JP2017153226A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】実電流から高次成分を抽出する処理において、高次成分への基本波成分の残留等を防止し、且つ演算負荷の増加を回避する交流電動機の制御装置を提供する。
【解決手段】基本波電流制御及び高次電流制御によりインバータ４０を駆動する駆動信号を演算する電流制御器３０において、指令値フィルタ１１は、トルク指令生成器２０が生成したトルク指令値Ｔｒｑ^*の応答を滑らかにするようにフィルタ処理する。基本波電流偏差算出部１３は、指令値フィルタ１１で処理されたフィルタ後トルク指令値Ｔｒｑ^*＿ｆから生成された電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*と実電流Ｉｄ、Ｉｑとの差分である基本波電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを算出する。電流制御器３０は、当該基本波電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑから特定次数（５次、７次）の高次成分を抽出する。これにより、電流応答モデルを用いる従来技術のように演算負荷を増加させることなく、高次成分を適切に抽出することができる。
【選択図】図２

Description

本発明は、電流フィードバック制御により多相交流電動機の通電を制御する交流電動機の制御装置に関する。

従来、多相交流電動機のベクトル制御において、交流電動機を構成するロータマグネットの着磁不均一性やロータ及びステータの形状に起因して、相電流の基本波成分に高次成分が重畳することが知られている。例えば特許文献１に開示されたモータ制御装置では、高次電流を制御する手段として、実電流の高次成分を高次ｄｑ変換により直流化し、０に設定された高次電流指令値に対してフィードバック制御している。

特許第３８０９７８３号公報

特許文献１の「第１の実施の形態」では、電流センサが検出した相電流をｄｑ変換した実電流ｉd、ｉqにハイパスフィルタでフィルタ処理を施して高次成分を抽出した後、高次ｄｑ座標に座標変換して高次電流ベクトルｉdh、ｉqhを求める。しかし、抽出対象となる代表的高次成分の次数は５次及び７次であり、基本波次数（すなわち１次）との差が小さい。そのため、ハイパスフィルタで抽出された高次成分には、基本波成分の残留や高次成分の位相シフト等により歪が生じるおそれがある。

また、特許文献１の「第５の実施の形態」では、電流センサが検出した相電流をｄｑ変換した実電流ｉd、ｉqから、電流応答モデルにより電流指令値ｉd^*、ｉq^*に応じて予測した電流応答予測値ｉd_i、ｉq_iを減じて高次成分ｉd_h、ｉq_hを抽出する。この電流応答モデルは、固定又は可変の時定数を有する一次遅れフィルタで実現することができると記載されている。しかし、簡易的な一次遅れフィルタを用いたとしても、フィルタ演算処理の分、制御装置の演算負荷が増加することとなる。

本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、実電流から高次成分を抽出する処理において、高次成分への基本波成分の残留等を防止し、且つ演算負荷の増加を回避する交流電動機の制御装置を提供することにある。

本発明は、複数のスイッチング素子（４１−４６）の動作により変換した電力を多相の交流電動機（８０）に供給するインバータ（４０）と、交流電動機の通電を制御する電流制御器（３０）とを備える交流電動機の制御装置に係る発明である。
電流制御器は、フィードバックされた実電流の１次成分をｄｑ座標上で基本波電流指令ベクトルに一致させる「基本波電流制御」、及び、フィードバックされた実電流から抽出された一つ以上の特定次数の高次成分を高次ｄｑ座標上で高次電流指令ベクトルに一致させる「高次電流制御」によりインバータを駆動する駆動信号を演算する。

電流制御器は、指令値フィルタ（１１）及び基本波電流偏差算出部（１３）を有する。
指令値フィルタは、トルク指令生成器（２０）が生成したトルク指令値の応答を滑らかにするようにフィルタ処理する。基本波電流偏差算出部（１３）は、指令値フィルタで処理されたフィルタ後トルク指令値から生成された電流指令値と実電流との差分である基本波電流偏差を算出する。そして、電流制御器は、当該基本波電流偏差から特定次数の高次成分を抽出する。

一般に、トルク指令生成器の演算周期は電流制御器の演算周期よりも長く設定される。そこで、一次遅れフィルタである指令値フィルタにより、いわゆる「なまし処理」を行うことで、フィルタ前トルク指令値に含まれる高周波成分を除去することができる。
本発明では、指令値フィルタによるフィルタ後トルク指令値から生成された電流指令値と、実電流との差分から高次成分を抽出する。これにより、ハイパスフィルタを用いる従来技術に対し、基本波成分の残留等の問題を回避することができる。また、本発明では、電流応答モデルを用いる従来技術のように演算負荷を増加させることなく、高次成分を適切に抽出することができる。その結果、処理時間を短縮することができる。

