JP2016032407A - 回転電機の制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】モータジェネレータに流れる高調波電流を好適に低減することができる回転電機の制御装置を提供する。【解決手段】制御装置３０は、各操作信号生成部３３Ｕ〜３３Ｗのメモリに記憶されたパルスパターンを選択する処理を行う。ここで、制御装置３０を構成する高調波処理部３１は、パルスパターンの選択処理で用いられる出力電圧ベクトルの電圧振幅「Ｖｎ＋ΔＶ」，電圧位相φに振幅高調波信号，位相高調波信号を重畳する。これにより、固定座標系においてモータジェネレータの電気角速度ωのｋ倍の角速度で変動するｋ次の高調波電流を低減する。【選択図】 図２

Description

本発明は、スイッチング素子を有する電力変換回路に電気的に接続された回転電機に適用される制御装置に関する。

この種の制御装置としては、例えば下記特許文献１に見られるように、電動機のトルク変動等を低減すべく、電動機に流れる高調波電流を低減するものが知られている。詳しくは、インバータを構成するスイッチング素子のオンオフ操作により、固定座標系において電動機に流れる基本波電流に、トルク変動等の要因となる高調波電流を低減するための高調波電流を重畳させる。ここで、高調波電流を重畳させるためのスイッチング素子のオンオフ操作は、電流フィードバック制御によって算出された指令電圧とキャリアとの大小比較に基づくＰＷＭ制御によって行われている。

特許第３８５２２８９号公報

ところで、スイッチング素子のオンオフ操作手法としては、上述したＰＷＭ制御を用いた手法のほかに、パルスパターンを用いた手法もある。詳しくは、制御装置は、例えばインバータの出力電圧ベクトルの振幅ごとに、電動機の電気角と関係づけられたスイッチング素子のオンオフ操作指令を記憶する記憶手段を備えている。こうした構成において、まず、電動機の制御量をその目標値にフィードバック制御するための操作量として、１次回転座標系におけるインバータの出力電圧ベクトルの位相を設定する。ここで、１次回転座標系とは、固定座標系において電動機に流れる基本波電流の変動角速度と同じ角速度で回転する座標系のことである。そして、出力電圧ベクトルの振幅に基づき選択されたオンオフ操作指令を、電気角の検出値に対して上記位相だけずらしてスイッチング素子に対して出力することで、スイッチング素子をオンオフ操作する。

ここで、パルスパターンを用いた手法においても、電動機のトルク変動等の要因となる高調波電流を低減すべく、高調波電流を重畳する手法の適用が望まれる。

本発明は、回転電機に流れる高調波電流を好適に低減することができる回転電機の制御装置を提供することを主たる目的とする。

以下、上記課題を解決するための手段、及びその作用効果について記載する。

本発明は、スイッチング素子（ＳＵｐ〜ＳＷｎ）を有する電力変換回路（２０）に電気的に接続された回転電機（１０）に適用され、固定座標系において前記回転電機に流れる基本波電流の変動角速度と同じ角速度で回転する座標系を１次回転座標系とし、前記回転電機の制御量をその目標値にフィードバック制御するための操作量として、前記１次回転座標系における前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相を設定する電圧位相設定手段（３０ｄ）と、前記制御量を前記目標値に制御するための操作量として、前記出力電圧ベクトルの振幅を設定する電圧振幅設定手段（３０ｈ，３０ｊ，３０ｋ，３２）と、前記振幅を含む振幅パラメータごとに、前記回転電機の電気角と関係づけられた前記スイッチング素子のオンオフ操作指令を記憶する記憶手段（３３Ｕ〜３３Ｗ）と、前記電圧振幅設定手段によって設定された振幅を含む前記振幅パラメータに基づき選択された前記オンオフ操作指令を、前記電気角の検出値を基準として、前記電圧位相設定手段によって設定された位相だけずらして前記スイッチング素子に対して出力することで、前記スイッチング素子をオンオフ操作する操作手段（３３Ｕ〜３３Ｗ）と、前記回転電機に流れる相電流検出値に基づき、前記回転電機に流れる高調波電流を抽出する抽出手段（３１ａ，３１ｂ）と、「１±６ｎ」（ｎは０以外の整数）を整数ｋと定義し、前記抽出手段によって抽出された高調波電流に基づき、前記固定座標系において前記回転電機の電気角速度のｋ倍の角速度で変動する高調波電流を低減するための高調波信号であって、前記１次回転座標系において前記電気角速度の「ｋ−１」倍の角速度で変動する高調波信号を生成する生成手段（３１ｉ，３１ｊ；３１ｉ，３１ｊ，３１ｓ，３１ｔ）と、前記操作手段において用いられる前記振幅及び前記位相のうち少なくとも一方に前記高調波信号を重畳する重畳手段（３１ｋ，３１ｌ）とを備えることを特徴とする。

操作手段において用いられる出力電圧ベクトルの振幅及び位相のうち少なくとも一方に、電気角速度の「ｋ−１」倍の角速度で変動する高調波信号を重畳すると、固定座標系において回転電機に電気角速度のｋ倍の高調波電流（以下、ｋ次の高調波電流）が流れる。このため、低減対象とするｋ次の高調波電流を相殺するような高調波信号を振幅及び位相のうち少なくとも一方に重畳することにより、回転電機に流れるｋ次の高調波電流を低減することができる。

そこで、上記発明では、回転電機に流れる相電流検出値に基づき、回転電機に流れる高調波電流を抽出する。抽出された高調波電流は、低減対象とする高調波電流を把握するための情報となる。そして、抽出された高調波電流に基づき、上記高調波信号を生成する。こうして生成された高調波信号を、振幅及び位相のうち少なくとも一方に重畳することにより、回転電機に流れるｋ次の高調波電流を好適に低減することができる。

第１実施形態にかかるモータ制御システムの全体構成図。 モータ制御のブロック図。 λ軸を説明するための図。 ｄ軸とλ軸とのなす角度の算出手法を示す図。 λ軸を説明するための図。 λ軸電流の算出手法を示す図。 基本波成分と高調波成分との関係を示す図。 高調波処理部のブロック図。 第２実施形態にかかる高調波信号生成部のブロック図。

