２組のサイクロコンバータ
を直列に接続して、２組サイクロコンバータ（４１１と
４１２，４２１と４２２，４３１と４３２）の出力電圧
を演算器２５１〜２５６により非対称に制御し力率改善
を図る方式である。
を直列に接続して、２組サイクロコンバータ（４１１と
４１２，４２１と４２２，４３１と４３２）の出力電圧
を演算器２５１〜２５６により非対称に制御し力率改善
を図る方式である。
この方式に対して本発明を適用して、更に力率を改善す
る事が出来る。第１図に対して加える機能は、電源電圧
低下がある値（Ｖ ｓ ｃ ）以上に達した場合に、低
下値にリンクして演算器２５１〜６の飽和電圧を下げる
事である。
る事が出来る。第１図に対して加える機能は、電源電圧
低下がある値（Ｖ ｓ ｃ ）以上に達した場合に、低
下値にリンクして演算器２５１〜６の飽和電圧を下げる
事である。
以上に述べたように９本発明によれば、サイクロコンバ
ータの人力線間電圧（Ｅ２）を低く選定できるので電源
力率を改善することが可能となり。
ータの人力線間電圧（Ｅ２）を低く選定できるので電源
力率を改善することが可能となり。
かつ、それに伴なう電動機出力の低下を防止し。
出力を一定に保持しつつ力率の改善を図ることができる
。また、Ｗｌ圧を低下させることができるからサイリス
タ変換器の容量（ＫＶＡ）の低減、さらには耐圧の低い
素子を用いることが可能である。
。また、Ｗｌ圧を低下させることができるからサイリス
タ変換器の容量（ＫＶＡ）の低減、さらには耐圧の低い
素子を用いることが可能である。
第１図は本発明を適用した場合のサイクロコンバータの
主回路および制御系の概要を示すブロック図、第２図は
第１図より本発明を取外した従来のサイクロコンバータ
のブロック図、第３図はサイクロコンバータのサイリス
タ素子構成を示す回路図、第４図はサイクロコンバータ
の出力交流波形を示す波形図、第５図は飽和要素の特性
を示す説明図、第６図は非対称制御方式に対し本発明を
適用した場合の実施例を示すブロック図である。 １〜３・・・サイクロコンバータの電源変圧器、５・・
・三相交流電動機、６・・・速度検出器、１１，１２゜
２１．２２，３１．．３２・・・変圧器の２次、３次巻
線、７１，７２，７３・・・両極性直流電流変成器、８
１．８２．８３・・・両極性直流電圧変圧器、９゜１３
．１８１〜３・・・比較器、１０，１４，１５゜１９１
〜３・・・演算器、１１・・・割算器、１７・・・ベク
トル演算ブロック、２２・・・電圧変成器、２３・・・
整流器およびフィルター、２４・・・飽和要素、２０１
〜２０３・・・掛算器、２１１〜２１６・・・ゲートパ
ルス発生器、２５１〜６・・・演算器、４１１，４１２
゜４２１．４２２，４３１，４３２・・・サイクロコン
バータ。
主回路および制御系の概要を示すブロック図、第２図は
第１図より本発明を取外した従来のサイクロコンバータ
のブロック図、第３図はサイクロコンバータのサイリス
タ素子構成を示す回路図、第４図はサイクロコンバータ
の出力交流波形を示す波形図、第５図は飽和要素の特性
を示す説明図、第６図は非対称制御方式に対し本発明を
適用した場合の実施例を示すブロック図である。 １〜３・・・サイクロコンバータの電源変圧器、５・・
・三相交流電動機、６・・・速度検出器、１１，１２゜
２１．２２，３１．．３２・・・変圧器の２次、３次巻
線、７１，７２，７３・・・両極性直流電流変成器、８
１．８２．８３・・・両極性直流電圧変圧器、９゜１３
．１８１〜３・・・比較器、１０，１４，１５゜１９１
〜３・・・演算器、１１・・・割算器、１７・・・ベク
トル演算ブロック、２２・・・電圧変成器、２３・・・
整流器およびフィルター、２４・・・飽和要素、２０１
〜２０３・・・掛算器、２１１〜２１６・・・ゲートパ
ルス発生器、２５１〜６・・・演算器、４１１，４１２
゜４２１．４２２，４３１，４３２・・・サイクロコン
バータ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、多相交流電動機を可変速駆動するサイクロコンバー
タの制御方法において、 前記サイクロコンバータの入力交流電圧を検出し、その
検出値が予め定められた値より低下した場合に、前記多
相交流電動機の出力一定の下で、当該交流電動機に対す
る電圧基準信号を前記入力交流電圧検出値に対応して低
下させるとともに、トルク電流基準信号を増加させるこ
とを特徴とするサイクロコンバータの制御方法。 ２、特許請求の範囲第１項記載の制御方法において、電
圧基準信号としてサイクロコンバータのゲートパルス発
生器の入力信号を低下させることを特徴とするサイクロ
コンバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61196636A JP2545510B2 (ja) | 1986-08-22 | 1986-08-22 | サイクロコンバ−タの制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61196636A JP2545510B2 (ja) | 1986-08-22 | 1986-08-22 | サイクロコンバ−タの制御方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6356170A true JPS6356170A (ja) | 1988-03-10 |
| JP2545510B2 JP2545510B2 (ja) | 1996-10-23 |
Family
ID=16361060
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61196636A Expired - Lifetime JP2545510B2 (ja) | 1986-08-22 | 1986-08-22 | サイクロコンバ−タの制御方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2545510B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6148962A (en) * | 1993-06-28 | 2000-11-21 | Kone Oy | Traction sheave elevator, hoisting unit and machine space |
| WO2001067590A1 (en) * | 2000-03-08 | 2001-09-13 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Pwm cycloconverter and power fault detector |
| JP2001258259A (ja) * | 2000-03-09 | 2001-09-21 | Yaskawa Electric Corp | 交流／交流直接形電力変換装置 |
-
1986
- 1986-08-22 JP JP61196636A patent/JP2545510B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6148962A (en) * | 1993-06-28 | 2000-11-21 | Kone Oy | Traction sheave elevator, hoisting unit and machine space |
| US6651780B1 (en) | 1993-06-28 | 2003-11-25 | Kone Oy | Traction sheave elevator, hoisting unit and machine space |
| WO2001067590A1 (en) * | 2000-03-08 | 2001-09-13 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Pwm cycloconverter and power fault detector |
| JP2001258259A (ja) * | 2000-03-09 | 2001-09-21 | Yaskawa Electric Corp | 交流／交流直接形電力変換装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2545510B2 (ja) | 1996-10-23 |
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