JP2014011870A - 回転機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】インバータの出力線間電圧の基本波振幅がインバータの入力電圧よりも大きくなる過変調領域において、モータ等の仕様によっては、高調波電流に起因したヒステリシス損失の増大がトルクの制御性の低下に顕著に現れうること。
【解決手段】操作信号生成部３６では、トルク指令値Ｔｒｑ＊に応じて設定されるノルム指令値Ｖｎと、推定トルクＴｒｑｅをトルク指令値Ｔｒｑ＊にフィードバック制御するための操作量としての位相δとを入力とし、操作信号ｇ￥＃を生成して出力する。ここでのトルク指令値Ｔｒｑ＊は、高調波電圧Ｖｈ、トルク指令値Ｔｒｑ＊および電気角速度ωを入力として算出される補償量ΔＴｒｑによって補正されたものである。
【選択図】 図２

Description

本発明は、回転機に交流電圧を印加する交流電圧印加手段を操作対象とし、回転機のトルクを制御する回転機の制御装置に関する。

たとえば下記特許文献１には、モータを流れる電流をトルク指令値に応じた指令電流にフィードバック制御すべく、インバータの出力電圧を操作するものにおいて、トルク指令値を、トルク指令値、電気角速度およびインバータの入力電圧に応じて補正するものも提案されている。これは、トルク指令値に応じた指令電流へのフィードバック制御によっては、モータの実際のトルクが必ずしもトルク指令値とならないことに鑑みたものである。

特許第４８３９１１９号公報

ところで、たとえばいわゆる過変調領域においては、インバータの出力電圧に含まれる高調波成分が大きくなることに起因して高調波電流が顕著となる。そして、モータ等の仕様によっては、高調波電流に起因してトルクの制御性の低下が顕著となりうることが発明者らによって見出された。

本発明は、上記課題を解決する過程でなされたものであり、その目的は、回転機に交流電圧を印加する交流電圧印加手段を操作対象とし、回転機のトルクを制御する新たな回転機の制御装置を提供することにある。

以下、上記課題を解決するための手段、およびその作用効果について記載する。

請求項１記載の発明は、回転機（１０）に流れる高調波電流に関する情報を取得する高調波電流情報取得手段（７０，７２）と、前記取得された高調波電流に関する情報を入力とし、前記回転機の制御量としてのトルクを、トルク指令値とするための操作量を算出する操作量算出手段（３６〜５８）と、前記回転機に交流電圧を印加する交流電圧印加手段を、前記操作量算出手段によって算出された操作量に基づき操作する操作手段（６０）と、を備えることを特徴とする。

上記発明では、高調波電流に関する情報を用いることで、高調波電流に起因した損失を補償できる操作量を算出することができ、ひいてはトルク指令値への制御性を向上させることができる。

なお、本発明にかかる以下の代表的な実施形態に関する概念の拡張については、代表的な実施形態の後の「その他の実施形態」の欄に記載してある。

第１の実施形態にかかるシステム構成図。 同実施形態にかかるトルク制御に関する処理を示すブロック図。 第２の実施形態にかかるトルク制御に関する処理を示すブロック図。 第３の実施形態にかかる補償量の算出処理の手順を示す流れ図。 第４の実施形態にかかるトルク制御に関する処理を示すブロック図。 同実施形態にかかる補償量の算出処理の手順を示す流れ図。 第５の実施形態にかかる補償量の算出処理の手順を示す流れ図。 第６の実施形態にかかる補償量の算出処理の手順を示す流れ図。

＜第１の実施形態＞
以下、本発明にかかる回転機の制御装置を車載主機としての回転機の制御装置に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に、本実施形態にかかるシステム構成図を示す。

図示されるように、モータジェネレータ１０は、車載主機としての３相の電動機兼発電機であり、駆動輪１４に機械的に連結されている。すなわち、モータジェネレータ１０の回転軸１０ａは、電子制御式のクラッチＣ１およびトランスミッション１２を介して駆動輪１４に機械的に連結されている。なお、本実施形態では、モータジェネレータ１０として、埋め込み磁石同期機（ＩＰＭＳＭ）を想定している。