（第１実施形態）
以下、本発明にかかる回転電機の制御装置を、車載主機として多相回転機（３相回転電機）を備える車両（例えば、電気自動車やハイブリッド車）に適用した第１実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、モータ制御システムは、モータジェネレータ１０、「電力変換回路」としてのインバータ２０、及びモータジェネレータ１０を制御対象とする制御装置３０を備えている。本実施形態において、モータジェネレータ１０は、車載主機であり、図示しない駆動輪に連結されている。本実施形態では、モータジェネレータ１０として、突極機であるＩＰＭＳＭを用いている。

モータジェネレータ１０は、インバータ２０を介して、直流電源としてのバッテリ２２に接続されている。バッテリ２２の出力電圧は、例えば百Ｖ以上である。なお、バッテリ２２及びインバータ２０の間には、インバータ２０の入力電圧を平滑化する平滑コンデンサ２４が設けられている。

インバータ２０は、上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐと下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎとの直列接続体を備えている。Ｕ相上，下アームスイッチＳＵｐ，ＳＵｎの接続点には、モータジェネレータ１０のＵ相が接続され、Ｖ相上，下アームスイッチＳＶｐ，ＳＶｎの接続点には、モータジェネレータ１０のＶ相が接続され、Ｗ相上，下アームスイッチＳＷｐ，ＳＷｎの接続点には、モータジェネレータ１０のＷ相が接続されている。ちなみに、本実施形態では、各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎとして、電圧制御形の半導体スイッチング素子を用い、より具体的には、ＩＧＢＴを用いている。そして、各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎには、各フリーホイールダイオードＤＵｐ〜ＤＷｎが逆並列に接続されている。

モータ制御システムは、さらに、相電流検出手段、電圧検出手段、及び回転角検出手段を備えている。詳しくは、相電流検出手段は、モータジェネレータ１０のＶ相に流れる電流を検出するＶ相電流センサ４２Ｖと、Ｗ相に流れる電流を検出するＷ相電流センサ４２Ｗとを含む。電圧検出手段は、インバータ２０の入力電圧（バッテリ２２から出力される直流電圧）を検出する電圧センサ４４を含む。回転角検出手段は、モータジェネレータ１０の回転角（電気角θｅ）を検出する回転角センサ４６（例えばレゾルバ）を含む。

制御装置３０は、マイコンを主体として構成され、モータジェネレータ１０の制御量（本実施形態ではトルク）をその目標値（以下、目標トルクＴｒｑ＊）にフィードバック制御すべく、インバータ２０を操作する。詳しくは、制御装置３０は、インバータ２０を構成するスイッチＳＵｐ〜ＳＷｎをオンオフ操作すべく、上記各種センサの検出値に基づき、各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎに対応する操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎを生成し、生成された各操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎを各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎに対して出力する。ここで、上アーム操作信号ｇＵｐ，ｇＶｐ，ｇＷｐと、対応する下アーム操作信号ｇＵｎ，ｇＶｎ，ｇＷｎとは、互いに相補的な信号（論理が反転した信号）となっている。すなわち、上アームスイッチと、対応する下アームスイッチとは、交互にオン状態とされる。なお、目標トルクＴｒｑ＊は、例えば、制御装置３０の外部に設けられた制御装置であって、制御装置３０よりも上位の制御装置から出力される。

続いて、図２を用いて、制御装置３０によって実行されるモータジェネレータ１０のトルク制御について説明する。この制御は、位相制御と、振幅制御とを含むものである。

まず、位相制御について説明する。２相変換部３０ａ（「２相変換手段」に相当）は、Ｖ相電流センサ４２Ｖによって検出されたＶ相電流ＩＶ、Ｗ相電流センサ４２Ｗによって検出されたＷ相電流ＩＷ、及び回転角センサ４６によって検出された電気角θｅに基づき、３相固定座標系におけるＵ相電流ＩＵ，Ｖ相電流ＩＶ，Ｗ相電流ＩＷを１次回転座標系（ｄ−ｑ座標系）におけるｄ軸電流Ｉｄｒ及びｑ軸電流Ｉｑｒに変換する。ここで、１次回転座標系とは、３相固定座標系における相電流の基本波成分の変動角速度と同じ角速度で回転する座標系のことである。なお、Ｕ相電流ＩＵは、キルヒホッフの法則に基づき、Ｖ相電流ＩＶ及びＷ相電流ＩＷから算出すればよい。

トルク推定器３０ｂは、２相変換部３０ａから出力されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒに基づき、モータジェネレータ１０の推定トルクＴｅを算出する。ここで、推定トルクＴｅは、ｄ軸電流Ｉｄｒ及びｑ軸電流Ｉｑｒと推定トルクＴｅとが関係付けられたマップを用いて算出してもよいし、モデル式を用いて算出してもよい。

トルク偏差算出部３０ｃは、目標トルクＴｒｑ＊から、トルク推定器３０ｂによって算出された推定トルクＴｅを減算することでトルク偏差ΔＴを算出する。なお、トルク推定器３０ｂによって算出された推定トルクＴｅから高周波成分を除去するフィルタ（ローパスフィルタ）を制御装置３０に備え、高周波成分が除去された推定トルクＴｅを目標トルクＴｒｑ＊から減算することでトルク偏差ΔＴを算出してもよい。

位相設定部３０ｄ（「電圧位相設定手段」に相当）は、トルク偏差算出部３０ｃによって算出されたトルク偏差ΔＴに基づき、推定トルクＴｅを目標トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御するための操作量として、電圧位相φを算出する。詳しくは、トルク偏差ΔＴを入力とする比例積分制御によって電圧位相φを算出する。本実施形態において、電圧位相φは、ｄ軸の正方向を基準とし、この基準から反時計回りの方向（ｄ軸の正方向からｑ軸の正方向へと回転する方向）が正方向として定義されている。このため、目標トルクＴｒｑ＊に対して推定トルクＴｅが不足する場合には、電圧位相φを増大（進角）させ、目標トルクＴｒｑ＊に対して推定トルクＴｅが過剰となる場合には、電圧位相φを減少（遅角）させるようにする。

