JP6384355B2 - Ｓｒモータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＳＲモータの制御装置に関する。

従来、ＳＲ（Switched Reluctance）モータの制御として、トルクのフィードフォワード制御を行っていた。具体的には、トルク指令値及び回転子位置に対するＳＲモータの通電開始角及び通電終了角のマップを予め作成し、マップに基づいたトルクのフィードフォワード制御を行っていた。しかしながら、この制御では、直流電源の電圧変動等の外乱の影響を受けやすいという問題があった。

そこで、特許文献１に記載のＳＲモータの制御装置では、トルク指令値及び回転速度に対する電流指令値のマップを予め用意し、用意したマップを参照して電流指令値を算出し、実電流を電流指令値に近づけるようにフィードバック制御を行っている。

特許第４４０３７８１号公報

特許文献１に記載の制御装置では、高速駆動域において、逆起電圧の上昇に伴い巻線の印加電圧が飽和すると、電圧振幅の操作ができなくなり、最高出力が出せなくなるという問題がある。また、巻線の印加電圧が飽和すると弱め界磁制御を実施しなければならず、電流の指令値の設定が困難になるという問題もある。

本発明は、上記実情に鑑み、高速駆動域においても、高精度にＳＲモータを制御可能なＳＲモータの制御装置を提供することを主たる目的とする。

請求項１に記載の発明は、上記課題を解決するため、ＳＲモータに電圧を印加する電力変換回路を、指令電圧に基づいて操作するＳＲモータの制御装置であって、前記ＳＲモータに対する前記指令電圧の通電開始角から通電終了角までの間隔である通電幅を設定する幅設定手段と、前記指令電圧の電圧振幅を設定する振幅設定手段と、を含み、前記幅設定手段により設定された前記通電幅、及び前記振幅設定手段により設定された前記電圧振幅を有する前記指令電圧について、基準位置に対する前記通電開始角のずれを表す電圧位相を操作することにより、前記ＳＲモータの実トルクを指令トルクに制御する第１トルク制御手段を備える。

請求項１に記載の発明によれば、設定された電圧振幅及び通電幅の指令電圧において、電圧位相が操作されることにより、ＳＲモータの実トルクが指令トルクに制御される。本発明者は、電圧位相とトルクとの間に正の相関があることに着目し、電圧位相を操作することによりトルクを制御できることを見出した。そのため、設定された電圧振幅及び通電幅の指令電圧において、電圧位相が操作されることにより、ＳＲモータの実トルクを指令トルクに制御できる。そして、指令電圧の電圧振幅を固定して電圧位相を操作するため、高速駆動域においても電圧飽和の影響を受けない。さらに、実トルクが指令トルクとなるようにＳＲモータに印加する電圧を直接操作するため、電流の指令値を必要としない。よって、高速駆動域においても、高い精度でＳＲモータを制御することができる。

また、請求項２に記載の発明は、ＳＲモータに電圧を印加する電力変換回路を、指令電圧に基づいて操作するＳＲモータの制御装置であって、前記ＳＲモータに対する指令トルクに基づいて、前記ＳＲモータに対する指令電流を算出する指令電流算出手段を含み、前記ＳＲモータを流れる実電流を、前記指令電流算出手段により算出された前記指令電流に制御する電流ベクトル制御手段と、前記ＳＲモータに対する指令電圧の通電開始角から通電終了角までの間隔である通電幅を設定する幅設定手段と、前記指令電圧の電圧振幅を設定する振幅設定手段と、を含み、前記幅設定手段により設定された前記通電幅、及び前記振幅設定手段により設定された前記電圧振幅を有する前記指令電圧について、基準位置に対する前記通電開始角のずれを表す電圧位相を操作することにより、前記ＳＲモータの実トルクを指令トルクに制御する第１トルク制御手段と、前記ＳＲモータに対する指令電圧が前記電力変換回路の入力電圧よりも小さい駆動域において、前記電流ベクトル制御手段による制御を実施し、前記ＳＲモータに対する指令電圧が前記電力変換回路の入力電圧よりも大きい駆動域において、前記第１トルク制御手段による制御を実施する選択手段と、を備える。

請求項２に記載の発明によれば、指令電圧が入力電圧よりも小さい低速駆動域では、低速駆動域で高精度に電流を制御できる電流ベクトル制御により、ＳＲモータに流れる電流がフィードバック制御される。また、指令電圧が入力電圧よりも高い高速駆動域では、高速駆動域で高精度にトルクを制御できる指令電圧の電圧位相の操作により、トルクがフィードバック制御される。よって、低速駆動域から高速駆動域まで、高精度にモータを制御することができる。

ＳＲモータの構成を示す断面図。 ＳＲモータを駆動するインバータの構成を示す図。 ＳＲモータを制御する制御ブロック図。 電圧位相とトルクとの相関関係を示す図。 ＰＷＭ処理後の指令電圧を示す図。 ＰＷＭ処理後の指令電圧を示す図。 ＰＷＭ処理後の指令電圧を示す図。 ＰＷＭ処理後の指令電圧を示す図。 トルクを推定する制御ブロック図。 零相電圧とトルクとの相関関係を示す図。 非干渉制御により指令電圧を生成する制御ブロック図、及び、ＳＲモータのモータモデルを表すブロック図。 電流ベクトル制御及び電圧位相制御による（ａ）実トルク、及び（ｂ）実電流を示す図。 電流ベクトル制御及び電圧位相制御による（ａ）実トルク、及び（ｂ）実電流を示す図。 電流ベクトル制御、電圧位相制御及び零相電圧制御による（ａ）実トルク、及び（ｂ）実電流を示す図。 他の実施形態に係るトルク推定の制御ブロック図。 他の実施形態に係る電流ベクトル制御系の制御ブロック図。 高調波指令電圧を生成する制御ブロック図。

以下、ＳＲモータの制御装置を具現化した実施形態について、図面を参照しつつ説明する。本実施形態において、ＳＲモータは、ハイブリッド車両に搭載された主機モータを想定している。

まず、本実施形態に係るＳＲモータ２０の構成について、図１を参照して説明する。ＳＲモータ２０は、径方向に突出する４個の突極２１ａを有する回転子２１と、突極２１ａと対向する６個の突極２２ａを有する筒状の固定子２２と、固定子２２の突極２２ａに巻回された巻線２３〜２５と、を有する３相モータとして構成されている。回転子２１と固定子２２とは、同軸上に配置されている。巻線２３，２４，２５は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相を構成している。

次に、ＳＲモータ２０の制御に用いられるインバータ１０（電力変換回路）について、図２を参照して説明する。インバータ１０は、電圧Ｖｄｃの直流電源１５から入力された入力電力を３相電力に変換して、ＳＲモータ２０へ供給する回路である。インバータ１０は、Ｕ相の電力変換回路、Ｖ相の電力変換回路、及びＷ相の電力変換回路が互いに並列に接続されて構成されている。各相の電力変換回路は同様の構成をしているため、以下、Ｕ相の電力変換回路について代表して説明する。