モータジェネレータ１０の回転軸１０ａは、さらに電子制御式のクラッチＣ２を介して内燃機関（エンジン１６）に機械的に連結されている。

ハイブリッド電子制御装置（ＨＶＥＣＵ３０）は、エンジン１６の制御量やモータジェネレータ１０の制御量、さらにはトランスミッション１２の制御量を制御すべくこれらを操作する。詳しくは、駆動輪１４に対する要求トルクを、モータジェネレータ１０のトルク指令値Ｔｒｑ＊と、エンジン１６に対するトルク指令値Ｔｅｇ＊とに分割し、これらをそれぞれパワーコントロールユニットＰＣＵおよびエンジン電子制御装置（ＥＧＥＣＵ１７）に出力する。これにより、パワーコントロールユニットＰＣＵでは、モータジェネレータ１０のトルクをトルク指令値Ｔｒｑ＊に制御し、ＥＧＥＣＵ１７では、エンジン１６のトルクをトルク指令値Ｔｅｇ＊に制御する。また、ＨＶＥＣＵ３０は、クラッチＣ１，Ｃ２の締結操作および解除操作を行う。

図２に、モータジェネレータ１０およびパワーコントロールユニットＰＣＵを示す。図示されるように、モータジェネレータ１０は、パワーコントロールユニットＰＣＵ内のインバータＩＮＶを介して高電圧バッテリ２０に接続されている。インバータＩＮＶは、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）の直列接続体を３組備えており、これら各直列接続体の接続点がモータジェネレータ１０のＵ，Ｖ，Ｗ相にそれぞれ接続されている。これらスイッチング素子Ｓ￥＃（￥＝ｕ，ｖ，ｗ；＃＝ｎ，ｐ）として、本実施形態では、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。そして、これらにはそれぞれ、ダイオードＤ￥＃が逆並列に接続されている。

本実施形態では、モータジェネレータ１０やインバータＩＮＶの状態を検出する検出手段として、以下のものを備えている。まず、インバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）を検出する電圧センサ２２を備えている。また、モータジェネレータ１０のＶ相およびＷ相を流れる電流ｉｖ，ｉｗを検出する電流センサ２４を備えている。さらに、モータジェネレータ１０の回転角度（電気角θ）を検出する回転角度センサ２６を備えている。

上記各種センサの検出値は、図示しないインターフェースを介してモータジェネレータ用電子制御装置（ＭＧＥＣＵ３０）に取り込まれる。ＭＧＥＣＵ３０では、これら各種センサの検出値に基づき、インバータＩＮＶを操作する操作信号を生成して出力する。ここで、インバータＩＮＶのスイッチング素子Ｓ￥＃を操作する信号が、操作信号ｇ￥＃である。

上記ＭＧＥＣＵ３０は、モータジェネレータ１０のトルクを上述したトルク指令値Ｔｒｑ＊に制御すべく、インバータＩＮＶを操作する。以下では、これについて、まず「モータジェネレータ１０の制御に関する処理の概要」について説明した後、「トルク指令値Ｔｒｑ＊の補正処理」について説明する。

「モータジェネレータ１０の制御に関する処理の概要」
２相変換部３２は、電流センサ２４によって検出される電流ｉｖ，ｉｗを回転座標系の電流であるｄ軸の実電流ｉｄとｑ軸の実電流ｉｑとに変換する。一方、速度算出部３４は、回転角度センサ２６によって検出される電気角θに基づき電気角速度ωを算出する。

上記トルク指令値Ｔｒｑ＊には、ＭＧＥＣＵ３０内の補正部３８において、補償量算出手段（補償量算出部３６）によって算出された補償量ΔＴｒｑが加算補正される。そして、補正部３８の出力は、ノルム設定部４０の入力となる。

ノルム設定部４０は、補正部３８の出力するトルク指令値Ｔｒｑ＊を入力として、インバータＩＮＶの出力電圧ベクトルのノルムのベース値Ｖｎｂを電気角速度ωで除算した速度規格化ノルム指令値Ｖｎｂ／ωを設定する。ここで、ノルムベース値Ｖｎｂは、トルク指令値Ｔｒｑ＊を生成可能なノルムのうち、最小電流最大トルク制御を行なうためのものである。速度乗算部４２では、速度規格化ノルム指令値Ｖｎｂ／ωに電気角速度ωを乗算することで、ノルムベース値Ｖｎｂを算出する。

一方、指令電流設定部４４では、トルク指令値Ｔｒｑ＊を実現するためのｄ軸電流の指令値（指令電流ｉｄ＊）を設定する。ここで、指令電流ｉｄ＊は、最小電流最大トルク制御によってトルク指令値Ｔｒｑ＊を実現する際に要求されるｄ軸の電流値とされる。これは、ノルム設定部４０の設定との整合を取るためのものである。

