JP2017034760A - モータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高調波座標系における干渉電圧による影響を簡易な処理によって抑制する。
【解決手段】モータ電流を調整することで、ＳＲモータ２０を制御する制御装置３０であって、ｄ軸電流及びｑ軸電流が指令値となるように、基本波電圧の指令値を設定する基本波指令電圧生成部４２ａと、ｄｈ軸電流及びｑｈ軸電流が、指令値となるように、高調波電圧の指令値である指令電圧を設定する高調波指令電圧生成部４２ｂと、モータ電流を入力とし、モータ電圧を出力とするＳＲモータ２０の逆モデル、及び、高調波成分の実際値に基づいて、高調波成分同士に生じる干渉電圧を含まない高調波電圧の推定電圧を算出するとともに、その推定電圧と指令電圧との偏差に基づいて、干渉電圧を推定する推定部と、干渉電圧に基づいて、指令電圧を補正する補正部と、補正された指令電圧を基本波の座標系に変換し、基本波電圧の指令値に加算する加算部４９と、を備える。
【選択図】図３

Description

本発明は、モータに流れるモータ電流を調整することでモータを制御するモータの制御装置に関する。

主として磁束の歪みに起因して、モータ電流において、基本波成分のｎ倍（ｎは２以上の自然数）の周波数を有する高調波成分が生じる。この高調波に起因して、トルクリプルなどの悪影響が生じる。そこで、基本波成分であるｄ軸電流及びｑ軸電流と、高調波成分であるｄｈ軸電流及びｑｈ軸電流と、をそれぞれ独立して制御するようにしたモータの制御装置が知られている。

ここで、高調波成分であるｄｈ軸電流とｄｑ軸電流とが互いに干渉し合うことで、干渉電圧が生じ、その干渉電圧によって高調波成分の応答性が悪化する。この干渉電圧による応答性の悪化を抑制するために、ｄｈ軸電流及びｄｑ軸電流の指令値と、モータの各種パラメータとを用いて、フィードフォワード的に干渉電圧を推定し、その推定値を用いて、ｄｈ軸とｄｑ軸とを非干渉化する方法が提案されている（特許文献１）。なお、モータの各種パラメータとは、モータの抵抗値や、インダクタンス値や、誘起電圧などである。

特許３９２８５７５号公報

ここで、高調波座標上で干渉電圧を推定するためには複雑な演算を行うことが必要とされ、実用性が低い。また、モータの抵抗値や、インダクタンス値や、誘起電圧に誤差が生じると、干渉電圧の推定値にも誤差が含まれることとなり、制御の応答性が悪化する。

本発明は、上記の課題に鑑みて為されたものであり、高調波座標系における干渉電圧による影響を簡易な処理によって抑制することを主たる目的とする。

第1の構成は、モータ（２０）に流れるモータ電流を調整することで、前記モータを制御するモータの制御装置（３０）であって、前記モータ電流の基本波成分であるｄ軸電流及びｑ軸電流が所定の指令値となるように、前記モータに印加される基本波電圧の指令値を設定する基本波制御部（４２ａ）と、前記モータ電流の基本波成分のｎ倍（ｎは２以上の自然数）の周波数を有する前記モータ電流の高調波成分であるｄｈ軸電流及びｑｈ軸電流が、所定の指令値となるように、前記モータに印加される高調波電圧の指令値である指令電圧を設定する高調波制御部（４２ｂ）と、前記モータ電流を入力とし、前記モータに印加されているモータ電圧を出力とする前記モータの逆モデル（５３）、及び、前記モータ電流の高調波成分の実際値に基づいて、前記高調波成分同士に生じる干渉電圧を含まない前記高調波電圧の推定電圧を算出するとともに、その推定電圧と前記指令電圧との偏差に基づいて、前記干渉電圧を推定する推定部（６０）と、前記推定部により推定された前記干渉電圧に基づいて、前記指令電圧を補正する補正部（５６）と、前記補正部により補正された前記指令電圧を基本波の座標系に変換し、前記基本波電圧の指令値に加算する加算部（４９）と、を備えることを特徴とする。

上記構成では、モータ電流の高調波成分の実際値及びモータの逆モデルに基づいて、干渉電圧より簡易に算出することが可能な推定電圧を算出する。そして、その推定電圧と指令電圧との偏差に基づいて、干渉電圧を推定する構成とした。このように間接的に干渉電圧を推定する構成とすることで、簡易な処理によって、干渉電圧による影響を抑制することができる。