Ｕ相の電力変換回路は、スイッチング素子Ｓ１ｕ，Ｓ２ｕ、及びダイオードＤ１ｕ〜Ｄ４ｕを含む。スイッチング素子Ｓ１ｕ，Ｓ２ｕとしては、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等を採用できる。スイッチング素子Ｓ１ｕは、ダイオードＤ２ｕのカソードに直列に接続されている。また、スイッチング素子Ｓ２ｕは、ダイオードＤ３ｕのアノードに直列に接続されている。スイッチング素子Ｓ１ｕ，Ｓ２ｕには、それぞれダイオードＤ１ｕ，Ｄ４ｕが並列に接続されている。そして、スイッチング素子Ｓ１ｕ及びダイオードＤ２ｕの接続点と、スイッチング素子Ｓ２ｕ及びダイオードＤ３ｕの接続点との間に、巻線２３が接続されている。すなわち、Ｕ相の電力変換回路は、いわゆるＨブリッジ回路、詳しくは非対称Ｈブリッジ回路となっている。

Ｖ相の電力変換回路及びＷ相の電力変換回路も、土曜に非対称Ｈブリッジ回路となっている。Ｖ相の電力変換回路のスイッチング素子Ｓ１ｖ，Ｓ２ｖは、スイッチング素子Ｓ１ｕ，Ｓ２ｕに対応し、ダイオードＤ１ｖ〜Ｄ４ｖは、ダイオードＤ１ｕ〜Ｄ４ｕに対応する。また、Ｗ相の電力変換回路のスイッチング素子Ｓ１ｗ，Ｓ２ｗは、スイッチング素子Ｓ１ｕ，Ｓ２ｕに対応し、ダイオードＤ１ｗ〜Ｄ４ｗは、ダイオードＤ１ｕ〜Ｄ４ｕに対応する。

よって、インバータ１０は、３個のＨブリッジ回路、詳しくは３個の非対称Ｈブリッジ回路が互いに並列に接続された回路となっている。インバータ１０の入力端子間には平滑用コンデンサ１６が接続されており、平滑用コンデンサ１６に並列に直流電源１５が接続される。直流電源１５は、例えば、リチウム二次電池等の高圧バッテリであり、直流電源１５の電圧Ｖｄｃがインバータ１０の入力電圧となる。上記のように、インバータ１０は各相のＨブリッジ回路が並列に接続されて構成されているため、インバータ１０を用いてＳＲモータ２０の各相の電圧、電流を独立に制御することができる。

スイッチング素子Ｓ１ｕ〜Ｓ１ｗ，Ｓ２ｕ〜Ｓ２ｗは、制御装置３０から送信された操作信号によりオン又はオフされる。スイッチング素子Ｓ１ｕ及びＳ２ｕをオンにすると、正電圧印加モードとなる。詳しくは、直流電源１５の正極側からスイッチング素子Ｓ１ｕ、巻線２３、スイッチング素子Ｓ２ｕを通る経路で電流が流れ、巻線２３に正の電圧Ｖｄｃが印加される。また、スイッチング素子Ｓ１ｕをオン及びスイッチング素子Ｓ２ｕをオフにすると、ゼロ電圧印加モードになる。詳しくは、スイッチング素子Ｓ１ｕ、巻線２３、ダイオードＤ３ｕの経路を電流が循環して、巻線２３に印加される電圧がゼロになる。同様に、スイッチング素子Ｓ１ｕをオフ及びスイッチング素子Ｓ２ｕをオンにすると、ゼロ電圧印加モードになる。また、スイッチング素子Ｓ１ｕ及びＳ２ｕをオフにすると、負電圧印加モードになる。詳しくは、直流電源１５の負極側からダイオードＤ２ｕ、巻線２３、ダイオードＤ３ｕの経路で電流が流れ、巻線２３に負の電圧−Ｖｄｃが印加される。Ｖ相、Ｗ相も同様である。

次に、制御装置３０について、図２を参照して説明する。制御装置３０は、ＣＰＵ、ＲＯＭ、ＲＡＭ及びＩ／Ｏ等を備えたマイクロコンピュータである。制御装置３０は、ＣＰＵがＲＯＭに記憶されている各種プログラムを実行することにより、第１制御部５０、第２制御部６０、第３制御部４０、トルク推定部５４及び選択部７０の各機能を実現し、インバータ１０の各スイッチング素子に対して操作信号を送信する。また、制御装置３０には、電流センサ９１（電流検出手段）により検出された検出値、及びレゾルバ９２（位置検出手段）により検出された検出値が取り込まれる。電流センサ９１は、ＳＲモータ２０の巻線２３〜２５に流れる実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのうち、少なくとも二相の相電流を検出するセンサである。二相の相電流を検出すれば、残りの相電流は算出できる。レゾルバ９２は、ＳＲモータ２０の回転子２１の回転位置θを検出するセンサである。本実施形態では、制御装置３０、電流センサ９１及びレゾルバ９２からＳＲモータの制御装置が構成される。

まず、制御装置３０が実施する制御の概要について説明する。制御装置３０は、ＳＲモータ２０の駆動域に応じて、第１制御部５０、第２制御部６０及び第３制御部４０のいずれかによる制御を実施する。第１制御部５０（第１トルク制御手段）は、ＳＲモータ２０に対する指令電圧Ｖｒ＊の電圧位相Ｖφ＊を操作することにより、ＳＲモータ２０の実トルクＴｅを指令トルクＴｒに制御する。指令電圧Ｖｒ＊は、三相の巻線２３〜２５のそれぞれに印加する電圧を指令する指令電圧ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊の総称である。また、電圧位相Ｖφ＊は、基準位置（０°）に対する指令電圧Ｖｒ＊の通電開始角θｏｎ＊のずれである。基準位置は、例えば、図１に示すように、Ｕ相の巻線２３と回転子２１の突極２１ａとが一致する位置とする。

第２制御部６０（第２トルク制御手段）は、ＳＲモータ２０に対する指令電圧Ｖｒ＊の零相電圧を操作することにより、ＳＲモータ２０の実トルクＴｅを指令トルクＴｒに制御する。第３制御部４０（電流ベクトル制御手段）は、指令トルクＴｒに基づいてＳＲモータ２０に対する指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊，ｉ０＊を算出し、ＳＲモータ２０を流れる実電流ｉｄ，ｉｑ，ｉ０を、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊，ｉ０＊に制御する。