高調波処理部３１は、位相設定部３０ｄによって算出された電圧位相φに位相高調波信号φｒを重畳して出力する。なお、高調波処理部３１については、後に詳述する。

電気角加算部３０ｅは、高調波処理部３１の出力値δに電気角θｅを加算する。第１シフト部３０ｆは、電気角加算部３０ｅの出力値「θｅ＋δ」から「２π／３」減算した値を出力する。第２シフト部３０ｇは、電気角加算部３０ｅの出力値「θｅ＋δ」に「２π／３」加算した値を出力する。これにより、電気角加算部３０ｅの出力値「θｅ＋δ」、第１シフト部３０ｆの出力値「θｅ＋δ−２π／３」、及び第２シフト部３０ｇの出力値「θｅ＋δ＋２π／３」は、互いに電気角で「２π／３」（１２０°）ずつずれた信号となる。なお、本実施形態では、以降、電気角加算部３０ｅの出力値をＵ相参照角θＵと称し、第１，第２シフト部３０ｆ，３０ｇの出力値をＶ，Ｗ相参照角θＶ，θＷと称すこととする。

続いて、振幅制御について説明する。指令電圧設定部３０ｈは、目標トルクＴｒｑ＊を入力として、規格化電圧振幅「Ｖｎ／ω」を算出する。ここで、規格化電圧振幅「Ｖｎ／ω」とは、１次回転座標系におけるインバータ２０の出力電圧ベクトルの指令振幅（以下、電圧振幅Ｖｎ）を電気角速度ωで除算した値のことである。なお、電圧振幅Ｖｎは、上記出力電圧ベクトルのｄ軸成分Ｖｄの２乗値及びｑ軸成分Ｖｑの２乗値の和の平方根として定義される。本実施形態において、規格化電圧振幅は、目標トルクＴｒｑ＊及び規格化電圧振幅が関係付けられたマップを用いて算出される。

速度算出部３０ｉは、回転角センサ４６によって検出された電気角θｅに基づき、モータジェネレータ１０の電気角速度ωを算出する。速度乗算部３０ｊは、規格化電圧振幅「Ｖｎ／ω」に電気角速度ωを乗算することで、電圧振幅Ｖｎを算出する。電圧振幅Ｖｎは、モータジェネレータ１０のトルクを目標トルクＴｒｑ＊にフィードフォワード制御するための操作量となる。

補正部３０ｋは、速度乗算部３０ｊから出力された電圧振幅Ｖｎに、補正量算出部３２によって算出された振幅補正量ΔＶを加算することで、電圧振幅Ｖｎを補正する。なお、補正量算出部３２については、後に詳述する。また、本実施形態において、指令電圧設定部３０ｈ、速度乗算部３０ｊ、補正部３０ｋ及び補正量算出部３２が「電圧振幅設定手段」に相当する。

補正部３０ｋによって補正された電圧振幅「Ｖｎ＋ΔＶ」は、上記高調波処理部３１に入力される。高調波処理部３１は、電圧振幅「Ｖｎ＋ΔＶ」に振幅高調波信号Ｖｒを重畳して出力する。

Ｕ，Ｖ，Ｗ相操作信号生成部３３Ｕ，３３Ｖ，３３Ｗ（「操作手段」に相当）は、高調波処理部３１において振幅高調波信号Ｖｒが重畳された電圧振幅Ｖｋと、Ｕ，Ｖ，Ｗ相参照角θＵ，θＶ，θＷと、電圧センサ４４によって検出された入力電圧ＶＩＮＶとに基づき、各操作信号ｇＵｐ〜ｇＷｎを生成して各スイッチＳＵｐ〜Ｓｗｎに対して出力する。本実施形態では、各操作信号を以下のように生成する。

各操作信号生成部３３Ｕ〜３３Ｗは、メモリ（記憶手段）を備えている。メモリには、変調率Ｍごとに、電気角の１回転周期「２π」分の操作信号波形（パルスパターン）がマップデータとして記憶されている。本実施形態において、操作信号波形は、電気角１周期においてモータジェネレータ１０の各相巻線に基本波電流を流すための基本波電圧を印加可能なものである。本実施形態では、Ｕ〜Ｗ相のそれぞれにおいて、記憶されている操作信号波形はいずれも、上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐのオン操作期間と下アームスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎのオン操作期間とが半々となる波形とされている。これは、インバータ２０の出力電圧を電気角の１回転周期で均衡の取れたものとするための設定である。さらに本実施形態では、Ｕ〜Ｗ相のそれぞれにおいて、操作信号波形はいずれも、電気角の１回転周期の中央（１８０°）に対して対称性を有するものとされている。詳しくは、中央に対して等距離にある一対のタイミングの論理値が逆とされている。本実施形態では、論理「Ｈ」が上アームスイッチＳＵｐ，ＳＶｐ，ＳＷｐのオン操作指令に対応し、論理「Ｌ」が下アームのスイッチＳＵｎ，ＳＶｎ，ＳＷｎのオン操作指令に対応する。メモリに記憶されている操作信号波形は、変調率Ｍごとに、各操作信号生成部３３Ｕ〜３３Ｗのそれぞれで互いに共通のものである。

各操作信号生成部３３Ｕ〜３３Ｗは、まず、入力電圧ＶＩＮＶと、高調波処理部３１から出力された電圧振幅Ｖｋとに基づき、変調率Ｍを算出する。本実施形態において、変調率Ｍとは、入力電圧ＶＩＮＶで電圧振幅Ｖｋを規格化した値のことである。より具体的には、変調率Ｍとは、入力電圧ＶＩＮＶの「１／２」で電圧振幅Ｖｋを除算した値を、「√（１．５）」で除算した値のことである。各操作信号生成部３３Ｕ〜３３Ｗは、算出された変調率Ｍに基づき、該当する操作信号波形を選択する。こうして操作信号波形が選択されると、各操作信号生成部３３Ｕ〜３３Ｗは、この波形の出力タイミングを高調波処理部３１から出力された電圧位相δに基づき設定することで、操作信号を生成する。すなわち、Ｕ〜Ｗ相のそれぞれについて、同一の操作信号波形が、電気角で互いに１２０°ずつずらされて出力される。これにより、電気角で位相が互いに１２０°ずれた正弦波状の相電流を流すことができる。