一実施形態の交流電動機の制御装置が適用されるＭＧ駆動システムの概略構成図。 一実施形態による電流制御器の制御ブロック図。 基本波電流制御の概略フローチャート。 基本波について固定座標系とｄｑ座標系との関係を示す図。 相電流（−５）次成分について固定座標系とｄｑ座標系との関係を示す図。 ｄｑ変換及び高次ｄｑ変換を説明する制御ブロック図。 （ａ）指令値フィルタによるトルク指令値のなまし処理を説明する図。（ｂ）実トルク及びフィルタ前後トルク指令値のスペクトルを示すイメージ図。 （ａ）電圧ベクトルと電流ベクトルとの位相差を示す図。（ｂ）高次ベクトル変換処理において回転変換のみを行う場合のイメージ図。（ｃ）同じく回転変換と振幅変換とを同時に行う場合のイメージ図。

以下、交流電動機の制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。この実施形態の交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源であるモータジェネレータ（以下「ＭＧ」）を駆動するシステムにおいて、三相交流モータであるＭＧの通電を制御する装置である。実施形態の「ＭＧ」及び「ＭＧ制御装置」は、特許請求の範囲に記載の「多相の交流電動機」及び「交流電動機の制御装置」に相当する。

（一実施形態）
［システム構成］
まず、ＭＧ駆動システム全体の構成について図１を参照して説明する。図１には、一つのＭＧを備えるシステムを例示する。ハイブリッド自動車に搭載されたＭＧ駆動システム９９は、充放電可能な二次電池であるバッテリ２５の直流電力をインバータ４０で三相交流電力に変換してＭＧ８０に供給し、ＭＧ８０を駆動するシステムである。ＭＧ駆動システム９９において、ＭＧ制御装置１０は、電流制御器３０及びインバータ４０を含む。
なお、このＭＧ制御装置１０は、二つ以上のＭＧを備えたＭＧ駆動システムにも同様に適用可能である。

インバータ４０は、上下アームの６つのスイッチング素子４１−４６がブリッジ接続されている。詳しくは、スイッチング素子４１、４２、４３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子４４、４５、４６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。スイッチング素子４１−４６は、例えばＩＧＢＴで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。

インバータ４０は、電流制御器３０からのＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従ってスイッチング素子４１−４６が動作することで、直流電力を三相交流電力に変換する。そして、電流制御器３０が演算した電圧指令に応じた相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗをＭＧ８０の各相巻線８１、８２、８３に印加する。
インバータ４０の入力部には、入力電圧を平滑化する平滑コンデンサ４７が設けられている。入力電圧センサ４８は、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖを検出する。なお、バッテリ２５とインバータ４０との間に昇圧コンバータを備えてもよい。

ＭＧ８０は、例えば永久磁石式同期型の三相交流モータである。本実施形態では、ＭＧ８０はエンジン９１を備えたハイブリッド自動車に搭載される。ＭＧ８０は、駆動輪９５を駆動するトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジン９１や駆動輪９５から伝達されるトルクを発電によってエネルギー回収する発電機としての機能を兼ね備える。ＭＧ８０は、例えば変速機等のギア９３を介して車軸９４に接続されている。ＭＧ８０が発生したトルクは、ギア９３を介して車軸９４を回転させることにより駆動輪９５を駆動する。

ＭＧ８０の三相巻線８１、８２、８３のうち二相の巻線に接続される電流経路には、相電流を検出する電流センサが設けられる。図１の例では、Ｖ相巻線８２及びＷ相巻線８３に接続される電流経路に、それぞれ相電流Ｉｖ、Ｉｗを検出する電流センサ６２、６３が設けられており、残るＵ相の電流Ｉｕをキルヒホッフの法則に基づいて推定している。他の実施形態では、どの二相の電流を検出してもよく、三相の電流を検出してもよい。或いは、一相の電流検出値に基づいて他の二相の電流を推定する技術を採用してもよい。
ＭＧ８０のロータ位置に応じた電気角θｅは、例えばレゾルバ等の位置センサ８５により検出される。

トルク指令生成器２０は、各種入力信号により車両の運転状態を総合的に判断し、車両の駆動を制御する車両制御回路のうち、ＭＧ８０のトルク指令値Ｔｒｑ^*を生成する機能部のみを示したものである。なお、車両制御回路の他の機能や、バッテリ２５、エンジン９１に係る制御回路等の図示及び説明を省略する。

電流制御器３０は、上記の各センサが検出したインバータ入力電圧Ｖｉｎｖ、相電流Ｉｖ、Ｉｗ、電気角θｅを取得する。また、上位制御回路であるトルク指令生成器２０からトルク指令値Ｔｒｑ^*が入力される。電流制御器３０は、これらの情報に基づき、インバータ４０を駆動する駆動信号として、ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを演算する。インバータ４０は、ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに従ってスイッチング素子４１−４６が動作することにより電力を変換し、電流制御器３０の指令に応じた電力をＭＧ８０に出力する。
なお、インバータを駆動する駆動信号はＰＷＭ信号に限らず、パルスパターン等による信号を用いてもよい。ただし、ＭＧ８０へ通電される電流に高次成分が可及的に含まれないようにすることが基本的に好ましい。