偏差算出部４６では、指令電流ｉｄ＊から実電流ｉｄを減算し、補正量算出部４８に入力する。補正量算出部４８では、偏差算出部４６の出力信号を入力とし、実電流ｉｄを指令電流ｉｄｒにフィードバック制御するための操作量として、ノルムベース値Ｖｎｂの補正量ΔＶｎを算出する。この補正量ΔＶｎは、上記差を入力とする比例要素および積分要素の出力同士の和として算出することができる。ちなみに、偏差算出部４６の入力となる実電流ｉｄについては、高次高調波成分を除去するローパスフィルタ処理がなされたものとすることが望ましい。

補正部５０では、ノルムベース値Ｖｎｂに補正量ΔＶｎを加算することで、最終的なノルム指令値Ｖｎを算出する。

一方、トルク推定器５２は、実電流ｉｄ，ｉｑを入力として、モータジェネレータ１０の推定トルクＴｒｑｅを算出する。この処理は、実電流ｉｄ，ｉｑとトルクとの関係を記憶したマップを用いて算出してもよいし、またモデル式を用いて算出してもよい。偏差算出部５６は、補正部３８の出力するトルク指令値Ｔｒｑ＊から推定トルクＴｒｑｅを減算し、位相設定部５８に入力する。位相設定部５８では、推定トルクＴｒｑｅをトルク指令値Ｔｒｑ＊にフィードバック制御するための操作量として位相δを設定する。詳しくは、偏差算出部５６の出力信号を入力とする比例要素および積分要素の出力同士の和として位相δを算出する。

そして操作信号生成部６０では、上記位相設定部５８の設定する位相δと、上記補正部５０の出力するノルム指令値Ｖｎと、電源電圧ＶＤＣと、電気角θとに基づき、操作信号ｇ￥＃を生成して出力する。詳しくは、操作信号生成部６０は、変調率毎に、電気角の１回転周期分の操作信号波形をマップデータとして記憶している。操作信号生成部６０では、電源電圧ＶＤＣとノルム指令値Ｖｎとに基づき、変調率を算出し、これに応じて、該当する操作信号波形を選択する。ここで、上記変調率の上限は、矩形波制御時の変調率である「１．２７」とされている。このため、変調率が最大値「１．２７」となる場合には、操作信号波形として、矩形波制御時の波形である電気角の１回転周期に高電位側のスイッチング素子Ｓ￥ｐをオン状態とする期間と低電位側のスイッチング素子Ｓ￥ｎをオン状態する期間とが１回ずつとされる波形（１パルス波形）が選択される。

こうして操作信号波形が選択されると、操作信号生成部６０では、この波形の出力タイミングを上記位相設定部５８の設定する位相δに基づき設定することで、操作信号を生成する。ちなみに、変調率が最大値「１．２７」となり矩形波制御がなされる場合、位相設定部５８による位相δの操作によって弱め界磁制御がなされることとなる。

「トルク指令値Ｔｒｑ＊の補正処理」
上記のように、トルク指令値Ｔｒｑ＊に基づき定まるノルム指令値Ｖｎと電源電圧ＶＤＣとに応じてインバータＩＮＶのパルスパターンを決定し、トルクフィードバック制御のための操作量によって位相δを操作するなら、基本的にはモータジェネレータ１０のトルクをトルク指令値Ｔｒｑ＊に制御できる。ただし、ＭＧＥＣＵ３０に入力されるトルク指令値Ｔｒｑ＊に応じてインバータＩＮＶの操作量を定めたのでは、モータジェネレータ１０の実際のトルクがトルク指令値Ｔｒｑ＊よりも小さくなるおそれがある。これは、モータジェネレータ１０を流れる電流の全てがトルクの生成に寄与するのではないためである。このため、本実施形態では、トルクの生成に寄与しない損失分についてこれを補償する処理を行なう。

ここで損失を生じさせる要因としては、機械損や鉄損がある。そして、鉄損は、ヒステリシス損と渦電流損とに大別される。ここで、ヒステリシス損としては、基本波電流によるものに加えて高調波電流に起因するものもある。特に本実施形態では、高調波電流に起因したヒステリシス損が大きくなることが懸念される。このため、基本波電流に起因したヒステリシス損を補償するのみでは、実際の損失分を十分に補償することにはならない。そこで本実施形態では、インバータＩＮＶの出力電圧の高調波成分の情報に基づき高調波電流に起因したヒステリシス損をも補償する。