ＳＲモータの構成を表す断面図。 ＳＲモータを駆動するインバータの電気的構成を表す回路図。 ＳＲモータを制御する制御装置を表す機能ブロック図。 基本波指令電圧生成部を表す機能ブロック図。 高調波指令電圧生成部を表す機能ブロック図。 本実施形態の効果を表すタイミングチャート。

以下、ＳＲ（Switched Reluctance）モータの制御装置を具現化した実施形態について、図面を参照しつつ説明する。本実施形態において、ＳＲモータは、ハイブリッド車両に搭載された主機モータを想定している。

まず、本実施形態に係るＳＲモータ２０の構成について、図１を参照して説明する。ＳＲモータ２０は、径方向に突出する４個の突極２１ａを有する回転子２１と、突極２１ａと対向する６個の突極２２ａを有する筒状の固定子２２と、固定子２２の突極２２ａに巻回された巻線２３〜２５と、を有する３相モータとして構成されている。回転子２１と固定子２２とは、同軸上に配置されている。巻線２３，２４，２５は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相を構成している。

次に、ＳＲモータ２０の制御に用いられるインバータ１０（電力変換回路）について、図２を参照して説明する。インバータ１０は、電圧Ｖｄｃの直流電源１５から入力された入力電力を３相電力に変換して、ＳＲモータ２０へ供給する回路である。インバータ１０は、Ｕ相の電力変換回路、Ｖ相の電力変換回路、及びＷ相の電力変換回路が互いに並列に接続されて構成されている。各相の電力変換回路は同様の構成をしているため、以下、Ｕ相の電力変換回路について代表して説明する。

Ｕ相の電力変換回路は、スイッチング素子Ｓ１ｕ，Ｓ２ｕ、及びダイオードＤ１ｕ〜Ｄ４ｕを含む。スイッチング素子Ｓ１ｕ，Ｓ２ｕとしては、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等を採用できる。スイッチング素子Ｓ１ｕは、ダイオードＤ２ｕのカソードに直列に接続されている。また、スイッチング素子Ｓ２ｕは、ダイオードＤ３ｕのアノードに直列に接続されている。スイッチング素子Ｓ１ｕ，Ｓ２ｕには、それぞれダイオードＤ１ｕ，Ｄ４ｕが並列に接続されている。そして、スイッチング素子Ｓ１ｕ及びダイオードＤ２ｕの接続点と、スイッチング素子Ｓ２ｕ及びダイオードＤ３ｕの接続点との間に、巻線２３が接続されている。すなわち、Ｕ相の電力変換回路は、いわゆるＨブリッジ回路、詳しくは非対称Ｈブリッジ回路となっている。

Ｖ相の電力変換回路及びＷ相の電力変換回路も、同様に非対称Ｈブリッジ回路となっている。Ｖ相の電力変換回路のスイッチング素子Ｓ１ｖ，Ｓ２ｖは、スイッチング素子Ｓ１ｕ，Ｓ２ｕに対応し、ダイオードＤ１ｖ〜Ｄ４ｖは、ダイオードＤ１ｕ〜Ｄ４ｕに対応する。また、Ｗ相の電力変換回路のスイッチング素子Ｓ１ｗ，Ｓ２ｗは、スイッチング素子Ｓ１ｕ，Ｓ２ｕに対応し、ダイオードＤ１ｗ〜Ｄ４ｗは、ダイオードＤ１ｕ〜Ｄ４ｕに対応する。

よって、インバータ１０は、３個のＨブリッジ回路、詳しくは３個の非対称Ｈブリッジ回路が互いに並列に接続された回路となっている。インバータ１０の入力端子間には平滑用コンデンサ１６が接続されており、平滑用コンデンサ１６に並列に直流電源１５が接続される。直流電源１５は、例えば、リチウム二次電池等の高圧バッテリであり、直流電源１５の電圧Ｖｄｃがインバータ１０の入力電圧となる。上記のように、インバータ１０は各相のＨブリッジ回路が並列に接続されて構成されているため、インバータ１０を用いてＳＲモータ２０の各相の電圧、電流を独立に制御することができる。