ところで、ＭＧ８０の通電制御において、ＭＧ８０を構成するロータマグネットの着磁不均一性やロータ及びステータの形状等に起因して、相電流の基本波成分に高次成分が重畳する。すると、基本波に対する高次成分の比率に応じて、損失やＮＶ（すなわち、騒音及び振動）特性が影響を受ける。
特に損失やＮＶ特性に関する要求の厳しいハイブリッド自動車等のＭＧ駆動システムにおいては、特定次数の高次電流を所望の値に制御することが求められる。ここで、所望の値とは、車両の運転状況が反映される動作点や車両の要求特性等に応じて、０であることが求められる場合もあり、０以外の所定値に設定されることが好ましい場合もある。

従来技術である特許文献１（特許第３８０９７８３号公報）には、高次電流を制御する手段として、実電流の高次成分を高次ｄｑ変換により直流化し、０に設定された高次電流指令値に対してフィードバック制御するモータ制御装置の技術が開示されている。
本実施形態は、特許文献１の従来技術における問題点を解決するための電流制御器３０の構成を特徴とする。以下、電流制御器３０の構成について詳しく説明する。

［電流制御器の構成、作用］
一実施形態の電流制御器３０の構成及び作用について図２〜図８を参照して説明する。
電流制御器３０は、マイコン等により構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を内部に備えている。電流制御器３０は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。

図２に電流制御器３０の制御ブロックを示す。電流制御器３０は、大きく分けて、基本波電流制御系の制御ブロックと高次電流制御系の制御ブロックとを有する。「基本波電流制御」は、フィードバックされた実電流の１次成分をｄｑ座標上で基本波電流指令ベクトルに一致させる制御である。「高次電流制御」は、フィードバックされた実電流から抽出された一つ以上の特定次数の高次成分を高次ｄｑ座標上で高次電流指令ベクトルに一致させる制御である。

駆動対象が三相交流モータである本実施形態では、特定次数として５次、７次の例を示す。したがって、高次電流制御系の制御ブロックは、更に、５次電流制御系及び７次電流制御系の制御ブロックに分けられる。なお技術常識ではあるが、相電流５次成分は、相電流１次成分に対し５倍の周波数を有する成分であり、相電流７次成分は、相電流１次成分に対し７倍の周波数を有する成分である。

各制御ブロックの符号として、２桁数字の１桁目を、基本波電流制御系では「１」、５次電流制御系では「５」、７次電流制御系では「７」とし、２桁目を互いに対応させる。
その他、電流センサ６２、６３、及び、位置センサ８５からのフィードバック情報を処理する制御ブロック信号の符号は、２桁数字の１桁目を「３」とする。そのうち、上記の各制御系に含まれない微分器３８について先に説明する。微分器３８は、位置センサ８５が検出した電気角θｅを時間微分して電気角速度ω［ｄｅｇ／ｓ］を算出する。電気角速度ωは比例定数を乗じることにより回転数Ｎ［ｒｐｍ］に換算されるため、本明細書では「電気角速度ωを換算した回転数」を省略して「回転数ω」という。

以下、各制御ブロックについて、最初に全体の概要を説明した後、特徴部分について詳しく説明する。
基本波電流制御系の制御ブロックには、指令値フィルタ１１、基本波電流指令生成部１２、基本波電流偏差算出部１３、基本波電圧指令演算部１５、三相変換部１８、高次電圧成分重畳部１９、及び、実電流ｄｑ変換部３６が含まれる。

指令値フィルタ１１は、一次遅れフィルタであり、トルク指令生成器２０から取得したトルク指令値Ｔｒｑ^*をフィルタ処理する。フィルタ処理の技術的意義について、詳しくは後述する。
基本波電流指令生成部１２は、指令値フィルタ１１で処理されたフィルタ後トルク指令値Ｔｒｑ^*＿ｆに基づいてｄｑ座標で基本波電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を生成する。電流指令値生成処理は、予め記憶されているマップを参照することにより行ってもよく、数式等から演算してもよい。５次、７次の高次電流指令生成処理についても同様である。

以下、ｄｑ軸座標における電流又は電圧について、「電流値又は電圧値」と記す場合と、「電流ベクトル又は電圧ベクトル」と記す場合とがある。原則として、「値」と記す場合は、スカラー量であるｄ軸電流（又は電圧）値、及び、スカラー量であるｑ軸電流（又は電圧）値に個別に着目する。一方、「ベクトル」と記す場合は、座標上で振幅及び位相が規定されるベクトルとして着目する。特に高次電流制御における高次ベクトル変換処理では、位相について言及するため「ベクトル」を用いる。
本来、ベクトル制御を根幹とする電流制御器３０では、全てのｄｑ軸電流又はｄｑ軸電圧について「ベクトル」を用いてよいとも考えられる。ただし、記載が冗長になることを避けるため、本明細書では、明らかに「ベクトル」を用いる方が適当である場合以外は、「値」を用いることとする。