続いて、上記補正量算出部３２と、上記高調波処理部３１とについて説明する。

まず、図３〜図５を用いて、補正量算出部３２の設計手法について説明する。

永久磁石同期機の電圧方程式は、下式（ｅｑ１）で表される。

上式（ｅｑ１）において、「ｐ」は微分演算子を示し、「Ｒ」は電機子巻線抵抗を示し、「Ｌｄ」，「Ｌｑ」はｄ，ｑ軸インダクタンスを示し、「ψ」は永久磁石の電機子鎖交磁束の実効値を示す。上式（ｅｑ１）において、モータジェネレータ１０の回転速度が一定となる定常状態を想定し、過渡現象を無視するとの条件を課すと、「ｐ＝０」となる。また、上式（ｅｑ１）に、モータジェネレータ１０の回転速度が十分高く、「Ｒ＜＜ω・Ｌｄ」，「Ｒ＜＜ω・Ｌｑ」の関係が成立するとの条件を課す。以上から、上式（ｅｑ１）は下式（ｅｑ２）のように表される。

ｄ，ｑ軸電圧Ｖｄ，Ｖｑと、電圧位相φ及び電圧振幅Ｖｎとの関係は、下式（ｅｑ３）で表される。

ここで、電圧位相φが微小量Δφだけ変化した場合における電圧方程式は、上式（ｅｑ２），（ｅｑ３）を用いると、下式（ｅｑ４）で表される。

上式（ｅｑ４）から上式（ｅｑ２）を減算すると、下式（ｅｑ５）が導かれる。

上式（ｅｑ５）において、右辺の「Ｉｄφ−Ｉｄ」がｄ軸電流変化量ΔＩｄφであり、「Ｉｑφ−Ｉｑ」がｑ軸電流変化量ΔＩｑφである。上式（ｅｑ５）を各電流変化量ΔＩｄφ，ΔＩｑφについて解くと、下式（ｅｑ６）が導かれる。

図３に、１次回転座標系における電圧ベクトルＶｎｖｔ及び電流ベクトルＩｎｖｔを示す。ここで、電流ベクトルは、ｄ軸電流の２乗値及びｑ軸電流の２乗値の和の平方根として定義される。図３には、電圧位相φが微小量Δφだけ変化した場合の電流ベクトルＩｎｖｔの変化分を「ΔＩφ」にて示した。また、電圧振幅が微小量ΔＶｎだけ変化した場合の電流ベクトルＩｎｖｔの変化分を「ΔＩｖｎ」にて示した。この電流ベクトルＩｎｖｔの変化分を拡大した図を図４として示す。上式（ｅｑ６）より、電圧位相φが微小変化した場合において、ｄ軸に対する電流ベクトルＩｎｖｔの変化方向αは、下式（ｅｑ７）で表される。

上式（ｅｑ７）のアークタンジェント演算により、例えば、変化方向αを「−π〜＋π」の間で算出することができる。特に本実施形態では、上式（ｅｑ７）の右辺において、括弧内の分母が０となってかつ分子が正の値となる場合、変化方向αを「π／２」として算出する。一方、上式（ｅｑ７）の右辺において、括弧内の分母が０となってかつ分子が負の値となる場合、変化方向αを「−π／２」として算出する。ここで、図５には、電流ベクトルＩｎｖｔの変化方向と直交する方向に延びる座標軸をλ軸として示している。電圧振幅Ｖｎが微小量ΔＶｎだけ変化した場合の電流ベクトルの変化分ΔＩｖｎのうち、λ軸成分（すなわち、上記変化分ΔＩｖｎをλ軸に写像した成分）は、電圧位相φの変化の影響を受けない電流である。本実施形態では、この電流をλ軸電流Ｉλとして振幅補正量ΔＶの算出に用いる。λ軸電流Ｉλを用いることにより、振幅制御と位相制御との干渉を抑制することができる。ここで、λ軸を設定するために必要なパラメータであるｄ軸とλ軸とのなす角度λは、下式（ｅｑ８）で表される。

以上を踏まえ、先の図２に戻り、補正量算出部３２について説明する。

λ軸設定部３２ａは、ｄ，ｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑと、位相設定部３０ｄから出力された電圧位相φとに基づき、上式（ｅｑ８）を元に、ｄ軸とλ軸とのなす角度λを算出する。λ軸設定部３２ａは、１次回転座標系において、電圧位相φの変化に対する電流ベクトルＩｎｖｔの変化が非干渉化された非干渉化座標軸（λ軸）を設定する非干渉化軸設定手段に相当する。λ軸設定部３２ａにおいて設定されるλ軸は、モータジェネレータ１０の駆動状態の変化に伴って都度変化する。

指令電流設定部３２ｂは、目標トルクＴｒｑ＊に基づき、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する。本実施形態では、最小電流最大トルク制御を実現するための電流をｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊として設定する。なお、最小電流最大トルク制御については、例えば「埋込磁石同期モータの設計と制御：武田洋次ら、外３名、オーム社、平成１８年４月２０日、第１版」の２３ページに記載されている。

λ軸指令電流算出部３２ｃは、指令電流設定部３２ｂから出力された各指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と、λ軸設定部３２ａから出力された角度λとに基づき、下式（ｅｑ９）を元に、λ軸指令電流Ｉλ＊を算出する（図６参照）。

ここで、図６には、現在の指令電流ベクトルを「Ｉｎ＊」にて示し、現在の電流ベクトルを「Ｉｎｖｔ」にて示した。

λ軸実電流算出部３２ｄは、２相変換部３０ａから出力されたｄ，ｑ軸電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒと、λ軸設定部３２ａから出力された角度λとに基づき、下式（ｅｑ１０）を元に、λ軸電流Ｉλｒを算出する（図６参照）。

λ軸がモータジェネレータ１０の駆動状態の変化に伴って変化するため、λ軸電流Ｉλｒ及びλ軸指令電流Ｉλ＊もモータジェネレータ１０の駆動状態の変化に伴って都度変化することとなる。

電流偏差算出部３２ｅは、λ軸実電流算出部３２ｄから出力されたλ軸電流Ｉλｒをλ軸指令電流Ｉλ＊から減算することで電流偏差ΔＩλを算出する。なお、λ軸実電流算出部３２ｄから出力されたλ軸電流Ｉλｒから高周波成分を除去するフィルタ（ローパスフィルタ）を制御装置３０に備え、高周波成分が除去されたλ軸電流Ｉλｒをλ軸指令電流Ｉλ＊から減算することで電流偏差ΔＩλを算出してもよい。