スイッチング素子Ｓ１ｕ〜Ｓ１ｗ，Ｓ２ｕ〜Ｓ２ｗは、制御装置３０から送信された操作信号によりオン又はオフされる。スイッチング素子Ｓ１ｕ及びＳ２ｕをオンにすると、正電圧印加モードとなる。詳しくは、直流電源１５の正極側からスイッチング素子Ｓ１ｕ、巻線２３、スイッチング素子Ｓ２ｕを通る経路で電流が流れ、巻線２３に正の電圧Ｖｄｃが印加される。また、スイッチング素子Ｓ１ｕをオン及びスイッチング素子Ｓ２ｕをオフにすると、ゼロ電圧印加モードになる。詳しくは、スイッチング素子Ｓ１ｕ、巻線２３、ダイオードＤ３ｕの経路を電流が循環して、巻線２３に印加される電圧がゼロになる。同様に、スイッチング素子Ｓ１ｕをオフ及びスイッチング素子Ｓ２ｕをオンにすると、ゼロ電圧印加モードになる。また、スイッチング素子Ｓ１ｕ及びＳ２ｕをオフにすると、負電圧印加モードになる。詳しくは、直流電源１５の負極側からダイオードＤ２ｕ、巻線２３、ダイオードＤ３ｕの経路で電流が流れ、巻線２３に負の電圧−Ｖｄｃが印加される。Ｖ相、Ｗ相も同様である。

次に、制御装置３０について、図３を参照して説明する。制御装置は、ＳＲモータ２０に流れるモータ電流を調整することで、モータを制御する。制御装置３０は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ及びＩ／Ｏ等を備えたマイクロコンピュータである。制御装置３０は、ＣＰＵがＲＯＭに記憶されている各種プログラムを実行することにより、インバータ１０の各スイッチング素子に対して操作信号を送信する。また、制御装置３０には、電流センサ９１（電流検出手段）により検出された検出値、及びレゾルバ９２（位置検出手段）により検出された検出値が取り込まれる。電流センサ９１は、ＳＲモータ２０の巻線２３〜２５に流れる実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうち、少なくとも二相の相電流を検出するセンサである。二相の相電流を検出すれば、残りの相電流は算出できる。レゾルバ９２は、ＳＲモータ２０の回転子２１の回転角度θを検出するセンサである。

図３に示すように、制御装置３０は、指令電流生成部４１、指令電圧生成部４２、及びＰＷＭ処理部４７の機能を備え、ＳＲモータ２０を流れる実電流ｉｄ，ｉｑ，ｉ０のフィードバック制御を実施する。

指令電流生成部４１の基本波指令電流生成部４１ａは、指令トルクＴｒ＊に基づいて、ＳＲモータ２０に流れる電流を指令する回転座標系の指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊，ｉ０＊を生成する。詳しくは、基本波指令電流生成部４１ａは、指令トルクＴｒ＊と指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊，ｉ０＊との対応関係を示すマップを用いて、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊，ｉ０＊を生成する。

指令電圧生成部４２の基本波指令電圧生成部４２ａ（基本波制御部）は、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊，ｉ０＊と、実電流ｉｄ，ｉｑ，ｉ０との電流偏差Δｉｄ，Δｉｑ，Δｉ０に基づいて、ＳＲモータ２０に対する指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊，ｖ０＊を算出する。そして、基本波指令電圧生成部４２ａは、回転角度θを用いて、指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊，ｖ０＊を、固定座標系の３相の指令電圧ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊（Ｖｒ＊）に変換する。基本波指令電圧生成部４２ａによる詳細な制御は後述する。

なお、実電流ｉｄ，ｉｑ，ｉ０は、座標変換部４３により算出される。座標変換部４３は、回転角度θを用いて、固定座標系の実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑ，ｉ０に変換する。

ＰＷＭ処理部４７は、算出された指令電圧ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に基づき、ＰＷＭ制御を行うことで、インバータ１０のスイッチング素子をオンオフする操作信号を生成する。

次に、基本波指令電圧生成部４２ａによる制御について、図４を参照して説明する。ＳＲモータ２０のｄ軸、ｑ軸及び直流成分である零相の電圧方程式は、式（１）で表される。Ｒは巻線２３〜２５の巻線抵抗を表す。自己インダクタンスＬ’ｄｄ，Ｌ’ｑｑ，Ｌ’００は、それぞれ鎖交磁束λｄ，λｑ，λ０の実電流ｉｄ，ｉｑ，ｉ０による偏微分で定義される。相互インダクタンスＬｑｄ，Ｌｄｑは、それぞれ鎖交磁束λｑ，λｄの実電流ｉｄ，ｉｑによる偏微分で定義される。相互インダクタンスＬ’０ｑ，Ｌ’ｑ０は、それぞれ鎖交磁束λ０，λｑの実電流ｉｑ，ｉ０による偏微分で定義される。相互インダクタンスＬ’ｄ０，Ｌ’０ｄは、それぞれ鎖交磁束λｄ，λ０の実電流ｉ０，ｉｄによる偏微分で定義される。また、ωは回転角度θの微分により算出される回転角周波数、ｓはラプラス演算子（微分演算子）を表す。また、ドットは、回転角度θによる偏微分を表す。