実電流ｄｑ変換部３６は、電流センサ６２、６３が検出した固定座標系の相電流Ｉｕ、Ｉｖを、電気角θｅに基づき、回転座標系のｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑに座標変換する。このｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑは、ＭＧ８０に実際に通電されている実電流として基本波電流偏差算出部１３にフィードバックされる。

ここで、相電流Ｉｕ、Ｉｖは、相電流１次成分に相電流５次成分、相電流７次成分等の高次成分が重畳している。厳密には、５次、７次の他、１１次、１３次、１７次、１９次等の（６ｎ±１）次成分（ｎは自然数）が重畳している可能性があるが、本実施形態では１１次以上の成分を省略し、相電流５次及び７次成分についてのみ言及する。この相電流５次成分及び７次成分は、ｄｑ変換によりｄｑ軸電流６次成分に変換される。
なお、後述の説明では負の次数を定義し、「相電流（−５）次」、「ｄｑ軸（−６）次」等の言い方を用いるが、ここでは、次数の正負を区別せず、絶対値で表す。

基本波電流偏差算出部１３は、電流指令生成部１２が生成した基本波電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*と、実電流ｄｑ変換部３６からフィードバックされた実電流Ｉｄ、Ｉｑとの差分である基本波電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを算出する。基本波電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑは、後述のように、ほぼｄｑ軸６次成分に相当すると考えられる。

基本波電圧指令演算部１５は、典型的にはＰＩ制御器で構成される。基本波電圧指令演算部１５は、基本波電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑをそれぞれ０に収束させるように、ＰＩ制御演算により基本波のｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を演算する。
三相変換部１８は、電気角θｅに基づき、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を三相電圧指令値Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に座標変換する。以下、三相電圧指令値「Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*」をまとめて「Ｖｕｖｗ^*」と記載する。高次三相電圧指令値についても、同様に「Ｖｕｖｗ₅ ^**、Ｖｕｖｗ₇ ^**」と記載する。

高次電圧成分重畳部１９は、基本波の三相電圧指令値Ｖｕｖｗ^*に、５次及び７次の電流制御系の制御ブロックで演算された５次及び７次の三相電圧指令値Ｖｕｖｗ₅ ^**、Ｖｕｖｗ₇ ^**を重畳させる。図２では、図示の便宜上、５次と７次の三相電圧指令値Ｖｕｖｗ₅ ^**、Ｖｕｖｗ₇ ^**を加算してから基本波の三相電圧指令値Ｖｕｖｗ^*に加算するように二段階で記載しているが、加算の順序は問わず、一段階で算出してもよい。

図２には、高次電圧成分重畳部１９とインバータ４０との間の制御ブロックを省略している。詳しくは、この間に電圧デューティ変換部、及びＰＷＭ信号生成部が設けられる。
電圧デューティ変換部は、三相電圧指令値Ｖｕｖｗ^*を指令デューティに変換する。この演算において、インバータ入力電圧Ｖｉｎｖの情報が用いられる。ＰＷＭ信号生成部は、指令デューティに基づくＰＷＭ変調により、ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを算出しインバータ４０に出力する。ＰＷＭ制御は周知技術であるため、詳しい説明を省略する。

図３に基本波電流制御の概略フローを示す。フローチャートにおける記号「Ｓ」はステップを意味する。
Ｓ１では、指令値フィルタ１１により、トルク指令フィルタ処理を行う。
Ｓ２では、電流指令生成部１２により、フィルタ後トルク指令値Ｔｒｑ^*＿ｆに基づいてｄｑ座標で電流指令値生成処理を行う。
Ｓ３では、実電流ｄｑ変換部３６、電流偏差算出部１３及び基本波電圧指令演算部１５により、電流指令値に対する電流フィードバック処理を行い、ｄｑ軸電圧指令値を演算する。
Ｓ４では、三相変換部１８により、ｄｑ軸電圧指令値を座標変換し、相電圧算出処理を行う。
Ｓ５では、ＰＷＭ信号生成部によりＰＷＭ変調を行う。

続いて、高次電流制御に関する構成を説明する。
５次電流制御系の制御ブロックには、５次電流指令生成部５２、５次電流偏差算出部５３、５次ｄｑ変換部５４、５次電圧指令演算部５５、変換量設定部５６、５次電圧ベクトル変換部５７、及び、三相変換部５８が含まれる。
５次電流指令生成部５２は、トルク指令値Ｔｒｑ^*及びＭＧ８０の回転数ωに応じて、マップの参照等により５次ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ₅ ^*、Ｉｑ₅ ^*を生成する。上述のように、システムに要求される損失やＮＶ特性により、「Ｉｄ₅ ^*＝０、Ｉｑ₅ ^*＝０」としてもよく、０以外の目標値に設定してもよい。