振幅補正量算出部３２ｆは、電流偏差算出部３２ｅから出力された電流偏差ΔＩλに基づき、λ軸電流Ｉλｒをλ軸指令電流Ｉλ＊にフィードバック制御するための操作量（換言すれば、推定トルクＴｅを目標トルクＴｒｑ＊にフィードバック制御するための操作量）として、振幅操作量としての振幅補正量ΔＶを算出する。詳しくは、電流偏差ΔＩλを入力とする比例積分制御によって振幅補正量ΔＶを算出する。

こうした構成によれば、λ軸電流Ｉλｒに基づき振幅補正量ΔＶを算出していることから、振幅制御と位相制御との干渉が抑制されている。このため、各電流Ｉｄｒ，Ｉｑｒを各指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に高精度に制御することができる。これにより、振幅制御におけるフィードバック制御の応答性を位相制御におけるフィードバック制御の応答性と同等レベルまで向上させることができる。したがって、外乱が発生したり、過渡状態となったりする場合であっても、高いトルク制御性と高い電流制御性との双方を維持することができる。

続いて、高調波処理部３１について説明する。

まず、高調波処理部３１を制御装置３０に備えた理由について説明する。

モータジェネレータ１０の磁気特性（例えば、ｄ，ｑ軸インダクタンスや誘起電圧定数）が理想的な特性とされる場合、電気角で互いに１２０°ずつずれた正弦波の相電流を各相に流すことでき、高調波成分を含まない一定のトルクを得ることができる。しかしながら、実際のモータジェネレータ１０では、理想的な磁気特性を得ることは困難となる。このため、下式（ｅｑ１１）に示すように、磁気特性が理想的なものからずれることに起因して、各相電流ＩＵ〜ＩＷに高調波電流が含まれることとなる。

上式（ｅｑ１１）において、右辺第１項は、振幅Ｉｒ１及び位相φ１とする基本波電流を示し、右辺第２項は、振幅Ｉｒｋ及び位相φｋとする高調波電流を示している。ここで、右辺第２項の「ｋ」は、「１±６ｎ」（ｎは０以外の整数）である。なお、以降、電気角速度ωのｋ倍の角速度で変動する高調波電流をｋ次の高調波電流と称すこととする。

高調波電流がモータジェネレータ１０に流れると、トルク変動や損失（例えば鉄損）が増大する懸念がある。ここで、高調波電流が含まれる相電流を１次回転座標系のｄ，ｑ軸電流に変換したものは、下式（ｅｑ１２）で表される。なお、図７には、１次回転座標系における基本波電流ベクトルと高調波電流ベクトルとの合成ベクトルの振幅を「Ｉｔ」で示し、位相を「φｔ」で示した。

上式（ｅｑ１２）は、固定座標系において相電流にｋ次の高調波電流が含まれると、１次回転座標系において「ｋ−１」次の高調波電流が表れることを示している。すなわち、上式（ｅｑ１２）は、１次回転座標系における高調波電流であって、固定座標系におけるｋ次の高調波電流を低減可能な「ｋ−１」次の高調波電流が存在することを示している。ここで、「ｋ−１」次の高調波電流は、電気角速度ωの「ｋ−１」倍の角速度で変動する高調波信号を電圧振幅「Ｖｎ＋ΔＶ」及び電圧位相φのそれぞれに重畳することにより流すことができる。

特に本実施形態では、１次回転座標系における６次の高調波電流が顕著なため、６次の高調波電流を低減対象とする。ここで、「ｋ＝１±６ｎ」の関係より、６次の高調波電流を打ち消すためには、固定座標系において、ｋ＝−５とした−５次の高調波電流、又はｋ＝７とした７次の高調波電流を相電流に重畳すればよい。なお、「ｋ＞０」の場合、各相の高調波電流は、電気角θｅの進行に伴って、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の順で波形が変化する。一方、「ｋ＜０」の場合、各相の高調波電流は、電気角θｅの進行に伴って、「ｋ＞０」のときとは逆順で波形が変化する。

図８に、高調波処理部３１のブロック図を示す。

ｄ軸偏差算出部３１ａは、指令電流設定部３２ｂから出力されたｄ軸指令電流Ｉｄ＊と２相変換部３０ａから出力されたｄ軸電流Ｉｄｒとの偏差であるｄ軸電流偏差ΔＩｄ（「ｄ軸高調波成分」に相当）を算出する。具体的には、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊からｄ軸電流Ｉｄｒを減算することでｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出する。ｑ軸偏差算出部３１ｂは、指令電流設定部３２ｂから出力されたｑ軸指令電流Ｉｑ＊と２相変換部３０ａから出力されたｑ軸電流Ｉｑｒとの偏差であるｑ軸電流偏差ΔＩｑ（「ｑ軸高調波成分」に相当）を算出する。具体的には、ｑ軸指令電流Ｉｑ＊からｑ軸電流Ｉｑｒを減算することでｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出する。なお、本実施形態において、各偏差算出部３１ａ，３１ｂが「抽出手段」に相当する。

高次電流変換部３１ｃ（「高次電流算出手段」に相当）は、下式（ｅｑ１３），（ｅｑ１４）を用いて、１次回転座標系における各電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを、高次回転座標系（ｄｋ−ｑｋ）におけるｄ，ｑ軸高次電流Ｉｄｋｒ，Ｉｑｋｒに変換する。ここで、高次回転座標系とは、固定座標系におけるｋ次の高調波電流の変動角速度と同じ角速度で回転する座標系のことである。高次回転座標系は、互いに直交するｄｋ軸とｑｋ軸とで規定されている。なお、本実施形態において、高調波電流の位相φｋは、ｄｋ軸の正方向を基準とし、この基準から反時計回りの方向（ｄｋ軸の正方向からｑｋ軸の正方向へと回転する方向）が正方向として定義されている。

上式（ｅｑ１３），（ｅｑ１４）において、右辺の「（ｋ−１）θｅ」は、１次回転座標系の基準軸（ｄ軸）と高次回転座標系の基準軸（ｄｋ軸）との位相差を示す。

目標値設定部３１ｄ（「可変設定手段」に相当）は、目標トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωに基づき、ｄ軸目標高次電流Ｉｄｋ＊と、ｑ軸目標高次電流Ｉｑｋ＊とを可変設定する。各目標高次電流Ｉｄｋ＊，Ｉｑｋ＊は、トルク変動や鉄損を抑制する観点から設定されている。ここでは、例えば、目標トルクＴｒｑ＊が大きいほど、各目標高次電流Ｉｄｋ＊，Ｉｑｋ＊を大きく設定すればよい。なお、各目標高次電流Ｉｄｋ＊，Ｉｑｋ＊は、例えば、目標トルクＴｒｑ＊、電気角速度ω、及び各目標高次電流Ｉｄｋ＊，Ｉｑｋ＊が関係付けられたマップや数式を用いて設定すればよい。