具体的には、高調波電圧算出部７０では、インバータＩＮＶのＵ相およびＶ相の出力端子間の電圧（出力線間電圧）を検出する線間電圧センサ２８の検出値を入力とし、これに基づき、高調波電圧Ｖｈを算出する。詳しくは、上記検出値のＦＦＴ解析によって特定の次数の高調波成分を抽出し、それら成分の実効値を高調波電圧Ｖｈとして算出する。ここで、本実施形態では、特定の次数として、５次、７次、１１次および１３次を用いる。これは、これらの次数の高調波に起因したヒステリシス損が顕著となりやすいためである。なお、高調波電圧算出部７０は、本実施形態において、高調波電圧代用手段を構成する。

上記補償量算出部３６では、トルク指令値Ｔｒｑ＊，電気角速度ωおよび高調波電圧Ｖｈを入力とし、ヒステリシス損を補償するための補償量ΔＴｒｑを算出する。ここでは、高調波電圧Ｖｈ、トルク指令値Ｔｒｑ＊、および電気角速度ωと補償量ΔＴｒｑ＊との関係を定めた３次元マップを用いる。

この３次元マップは、高調波電圧Ｖｈがゼロのものを含んでいる。高調波電圧Ｖｈがゼロの場合、この３次元マップは、基本波電流に起因したヒステリシス損等、基本波電流に起因した鉄損、機械損を補償するための補償量ΔＴｒｑを定めるものとなる。これに対し、高調波電圧Ｖｈがゼロでないものについては、上記に加えて、高調波電流に起因したヒステリシス損等、高調波電流に起因した損失分をも補償するための補償量ΔＴｒｑを定める。ここで、高調波電流に起因したヒステリシス損を補償するための補償量自体は、高調波電圧Ｖｈと電気角速度ωとによって定まる。ここで、電気角速度ωは、ヒステリシス損が周波数に依存するために用いるパラメータである。ちなみに、高調波電流に起因するヒステリシス損は、高調波電流が大きいほど大きくなり、また、高調波電流は高調波電圧が大きいほど大きくなるため、高調波電圧Ｖｈが大きいほどこれに起因したヒステリシス損の補償量を大きくする。

以下、上記実施形態の効果のいくつかを記載する。

（１）高調波電圧Ｖｈを用いることで、高調波電流に起因したヒステリシス損を好適に補償することができる。

（２）インバータＩＮＶの出力線間電圧の検出値を入力とし、高調波電圧Ｖｈを算出することで、高調波電圧Ｖｈを高精度に算出することができる。

（３）インバータＩＮＶの出力電圧（ノルム指令値Ｖｎ）をフィードバック操作量（補正量算出部４８によって補正対象とされる量）とした。この場合、インバータＩＮＶの出力電圧と、トルクおよび電気角速度によって定まる動作点との間には一義的な関係が存在しない。特に、モータジェネレータ１０の制御量の指令値（トルク指令値Ｔｒｑ＊）や、インバータＩＮＶの入力電圧（電源電圧ＶＤＣ）が変化する過渡運転時においては、定常時とはインバータＩＮＶの出力電圧が相違する。このため、補償量ΔＴｒｑの算出に際してインバータＩＮＶの出力電圧を参照することで、インバータＩＮＶの出力電圧を参照することなく動作点毎に補償量を算出する場合と比較して、高調波電流に起因したヒステリシス損を高精度に補償することができる。

（４）駆動輪１４に対する要求出力を、モータジェネレータ１０とエンジン１６とで割り振るシステムにおいて、トルク指令値Ｔｒｑ＊の補償量ΔＴｒｑを算出した。こうしたシステムでは、モータジェネレータ１０に要求されるトルクに高い精度が要求されるため、補償量ΔＴｒｑの算出処理の利用価値が特に大きい。
＜第２の実施形態＞
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図３に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図３において、先の図２に示した部材や処理に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。

図示されるように、本実施形態では、高調波電圧算出部７２が、ノルム指令値Ｖｎおよび電源電圧ＶＤＣを入力として高調波電圧Ｖｈを算出する。すなわち、高調波電圧算出部７２では、変調率算出部７２ａにおいて、ノルム指令値Ｖｎおよび電源電圧ＶＤＣを入力とし、変調率Ｍを算出する。ここで、変調率Ｍは、インバータＩＮＶの出力線間電圧の高調波成分を定めるパラメータである。すなわち、変調率Ｍが低い場合（たとえば「１．１５」以下）には、インバータＩＮＶの出力線間電圧を基本波を模擬したものとすることができる。すなわち、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎのオン・オフの一周期におけるインバータＩＮＶの出力端子の電圧の平均値を順次プロットした場合、それらプロットされた点から定まる出力線間電圧を基本波（電気角周期の正弦波）とすることができる。このため、変調率Ｍが低い場合、高調波電圧は無視しうる。これに対し、変調率Ｍが高い場合、インバータＩＮＶの出力線間電圧を基本波を模擬したものとすることができないため、高調波電圧が顕著となる。