式（１）で示すように、ｄ軸とｑ軸間、ｄ軸及びｑ軸のそれぞれと零相間に干渉がある。そこで基本波指令電圧生成部４２ａは、図４に示すような非干渉制御を実施する。非干渉制御は、ｄ軸とｑ軸との間の互いの干渉、並びに、ｄ軸及びｑ軸のそれぞれと零相との間の磁気結合による干渉を打消し、ｄ軸側、ｑ軸側、及び零相側で、互いに独立した制御を行うことを可能とするものである。

図４に示すブロック図は、式（１）に基づくものである。ＳＲモータ２０内では、ブロック２７に示すように、ｄ軸に発生する電圧は、ｄ軸の指令電圧ｖｄ＊に対して、ｑ軸の実電流ｉｑに比例した干渉電圧−ｓＬ’ｄｑ・ｉｑ、零相の実電流ｉ０に比例した干渉電圧−ｓＬ’ｄ０・ｉ０、及び回転角周波数ωに比例した干渉電圧−ω（−λｑ＋λ’ｄ）が重畳した電圧となる。ｄ軸の実電流ｉｄは、指令電圧ｖｄ＊に干渉電圧が重畳した電圧を、ｄ軸のインピーダンスＲ＋ｓＬ’ｄｄで除算したものとなる。

同様に、ブロック２８に示すように、ｑ軸に発生する電圧は、指令電圧ｖｑ＊に対して、干渉電圧−ｓＬ’ｄｑ・ｉｄ，−ｓＬ’ｄ０・ｉ０，−ω（λｄ＋λ’ｑ）が重畳した電圧となる。また、ブロック２９に示すように、零相に発生する電圧は、指令電圧ｖ０＊に対して、干渉電圧−ｓＬ’ｄ０・ｉｄ，−ｓＬ’ｑ０・ｉｑ，−ωλ０が重畳した電圧となる。

これに対して、基本波指令電圧生成部４２ａは、ＳＲモータ２０内で発生する干渉電圧を打ち消すような指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊，ｖ０＊を生成する。図４において、基本波指令電圧生成部４２ａ内のブロック４４はｄ軸の指令電圧ｖｄ＊、ブロック４５はｑ軸の指令電圧ｖｑ＊、ブロック４６は零相の指令電圧ｖ０＊を、それぞれ算出する制御を示している。

ブロック４４に示すように、基本波指令電圧生成部４２ａは、指令電流ｉｄ＊と実電流ｉｄとの電流偏差Δｉｄに基づいてＰＩ演算を行い、電流ｉｄｐ＊を算出する。そして、指令電圧生成部４２は、干渉電圧を打ち消すように、電流ｉｄｐ＊とインピーダンスＲ＋ｓＬｄｄとを乗算して算出した電圧に、電圧ｓＬ’ｄｑ・ｉｑｐ＊，ｓＬ’ｄ０・ｉ０ｐ＊，ω（−λｑ＋λ’ｄ）を加算して、指令電圧ｖｄ＊を算出する。電流ｉｑｐ＊は、電流偏差Δｉｑに基づいてＰＩ演算を実施して算出される値、電流ｉ０ｐ＊は、電流偏差Δｉ０に基づいてＰＩ演算して算出される値である。また、鎖交磁束λｄ，λｑ，λ０は、実電流ｉｄ，ｉｑ，ｉ０及び回転角度θに基づいて、算出される。ブロック４５及びブロック４６も同様にして、指令電圧ｖｑ＊及び指令電圧ｖ０＊を算出する。

このように、制御装置３０は、指令トルクＴｒ＊に基づいて、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊，ｉ０＊を算出し、ＳＲモータ２０に流れる実電流ｉｄ，ｉｑ，ｉ０を、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊，ｉ０＊にフィードバック制御している。さらに、制御装置３０は、非干渉制御を行っている。