ｄ軸高次偏差算出部３１ｅは、ｄ軸目標高次電流Ｉｄｋ＊とｄ軸高次電流Ｉｄｋｒとの偏差であるｄ軸高次偏差Δｄｋを算出する。具体的には、ｄ軸目標高次電流Ｉｄｋ＊からｄ軸高次電流Ｉｄｋｒを減算することでｄ軸高次偏差Δｄｋを算出する。ｑ軸高次偏差算出部３１ｆは、ｑ軸目標高次電流Ｉｑｋ＊とｑ軸高次電流Ｉｑｋｒとの偏差であるｑ軸高次偏差Δｑｋを算出する。具体的には、ｑ軸目標高次電流Ｉｑｋ＊からｑ軸高次電流Ｉｑｋｒを減算することでｑ軸高次偏差Δｑｋを算出する。

ｄ軸フィードバック制御部３１ｇ（「ｄ軸操作量算出手段」に相当）は、ｄ軸高次偏差算出部３１ｅから出力されたｄ軸高次偏差Δｄｋに基づき、ｄ軸高次電流Ｉｄｋｒをｄ軸目標高次電流Ｉｄｋ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｄ軸フィードバック電流Ｉｄｋｆ（「ｄ軸操作量」に相当）を算出する。詳しくは、ｄ軸高次偏差Δｄｋを入力とする比例積分制御によってｄ軸フィードバック電流Ｉｄｋｆを算出する。

ｑ軸フィードバック制御部３１ｈ（「ｑ軸操作量算出手段」に相当）は、ｑ軸高次偏差算出部３１ｆから出力されたｑ軸高次偏差Δｑｋに基づき、ｑ軸高次電流Ｉｑｋｒをｑ軸目標高次電流Ｉｑｋ＊にフィードバック制御するための操作量として、ｑ軸フィードバック電流Ｉｑｋｆ（「ｑ軸操作量」に相当）を算出する。詳しくは、ｑ軸高次偏差Δｑｋを入力とする比例積分制御によってｑ軸フィードバック電流Ｉｑｋｆを算出する。

１次電流変換部３１ｉは、下式（ｅｑ１５）を用いて、高次回転座標系におけるｄ，ｑ軸フィードバック電流Ｉｄｋｆ，Ｉｑｋｆを１次回転座標系におけるｄ，ｑ軸高調波電流Ｉｄ１ｆ，Ｉｑ１ｆに変換する。

電圧変換部３１ｊは、ｄ，ｑ軸高調波電流Ｉｄ１ｆ，Ｉｑ１ｆに基づき、振幅高調波信号Ｖｒと、位相高調波信号φｒとを算出する。詳しくは、まず、下式（ｅｑ１６）を用いて、ｄ，ｑ軸高調波電流Ｉｄ１ｆ，Ｉｑ１ｆをｄ，ｑ軸高調波電圧Ｖｄ１ｆ，Ｖｑ１ｆに変換する。

続いて、下式（ｅｑ１７），（ｅｑ１８）を用いて、ｄ，ｑ軸高調波電圧Ｖｄ１ｆ，Ｖｑ１ｆに基づき、振幅高調波信号Ｖｒと、位相高調波信号φｒとを算出する。

なお、下式（ｅｑ１８）のアークタンジェント演算により、例えば、位相高調波信号φｒを「−π〜＋π」の間で算出することができる。特に本実施形態では、下式（ｅｑ１８）の右辺において、括弧内の分母が０となってかつ分子が正の値となる場合、位相高調波信号φｒを「π／２」として算出する。一方、括弧内の分母が０となってかつ分子が負の値となる場合、位相高調波信号φｒを「−π／２」として算出する。

ちなみに、本実施形態において、１次電流変換部３１ｉ及び電圧変換部３１ｊが「生成手段」に相当する。また、上式（ｅｑ１６）は、基本波電流及び高調波電流を含む下式（ｅｑ１９）に示す電圧方程式から、上式（ｅｑ２）を減算することで導くことができる。

振幅重畳部３１ｋは、補正部３０ｋから出力された電圧振幅「Ｖｎ＋ΔＶ」に振幅高調波信号Ｖｒを重畳して出力する。位相重畳部３１ｌは、位相設定部３０ｄから出力された電圧位相φに位相高調波信号φｒを重畳して出力する。なお、本実施形態において、振幅重畳部３１ｋ及び位相重畳部３１ｌが「重畳手段」に相当する。

このように、本実施形態では、振幅重畳部３１ｋの出力値Ｖｋと、位相重畳部３１ｌの出力値δとに基づき、操作信号波形を選択して各スイッチＳＵｐ〜ＳＷｎに対して出力した。これにより、モータジェネレータ１０に流れる高調波電流を低減することができ、ひいてはトルク変動や損失を低減することができる。

さらに、本実施形態では、各高調波信号Ｖｒ，φｒの生成に際し、目標トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωに基づき、各目標高次電流Ｉｄｋ＊，Ｉｑｋ＊を可変設定した。こうした設定は、高調波電流の低減効果の向上に寄与している。

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について、先の第１実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。本実施形態では、低減対象とする高調波電流を複数（２つ）とする。具体的には、１次回転座標系における±６次の高調波電流を低減するために、−５次の高調波電流と７次の高調波電流とを各相電流に重畳する。

図９に、本実施形態にかかる高調波処理部３１のブロック図を示す。なお、図９において、先の図８に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一の符号を付している。