トルク推定部５４（トルク推定手段）は、ＳＲモータ２０の実トルクＴｅの推定値である推定トルクＴｒを算出する。

選択部７０（選択手段、切替え手段）は、ＳＲモータ２０に対する指令電圧Ｖｒ＊が、直流電源１５の電圧Ｖｄｃよりも小さい駆動域、すなわち低速駆動域では、第３制御部４０による制御の実施を選択して、第３制御部４０により生成された操作信号をインバータ１０へ送信する。また、選択部７０は、ＳＲモータ２０に対する指令電圧が、直流電源１５の電圧Ｖｄｃよりも大きい駆動域、すなわち高速駆動域では、第１制御部５０による制御の実施を選択して、第１制御部５０により生成された操作信号をインバータ１０へ送信する。さらに、選択部７０は、高速高トルク駆動域では、第１制御部５０による制御において、電圧位相Ｖφ＊が後述する上限値に到達したことを条件として、第２制御部６０による制御の実施に切替えて、第２制御部６０により生成された操作信号をインバータ１０へ送信する。

すなわち、制御装置３０は、低速駆動域では、第３制御部４０による電流ベクトル制御を実施し、高速駆動域では、第１制御部５０による電圧位相制御を実施する。さらに、制御装置３０は、高速高トルク駆動域では、第２制御部６０による零相電圧制御を実施する。本実施形態では、低速駆動域を０〜２０００ｒｐｍの範囲、高速駆動域を２０００ｒｐｍ以上の範囲とする。以下、第１制御部５０が実施する電圧位相制御、第２制御部６０が実施する零相電圧制御、及び第３制御部４０が実施する電流ベクトル制御について、詳しく説明する。

＜電圧位相制御＞
電流ベクトル制御では、ＳＲモータの回転速度が高回転速度になると、巻線２３〜２５の印加電圧が飽和して、電圧振幅操作ができなくなり、最高出力が出せなくなる。そのため、高速駆動域では、電流ベクトル制御以外の制御方法により、ＳＲモータ２０を制御することが望まれる。

ここで、本発明者は、高速駆動域において、電圧位相Ｖφ＊とＳＲモータ２０の実トルクＴｅとの間に、正の相関があることに着目した。図４は、回転速度１５００ｒｐｍ，２０００ｒｐｍ，２５００ｒｐｍ，３０００ｒｐｍにおいて、指令電圧Ｖｒ＊の電圧位相Ｖφ＊に対する実トルクＴｅを示す。図４に示すように、各回転速度において、電圧位相Ｖφ＊がリミット（図４では１９５°付近）以下の範囲では、電圧位相Ｖφ＊が大きくなるほど、実トルクＴｅは大きくなっており、リミット以上の範囲では、電圧位相Ｖφ＊が大きくなるほど、実トルクＴｅは小さくなっている。すなわち、リミットは、電圧位相Ｖφ＊と実トルクＴｅとの間が正の相関から負の相関に変わる切替え点となっている。そして、リミットは、回転速度が高いほど小さい値になっている。

そこで、第１制御部５０は、電圧位相Ｖφ＊が上限値以下の範囲において、指令電圧Ｖｒ＊の電圧位相Ｖφ＊を操作量として、実トルクＴｅを指令トルクＴｒにフィードバック制御する。上限値は、上記リミットに予め設定しておく。あるいは、リミットはＳＲモータ２０の駆動条件によって変わるため、上限値は、所定の駆動条件時のリミットから、ある程度のマージン分小さくした値に予め設定してもよい。なお、指令トルクＴｒは、ハイブリッドＥＣＵ等の上位の制御装置により、車両の運転状態に応じて算出され、制御装置３０へ送信される。

第１制御部５０は、通電幅設定部５１、電圧振幅設定部５２、電圧位相算出部５３、及びＰＷＭ処理部５８の機能を備える。

通電幅設定部５１（幅設定手段）は、指令電圧Ｖｒ＊の通電幅を設定する。通電幅は、通電開始角θｏｎ＊から通電終了角θｏｆｆ＊までの間隔である。通電開始角θｏｎ＊のタイミングから、通電終了角θｏｆｆ＊のタイミングまでの間、指令電圧Ｖｒ＊の対象である巻線に電流が流れる。通電幅設定部５１は、ＳＲモータ２０の駆動条件と通電幅とが対応づけられた通電幅マップを有しており、通電幅マップに基づいて通電幅を設定する。通電幅マップは、ＳＲモータ２０の損失又は騒音を抑制するように予め作成されたマップである。ＳＲモータ２０の駆動条件は、例えば、ＳＲモータ２０の温度や直流電源１５の電圧等である。

電圧振幅設定部５２（振幅設定手段）は、指令電圧Ｖｒ＊の電圧振幅Ｖａｍ＊を設定する。電圧振幅設定部５２は、ＳＲモータ２０の駆動条件と電圧振幅Ｖａｍ＊とが対応づけられた振幅マップを有しており、振幅マップに基づいて電圧振幅Ｖａｍ＊を設定する。振幅マップは、ＳＲモータ２０の損失又は騒音を抑制するように予め作成されたマップである。

電圧位相算出部５３（電圧位相算出手段）は、指令トルクＴｒ＊と、トルク推定部５４により推定された推定トルクＴｒとのトルク偏差ΔＴｒ＝Ｔｒ＊―Ｔｒに基づいて、電圧位相Ｖφ＊を算出する。詳しくは、電圧位相算出部５３は、トルク偏差ΔＴｒをＰＩ（比例積分）処理して、電圧位相Ｖφ＊を算出する。

そして、設定された通電幅、電圧振幅Ｖａｍ＊、及び算出された電圧位相Ｖφ＊から、指令電圧Ｖｒ＊を設定する。具体的には、指令電圧Ｖｒ＊は、図３に示すように、基準位置から電圧位相Ｖφ＊ずれた位置において通電を開始し、通電幅を電気角一周期（３６０°）とする正弦波であって、最大振幅をＶａｍ＊とする正弦波とする。ここでは、通電開始角θｏｎ＊から通電終了角θｏｆｆ＊までの通電幅、及び通電周期を、電気角一周期としているが、通電幅を２４０°やその他の値にしてもよい。

ＰＷＭ処理部５８は、設定された指令電圧Ｖｒ＊と所定のキャリア波形とを比較して、ＰＷＭ波を算出する。ＰＷＭ波は、指令電圧Ｖｒ＊が対象とする巻線に印加する印加電圧（矩形波状のパルス電圧）を表す。算出されたＰＷＭ波は、正の電圧Ｖｄｃの印加幅と、負の電圧−Ｖｄｃの印加幅とが等しくなる。ＰＷＭ処理部５８は、ＰＷＭ波で表される電圧が巻線に印加されるように、インバータ１０のスイッチング素子をオンオフする操作信号を生成する。

このように、第１制御部５０は、通電幅設定部５１により設定された通電幅、及び電圧振幅設定部５２により設定された電圧振幅Ｖａｍ＊の指令電圧Ｖｒ＊について、電圧位相Ｖφ＊を操作することにより、実トルクＴｅを指令トルクＴｒ＊に制御する。

