JP6115458B2 - スイッチトリラクタンスモータの制御装置及び制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換回路を用いてスイッチトリラクタンスモータを制御するスイッチトリラクタンスモータの制御装置及び制御方法に関する。

この種の制御装置としては、下記特許文献１に見られるように、ヒステリシスコンパレータを用いて電力変換回路の備えるスイッチング素子を操作することで、スイッチトリラクタンスモータ（以下、ＳＲモータ）の備えるコイルに流れる電流を指令電流に制御するものが知られている。詳しくは、この装置では、コイルに流れる電流が指令電流近傍となる場合において、コイルの印加電圧として、正の直流電圧に加えてゼロ電圧を用いている。これにより、電力変換回路におけるスイッチング回数を低減させ、電力変換回路におけるスイッチング損失及びＳＲモータにおける鉄損の低減を図っている。

特許第３２５５１６７号公報

ここで、上記特許文献１に記載された技術では、ヒステリシスコンパレータを用いることから、電力変換回路におけるスイッチング周波数が一定とならずに拡散する。このため、電力変換回路に他の電子機器が電気的に接続される場合、電力変換回路におけるスイッチング周波数と他の電子機器の共振周波数とが一致又は接近することに起因して、他の電子機器を誤作動させるおそれがある。また、上記特許文献１に記載された技術では、指令電流が低下した場合、コイルに流れる電流を指令電流に制御すべくコイルにゼロ電圧が印加される。ここで、ゼロ電圧を印加するときのコイルに流れる電流の低下速度が低いことから、コイルに流れる電流の指令電流への追従性が低下するおそれもある。この場合、ＳＲモータのトルクリップルが増大する懸念がある。

本発明は、上記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、電力変換回路におけるスイッチング周波数の拡散を回避するとともに、コイルに流れる電流の指令電流への追従性を向上させることのできるＳＲモータの制御装置を提供することにある。

上記課題を解決すべく、本発明は、電力変換回路（２０）を用いてスイッチトリラクタンスモータを制御するスイッチトリラクタンスモータの制御装置において、前記電力変換回路は、前記モータの有するコイル（２４ｕ，２４ｖ，２４ｗ）の一端及び直流電源（１０）の正極端子の間に接続された上アームスイッチング素子（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）と、前記コイルの他端及び前記直流電源の負極端子の間に接続された下アームスイッチング素子（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）と、前記コイル及び前記下アームスイッチング素子の接続点、並びに前記上アームスイッチング素子の両端のうち前記コイルとの接続点とは反対側を接続するとともに、前記下アームスイッチング素子側から前記上アームスイッチング素子側へと向かう方向の電流の流通を許容し、逆方向の電流の流通を規制する上アーム整流素子（Ｄｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ）と、前記コイル及び前記上アームスイッチング素子の接続点、並びに前記下アームスイッチング素子の両端のうち前記コイルとの接続点とは反対側を接続するとともに、前記下アームスイッチング素子側から前記上アームスイッチング素子側へと向かう方向の電流の流通を許容し、逆方向の電流の流通を規制する下アーム整流素子（Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎ）と、を備える。こうした構成を前提として、本発明は、前記コイルに流れる電流の指令値である指令電流を設定する指令電流設定手段（５４）と、前記コイルに流れる電流及び前記指令電流の偏差に基づき、前記コイルに流れる電流を前記指令電流にフィードバック制御するためのフィードバック操作量を指令時比率として算出する指令時比率算出手段（５８）と、前記指令時比率が０以上の場合、前記上アームスイッチング素子及び前記下アームスイッチング素子のうち一方を前記指令時比率及びキャリア信号の大小比較に基づくパルス幅変調によってオンオフ操作してかつ他方をオン操作固定し、前記指令時比率が０未満の場合、前記上アームスイッチング素子及び前記下アームスイッチング素子のうち一方を前記指令時比率の符号反転値及び前記キャリア信号の大小比較に基づくパルス幅変調によってオンオフ操作してかつ他方をオフ操作固定することにより、前記コイルに流れる電流を前記指令電流に制御する制御手段（６０，６４）と、を備えることを特徴とする。