５次ｄｑ変換部５４は、電気角θｅの（−５）倍角である「−５θｅ」に基づき、基本波電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑ、すなわちｄｑ座標系の６次成分を、高次ｄｑ座標系である５次ｄｑ座標系に高次ｄｑ変換する。これにより、実電流に含まれる相電流５次成分が抽出される。以下、「５次ｄｑ変換」等の用語における次数は、固定座標系の次数の絶対値を用いて表す。「−５θｅ」の負の符号の意味は後述する。

５次電流偏差算出部５３は、５次電流指令生成部５２が生成した５次ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ₅ ^*、Ｉｑ₅ ^*と、５次ｄｑ変換部５４で高次ｄｑ変換された５次ｄｑ変換値との差分である５次電流偏差ΔＩｄ₅、ΔＩｑ₅を算出する。
ここで、電流偏差算出部１３からの出力には、実電流Ｉｄ、Ｉｑをマイナスして算出された値が反映される。したがって、５次ｄｑ変換部５４から５次電流偏差算出部５３への入力は、マイナスの量を差し引くこととなり、プラスで表される。

５次電圧指令演算部５５は、典型的にはＰＩ制御器で構成される。５次電圧指令演算部５５は、５次電流偏差ΔＩｄ₅、ΔＩｑ₅をそれぞれ０に収束させるように、ＰＩ制御演算により５次電圧指令ベクトルＶｄ₅ ^*、Ｖｑ₅ ^*を演算する。
５次電圧ベクトル変換部５７は、５次電圧指令演算部５５が演算した５次電圧指令ベクトルＶｄ₅ ^*、Ｖｑ₅ ^*に対し、５次ｄｑ座標上で「高次ベクトル変換処理」を実行し、変換後の５次ｄｑ軸電圧指令ベクトルをＶｄ₅ ^**、Ｖｑ₅ ^**を出力する。

高次ベクトル変換処理には、５次電圧指令ベクトルＶｄ₅ ^*、Ｖｑ₅ ^*の位相を所定の回転角φ₅について回転させる「回転変換」が少なくとも含まれる。回転変換の回転角φ₅は、２ｎπ（ｎは整数）［ｒａｄ］を除くものとする。
さらに高次ベクトル変換処理には、５次電圧指令ベクトルＶｄ₅ ^*、Ｖｑ₅ ^*の振幅に１倍以外のゲインＧ₅を乗ずる「振幅変換」が含まれてもよい。言い換えれば、ゲインＧ₅が１倍の場合が、振幅変換を含まない回転変換のみの高次ベクトル変換処理となる。

高次ベクトル変換処理における変換量である回転変換の回転角φ₅、及び、振幅変換のゲインＧ₅は、変換量設定部５６で設定される。本実施形態の変換量設定部５６は、基本波電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*及び回転数ωに応じて、回転変換の回転角φ₅、及び、振幅変換のゲインＧ₅を設定する。
高次ベクトル変換処理の技術的意義について、詳しくは後述する。

三相変換部５８は、電気角θｅの（−５）倍角である「−５θｅ」に基づき、高次ベクトル変換処理後のｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ₅ ^**、Ｖｑ₅ ^**を三相電圧指令値Ｖｕｖｗ₅ ^**に座標変換する。５次の三相電圧指令値Ｖｕｖｗ₅ ^**は、高次電圧成分重畳部１９において基本波の三相電圧指令値Ｖｕｖｗ^*に重畳される。

７次電流制御系の制御ブロックには、７次電流指令生成部７２、７次電流偏差算出部７３、７次ｄｑ変換部７４、７次電圧指令演算部７５、変換量設定部７６、７次電圧ベクトル変換部７７、及び、三相変換部７８が含まれる。各制御ブロックの構成は、５次電流制御系と同様である。特記すべき点として、７次ｄｑ変換部７４は、電気角θｅの７倍角である「７θｅ」に基づき、基本波電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを７次ｄｑ座標系に高次ｄｑ変換し、実電流に含まれる相電流７次成分を抽出する。その他の点は、５次電流制御系と同様であるため説明を省略する。

次に、図４〜図６を参照し、基本波及び高次電流制御の基礎的事項について説明する。
相電流ｋ次成分について、固定座標系からｄｑ座標系へのｄｑ変換は、式（１）により表される。式（１）中の「φｄ_k」は、ｄｑ座標でのｋ次成分ベクトルについて、ｄ軸を基準とした位相を示す。また、「Ｉｒ_k」はｋ次成分の電流ベクトルの振幅を示す。