なお、図３では、デューティ比を１とした例を示しているが、図５に示すように、通電周期である電気角一周期に対して、通電幅を電気角一周期よりも短くし、デューティ比を１よりも小さくして使用してもよい。また、ＰＷＭ波は、矩形波に限らず、正弦波（図７において、正の電圧Ｖｄｃの印加幅と負の電圧‐Ｖｄｃの印加幅とを等しくした波形）にしてもよい。また、電圧振幅Ｖａｍ＊が電圧Ｖｄｃよりも大きい過変調状態の指令電圧Ｖｒ＊を使用してもよい。この場合、ＰＷＭ波は、図８において、正の電圧Ｖｄｃの印加幅と負の電圧‐Ｖｄｃの印加幅とを等しくした波形になる。

次に、トルク推定部５４について、図９を参照して説明する。トルク推定部５４は、座標変換部５５、鎖交磁束算出部５６、及び算出部５７を備える。

座標変換部５５は、レゾルバ９２により検出された回転位置θを用いて、電流センサ９１により検出された固定座標系の実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑ，ｉ０に変換する。固定座標系は、巻線２３〜２５に固定されたｕ軸、ｖ軸、ｗ軸からなる座標系であり、回転座標系は、回転子２１に固定されたｄ軸、ｑ軸、零相からなる座標系である。

鎖交磁束算出部５６は、実電流ｉｄ，ｉｑ，ｉ０、及び回転位置θに対応づけられた鎖交磁束λｄ，λｑ，λ０のマップを有している。鎖交磁束算出部５６は、鎖交磁束マップを用いて、実電流ｉｄ，ｉｑ，ｉ０、及び回転位置θに対応する鎖交磁束λｄ，λｑ，λ０を算出する。

算出部５７は、鎖交磁束ベクトルと実電流ベクトルの外積に、対極数Ｐを乗算して、実トルクＴｅの推定値である推定トルクＴｒを算出する。ただし、実電流ｉ０及び鎖交磁束λ０は、トルクに寄与しないので、鎖交磁束ベクトル（λｄ，λｑ）と、電流ベクトル（ｉｄ，ｉｑ）との外積となる。

＜零相電圧制御＞
電圧位相Ｖφ＊が上限値を超えると、電圧位相φ＊と実トルクＴｅとの関係が負の相関になるため、電圧位相制御を実施して、トルクフィードバック制御することができない。よって、電圧位相Ｖφが上限値に到達した時点の実トルクＴｅよりも高トルクの駆動域では、電圧位相制御以外の制御方法により、ＳＲモータ２０を制御することが望まれる。

ここで、本発明者は、高速高トルク駆動域において、零相電圧Ｖ０＊とＳＲモータ２０の実トルクＴｅとの間に、正の相関があることに着目した。零相電圧は、巻線２３〜２５の中性点の電圧に相当する。図１０は、回転速度８０００ｒｐｍ，９０００ｒｐｍ，１００００ｒｐｍにおいて、零相電圧Ｖ０＊に対する実トルクＴｅを示す。図１０に示すように、実トルクＴｅが１０[Ｎｍ]以上の駆動域では、零相電圧Ｖ０＊が大きくなるほど、実トルクＴｅは大きくなっている。

そこで、電圧位相Ｖφ＊が上限値に到達した後、第２制御部６０は、零相電圧Ｖ０＊を操作して、実トルクＴｅを指令トルクＴｒにフィードバック制御する。

図３に示すように、第２制御部６０は、通電幅設定部６１、電圧振幅設定部６２、零相算出部６３、及びＰＷＭ処理部６４の機能を備える。

通電幅設定部６１は、通電幅設定部５１と同様に、指令電圧Ｖｒ＊の通電幅を設定する。また、電圧振幅設定部６２は、電圧振幅設定部５２と同様に、指令電圧Ｖｒ＊の電圧振幅Ｖａｍ＊を設定する。第１制御部５０による制御から第２制御部６０による制御への切替え前と切替え後とで、駆動条件が同じであれば、通電幅及び電圧振幅Ｖａｍ＊は、通電幅設定部５１及び電圧振幅設定部５２により設定されたものを、そのまま使用すればよい。

零相算出部６３（零相算出手段）は、指令トルクＴｒ＊と推定トルクＴｒとのトルク偏差ΔＴｒに基づいて、零相電圧Ｖ０＊を算出する。詳しくは、零相算出部６３は、トルク偏差ΔＴｒをＰＩ処理して、零相電圧Ｖ０＊を算出する。

そして、設定された通電幅、電圧振幅Ｖａｍ＊、及び算出された零相電圧Ｖ０＊から、指令電圧Ｖｒ＊を設定する。具体的には、図３に示すように、基準位置から電圧位相Ｖφ＊の上限値ずれた位置において通電を開始し、通電幅を電気角一周期とする正弦波とする。この正弦波は、最大振幅をＶａｍ＊とする正弦波を、正の方向にＶ０＊分ずらした正弦波とする。すなわち、指令電圧Ｖｒ＊は、正の最大振幅がＶａｍ＊＋Ｖ０＊、負の最大振幅がＶａｍ＊−Ｖ０＊となり、正の通電幅が負の通電幅よりも長くなる。

ＰＷＭ処理部６４は、設定された指令電圧Ｖｒ＊をＰＷＭ処理して、ＰＷＭ波を算出する。算出されたＰＷＭ波は、正の電圧Ｖｄｃの印加幅が、負の電圧−Ｖｄｃの印加幅よりも広くなる。正の電圧Ｖｄｃの印加幅と負の電圧−Ｖｄｃの印加幅との差分が、零相電圧Ｖ０＊に相当する。すなわち、零相電圧Ｖ０＊が大きいほど、負の電圧−Ｖｄｃの印加幅に対して、正の電圧Ｖｄｃの印加幅が長くなる。そして、ＰＷＭ処理部５８は、ＰＷＭ波で表される電圧（矩形波状のパルス電圧）が巻線に印加されるように、インバータ１０のスイッチング素子をオンオフする操作信号を生成する。

このように、第２制御部６０は、通電幅設定部６１により設定された通電幅、電圧振幅設定部５２により設定された電圧振幅Ｖａｍ＊、及び上限値で固定された電圧位相Ｖφ＊の指令電圧Ｖｒ＊について、零相電圧Ｖ０＊を操作することにより、実トルクＴｅを指令トルクＴｒ＊に制御する。このような零相電圧Ｖ０＊の操作は、インバータ１０が非対称Ｈブリッジ回路であり、巻線２３〜２５に印加する電圧を相毎に独立して制御できるために可能となっている。

なお、図３では、デューティ比を１とした例を示しているが、図６に示すように、デューティ比を１よりも小さくして使用してもよい。また、ＰＷＭ波は、矩形波に限らず、図７に示すような正弦波でもよい。また、過変調状態の指令電圧Ｖｒ＊を使用してもよい。この場合、ＰＷＭ波は、図８に示すような波形になる。

また、零相電圧Ｖ０＊と同様に、零相電流ｉ０＊と実トルクＴｅとの間にも正の相関がる。したがって、零相電圧Ｖ０＊の代わりに、零相電流ｉ０＊を操作することにより、実トルクＴｅを、指令トルクＴｒにフィードバック制御するようにしてもよい。この場合、トルク偏差ΔＴｒをＰＩ処理して、零相電流ｉ０＊を算出する。