上記発明において、指令時比率が０以上となる状況は、コイルに流れる電流が指令電流以下となる状況である。こうした状況においては、上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子のうち一方が指令時比率及びキャリア信号の大小比較に基づくパルス幅変調によってオンオフ操作されてかつ他方がオン操作固定される。このため、直流電源の正の出力電圧（以下、正電圧）とゼロ電圧とがコイルに交互に印加される。一方、指令時比率が０未満となる状況は、コイルに流れる電流が指令電流を超える状況である。こうした状況においては、上アームスイッチング素子及び下アームスイッチング素子のうち一方がパルス幅変調によってオンオフ操作されてかつ他方がオフ操作固定される。このため、直流電源の負の出力電圧（以下、負電圧）とゼロ電圧とがコイルに交互に印加される。

こうした上記発明によれば、コイルに流れる電流と指令電流の大小関係に応じて、正電圧及びゼロ電圧の組、又は負電圧及びゼロ電圧の組を使い分けることができ、コイルに流れる電流の指令電流への追従性を向上させることができる。

さらに、上記発明では、キャリア信号及び指令時比率の大小比較に基づくパルス幅変調によって上アームスイッチング素子又は下アームスイッチング素子をオンオフ操作することから、スイッチング周波数を一定とすることもできる。このため、電力変換回路に他の電子機器が電気的に接続される場合であっても、電力変換回路におけるスイッチング周波数と他の電子機器の共振周波数とが一致又は接近することを回避できる。これにより、他の電子機器の誤作動を回避することができる。

第１の実施形態にかかるＳＲモータの制御システムの構成図。 同実施形態にかかる指令電流の設定手法を示す図。 同実施形態にかかるＳＲモータ制御の概要を示す図。 同実施形態にかかるＳＲモータ制御の状態遷移図。 同実施形態にかかる正電圧、ゼロ電圧及び負電圧印加時に形成される閉回路を示す図。 同実施形態にかかるスイッチング素子の操作信号生成処理を示すブロック図。 同実施形態にかかるＤＵＴＹ算出部の詳細を示すブロック図。 同実施形態にかかる上アームスイッチング素子の操作処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかる下アームスイッチング素子の操作処理の手順を示す流れ図。 同実施形態にかかるＳＲモータの制御モデル及びプラントモデルを示す図。 同実施形態にかかるコイル電流の追従性向上効果を示すタイムチャート。 従来技術にかかるコイル電流の推移を示すタイムチャート。 第２の実施形態にかかる指令電流の設定手法を示す図。 同実施形態にかかるＵ，Ｖ，Ｗ相のキャリア信号を示す図。 同実施形態にかかるスイッチング素子の操作状態を示す図。 同実施形態にかかる平滑コンデンサのリップル電流低減効果を示す図。 比較技術にかかる平滑コンデンサのリップル電流を示す図。

（第１の実施形態）
以下、本発明にかかる制御装置を車載主機としてのスイッチトリラクタンスモータ（以下、ＳＲモータ）に適用した第１の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

図１に示すように、「直流電源」としての高電圧バッテリ１０は、端子電圧が例えば百Ｖ以上（２８８Ｖ）となる２次電池である。なお、高電圧バッテリ１０としては、例えば、リチウムイオン２次電池やニッケル水素２次電池を用いることができる。

高電圧バッテリ１０には、主機用電力変換回路２０、第１の補機用電力変換回路１００及び第２の補機用電力変換回路２００が並列接続されている。すなわち、これら電力変換回路２０，１００，２００は、高電圧バッテリ１０を共通の電源とする。主機用電力変換回路２０には、車載主機としてのモータジェネレータが接続されている。モータジェネレータは、ＳＲモータである。詳しくは、本実施形態では、ＳＲモータとして、Ｕ相コイル２４ｕ、Ｖ相コイル２４ｖ及びＷ相コイル２４ｗを備える３相ＳＲモータを用いている。