本実施形態では、上述した基本波電流ｉｄ，ｉｑ，ｉ０のフィードバック制御に加えて、基本波電流のｎ倍の周波数を有する高調波電流ｉｄｈ，ｉｑｈ，ｉ０ｈ（高調波成分）の制御を実施する。

主として磁束の歪みに起因して、モータ電流において、基本波成分のｎ倍（ｎは２以上の自然数）の周波数を有する高調波成分が生じる。より具体的には、ＳＲモータ２０の自己インダクタンス、又は、相互インダクタンスが回転角度θに対するｍ次インダクタンスを有する場合、２（ｍ＋１）次、及び、２（ｍ−１）次の高調波電流が流れる。特に、３相モータでは、この高調波電流のうち６ｋ次（ｋは１以上の自然数）の成分に起因して、トルクリプルなどの悪影響が生じる。そこで、基本波成分であるｄ軸電流ｉｄ及びｑ軸電流ｉｑと、高調波成分であるｄｈ軸電流及びｑｈ軸電流と、をそれぞれ独立して制御する。さらに、本実施形態のＳＲモータ２０はＳＲモータであるため、零相電流ｉ０に対応する高調波電流である零相電流ｉ０ｈの制御を実施する。

つまり、制御装置３０は、図３に示すように、上述した基本波電流制御に加えて、高調波電流制御を実施する。指令電流生成部４１は、基本波指令電流生成部４１ａに加えて、高調波指令電流生成部４１ｂを備える。高調波指令電流生成部４１ｂは、指令トルクＴｒ＊に基づいて、予め用意されているマップを用いて、高調波の指令電流ｉｄｈ＊，ｉｑｈ＊，ｉ０ｈ＊を算出する。

指令電圧生成部４２は、基本波指令電圧生成部４２ａに加えて、高調波指令電圧生成部４２ｂ（高調波制御部）を備える。高調波指令電圧生成部４２ｂは、ＳＲモータ２０を流れる電流に重畳するｎ次のトルクリップルを打ち消すように、トルクリプルと逆相のｎ次の高調波成分である指令電圧ｖｄｈ＊，ｖｑｈ＊，ｖ０ｈ＊を算出する。

そして、指令電圧生成部４２は、加算部４９によって、基本波の指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊，ｖ０＊に、高調波成分の指令電圧ｖｄｈ＊，ｖｑｈ＊，ｖ０ｈ＊を加算して算出した指令電圧を、固定座標系の三相の指令電圧ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に変換する。このように、高調波電流制御を実施することにより、トルクリプルを減少させて、ＳＲモータ２０の効率を向上させることができる。

ここで、ＳＲモータ２０のｎ次高調波における電圧方程式は、式（１）に対して、式（２）で表される行列を用いて座標変換を行うことで、式（３）として表すことができる。

高調波電流において、式（３）に示すように、ｄｈ軸とｑｈ軸との間、ｄｈ軸及びｑｈ軸のそれぞれと、零相との間の干渉電圧（非対角成分）が生じる。なお、Ｌａｖｅ＝（Ｌｄｄ＋Ｌｑｑ）／２であり、θ’ｈ＝２θｈ＋δ（δは所定の位相）である。また、零相電流ｉ０ｈ及び零相電圧Ｖ０ｈは直流成分であるため、座標変換による影響を受けない。このため、零相電流ｉ０とｉ０ｈとは等しく、零相電圧ｖ０とｖ０ｈとは等しい。

ｄｈ軸、ｑｈ軸、及び、零相における非干渉化を行う場合に、抵抗成分Ｒ、高調波成分における自己インダクタンスＬｄｄ，Ｌｑｑ，Ｌ００、高調波成分における相互インダクタンスＬｄ０，Ｌｑ０、及び、誘起電圧に誤差が存在すると、その非干渉化が困難となる。さらに、式（３）で示すように、ｄｈ軸及びｑｈ軸と零相との干渉項は、脈動成分を含むため、ｄｈ軸、ｑｈ軸、零相の実電流ｉｄｈ，ｉｑｈ，ｉ０ｈに基づいて、干渉項を直接的に算出することが困難である。そこで、本実施形態では、図５に示す高調波指令電圧生成部４２ｂにおいて、以下のような非干渉制御を実施する。