＜電流ベクトル制御＞
図３に示すように、第３制御部４０は、指令電流生成部４１、指令電圧生成部４２、及びＰＷＭ処理部４７の機能を備え、低速駆動域において、ＳＲモータ２０を流れる実電流ｉｄ，ｉｑ，ｉ０を高精度にフィードバック制御する。

指令電流生成部４１（指令電流算出手段）は、指令トルクＴｒ＊に基づいて、ＳＲモータ２０を流れる電流を指令する回転座標系の指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊，ｉ０＊を生成する。詳しくは、指令電流生成部４１は、指令トルクＴｒ＊と指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊，ｉ０＊との対応関係を示すマップを用いて、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊，ｉ０＊を生成する。

指令電圧生成部４２（指令電圧算出手段）は、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊，ｉ０＊と、実電流ｉｄ，ｉｑ，ｉ０との電流偏差Δｉｄ，Δｉｑ，Δｉ０に基づいて、ＳＲモータ２０に対する指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊，ｖ０＊を算出する。そして、指令電圧生成部４２は、回転位置θを用いて、指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊，ｖ０＊を、固定座標系の３相の指令電圧ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊（Ｖｒ＊）に変換する。指令電圧生成部４２による詳細な制御は後述する。

なお、実電流ｉｄ，ｉｑ，ｉ０は、座標変換部４３により算出される。座標変換部４３は、回転位置θを用いて、固定座標系の実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを、回転座標系の実電流ｉｄ，ｉｑ，ｉ０に変換する。

ＰＷＭ処理部４７は、算出された指令電圧ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊をＰＷＭ処理して、インバータ１０のスイッチング素子をオンオフする操作信号を生成する。

次に、指令電圧生成部４２による制御について、図１１を参照して説明する。ＳＲＭモータ２０のｄ軸、ｑ軸及び零相の電圧方程式は、式（１）で表される。Ｒは巻線２３〜２５の巻線抵抗を表す。Ｌｄｄ，Ｌｑｑ，Ｌ００は、それぞれ鎖交磁束λｄ，λｑ，λ０の実電流ｉｄ，ｉｑ，ｉ０による偏微分で定義される。Ｌｑｄ，Ｌｄｑは、それぞれ鎖交磁束λｑ，λｄの実電流ｉｄ，ｉｑによる偏微分で定義される。Ｌ０ｑ，Ｌｑ０は、それぞれ鎖交磁束λ０，λｑの実電流ｉｑ，ｉ０による偏微分で定義される。Ｌｄ０，Ｌ０ｄは、それぞれ鎖交磁束λｄ，λ０の実電流ｉ０，ｉｄによる偏微分で定義される。また、ωは回転位置θの微分により算出される回転速度、ｓはラプラス演算子を表す。また、ドットは、回転位置θによる偏微分を表す。

式（１）で示すように、ｄ軸とｑ軸間、ｄ軸及びｑ軸のそれぞれと零相間に干渉がある。
そこで指令電圧生成部４２は、図１１に示すような非干渉制御を実施する。非干渉制御は、ｄ軸とｑ軸との間の互いの干渉、並びに、ｄ軸及びｑ軸のそれぞれと零相との間の磁気結合による干渉を打消し、ｄ軸側、ｑ軸側、及び零相側で、互いに独立した制御を行うことを可能とするものである。

図１１に示すブロック図は、式（１）に基づくものである。ＳＲモータ２０内では、ブロック２７に示すように、ｄ軸に発生する電圧は、ｄ軸の指令電圧ｖｄ＊に対して、ｑ軸の実電流ｉｑに比例した干渉電圧−ｓＬｄｑ×ｉｑ、零相の実電流ｉ０に比例した干渉電圧−ｓＬｄ０×ｉ０、及び回転速度ωに比例した干渉電圧−ω（−λｑ＋λ’ｄ）が重畳した電圧となる。ｄ軸の実電流ｉｄは、指令電圧ｖｄ＊に干渉電圧が重畳した電圧を、ｄ軸のインピーダンスＲ＋ｓＬｄｄで除算したものとなる。

同様に、ブロック２８に示すように、ｑ軸に発生する電圧は、指令電圧ｖｑ＊に対して、干渉電圧‐ｓＬｄｑ×ｉｄ、−ｓＬｄ０×ｉ０、及び‐ω（λｄ＋λ’ｑ）が重畳した電圧となる。また、ブロック２９に示すように、零相に発生する電圧は、指令電圧ｖ０＊に対して、干渉電圧−ｓＬｄ０×ｉｄ、−ｓＬｑ０×ｉｑ、−ωλ０が重畳した電圧となる。

これに対して、指令電圧生成部４２は、ＳＲモータ２０内で発生する干渉電圧を打ち消すような指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊，ｖ０＊を生成する。図１１において、指令電圧生成部４２内のブロック４４はｄ軸の指令電圧ｖｄ＊、ブロック４５はｑ軸の指令電圧ｖｑ＊、ブロック４６は零相の指令電圧ｖ０＊を、それぞれ算出する制御を示している。

ブロック４４に示すように、指令電圧生成部４２は、指令電流ｉｄ＊と実電流ｉｄとの電流偏差ΔｉｄをＰＩ処理して、電流ｉｄｐ＊を算出する。そして、指令電圧生成部４２は、干渉電圧を打ち消すように、電流ｉｄｐ＊とインピーダンスＲ＋ｓＬｄｄとを乗算して算出した電圧に、電圧ｓＬｄｐ×ｉｑｐ＊、ｓＬｄ０×ｉ０ｐ＊、ω（−λｑ＋λ’ｄ）を加算して、指令電圧ｖｄ＊を算出する。電流ｉｑｐ＊は、電流偏差ΔｉｑをＰＩ処理して算出される値、電流ｉ０ｐ＊は、電流偏差Δｉ０をＰＩ処理して算出される値である。また、鎖交磁束λｄ，λｑ，λ０は、トルク推定部５４の鎖交磁束算出部５６により算出される。ブロック４５及びブロック４６も同様にして、指令電圧ｖｑ＊及び指令電圧ｖ０＊を算出する。

このように、第３制御部４０は、指令トルクＴｒ＊に基づいて、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊，ｉ０＊を算出し、ＳＲモータ２０に流れる実電流ｉｄ，ｉｑ，ｉ０を、指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊，ｉ０＊にフィードバック制御している。さらに、第３制御部４０は、非干渉制御を行っている。

次に、図１２〜１４を参照して、本実施形態に係る制御装置３０によるＳＲモータ２０の制御の効果を検証する。図１２（ａ）及び１３（ａ）は、回転速度を０から６０００ｒｐｍに加速させた場合における指令トルクＴｒ＊及び実トルクＴｅを示し、図１２（ｂ）及び１３（ｂ）は、図１２（ａ）及び１３（ａ）に対応する実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示す。図１２及び１３に示すように、回転速度が加速して高駆動域に入る（回転速度が２０００ｒｐｍを超える）と、電流ベクトル制御から電圧位相制御に切り替わっている。これは、第３制御部４０により算出された指令電圧Ｖｒ＊が、電圧Ｖｄｃよりも大きくなったためである。