第１の補機用電力変換回路１００には、車載空調装置１０２を構成する電動コンプレッサ駆動用の電動機（以下、コンプ用電動機１０４）が接続されている。また、第２の補機用電力変換回路２００には、車載空調装置１０２を構成するブロワファン駆動用の電動機（以下、ブロワ用電動機２０４）が接続されている。なお、コンプ用電動機１０４及びブロワ用電動機２０４としては、モータジェネレータと同様のＳＲモータであってもよいし、同期電動機（例えばＳＰＭＳＭ）であってもよい。また、コンプ用電動機１０４の制御量（例えば回転速度）は、コンプ用電動機１０４を制御対象とする制御装置１０６によって、第１の補機用電力変換回路１００を構成する図示しないスイッチング素子がオンオフ操作されることで制御される。さらに、ブロワ用電動機２０４の制御量（例えば出力トルク）は、ブロワ用電動機２０４を制御対象とする制御装置２０６によって、第２の補機用電力変換回路２００を構成する図示しないスイッチング素子がオンオフ操作されることで制御される。

上記主機用電力変換回路２０は、高電圧バッテリ１０に並列接続された平滑コンデンサ１２、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐ及びＵ相下アームダイオードＤｕｎの直列接続体、Ｕ相上アームダイオードＤｕｐ及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎの直列接続体、Ｖ相上アームスイッチング素子Ｓｖｐ及びＶ相下アームダイオードＤｖｎの直列接続体、Ｖ相上アームダイオードＤｖｐ及びＶ相下アームスイッチング素子Ｓｖｎの直列接続体、Ｗ相上アームスイッチング素子Ｓｗｐ及びＷ相下アームダイオードＤｗｎの直列接続体、並びにＷ相上アームダイオードＤｗｐ及びＷ相下アームスイッチング素子Ｓｗｎの直列接続体を備えている。ここで、本実施形態では、Ｕ〜Ｗ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ及びＵ〜Ｗ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎとして、ＩＧＢＴを用いている。

詳しくは、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐ及びＵ相下アームダイオードＤｕｎの接続点と、Ｕ相上アームダイオードＤｕｐ及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎの接続点とは、Ｕ相コイル２４ｕによって接続されている。Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐのエミッタ及びＵ相下アームダイオードＤｕｎのカソード同士は接続され、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐのコレクタは、高電圧バッテリ１０の正極端子に接続されている。また、Ｕ相下アームダイオードＤｕｎのアノードは、高電圧バッテリ１０の負極端子に接続されている。一方、Ｕ相上アームダイオードＤｕｐのアノード及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎのコレクタ同士は接続され、Ｕ相上アームダイオードＤｕｐのカソードは、高電圧バッテリ１０の正極端子に接続されている。また、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎのエミッタは、高電圧バッテリ１０の負極端子に接続されている。

なお、Ｖ相及びＷ相を構成するスイッチング素子Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎ及びダイオードＤｖｐ，Ｄｖｎ，Ｄｗｐ，Ｄｗｎの接続態様は、Ｕ相と同様である。このため、本実施形態では、Ｖ相及びＷ相についての接続態様の詳細な説明を省略する。

主機用電力変換回路２０は、更に、平滑コンデンサ１２の端子間電圧（高電圧バッテリ１０の出力電圧）を検出する電圧センサ３０、Ｕ相コイル２４ｕに流れる電流を検出するＵ相電流センサ３２ｕ、Ｖ相コイル２４ｖに流れる電流を検出するＶ相電流センサ３２ｖ、及びＷ相コイル２４ｗに流れる電流を検出するＷ相電流センサ３２ｗを備えている。