図５に示すように、ｄ軸の実電流ｉｄ、ｑ軸の実電流ｉｑ、及び、零相の実電流ｉ０のそれぞれに対し、ハイパスフィルタ５０を適用する。ここで、ハイパスフィルタ５０の時定数は、ｎ次高調波であるｄｈ軸電流の実電流ｉｄｈ、ｑｈ軸の実電流ｉｑｈ、及び、零相高調波の実電流ｉ０ｈが取得可能な値に設定されている。座標変換部５１は、ハイパスフィルタ５０から出力されるｄｈ軸電流の実電流ｉｄｈ、ｑｈ軸の実電流ｉｑｈ、及び、零相高調波の実電流ｉ０ｈを、ｄｑ０座標系から高調波座標系に変換する。

自動電流制御器５２は、高調波実電流ｉｄｈ，ｉｑｈ，ｉ０ｈと、高調波指令電流ｉｄｈ＊，Ｉｑｈ＊，ｉ０ｈ＊と、に基づいて、高調波指令電圧基本値ｖｄｈ＾，ｖｑｈ＾，ｖ０ｈ＾を設定する。より具体的には、高調波実電流ｉｄｈ，ｉｑｈ，ｉ０ｈと、高調波指令電流ｉｄｈ＊，ｉｑｈ＊，ｉ０ｈ＊との偏差に基づいて、その偏差が減少するようにＰＩ演算を実施することで、高調波指令電圧基本値ｖｄｈ＾，ｖｑｈ＾，ｖ０ｈ＾を算出する。補正部５６は、この高調波指令電圧基本値ｖｄｈ＾，ｖｑｈ＾，ｖ０ｈ＾に対し、推定部６０によって算出された干渉電圧ｄ２＾を加算することで、高調波電流の制御を非干渉化する。

推定部６０は、モータ逆モデル５３、偏差算出部５４、及び、ローパスフィルタ５５を備えている。モータ逆モデル５３は、ＳＲモータ２０に流れるモータ電流（実電流）を入力とし、ＳＲモータ２０に印加されるモータ電圧を出力とする。高調波制御において、モータ逆モデル５３には、高調波実電流ｉｄｈ，ｉｑｈ，ｉ０ｈが入力される。そして、モータ逆モデル５３から、干渉項を含まない推定電圧ｖｄｈ，ｖｑｈ，ｖ０ｈが算出される。具体的には、高調波実電流ｉｄｈ，ｉｑｈ，ｉ０ｈにそれぞれ、対角項であるＲ＋ｓＬｄｄ，Ｒ＋ｓＬｑｑ，Ｒ＋ｓＬ００を作用させることで、干渉項を含まない推定電圧ｖｄｈ，ｖｑｈ，ｖ０ｈを算出する。

モータ逆モデル５３は、ＳＲモータ２０の抵抗成分Ｒ及びＳＲモータ２０の自己インダクタンスＬｄｄ，Ｌｑｑ，Ｌ００（Ｌｄｑ０）に基づいて設定されている。ここで、モータ電流の基本波成分及びモータの回転角度θによって、高調波成分における自己インダクタンスＬｄｄ，Ｌｑｑ，Ｌ００は変化する。そこで、モータ電流の基本波成分であるｄ軸実電流ｉｄ、ｑ軸実電流ｉｑ、及び、零相実電流ｉ０、並びに、ＳＲモータ２０の回転角度θに基づいて、マップを用いて、自己インダクタンスＬｄｄ，Ｌｑｑ，Ｌ００を設定する構成としている。

偏差算出部５４は、干渉電圧ｄ２＾が加算された高調波指令電圧基本値ｖｄｈ＾，ｖｑｈ＾，ｖ０ｈ＾（指令電圧）と、干渉項を含まない高調波電圧の推定電圧ｖｄｈ，ｖｑｈ，ｖ０ｈとの偏差を算出する。そして、偏差算出部５４により算出された偏差に対し、ローパスフィルタ５５（１／（１＋ｓτ））を適用することで、干渉電圧ｄ２＾を算出する。そして、補正部５６が、高調波指令電圧基本値ｖｄｈ＾，ｖｑｈ＾，ｖ０ｈ＾に対し、干渉電圧ｄ２＾を加算する。

ここで、ローパスフィルタ５５の交差角周波数（時定数τの逆数）は、ＳＲモータ２０の回転角周波数ωに基づいて設定される。より具体的には、ｍ次インダクタンスが存在する場合、２（ｍ＋１）次、及び、２（ｍ−１）次の高調波電流が流れるため、ローパスフィルタの交差角周波数は、回転角周波数ωの２（ｍ＋１）倍又は２（ｍ−１）倍であって、回転角周波数の６ｋ倍（ｋは１以上の自然数）となるものに設定される。