本実施形態において、先の図８に示した各処理部３１ｃ〜３１ｊを、第１高次電流変換部３１ｃ、第１目標値設定部３１ｄ、第１ｄ，ｑ軸高次偏差算出部３１ｅ，３１ｆ、第１ｄ，ｑ軸フィードバック制御部３１ｇ，３１ｈ、第１の１次電流変換部３１ｉ、及び第１電圧変換部３１ｊと称すこととする。そして、第１高次電流変換部３１ｃの出力値を第１ｄ，ｑ軸高次電流Ｉｄｋｒ１，Ｉｑｋｒ１とし、第１目標値設定部３１ｄの出力値を第１ｄ，ｑ軸目標高次電流Ｉｄｋ＊１，Ｉｑｋ＊１とする。また、第１ｄ，ｑ軸高次偏差算出部３１ｅ，３１ｆの出力値を第１ｄ，ｑ軸高次偏差Δｄｋ１，Δｑｋ１とし、第１ｄ，ｑ軸フィードバック制御部３１ｇ，３１ｈの出力値を第１ｄ，ｑ軸フィードバック電流Ｉｄｋｆ１，Ｉｑｋｆ１とし、第１の１次電流変換部３１ｉの出力値を第１ｄ，ｑ軸高調波電流Ｉｄ１ｆ１，Ｉｑ１ｆ１とする。また、第１電圧変換部３１ｊの出力値を第１振幅高調波信号Ｖｒ１及び第１位相高調波信号φｒ１とする。本実施形態において、各高調波信号Ｖｒ１，φｒ１は、各相電流に−５次の高調波電流を重畳するための信号である。このため、第１高次電流変換部３１ｃにおける高次回転座標系（第１高次回転座標系）は、固定座標系における−５次の高調波電流の変動角速度と同じ角速度で回転する座標系となる。

こうした構成に加えて、各相電流に７次の高調波電流を重畳するための第２振幅高調波信号Ｖｒ２及び第２位相高調波信号φｒ２を生成するための構成３１ｍ〜３１ｔを高調波処理部３１に付加する。本実施形態において、これら構成３１ｍ〜３１ｔは、第１振幅高調波信号Ｖｒ１及び第１位相高調波信号φｒ１を生成するための構成３１ｃ〜３１ｊと同じ構成である。詳しくは、第２高次電流変換部３１ｍは、各電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを、第２高次回転座標系における第２ｄ，ｑ軸高次電流Ｉｄｋｒ２，Ｉｑｋｒ２に変換する。ここで、第２高次回転座標系とは、固定座標系における７次の高調波電流の変動角速度と同じ角速度で回転する座標系のことである。

第２目標値設定部３１ｎは、目標トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωに基づき、第２ｄ，ｑ軸目標高次電流Ｉｄｋ＊２，Ｉｑｋ＊２を可変設定する。各目標高次電流Ｉｄｋ＊２，Ｉｑｋ＊２は、トルク変動や鉄損を抑制する観点から設定されている。

第２ｄ軸高次偏差算出部３１ｏは、第２ｄ軸目標高次電流Ｉｄｋ＊２と第２ｄ軸高次電流Ｉｄｋｒ２との偏差である第２ｄ軸高次偏差Δｄｋ２を算出する。第２ｑ軸高次偏差算出部３１ｐは、第２ｑ軸目標高次電流Ｉｑｋ＊２と第２ｑ軸高次電流Ｉｑｋｒ２との偏差である第２ｑ軸高次偏差Δｑｋ２を算出する。第２ｄ軸フィードバック制御部３１ｑは、第２ｄ軸高次偏差Δｄｋ２を入力とする比例積分制御によって第２ｄ軸フィードバック電流Ｉｄｋｆ２を算出する。第２ｑ軸フィードバック制御部３１ｒは、第２ｑ軸高次偏差Δｑｋ２を入力とする比例積分制御によって第２ｑ軸フィードバック電流Ｉｑｋｆ２を算出する。

第２の１次電流変換部３１ｓは、上式（ｅｑ１５）を用いて、第２高次回転座標系における第２ｄ，ｑ軸フィードバック電流Ｉｄｋｆ２，Ｉｑｋｆ２を１次回転座標系における第２ｄ，ｑ軸高調波電流Ｉｄ１ｆ２，Ｉｑ１ｆ２に変換する。第２電圧変換部３１ｔは、第１電圧変換部３１ｊと同様の手法により、第２ｄ，ｑ軸高調波電流Ｉｄ１ｆ２，Ｉｑ１ｆ２に基づき、第２振幅高調波信号Ｖｒ２と、第２位相高調波信号φｒ２とを算出する。

振幅重畳部３１ｋは、補正部３０ｋから出力された電圧振幅「Ｖｎ＋ΔＶ」に、第１，第２振幅高調波信号Ｖｒ１，Ｖｒ２を重畳して出力する。位相重畳部３１ｌは、位相設定部３０ｄから出力された電圧位相φに、第１，第２位相高調波信号φｒ１，φｒ２を重畳して出力する。

以上説明した本実施形態によれば、各相電流に含まれる高調波電流をより低減することができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・ｄ，ｑ軸高次電流Ｉｄｋ，Ｉｑｋの算出手法としては、上記第１実施形態に例示したものに限らず、例えば以下に説明するものであってもよい。固定座標系において、ｄ，ｑ軸指令電流Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に基づき算出された基本波電流を相電流から減算することで、高調波電流を抽出する。そして、抽出された高調波電流を、１次回転座標系を介すことなく、高次回転座標系における電流に直接変換することで、ｄ，ｑ軸高次電流Ｉｄｋ，Ｉｑｋを算出する。

・目標トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωのうちいずれか１つに基づき、ｄ，ｑ軸目標高次電流Ｉｄｋ＊，Ｉｑｋ＊を可変設定してもよい。また、ｄ，ｑ軸目標高次電流Ｉｄｋ＊，Ｉｑｋ＊のそれぞれを可変設定することなく、固定値に設定してもよい。

・上記第１実施形態では、ｄ軸偏差算出部３１ａにおいて、ｄ軸指令電流Ｉｄ＊とｄ軸電流Ｉｄｒとの偏差としてｄ軸高調波成分を抽出したがこれに限らない。例えば、ｄ軸電流Ｉｄｒにフィルタ（バンドパスフィルタやハイパスフィルタ）処理を施すことで、ｄ軸高調波成分を抽出してもよい。なお、ｑ軸高調波成分についても同様である。