図１２に示すように、高速駆動域に入った後の期間Ａにおいて、指令トルクＴｒ＊をＴ１からＴ２に大きくすると、実トルクＴｅの平均値もＴ１からＴ２に大きくなっている。また、指令トルクＴｒ＊の増加に伴い、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗも大きくなっている。さらに、期間Ａに続く期間Ｂにおいて、指令トルクＴｒ＊をＴ２から０に小さくし、その後指令トルクＴｒ＊を０からＴ２に戻すと、実トルクＴｅの平均値も、Ｔ２から０に減少した後にＴ２に戻っている。また、指令トルクＴｒ＊の変化に伴い、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗも変化している。

また、図１３に示すように、高速駆動域に入った後の期間Ｃにおいて、指令トルクＴｒ＊をＴ１からＴ２に大きくすると、実トルクＴｅの平均値もＴ１からＴ２に大きくなっている。また、指令トルクＴｒ＊の増加に伴い、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗも大きくなっている。さらに、期間Ｃに続く期間Ｄにおいて、指令トルクＴｒ＊を−Ｔ２、すなわち指令トルクＴｒ＊を回生時のトルクにし、その後指令トルクＴｒ＊をＴ２に戻すと、実トルクＴｅの平均値も、Ｔ２から回生時のトルク−Ｔ２に変化した後にＴ２に戻っている。また、指令トルクＴｒ＊をＴ１からＴ２にしたことに伴い、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗも大きくなっている。なお、指令トルクＴｒ＊がＴ２の時と−Ｔ２の時とで、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗが異なっているが、これはリップルが変化しているためであり、実効値は等しくなっている。以上より、高速駆動域において、電圧位相制御を行うことにより、実トルクＴｅを指令トルクＴｒ＊に高精度に追従させることができることがわかる。

また、図１４（ａ）は、回転速度を０から９０００ｒｐｍに加速させた場合における指令トルクＴｒ＊及び実トルクＴｅを示し、図１４（ｂ）は、図１４（ａ）に対応する実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを示す。図１４に示すように、高速駆動域に入った後、回転速度の上昇に伴い電圧位相制御から零相電圧制御に切り替わっている。これは、回転速度が高いほど電圧位相Ｖφ＊の上限値は小さいため、回転速度の上昇に伴い電圧位相Ｖφ＊が上限値に到達したためである。電圧位相制御から零相電圧制御に切り替わった時点から、零相電圧の上昇に伴い、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは上昇する方向にオフセットし始めている。零相電圧制御に切り替わった後の期間Ｅにおいて、指令トルクＴｒ＊をＴ１からＴ３に大きくすると、実トルクＴｅの平均値もＴ１からＴ３に大きくなっている。また、指令トルクＴｒ＊の増加に伴い、実電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのオフセット量も大きくなっている。以上より、高速高トルク駆動域において、零相電圧制御を行うことにより、実トルクＴｅを指令トルクＴｒ＊に高精度に追従させることができることがわかる。

以上説明した本実施形態によれば、以下の効果を奏する。

・設定された電圧振幅Ｖａｍ＊及び通電幅の指令電圧Ｖｒ＊において、電圧位相Ｖφ＊が操作されることにより、ＳＲモータ２０の実トルクＴｅを指令トルクＴｒ＊に制御できる。そして、指令電圧Ｖｒ＊の電圧振幅Ｖａｍ＊を固定して電圧位相Ｖφ＊を操作するため、高速駆動域においても電圧飽和の影響を受けない。さらに、実トルクＴｅが指令トルクＴｒ＊となるように巻線２３〜２５の印加電圧を直接操作するため、電流の指令値を必要としない。よって、高速駆動域においても、高い精度でＳＲモータ２０を制御することができる。

・低速駆動域では、低速駆動域で高精度にＳＲモータ２０に流れる電流を制御できる電流ベクトル制御により、ＳＲモータ２０に流れる電流がフィードバック制御される。また、高速駆動域では、高速駆動域で高精度にトルクを制御できる電圧位相Ｖφ＊の操作により、実トルクＴｅが指令トルクＴｒ＊に制御される。よって、低速駆動域から高速駆動域まで、高精度にＳＲモータ２０を制御することができる。

・指令電圧Ｖｒ＊の電圧位相Ｖφ＊が上限値に到達したことを条件として、電圧位相Ｖφ＊の操作によるトルクのフィードバック制御から、零相電圧Ｖ０＊の操作によるトルクのフィードバック制御に切り替えられる。これにより、高速駆動域において、低トルク駆動域から高トルク駆動域まで、高精度にＳＲモータ２０を制御することができる。

・指令トルクＴｒ＊と推定トルクＴｒとのトルク偏差ΔＴｒに基づいて、零相電圧Ｖ０＊を算出することにより、高精度にトルクをフィードバック制御することができる。

・指令トルクＴｒ＊と推定トルクＴｒとのトルク偏差ΔＴｒに基づいて、電圧位相Ｖφ＊を算出することにより、高精度にトルクをフィードバック制御することができる。

・通電幅及び電圧振幅Ｖａｍ＊を、ＳＲモータ２０の損失又は騒音を抑制するように予め作成されたマップに基づいて設定することにより、ＳＲモータ２０の損失又は騒音を抑制することができる。

・電流ベクトル制御において、非干渉制御を実施することにより、電流ベクトル制御の応答性を高くすることができる。

・ｄ軸とｑ軸との間の互いの干渉電圧、ｑ軸と零相との間の互いの干渉電圧、及び零相とｄ軸との間の互いの干渉電圧を打ち消すように、指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊，ｖ０＊を算出することにより、ｄ軸側、ｑ軸側、及び零相側で、互いに独立した制御を実施できる。

・鎖交磁束マップを用いることにより、回転位置θに応じた鎖交磁束λｄ，λｑを算出できる。そのため、算出した鎖交磁束λｄ，λｑと実電流ｉｄ，ｉｑとから、回転位置θの変化に伴う脈動成分を含んだ推定トルクＴｒを算出できる。ひいては、高精度にトルクのフィードバック制御を実施できる。

・インバータ１０を、３個の非対称Ｈブリッジ回路のを並列に接続した回路としたことにより、ＳＲモータ２０の相毎に独立して制御できる。そのため、零相電圧及び零相電流を制御できる。