式（１）に基づき、固定座標系及びｄｑ座標系での次数の対応関係は表１に示される。

ここで、１次を除く次数ｋは、式（２．１）により表される。式（２．１）において、ｎ＝０の場合が１次、すなわち基本波の次数に相当する。また、ｎ＝１の場合が（−５）次、及び７次に相当する。
ｋ＝１±６ｎ（ｎは自然数） ・・・（２．１）
さらに、次数の正負を区別しない場合、ｋの絶対値は、式（２．２）で表される。
｜ｋ｜＝｜１±６ｎ｜＝６ｎ±１（ｎは自然数） ・・・（２．２）

表１において負の次数の意味は、次の通りである。
固定座標系において、三相の相順が基本波と逆の場合、次数を負とする。例えば基本波の相順がＵＶＷのとき、相順がＵＷＶとなる高次成分の次数を負で表す。
ｄｑ座標系において、高次成分の回転方向が反時計回りのときを正、時計回りのときを負とする。

一般に、固定座標系のｋ次に対しｄｑ座標系の（ｋ−１）次が対応する。具体的には、固定座標系の（−５）次はｄｑ座標系の（−６）次に対応し、固定座標系の７次はｄｑ座標系の６次に対応する。よって、相電流（−５）次及び７次成分は、三相交流電動機においてトルク６次変動に寄与する。
また、式（１）における「ｃｏｓ（ｋθｅ）項」に対応し、図２において５次ｄｑ変換部５４及び三相変換部５８に入力される角度は、「−５θｅ」となる。

基本波について、固定座標系とｄｑ座標系との関係を図４に示す。固定座標系での基本波の相順は、ＵＶＷの順であるとする。
ｄｑ軸電流ベクトルの振幅をＩｒ₁とすると、相電流の振幅は｛√（２／３）｝Ｉｒ₁となる。また、ｄｑ軸電流ベクトルの位相φｄ₁は、固定座標で電気角０°を基準としたとき、例えばＵ相電流が最大となる位相に相当する。

相電流（−５）次成分について、固定座標系と５次ｄｑ座標系との関係を図５に示す。固定座標系での相順が基本波と逆のＵＷＶであるため、負の次数で表す。
５次ｄｑ軸電流ベクトルは、１次ｄｑ軸電流ベクトルの終点を中心として電気周期あたり６回、５次座標上を時計回りに回転する。回転半径に相当するｄｑ軸電流ベクトルの振幅をＩｒ₅とすると、相電流（−５）次成分の振幅は｛√（２／３）｝Ｉｒ₅と表される。
また、５次ｄｑ軸電流ベクトルの位相は、「−６θｅ＋φｄ₅」となる。位相φｄ₅は、固定座標で電気角０°を基準としたとき、例えばＵ相電流が最大となる位相に相当する。

相電流に重畳した高次成分は、ｄｑ変換後、次数に応じた交流成分としてｄｑ軸電流に現れる。この高次成分を直流化して所望の値に制御する手法が高次ｄｑ変換である。
本実施形態では、図６に示すように、固定座標系の相電流を一旦ｄｑ座標系に変換した後、高次ｄｑ座標系に変換する。図６は、図２中のｄｑ変換、及び高次ｄｑ変換に関する制御ブロックを抜粋した図に相当する。なお、説明の都合上、基本波電流偏差算出部１３における「＋／−」の符号は、図２とは逆に記載する。

図６に対応する、「固体座標系→ｄｑ座標系→高次ｄｑ座標系」の変換式は、式（３）で表される。

図６にて、元信号である相電流には、基本波に高次成分が重畳している。実電流ｄｑ変換部３６で、基本波は直流化される。ｄｑ変換後の実電流から基本波電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を除去すると、交流の高次成分が残る。高次ｄｑ変換部５４、７４では、この高次成分を高次ｄｑ変換し直流化する。
以上が基本波及び高次電流制御の基礎的事項についての説明である。このように本実施形態では、高次ｄｑ変換により特定次数の高次成分を直流化することにより、各次数の高次電流指令値に対してフィードバック制御する。

次に、図７を参照し、指令値フィルタ１１を用いたフィルタ処理の技術的意義について説明する。
図７（ａ）に示すように、モータ制御では、一般に、トルク指令生成器２０の演算周期Ｔｃ＿ｔｒｑは電流制御器３０の演算周期Ｔｃ＿Ｉよりも長く設定される。したがって、相対的に長周期で演算されたトルク指令は、相対的に短周期の電流制御器３０においてステップ状の入力となる。また、電流制御器３０の応答性はトルク指令演算周期に比較して早いため、この入力をそのまま制御に用いると、ＭＧ８０が出力する実トルクが階段状になる。すると、例えばハイブリッド自動車に適用される場合、ドライバビリティに影響を及ぼすおそれがある。