変調率Ｍは、高調波成分算出部７２ｂに出力される。ここでは、電源電圧ＶＤＣで規格化された高調波成分が算出される。これは、実際の高調波電圧の大きさが電源電圧ＶＤＣに依存するため、変調率Ｍのみからは高調波電圧の絶対値が定まらないことに鑑みたものである。そして、電源参照部７２ｃでは、高調波成分算出部７２ｂで算出された上記規格化された高調波成分と電源電圧ＶＤＣとに基づき、高調波電圧Ｖｈを算出する。

本実施形態では、先の第１の実施形態の上記（１），（３），（４）の効果に加えて、さらに以下の効果が得られる。

（５）インバータＩＮＶの出力線間電圧の基本波振幅に関する指令値（ノルム指令値Ｖｎ）と電源電圧ＶＤＣとを用いて高調波電圧Ｖｈを算出することで、インバータＩＮＶの実際の出力電圧の高調波成分を高精度に算出することができる。
＜第３の実施形態＞
以下、第３の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図４に、本実施形態にかかる補償量ΔＴｒｑの算出処理のうち、特に過変調処理時の処理手順を示す。この処理は、ＭＧＥＣＵ３０によって、たとえば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、変調率Ｍが「１．１５」よりも大きいか否かを判断する。この処理は、過変調処理時であるか否かを判断するためのものである。ここで、変調率Ｍが「１．１５」よりも大きい場合に過変調領域と判断することとしたのは、本実施形態における操作信号生成部６０の操作信号の設定に鑑みたものである。すなわち本実施形態では、インバータＩＮＶの出力線間電圧の基本波振幅が電源電圧ＶＤＣとなるまで、インバータＩＮＶの出力線間電圧が基本波を模擬したものとなるように操作信号を設定することを想定している。

過変調処理時であると判断される場合、ステップＳ１２において、先の図２に示した線間電圧センサ２８によって検出される線間電圧の検出値Ｖｕｖを入力する。続くステップＳ１４においては、検出値Ｖｕｖの基本波振幅Ｖｎｒを算出する。これは、たとえばＦＦＴ解析等によって行なうことができる。またたとえば、検出値Ｖｕｖを電気角速度ωで回転する座標系に座標変換したベクトルのノルムの平均値としてもよい。

そして、ステップＳ１６においては、基本波振幅Ｖｎｒ、トルク指令値Ｔｒｑ＊および電気角速度ωを入力として補償量ΔＴｒｑを算出する。ここでは、トルク指令値Ｔｒｑ＊および電気角速度ωが同一なら、基本波振幅Ｖｎｒが大きいほど補償量ΔＴｒｑを大きい値とする。これは、変調率が同一であっても、基本波振幅Ｖｎｒが大きいほど高調波電圧が大きくなることに鑑みたものである。特に、弱め界磁制御がなされる場合には、変調率が一定であるため、基本波振幅Ｖｎｒに応じて補償量ΔＴｒｑを増加させることで補償量ΔＴｒｑを高精度に算出することができる。

なお、先の図２に示したように、インバータＩＮＶの出力線間電圧の基本波振幅の開ループ操作量（ノルムベース値Ｖｎｂ）は、補正量算出部４８の補正量ΔＶｎによって補正される。このため、トルク指令値Ｔｒｑ＊および電気角速度ωによって定まるノルムベース値Ｖｎｂと、基本波振幅Ｖｎｒとは一致するとは限らない。したがって、基本波振幅Ｖｎｒを用いる場合、これを用いない場合と比較して、補償量ΔＴｒｑを、損失を補償するうえでより適切な値とすることができる。
＜第４の実施形態＞
以下、第４の実施形態について、先の第３の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図５に、本実施形態にかかるシステム構成を示す。なお、図５において、先の図１に示した部材や処理に対応するものについては、便宜上同一の符号を付している。

図中、制御装置３０内の処理として図示されるのは、過変調領域のものである。過変調領域において、本実施形態では、補償量算出部３６は、ノルム指令値Ｖｎと、トルク指令値Ｔｒｑ＊と、電気角速度ωとを入力として、補償量ΔＴｒｑを算出する。