（他の実施形態）
・推定トルクＴｒの算出は、図１５に示すトルク推定部５４Ａ（トルク推定手段）により実施してもよい。トルク推定部５４Ａは、座標変換部５５Ａ、鎖交磁束算出部５６Ａ及び算出部５７Ａ（エネルギー算出手段）を備える。鎖交磁束算出部５６Ａは、座標変換部５５Ａにより算出された実電流ｉｄ，ｉｑ，ｉ０、レゾルバ９２により検出された回転位置θ、及び鎖交磁束モデル式を用いて、鎖交磁束λｄ，λｑ，λ０を算出する。ここでは、鎖交磁束モデル式の一例として、多項式＋三角関数でモデル化した式を用いている。非干渉制御では、鎖交磁束算出部５６Ａにより算出した鎖交磁束λｄ，λｑ，λ０を用いてもよい。

そして、算出部５７Ａは、図に示す算出式を用いて、磁気随伴エネルギーＷｍ’を算出する。磁気随伴エネルギーＷｍ’を算出する積分経路は、図１５に示す算出式と異なる経路でもよい。すなわち、図１５に示す算出式は、ｉ０、ｉｄ、ｉｑの順に電流を通電していった場合における、磁気随伴エネルギーＷｍ’を算出する式となっているが、電流を通電していく順番は変更してもよい。電流を通電していく順番を変更したとしても、最終的にＳＲモータ２０に蓄積されるエネルギーは同じであり、磁気随伴エネルギーＷｍ’も同じになる。さらに、算出部５７Ａは、算出した磁気随伴エネルギーＷｍ’、算出した鎖交磁束λｄ，λｑ、検出された実電流ｉｄ，ｉｑを用いて、図に示す算出式から推定トルクＴｒを算出する。このようにしても、回転位置θの変化に伴う脈動成分を含んだ推定トルクＴｒを算出できる。

なお、算出部５７Ａにおいて、トルク推定部５４の鎖交磁束算出部５６により算出した鎖交磁束λｄ，λｑ，λ０を用いてもよい。また、トルク推定部５４の算出部５７において、トルク推定部５４Ａの鎖交磁束算出部５６Ａにより算出した鎖交磁束λｄ，λｑを用いてもよい。

・推定トルクＴｒは、実電流ｉｄ，ｉｑ，ｉ０とトルクとの対応関係を示すトルクマップに基づいて算出してもよい。この場合、回転位置θの変化に伴う脈動成分を平均した推定トルクＴｒを算出できる。

・第３制御部４０は、図１６及び１７に示すように、非干渉制御に加えて、高調波電流制御を実施してもよい。指令電流生成部４１Ａ（指令電流算出手段）は、基本波指令電流４１ａ及び高調波指令電流生成部４１ｂを備える。基本波指令電流４１ａは、指令電流生成部４１と同様に、基本波の指令電流ｉｄ＊，ｉｑ＊，ｉ０＊を算出する。高調波指令電流生成部４１ｂは、指令トルクＴｒ＊に基づいて、予め用意されているマップを用いて、高調波の指令電流ｉｄｈ＊，ｉｑｈ＊，ｉｏｈ＊を算出する。

指令電圧生成部４２Ａは、基本波指令電圧生成部４４〜４６及び高調波指令電圧生成部４８を備える。基本波指令電圧生成部４４〜４６は、図１１に示したように、非干渉制御による指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊，ｖ０＊を生成する。また、高調波指令電圧生成部４８は、図１７に示すように、ＳＲモータ２０を流れる電流に重畳する３次のトルクリップルを打ち消すように、トルクリップルと逆相の３次の高調波成分である指令電圧ｖｄｈ＊，ｖｑｈ＊，ｖ０ｈ＊を算出する。

そして、指令電圧生成部４２Ａは、基本波の指令電圧ｖｄ＊，ｖｑ＊，ｖ０＊に、高調波成分の指令電圧ｖｄｈ＊，ｖｑｈ＊，ｖ０ｈ＊を加算して算出した指令電圧を、固定座標系の三相の指令電圧ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊に変換する。このように、更に高調波電流制御を実施することにより、トルクリップルを減少させて、ＳＲモータ２０の効率を向上させることができる。なお、本実施形態に係るＳＲモータ２０は、構造上３次のトルクリップルが重畳しやすいため、高調波成分と３次の高調波としたが、ＳＲモータの構造に応じて、３次以外の高調波としてもよい。

・応答性が低下するおそれはあるが、第３制御部４０は、非干渉制御を実施しなくてもよい。

・制御装置３０は、第３制御部４０を備えていなくてもよい。すなわち、制御装置３０は低駆動域においても電圧位相制御を実施し、電流ベクトル制御を実施しなくてもよい。

・ＳＲモータ２０を高速高トルク駆動域で使用しない場合、制御装置３０は、第２制御部６０を備えていなくてもよい。すなわち、制御装置３０は、少なくとも第１制御部５０を備え、電圧位相制御を実施するものであればよい。

・ＳＲモータ２０は３相モータに限らず、２相又は４相以上のモータでもよい。この場合、インバータ１０は、ＳＲモータ２０の相数分、非対称Ｈブリッジ回路を互いに並列に接続した回路とすればよい。

１０…インバータ、２０…ＳＲモータ、３０…制御装置。

Claims (17)