そこで、電流制御器３０の指令値フィルタ１１により、トルク指令値Ｔｒｑ^*の応答を滑らかにするようにフィルタ処理する。すなわち、いわゆる「なまし処理」を行う。
図７（ｂ）に示すように、フィルタ前指令値Ｔｒｑ^*のスペクトルは、全周波数域にわたって高周波成分を含む。一方、指令値フィルタ１１によるフィルタ後指令値Ｔｒｑ^*＿ｆのスペクトルでは、フィルタ前指令値Ｔｒｑ^*に含まれる高周波成分が除去される。電流応答による多少の誤差はあるものの、フィルタ後指令値Ｔｒｑ^*＿ｆのスペクトルは、実トルクのスペクトルに近づく。
なお、図７（ｂ）には、実トルクのスペクトル範囲のイメージを実線枠で示し、フィルタ後指令値Ｔｒｑ^*＿ｆのスペクトル範囲のイメージを破線枠で示す。これらの枠は、主なスペクトルが枠内の範囲に存在することを意味する。

概してフィルタ後指令値のスペクトルは、主に１次成分を含み、５次以上の高周波成分を含まない。したがって、電流制御器３０は、フィルタ後トルク指令値Ｔｒｑ^*＿ｆから生成された電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を用いて、実電流Ｉｄ、Ｉｑに含まれる高次成分を抽出することができる。

従来技術である特許文献１（特許第３８０９７８３号公報）には、ハイパスフィルタや電流応答モデルを用いて高次成分を抽出する技術が開示されている。しかし、ハイパスフィルタを用いる場合、基本波成分の残留等が問題となる。また、電流応答モデルを用いると高次成分を精度良く抽出可能であるが、演算負荷が増加する。

本実施形態では、指令値フィルタ１１によるフィルタ後トルク指令値Ｔｒｑ^*＿ｆから生成された電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*と、実電流Ｉｄ、Ｉｑとの差分から高次成分を抽出する。これにより、ハイパスフィルタを用いる従来技術に対し、基本波成分の残留等の問題を回避することができる。また、本実施形態では、電流応答モデルを用いる従来技術のように演算負荷を増加させることなく、高次成分を適切に抽出することができる。その結果、処理時間を短縮することができる。

次に、図８を参照し、５次電圧ベクトル変換部５７及び７次電圧ベクトル変換部７７による高次ベクトル変換処理の技術的意義について説明する。
図８（ａ）に示すように、一般に、ｄｑ軸座標上の電圧ベクトルの位相と電流ベクトルとの位相は一致せず、位相差Δφが存在する。高次電圧ベクトルと高次電流ベクトルとの位相差Δφが大きくなると、交流電動機の構造や特性によっては制御が不安定になる場合がある。

なお、基本波電流制御では、フィードフォワード項の電圧方程式においてｄ軸電圧指令値をｑ軸電流偏差から演算し、ｑ軸電圧指令値をｄ軸電流偏差から演算することにより、ｄ軸成分とｑ軸成分とを独立して制御する非干渉制御も知られている。しかし、高次電流制御では、未だ非干渉制御は検討されていない。
そこで本実施形態では、ベクトルを回転させることにより、５次、７次の電圧ベクトルと電流ベクトルとの位相を一致させるように補正する。この高次ベクトル変換処理は、５次電圧指令演算部５５及び７次電圧指令演算部７５に入力される高次電流ベクトル偏差に対して、又は、フィードバック制御で演算された高次電圧指令ベクトルに対して実行される。

また、回転変換と同時にベクトルの振幅を変更する振幅変換を行ってもよい。
図８（ｂ）に回転変換（Ｒ）のみを行う場合、図８（ｃ）に回転変換（Ｒ）と振幅変換（Ｇ）とを同時に行う場合のイメージ図を示す。回転角φ_kは、一般にｋ次のベクトルについての回転変換を示す。

図２に示す実施形態では、５次電圧指令演算部５５及び７次電圧指令演算部７５が演算した５次電圧指令ベクトルＶｄ₅ ^*、Ｖｑ₅ ^*、７次電圧指令ベクトルＶｄ₇ ^*、Ｖｑ₇ ^*を回転させる。５次電圧ベクトル変換部５７及び７次電圧ベクトル変換部７７による高次ベクトル変換処理は、それぞれ、回転行列を含む式（４．１）、（４．２）で表される。

一方、５次電流ベクトル偏差ΔＩｄ₅、ΔＩｑ₅、及び７次電流ベクトル偏差ΔＩｄ₇、ΔＩｑ₇について高次ベクトル変換処理を実行する形態では、高次電流ベクトル偏差を回転させてからフィードバック制御する。この形態での電流制御器は、図２において制御ブロック「５５、７５」と「５７、７７」との配置を入れ替えた構成となる。また、「５７、７７」の制御ブロックの名称は、「５次／７次電圧ベクトル変換部」に代えて、「５次／７次ベクトル偏差変換部」となる。このように、二通りの形態で高次ベクトル変換処理を実行する制御ブロックを包括して、「高次ベクトル変換部」という。