・上記第２実施形態において、低減対象とする高調波電流を３つ以上にしてもよい。

・上記各実施形態において、特開２０１２−２３９４３号公報に見られるように、電圧振幅のフィードバック制御として、ｄ軸電流をその指令電流にフィードバック制御するための操作量として、振幅補正量ΔＶを算出してもよい。また、上記各実施形態において、補正量算出部３２を除去してもよい。すなわち、振幅制御において、電圧振幅のフィードバック制御は必須ではない。

・上記各実施形態において、電圧振幅に振幅高調波信号を重畳しない構成を採用してもよい。また、上記各実施形態において、電圧位相に位相高調波信号を重畳しない構成を採用してもよい。この場合であっても、上記各実施形態で得られる効果に準じた効果を得ることはできる。

・上記第１実施形態において、変調率Ｍに代えて、電圧振幅「Ｖｎ＋ΔＶ」ごとに電気角と関係づけてパルスパターンをメモリに記憶してもよい。

・回転電機としては、ＩＰＭＳＭに限らず、例えば、ＳＰＭＳＭや巻線界磁型同期機であってもよい。また、回転電機の制御量としては、トルクに限らず、例えば回転速度であってもよい。

１０…モータジェネレータ、２０…インバータ、３０…制御装置、ＳＵｐ〜ＳＷｎ…スイッチ。

Claims (6)

1. スイッチング素子（ＳＵｐ〜ＳＷｎ）を有する電力変換回路（２０）に電気的に接続された回転電機（１０）に適用され、
   固定座標系において前記回転電機に流れる基本波電流の変動角速度と同じ角速度で回転する座標系を１次回転座標系とし、
   前記回転電機の制御量をその目標値にフィードバック制御するための操作量として、前記１次回転座標系における前記電力変換回路の出力電圧ベクトルの位相を設定する電圧位相設定手段（３０ｄ）と、
   前記制御量を前記目標値に制御するための操作量として、前記出力電圧ベクトルの振幅を設定する電圧振幅設定手段（３０ｈ，３０ｊ，３０ｋ，３２）と、
   前記振幅を含む振幅パラメータごとに、前記回転電機の電気角と関係づけられた前記スイッチング素子のオンオフ操作指令を記憶する記憶手段（３３Ｕ〜３３Ｗ）と、
   前記電圧振幅設定手段によって設定された振幅を含む前記振幅パラメータに基づき選択された前記オンオフ操作指令を、前記電気角の検出値を基準として、前記電圧位相設定手段によって設定された位相だけずらして前記スイッチング素子に対して出力することで、前記スイッチング素子をオンオフ操作する操作手段（３３Ｕ〜３３Ｗ）と、
   前記回転電機に流れる相電流検出値に基づき、前記回転電機に流れる高調波電流を抽出する抽出手段（３１ａ，３１ｂ）と、
   「１±６ｎ」（ｎは０以外の整数）を整数ｋと定義し、前記抽出手段によって抽出された高調波電流に基づき、前記固定座標系において前記回転電機の電気角速度のｋ倍の角速度で変動する高調波電流を低減するための高調波信号であって、前記１次回転座標系において前記電気角速度の「ｋ−１」倍の角速度で変動する高調波信号を生成する生成手段（３１ｉ，３１ｊ；３１ｉ，３１ｊ，３１ｓ，３１ｔ）と、
   前記操作手段において用いられる前記振幅及び前記位相のうち少なくとも一方に前記高調波信号を重畳する重畳手段（３１ｋ，３１ｌ）とを備えることを特徴とする回転電機の制御装置。
2. 前記回転電機に流れる高調波電流の変動角速度と同じ角速度で回転する座標系を高次回転座標系とし、
   前記抽出手段によって抽出された高調波電流を前記高次回転座標系における電流に変換した高次電流を算出する高次電流算出手段（３１ｃ；３１ｃ，３１ｍ）をさらに備え、
   前記生成手段は、前記高次電流に基づき、前記高調波信号を生成する請求項１記載の回転電機の制御装置。
3. 前記高次電流算出手段は、前記高次電流として、前記高次回転座標系の直交２軸成分であるｄ軸高次電流及びｑ軸高次電流を算出し、
   前記ｄ軸高次電流をｄ軸目標高次電流にフィードバック制御するための操作量として、前記高次回転座標系におけるｄ軸操作量を算出するｄ軸操作量算出手段（３１ｇ；３１ｇ，３１ｑ）と、
   前記ｑ軸高次電流をｑ軸目標高次電流にフィードバック制御するための操作量として、前記高次回転座標系におけるｑ軸操作量を算出するｑ軸操作量算出手段（３１ｈ；３１ｈ，３１ｒ）とをさらに備え、
   前記生成手段は、前記ｄ軸操作量及び前記ｑ軸操作量に基づき、前記高調波信号として、前記１次回転座標系における前記振幅の高調波成分である振幅高調波信号と、前記１次回転座標系における前記位相の高調波成分である位相高調波信号とを生成し、
   前記重畳手段は、前記振幅に前記振幅高調波信号を重畳し、また、前記位相に前記位相高調波信号を重畳する請求項２記載の回転電機の制御装置。
4. 前記回転電機の電気角速度及び前記制御量の目標値のうち少なくとも一方に基づき、前記ｄ軸目標高次電流及び前記ｑ軸目標高次電流を可変設定する可変設定手段をさらに備える請求項３記載の回転電機の制御装置。
5. 前記相電流検出値を前記１次回転座標系の直交２軸成分であるｄ軸電流及びｑ軸電流に変換する２相変換手段（３０ａ）をさらに備え、
   前記電圧振幅設定手段は、直流成分である前記ｄ軸電流の指令値と、直流成分である前記ｑ軸電流の指令値とに基づき、前記振幅を設定し、
   前記抽出手段は、前記ｄ軸電流と前記ｄ軸電流の指令値との差をｄ軸高調波成分として抽出し、また、前記ｑ軸電流と前記ｑ軸電流の指令値との差をｑ軸高調波成分として抽出し、
   前記高次電流算出手段は、前記ｄ軸高調波成分及び前記ｑ軸高調波成分に基づき、前記ｄ軸高次電流及び前記ｑ軸高次電流を算出する請求項３又は４記載の回転電機の制御装置。
6. 前記高調波信号によって低減対象とされる高調波電流は、前記電気角速度のｋ倍の角速度で変動する高調波電流のうち、互いに異なる角速度で変動する複数の高調波電流である請求項１〜５のいずれか１項に記載の回転電機の制御装置。

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