図６に、本実施形態にかかる補償量ΔＴｒｑの算出処理のうち、特に過変調処理時の処理手順を示す。この処理は、ＭＧＥＣＵ３０によって、たとえば所定周期で繰り返し実行される。なお、図６において、先の図４に示した処理に対応するものについては、便宜上同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１０において肯定判断される場合、ステップＳ１６ａにおいて、トルク指令値Ｔｒｑ＊および電気角速度ωに加えて、ノルム指令値Ｖｎを入力として補償量ΔＴｒｑを算出する。ここでは、先の図４のステップＳ１６と同様の趣旨により、ノルム指令値Ｖｎが大きいほど補償量ΔＴｒｑを大きい値とする。
＜第５の実施形態＞
以下、第５の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図７に、本実施形態にかかる補償量ΔＴｒｑの算出処理を示す。この処理は、ＭＧＥＣＵ３０によって、たとえば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ２０において、実電流ｉｄ，ｉｑをローパスフィルタ処理することで、平均電流ｉｄＬ，ｉｑＬを算出する。続くステップＳ２２においては、平均電流ｉｄＬ，ｉｑＬのベクトルノルム（電流振幅Ｉｎ）を算出する。さらに、ステップＳ２４では、電源電圧ＶＤＣと、ノルム指令値Ｖｎとに基づき、先の第２の実施形態の要領で、高調波電圧Ｖｈを算出する。そして、ステップＳ２６においては、高調波電圧Ｖｈ，電気角速度ω、および電流振幅Ｉｎを入力とし、補償量ΔＴｒｑを算出する。ここで、高調波電圧Ｖｈがゼロとなる場合、電気角速度ωおよび電流振幅Ｉｎに基づき、基本波電流に起因するヒステリシス損等を補償するための補償量が算出される。
＜第６の実施形態＞
以下、第６の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

図８に、本実施形態にかかる補償量ΔＴｒｑの算出処理を示す。この処理は、ＭＧＥＣＵ３０によって、たとえば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ３０において、実電流ｉｄ，ｉｑを、５ωの速度で回転する座標系の成分に変換することで、５次の高調波電流ｉｄｈ５，ｉｑｈ５を算出する。次に、ステップＳ３２においては、５次の高調波電流ｉｄｈ５，ｉｑｈ５をローパスフィルタで処理する。これは、ステップＳ３０の処理によって求めた成分には、対象とする次数（５次）以外の成分が含まれていることに鑑み、これらを除去するためである。そして、ステップＳ３４では、ローパスフィルタ処理された５次の高調波電流ｉｄｈ５，ｉｑｈ５のベクトルノルム（高調波振幅Ｉｈ）を算出する。なお、本実施形態において、ステップＳ３０〜Ｓ３４の処理は、検出値入力手段を構成する。

続くステップＳ３６では、トルク指令値Ｔｒｑ＊、電気角速度ωおよび高調波振幅Ｉｈを入力として、補償量ΔＴｒｑを算出する。ここでは、トルク指令値Ｔｒｑ＊および電気角速度ωが同一なら、高調波振幅Ｉｈが大きいほど補償量ΔＴｒｑが大きい値となる。
＜その他の実施形態＞
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

「高調波電圧代用手段について」
上記第１の実施形態（図２）においては、５次、７次、１１次、１３次の高調波電圧ベクトルノルムの和として高調波電圧Ｖｈを定量化したが、これに限らない。過変調領域においては、３の倍数を除く奇数次の高調波電圧が発生することに鑑みれば、３の倍数を除く奇数次の高調波電圧のうちの任意の次数の成分の高調波電圧ベクトルノルムの実効値であってもよい。

上記第１の実施形態（図２）において、電圧センサ２８によって検出されるインバータＩＮＶの出力線間電圧の高調波電圧の算出手法としては、ＦＦＴ解析を用いるものに限らない。たとえば、出力線間電圧をバンドパスフィルタ処理するものであってもよい。

上記第２の実施形態（図３）においては、変調率Ｍと電源電圧ＶＤＣとに基づき、高調波電圧Ｖｈを算出したがこれに限らない。たとえば、変調率Ｍと電源電圧ＶＤＣとを、補償量算出部３６に出力するものであってもよい。この場合、補償量算出部３６では、変調率Ｍ，電源電圧ＶＤＣ、トルク指令値Ｔｒｑ＊および電気角速度ωに基づき、補償量ΔＴｒｑを算出すればよい。