電圧ベクトルと電流ベクトルとの位相差Δφは、ＭＧ８０のインダクタンスやロータの誘起電圧に起因するため、電流値、回転数等の動作状態に依存する。本実施形態の変換量設定部５６、７６は、例えば、予め計測した基本波電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*及び回転数ωと、位相差Δφ及び振幅比率との関係をマップに記憶している。そして、変換量設定部５６、７６は、このマップに基づき、基本波電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*及び回転数ωに応じて、高次ベクトル変換処理の変換量である回転変換の回転角φ₅、φ₇、及び、振幅変換のゲインＧ₅、Ｇ₇を設定する。
なお他の実施形態では、基本波電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*に代えて、実電流Ｉｄ、ＩｑやＭＧ８０のトルク検出値等をマップのパラメータとして用いてもよい。

このように本実施形態では、高次電圧指令ベクトルＶｄ₅ ^*、Ｖｑ₅ ^*、Ｖｄ₇ ^*、Ｖｑ₇ ^*について、高次電圧ベクトルと高次電流ベクトルとの位相を一致させるように高次ベクトル変換処理を行うことにより、制御を安定させることができる。これは、５次電圧指令演算部５５及び７次電圧指令演算部７５に入力される高次電流ベクトル偏差ΔＩｄ₅、ΔＩｑ₅、ΔＩｄ₇、ΔＩｑ₇について高次ベクトル変換処理を実行する場合も同様である。
また、電流値や回転数等の動作状態に応じて、回転変換の回転角φ₅、φ₇、及び、振幅変換のゲインＧ₅、Ｇ₇を設定することで、フィードバック制御の応答性を動作点によらず一定にすることができる。

（その他の実施形態）
（ａ）他の実施形態の電流制御器は、上記の高次ベクトル変換処理を実行する高次電圧ベクトル変換部、又は、高次ベクトル偏差変換部を有しなくてもよい。例えば交流電動機の構造や特性によっては、高次電圧ベクトルと高次電流ベクトルとの位相差Δφがあっても、制御の安定性に及ぼす影響が比較的小さい場合がある。そのような交流電動機の駆動システムでは、高次ベクトル変換処理を省略することにより演算負荷を低減してもよい。

（ｂ）上記実施形態では、三相交流モータであるＭＧ８０の駆動システムに適用されるＭＧ駆動装置１０において、電流制御器３０は、絶対値で表した特定次数として５次及び７次成分を制御する。他の実施形態では、式（２．２）におけるｎ＝２、３・・・の場合に対応する１１次、１３次、１７次、１９次等の各次数成分を制御してもよい。

（ｃ）本発明が適用されるシステムにおいて駆動される交流電動機は、上記実施形態のＭＧのように発電機としての機能を併せ持つものでなくてもよい。また、永久磁石式同期型モータに限らず、誘導電動機やその他の同期モータであってもよい。多相交流モータの回転機の相の数は、四相以上であってもよい。相の数に応じて、実電流からの抽出対象となる高次成分の特定次数が異なる。

（ｄ）本発明による交流電動機の制御装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車のＭＧ駆動システムに限らず、一般機械用等、どのような用途の交流電動機の駆動システムに適用されてもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１０・・・ＭＧ制御装置（交流電動機の制御装置）、
１１・・・指令値フィルタ、
１３・・・電流偏差算出部、
２０・・・トルク指令生成器、
３０・・・電流制御器、
４０・・・インバータ、
４１−４６・・・スイッチング素子
８０・・・ＭＧ（交流電動機）。

Claims (2)

1. 複数のスイッチング素子（４１−４６）の動作により変換した電力を多相の交流電動機（８０）に供給するインバータ（４０）と、
   フィードバックされた実電流の１次成分をｄｑ座標上で基本波電流指令ベクトルに一致させる基本波電流制御、及び、フィードバックされた実電流から抽出された一つ以上の特定次数の高次成分を高次ｄｑ座標上で高次電流指令ベクトルに一致させる高次電流制御により前記インバータを駆動する駆動信号を演算し、前記交流電動機の通電を制御する電流制御器（３０）と、
   を備え、
   前記電流制御器は、
   トルク指令生成器（２０）が生成したトルク指令値の応答を滑らかにするようにフィルタ処理する指令値フィルタ（１１）、及び、前記指令値フィルタで処理されたフィルタ後トルク指令値から生成された電流指令値と実電流との差分である基本波電流偏差を算出する基本波電流偏差算出部（１３）を有し、当該基本波電流偏差から前記特定次数の高次成分を抽出する交流電動機の制御装置。
2. 前記多相の交流電動機は三相交流電動機であり、
   前記電流制御器は、前記特定次数の高次成分として（６ｎ±１）次（ｎは自然数）の高次成分を抽出する請求項１に記載の交流電動機の制御装置。

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