1. ＳＲモータ（２０）に電圧を印加する電力変換回路（１０）を、指令電圧に基づいて操作するＳＲモータの制御装置（３０）であって、
   前記ＳＲモータに対する前記指令電圧の通電開始角から通電終了角までの間隔である通電幅を設定する幅設定手段と、前記指令電圧の電圧振幅を設定する振幅設定手段と、を含み、前記幅設定手段により設定された前記通電幅、及び前記振幅設定手段により設定された前記電圧振幅を有する前記指令電圧について、基準位置に対する前記通電開始角のずれを表す電圧位相を操作することにより、前記ＳＲモータの実トルクを指令トルクに制御する第１トルク制御手段と、
   前記電圧位相を予め設定された上限値で固定した前記指令電圧について、零相電圧又は零相電流を操作することにより、前記ＳＲモータの実トルクを指令トルクに制御する第２トルク制御手段と、
   前記電圧位相が前記上限値に到達したことを条件として、前記第１トルク制御手段による制御の実施から、前記第２トルク制御手段による制御の実施に切り替える切替え手段と、を備えるＳＲモータの制御装置。
2. 前記第２トルク制御手段は、前記指令トルクと前記ＳＲモータの実トルクの推定値である推定トルクとの偏差に基づいて、前記零相電圧又は零相電流を算出する零相算出手段を含む請求項１に記載のＳＲモータの制御装置。
3. 前記第１トルク制御手段及び前記第２トルク制御手段は、前記電力変換回路を操作して、前記ＳＲモータに矩形波状のパルス電圧を印加する請求項１または２に記載のＳＲモータの制御装置。
4. ＳＲモータ（２０）に電圧を印加する電力変換回路（１０）を、指令電圧に基づいて操作するＳＲモータの制御装置（３０）であって、
   前記ＳＲモータに対する前記指令電圧の通電開始角から通電終了角までの間隔である通電幅を設定する幅設定手段と、前記指令電圧の電圧振幅を設定する振幅設定手段と、を含み、前記幅設定手段により設定された前記通電幅、及び前記振幅設定手段により設定された前記電圧振幅を有する前記指令電圧について、基準位置に対する前記通電開始角のずれを表す電圧位相を操作することにより、前記ＳＲモータの実トルクを指令トルクに制御する第１トルク制御手段と、
   前記電圧位相を予め設定された上限値で固定した前記指令電圧について、零相電圧又は零相電流を操作することにより、前記ＳＲモータの実トルクを指令トルクに制御する第２トルク制御手段と、を備え、
   前記第１トルク制御手段及び前記第２トルク制御手段は、前記電力変換回路を操作して、前記ＳＲモータに矩形波状のパルス電圧を印加するＳＲモータの制御装置。
5. 前記ＳＲモータに対する指令トルクに基づいて、前記ＳＲモータに対する指令電流を算出する指令電流算出手段を含み、前記ＳＲモータを流れる実電流を、前記指令電流算出手段により算出された前記指令電流に制御する電流ベクトル制御手段を備え、
   前記ベクトル制御手段は、非干渉制御を実施する請求項１〜４のいずれかに記載のＳＲモータの制御装置。
6. 前記非干渉制御は、ｄ軸とｑ軸との間の互いの干渉、並びに、ｄ軸及びｑ軸のそれぞれと零相との間の互いの干渉を打ち消す制御である請求項５に記載のＳＲモータの制御装置。
7. ＳＲモータ（２０）に電圧を印加する電力変換回路（１０）を、指令電圧に基づいて操作するＳＲモータの制御装置（３０）であって、
   前記ＳＲモータに対する前記指令電圧の通電開始角から通電終了角までの間隔である通電幅を設定する幅設定手段と、前記指令電圧の電圧振幅を設定する振幅設定手段と、を含み、前記幅設定手段により設定された前記通電幅、及び前記振幅設定手段により設定された前記電圧振幅を有する前記指令電圧について、基準位置に対する前記通電開始角のずれを表す電圧位相を操作することにより、前記ＳＲモータの実トルクを指令トルクに制御する第１トルク制御手段と、
   前記ＳＲモータに対する指令トルクに基づいて、前記ＳＲモータに対する指令電流を算出する指令電流算出手段を含み、前記ＳＲモータを流れる実電流を、前記指令電流算出手段により算出された前記指令電流に制御する電流ベクトル制御手段と、を備え、
   前記ベクトル制御手段は、非干渉制御を実施し、
   前記非干渉制御は、ｄ軸とｑ軸との間の互いの干渉、並びに、ｄ軸及びｑ軸のそれぞれと零相との間の互いの干渉を打ち消す制御であるＳＲモータの制御装置。
8. 前記指令電流算出手段は、トルクリップルを打ち消すような高調波成分を算出し、算出した前記高調波成分を有する前記指令電流を算出する請求項５〜７のいずれかに記載のＳＲモータの制御装置。
9. 前記ＳＲモータに対する指令トルクに基づいて、前記ＳＲモータに対する指令電流を算出する指令電流算出手段と、前記指令電流算出手段により算出された前記指令電流に基づいて前記指令電圧を算出する指令電圧算出手段と、を含み、前記ＳＲモータを流れる実電流を、前記指令電流算出手段により算出された前記指令電流に制御する電流ベクトル制御手段と、
   前記ＳＲモータに対する指令電圧が前記電力変換回路の入力電圧よりも小さい駆動域において、前記電流ベクトル制御手段による制御を実施し、前記ＳＲモータに対する指令電圧が前記電力変換回路の入力電圧よりも大きい駆動域において、前記第１トルク制御手段による制御を実施する選択手段と、を備える請求項１〜８のいずれかに記載のＳＲモータの制御装置。
10. 前記第１トルク制御手段は、前記指令トルクと前記ＳＲモータの実トルクの推定値である推定トルクとの偏差に基づいて、前記電圧位相を算出する電圧位相算出手段を含む請求項１〜９のいずれかに記載のＳＲモータの制御装置。
11. 前記幅設定手段は、前記ＳＲモータの損失又は騒音を抑制するように予め作成されたマップであって、前記ＳＲモータの駆動条件に対する通電幅を示す通電幅マップを有し、前記通電幅マップに基づいて前記通電幅を設定する請求項１〜１０のいずれかに記載のＳＲモータの制御装置。
12. 前記振幅設定手段は、前記ＳＲモータの損失又は騒音を抑制するように予め作成されたマップであって、前記ＳＲモータの駆動条件に対する電圧振幅を示す振幅マップを有し、前記振幅マップに基づいて前記電圧振幅を設定する請求項１〜１１のいずれかに記載のＳＲモータの制御装置。
13. 前記ＳＲモータを流れる電流を検出する電流検出手段（９１）と、
    前記電流に対する前記ＳＲモータのトルクを示すトルクマップを有し、前記検出手段により検出された前記電流及び前記トルクマップに基づいて、前記実トルクの推定値である推定トルクを算出するトルク推定手段と、を備える請求項１〜１２のいずれかに記載のＳＲモータの制御装置。
14. 前記ＳＲモータを流れる電流を検出する電流検出手段（９１）と、
    前記ＳＲモータの回転子の回転位置を検出する位置検出手段（９２）と、
    前記ＳＲモータに流れる電流及び前記回転子の回転位置に対する鎖交磁束を示す鎖交磁束マップを有し、前記検出手段により検出された前記電流、前記位置検出手段により検出された前記回転位置、及び前記鎖交磁束マップに基づいて、鎖交磁束を算出するとともに、算出した前記鎖交磁束と前記検出手段により検出された前記電流とに基づいて、前記実トルクの推定値である推定トルクを算出するトルク推定手段と、を備える請求項１〜１２のいずれかに記載のＳＲモータの制御装置。
15. 前記ＳＲモータを流れる電流を検出する電流検出手段（９１）と、
    前記ＳＲモータの回転子の回転位置を検出する位置検出手段（９２）と、
    前記検出手段により検出された前記電流、前記位置検出手段により検出された前記回転位置、及び鎖交磁束モデル式に基づいて、鎖交磁束を算出するとともに、算出した前記鎖交磁束と前記検出手段により検出された前記電流とに基づいて、前記実トルクの推定値である推定トルクを算出するトルク推定手段と、を備える請求項１〜１２のいずれかに記載のＳＲモータの制御装置。
16. 前記トルク推定手段は、算出した前記鎖交磁束に基づいて磁気随伴エネルギーを算出するエネルギー算出手段を有し、前記エネルギー算出手段により算出した前記磁気随伴エネルギー、算出した前記鎖交磁束、及び前記検出手段により検出された前記電流に基づいて、前記推定トルクを算出する請求項１５に記載のＳＲモータの制御装置。
17. 前記ＳＲモータはＮ（Ｎは２以上の整数）相モータであり、
    前記電力変換回路は、Ｎ個のＨブリッジ回路が並列に接続された回路である請求項１〜１４のいずれかに記載のＳＲモータの制御装置。