非干渉項算出部５７（フィードフォワード制御部）は、フィードフォワード制御により、高調波実電流ｉｄｈ，ｉｑｈ，ｉ０ｈに基づいて、高調波電圧の非干渉電圧ｄ１＾を算出する。具体的には、高調波実電流ｉｄｈ，ｉｑｈ，ｉ０ｈにそれぞれ、対角項であるＲ＋ｓＬａｖｅ，Ｒ＋ｓＬａｖｅ，Ｒ＋ｓＬ００を作用させることで、高調波電圧の非干渉電圧ｄ１＾を算出する。

そして、加算部５８は、非干渉項算出部５７により算出された高調波電圧の非干渉電圧ｄ１＾と、干渉電圧ｄ２＾が加算された高調波指令電圧基本値ｖｄｈ＾，ｖｑｈ＾，ｖ０ｈ＾とを加算することで、高調波指令電圧ｖｄｈ＊，ｖｑｈ＊，ｖ０ｈ＊を算出する。さらに、座標変換部５９は、高調波指令電圧ｖｄｈ＊，ｖｑｈ＊，ｖ０ｈ＊を高調波座標系から基本波座標系に変換する。

図６に本実施形態による作用効果を表すタイミングチャートを示す。本実施形態における非干渉制御によって、ｑ軸電流ｉｑ、ｄ軸電流ｉｄ、及び、零相電流ｉ０において、指令電流ｉｑ＊，ｉｄ＊，ｉ０＊に対する実電流に追従性が向上している。また、相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの波形の歪みが解消されている。

以下、本実施形態の効果を述べる。

モータ電流の高調波成分の実際値（実電流）及びＳＲモータ２０の逆モデルに基づいて、干渉電圧と比べて簡易に算出することが可能な推定電圧を算出し、その推定電圧と指令電圧との偏差に基づいて、干渉電圧ｄ２＾を算出する構成とした。このように間接的に干渉電圧ｄ２＾を算出する構成とすることで、干渉電圧ｄ２＾による影響を簡易な処理によって抑制することができる。

具体的には、高調波成分の実電流ｉｄｈ，ｉｑｈ，ｉ０ｈ、及び、ＳＲモータ２０のモータ逆モデル５３に基づいて干渉電圧を含まない推定電圧を算出し、その推定電圧と指令電圧との偏差を算出する。その偏差に対してローパスフィルタ５５を適用することで、干渉電圧ｄ２＾を算出する構成とした。ここで、ローパスフィルタ５５を適用することで、制御の安定性を向上させることができる。

干渉電圧ｄ２＾の脈動周波数θ’ｈは、モータの回転角周波数ωに応じて変化する。そこで、干渉電圧ｄ２＾の脈動成分による影響を抑制するために、ローパスフィルタ５５の時定数をＳＲモータ２０の回転角周波数ωに応じて設定する構成とした。より具体的には、ＳＲモータ２０の自己インダクタンス、又は、相互インダクタンスが回転角度θに対するｍ次インダクタンス（ｍは２以上の自然数）を有する場合、２（ｍ＋１）次、及び、２（ｍ−１）次の高調波電流が流れる。３相モータでは、この高調波電流のうち６ｋ次（ｋは１以上の自然数）の成分に起因して、トルクリプルなどの悪影響が生じる。そこで、ローパスフィルタ５５の交差角周波数を回転角周波数ωの２（ｍ＋１）倍又は２（ｍ−１）倍であって、回転角周波数の６ｋ倍（ｋは１以上の自然数）となるものに設定する構成とした。

また、本実施形態のＳＲモータ２０のモータ逆モデル５３は、ＳＲモータ２０の抵抗成分ＲとＳＲモータ２０のｄｈ軸、ｑｈ軸、零相（高調波成分）の自己インダクタンスＬｄｄ，Ｌｑｑ，Ｌ００のみによって表される簡易な構成である。このため、処理を簡素化することが可能になる。

高調波成分における自己インダクタンスＬｄｄ，Ｌｑｑ，Ｌ００は、モータ電流によって磁気飽和することで、その値が変化する。また、高調波成分における自己インダクタンスＬｄｄ，Ｌｑｑ，Ｌ００は、回転子２１と固定子２２との相対位置、つまり、ＳＲモータ２０の回転角度θによって、その値が変化する。そこで、モータ電流の基本波成分、及び、回転角度θに基づいて、高調波成分の自己インダクタンスＬｄｄ，Ｌｑｑ，Ｌ００を設定する構成とした。