「補償量算出手段について」
上記第１の実施形態（図２）において、高調波電圧に関する情報として、電源電圧ＶＤＣと、ノルム指令値Ｖｎとを入力とし、電源電圧ＶＤＣ、ノルム指令値Ｖｎ、およびトルク指令値Ｔｒｑ＊の３つのパラメータから補償量ΔＴｒｑを算出してもよい。この場合であっても、ノルム指令値Ｖｎおよびトルク指令値Ｔｒｑ＊によって、電気角速度ωについてのおおよその値を推定可能であるため、定常状態においては上記第１の実施形態と略同等の補償量ΔＴｒｑを算出することができると考えられる。また、変調率Ｍ、電源電圧ＶＤＣおよびトルク指令値Ｔｒｑ＊の３つのパラメータから補償量ΔＴｒｑを算出してもよい。さらに、上記第１の実施形態の変形例については、「高調波電圧代用手段について」の欄にも記載した。

上記第３の実施形態（図４）や第４の実施形態（図６）において、弱め界磁制御時に限って補償量ΔＴｒｑを算出してもよい。

上記第１の実施形態（図２）や上記第５の実施形態（図７）において、高調波電圧に関する情報として、電源電圧ＶＤＣと、ノルム指令値Ｖｎとを入力とし、ノルム指令値Ｖｎ、電源電圧ＶＤＣ、および電気角速度ωの３つのパラメータから補償量ΔＴｒｑを算出してもよい。この場合であっても、ノルム指令値Ｖｎと電気角速度ωとによってトルクについてのおおよその値を推定可能であるため、定常状態においては上記第１、第６の実施形態と略同等の補償量ΔＴｒｑを算出することができると考えられる。また、変調率Ｍ、電源電圧ＶＤＣおよび電気角速度ωの３つのパラメータから補償量ΔＴｒｑを算出してもよい。

「検出値入力手段について」
上記第６の実施形態（図８）では、５次の高調波電流ベクトルノルムとして高調波振幅Ｉｈを定量化したが、これに限らない。たとえば、７次の高調波電流ベクトルノルムであってもよい。またたとえば、５次、７次、１１次、および１３次のそれぞれのベクトルノルムであってもよい。

またたとえば、実電流ｉｄ，ｉｑをバンドパスフィルタ処理することで得られる高調波電流のベクトルノルムを算出するものであってもよい。

「高調波電流情報取得手段について」
高調波電圧代用手段や検出値入力手段に限らない。たとえばこれらの双方であってもよい。この場合、補償量算出手段では、各手段の出力値の加重平均値等を入力として補償量を算出すればよい。

「操作量算出手段について」
上記実施形態では、トルク指令値Ｔｒｑに補償量ΔＴｒｑを加算したがこれに限らない。たとえば、図２において、位相設定部５８の入力パラメータとしての推定トルクＴｒｑｅを補償量ΔＴｒｑだけ減算補正するものであってもよい。

「出力電圧指令値について」
上記各実施形態では、ノルムベース値Ｖｎｂのフィードバック補正量を、実電流ｉｄと指令電流ｉｄ＊との差を入力とする比例要素および積分要素の出力同士の和としたが、これに限らない。たとえば、比例要素、積分要素、および微分要素の出力同士の和としてもよい。

ノルムベース値Ｖｎｂのフィードバック補正量を算出する手段としては、実電流ｉｄを指令電流ｉｄ＊にフィードバック制御するものに限らない。たとえば、トルク指令値Ｔｒｑ＊とするための指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊の位相を実電流ｉｄ，ｉｑの位相にフィードバック制御するためのものであってもよい。

出力電圧指令値をフィードバック制御によって算出するものとしては、ノルムベース値Ｖｎｂをフィードバック補正するものに限らない。たとえば、周知の電流フィードバック制御を用いるものであってもよい。これは、実電流ｉｄ，ｉｑを指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊にフィードバック制御するための操作量としてｄｑ軸上の指令電圧を設定するものである。この場合、最終的なｄｑ軸上の指令電圧は、周知の非干渉制御や誘起電圧補償等のフィードフォワード項との和とすることが望ましい。

さらに、出力電圧指令値が制御量の開ループ操作量のみからなるものであってもよい。

「回転機について」
同期機としては、ＩＰＭＳＭに限らず、表面磁石同期機（ＳＰＭＳＭ）や巻線界磁型同期機であってもよい。また、同期機にも限らず、誘導機であってもよい。

車載主機に限らない。

「トルクを生成する別の手段について」
図１に示したエンジン１６に限らない。たとえば、発電機であってもよい。もっとも、別の手段自体必須ではない。

「過変調領域について」
たとえば、トルク指令値Ｔｒｑ＊とするための操作量としての３相の指令電圧を三角波比較ＰＷＭ処理することで操作信号ｇ￥＃を生成する場合、変調率が「１」よりも大きい領域において、インバータＩＮＶの出力線間電圧を基本波を模擬したものとすることができなくなるため、この領域が過変調領域となる。このため、変調率が「１」よりも大きい領域において、高調波電流に起因したヒステリシス損を補償するように補償量ΔＴｒｑを算出する。