また、上記の構成では、高調波電流制御において、フィードフォワード制御を補助的に行うことで、制御の安定性をさらに向上させることが可能となる。

（他の実施形態）
・上記実施形態では、１の高調波電圧生成部のみを備える構成としたが、これを変更し、複数の高調波電圧生成部を備える構成としてもよい。この場合、基本波電圧生成部による基本波電圧指令値と複数の高調波電圧生成部による高調波電圧指令値との和が最終的な指令電圧となる。

・ローパスフィルタ５５を省略する構成としてもよい。

・非干渉項算出部８７を省略する構成としてもよい。

・上記実施形態における制御装置は、ＳＲモータを対象としているが、これを変更してもよい。つまり、零相電流が流れない界磁巻線形同期モータなどに適用される制御装置であってもよい。この場合、制御装置は、基本波電流としてｄ軸電流及びｑ軸電流、高調波電流としてｄｈ軸電流及びｑｈ軸電流を制御し、ｄｈ軸とｑｈ軸との干渉電圧を非干渉化する。

２０…ＳＲモータ、３０…制御装置、４２ａ…基本波指令電圧生成部、４２ｂ…高調波指令電圧生成部、４９…加算部、５３…モータ逆モデル、５６…補正部、６０…推定部。

Claims (7)

1. モータ（２０）に流れるモータ電流を調整することで、前記モータを制御するモータの制御装置（３０）であって、
   前記モータ電流の基本波成分であるｄ軸電流及びｑ軸電流が所定の指令値となるように、前記モータに印加される基本波電圧の指令値を設定する基本波制御部（４２ａ）と、
   前記モータ電流の基本波成分のｎ倍（ｎは２以上の自然数）の周波数を有する前記モータ電流の高調波成分であるｄｈ軸電流及びｑｈ軸電流が、所定の指令値となるように、前記モータに印加される高調波電圧の指令値である指令電圧を設定する高調波制御部（４２ｂ）と、
   前記モータ電流を入力とし、前記モータに印加されているモータ電圧を出力とする前記モータの逆モデル（５３）、及び、前記モータ電流の高調波成分の実際値に基づいて、前記高調波成分同士に生じる干渉電圧を含まない前記高調波電圧の推定電圧を算出するとともに、その推定電圧と前記指令電圧との偏差に基づいて、前記干渉電圧を推定する推定部（６０）と、
   前記推定部により推定された前記干渉電圧に基づいて、前記指令電圧を補正する補正部（５６）と、
   前記補正部により補正された前記指令電圧を基本波の座標系に変換し、前記基本波電圧の指令値に加算する加算部（４９）と、
   を備えることを特徴とする制御装置。
2. 前記推定部は、前記推定電圧と前記指令電圧との偏差に対してフィルタ（５５）を適用することで、前記干渉電圧を推定することを特徴とする請求項１に記載の制御装置。
3. 前記フィルタは、ローパスフィルタであって、そのローパスフィルタの交差角周波数は、前記モータの回転角周波数に応じて設定されることを特徴とする請求項２に記載の制御装置。
4. 前記モータは３相モータであって、
   前記交差角周波数は、前記モータの自己インダクタンス、又は、相互インダクタンスが前記モータの回転角度に対するｍ次インダクタンス（ｍは２以上の自然数）を有する場合に、前記回転角周波数の２（ｍ＋１）倍、又は、２（ｍ−１）倍であって、前記回転角周波数の６ｋ倍（ｋは１以上の自然数）となるものに設定されることを特徴とする請求項３に記載の制御装置。
5. 前記逆モデルは、前記モータの抵抗成分、及び、前記モータの自己インダクタンスに基づいて設定されていることを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項に記載の制御装置。
6. 前記推定部は、前記モータ電流の基本波成分であるｄ軸電流、ｑ軸電流、及び、直流成分である零相電流、並びに、前記モータの回転角度に基づいて、前記モータの自己インダクタンスを設定することを特徴とする請求項５に記載の制御装置。
7. 前記モータ電流の高調波成分であるｄｈ軸電流、ｑｈ軸電流、及び、直流成分である零相電流に基づいて、前記干渉電圧を含まない電圧である非干渉電圧を算出し、その非干渉電圧を前記補正部によって補正された指令電圧に加算することで、前記指令電圧を補正するフィードフォワード制御部を備えることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の制御装置。

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