１０…モータジェネレータ、３０…ＭＧＥＣＵ（回転機の制御装置の一実施形態）。

Claims (12)

1. 回転機（１０）に流れる高調波電流に関する情報を取得する高調波電流情報取得手段（７０，７２）と、
   前記取得された高調波電流に関する情報を入力とし、前記回転機の制御量としてのトルクを、トルク指令値とするための操作量を算出する操作量算出手段（３６〜５８）と、
   前記回転機に交流電圧を印加する交流電圧印加手段を、前記操作量算出手段によって算出された操作量に基づき操作する操作手段（６０）と、
   を備えることを特徴とする回転機の制御装置。
2. 前記操作量算出手段は、前記高調波電流による損失分を補償するための補償量を算出し、これに基づき前記操作量を算出するものであり、前記高調波電流が大きいほど、前記補償量を大きい値とすることを特徴とする請求項１記載の回転機の制御装置。
3. 前記高調波電流情報取得手段は、前記交流電圧印加手段の出力電圧を入力とし、該出力電圧の高調波成分情報を、前記高調波電流に関する情報として取得する高調波電圧代用手段を備えることを特徴とする請求項１または２記載の回転機の制御装置。
4. 前記交流電圧印加手段は、前記回転機の端子と直流電圧源の正極および負極のそれぞれとの間を開閉するスイッチング素子を備える直流交流変換回路であり、
   前記高調波電圧代用手段の入力となる前記交流電圧印加手段の出力電圧は、前記直流交流変換回路の出力電圧指令値であることを特徴とする
   請求項３記載の回転機の制御装置。
5. 前記出力電圧指令値は、前記回転機の制御量を制御するためのフィードバック操作量に基づき定められることを特徴とする請求項４記載の回転機の制御装置。
6. 前記交流電圧印加手段は、前記回転機の端子と直流電圧源の正極および負極のそれぞれとの間を開閉するスイッチング素子を備える直流交流変換回路であり、
   前記高調波電圧代用手段は、前記出力電圧に加えて、前記直流電圧源の端子電圧を入力とし、前記高調波電圧に関する情報を算出することを特徴とする請求項３〜５のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
7. 前記操作手段は、前記高調波電圧代用手段の取得する高調波電圧に関する情報と、前記回転機のトルクおよび前記回転機を流れる電流の少なくとも一方とを入力とし、前記高調波電流による損失分を補償する補償量を算出する補償量算出手段を備えることを特徴とする請求項３〜６のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
8. 前記操作手段は、前記高調波電圧代用手段の取得する高調波電圧に関する情報と、前記回転機の回転速度とを入力とし、前記高調波電流による損失分を補償するための補償量を算出する補償量算出手段を備えることを特徴とする請求項３〜７のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
9. 前記交流電圧印加手段は、前記回転機の端子と直流電圧源の正極および負極のそれぞれとの間を開閉するスイッチング素子を備える直流交流変換回路であり、
   前記操作手段は、前記回転機の制御量を制御するための操作量として前記直流交流変換回路の出力電圧を操作するものであり、
   前記補償量算出手段は、過変調領域において、前記直流交流変換回路の出力線間電圧の基本波振幅が大きいほど、前記補償量を大きい値に算出することを特徴とする請求項７または８記載の回転機の制御装置。
10. 前記高調波電流情報取得手段は、前記回転機を流れる電流の検出値を入力とし、高調波電流に関する情報を取得する検出値入力手段を備えることを特徴とする請求項１または２記載の回転機の制御装置。
11. 前記交流電圧印加手段は、前記回転機の端子を直流電圧源の正極および負極のそれぞれに選択的に接続する直流交流変換回路であり、
    前記操作量算出手段は、前記高調波電流に関する情報に基づき操作量を算出する処理を、少なくとも過変調領域で行なう
    ことを特徴とする請求項１〜８，１０のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。
12. 前記回転機の回転軸には、電子制御対象となって且つトルクを生成する別の手段が機械的に連結されており、
    前記操作量算出手段の入力となる前記トルク指令値は、前記別の手段と前記回転機とのそれぞれに割り振られたトルクのうち前記回転機に割り振られたトルクであることを特徴とする請求項１〜１１のいずれか１項に記載の回転機の制御装置。

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