これらセンサの検出値は、ＳＲモータを制御対象とする制御装置（以下、ＳＲＭ制御装置４０）に入力される。ＳＲＭ制御装置４０には、また、ＳＲモータのロータの回転角（機械角θｍ）を検出する回転角検出器３４（例えばレゾルバ）の検出値や、指令トルク生成器３６から出力されるＳＲモータの制御量（出力トルク）の指令値（以下、指令トルクＴｒｑ＊）が入力される。指令トルク生成器３６は、例えば、車両のユーザによって操作されるアクセルペダルの操作量等の情報から指令トルクＴｒｑ＊を生成する。なお、本実施形態において、Ｕ相〜Ｗ相電流センサ３２ｕ〜３２ｗが「電流検出手段」を構成する。

ＳＲＭ制御装置４０は、図示しない中央演算装置（ＣＰＵ）及びメモリ４０ａを備え、ＳＲモータの出力トルクを指令トルクＴｒｑ＊に制御すべく、主機用電力変換回路２０を構成する上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）及び下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎに対して操作信号ｇ￥ｐ，ｇ￥ｎを出力することで、これらスイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎを操作する。ここで、本実施形態では、メモリ４０ａとして、不揮発性メモリを用いている。

続いて、図２〜図４を用いて、本実施形態にかかるＳＲモータ制御の概要について説明する。

まず、図２に、コイルに流れる電流の指令値である指令電流の設定手法について説明する。詳しくは、図２（ａ）は、Ｕ相指令電流ｉｕ＊の推移を示し、図２（ｂ）は、Ｖ相指令電流ｉｖ＊の推移を示し、図２（ｃ）は、Ｗ相指令電流ｉｗ＊の推移を示し、図２（ｄ）は、ＳＲモータの電気角θｅの推移を示す。

図示されるように、本実施形態では、Ｕ〜Ｗ相のそれぞれについて、規定電気角（例えば電気角１２０°）に渡って矩形波状の電流を指令電流として設定する。具体的には、各相への通電開始を指示するタイミングであるＯＮ位相θｏｎ、各相への通電停止を指示するタイミングであるＯＦＦ位相θｏｆｆ及び指令電流の振幅が設定されることにより、各相の指令電流ｉｕ＊〜ｉｗ＊が設定される。そして、設定された指令電流ｉｕ＊〜ｉｗ＊にＵ〜Ｗ相電流センサ３２ｕ〜３２ｗによって検出された電流を制御する。なお、ＳＲモータの各相は独立しており、また、各相の電流制御は基本的には同一である。このため、本実施形態では以降、特に断らない限り、Ｕ相についてのみ図示及び説明を行うこととする。

続いて、図３に、電気角θｅ１周期におけるＵ相電流制御態様を示す。ここで、図３の縦軸は、Ｕ相電流センサ３２ｕによって検出されたＵ相電流（以下、Ｕ相検出電流ｉｕｒ）、Ｕ相指令電流ｉｕ＊及びＵ相コイル２４ｕのインダクタンスＬｕの大きさを示し、図３の横軸は、電気角θｅを示す。

図示されるように、本実施形態では、Ｕ相検出電流ｉｕｒをＵ相指令電流ｉｕ＊に制御するために、ＯＦＦ制御、ＯＮ制御及び本実施形態にかかる特徴的構成であるＰＷＭ制御の３つのモードを用いる。ここで、ＯＦＦ制御は、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐ及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎの双方をオフ操作するモードである。また、ＯＮ制御は、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐ及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎの双方をオン操作するモードである。さらに、ＰＷＭ制御は、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐ及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎのうち一方の操作状態を固定しつつ他方をオンオフ操作するモードである。

これらモードについて更に説明すると、図示されるように、電気角θｅがＯＮ位相θｏｎとなる時刻ｔ１において、ＯＦＦ制御からＯＮ制御に切り替えられる。ここで、ＯＮ制御に切り替えられるのは、Ｕ相検出電流ｉｕｒをＵ相指令電流ｉｕ＊まで迅速に上昇させるためである。その後、Ｕ相指令電流ｉｕ＊からＵ相検出電流ｉｕｒを減算した値がヒステリシス幅Δαの「１／２」未満となる時刻ｔ２において、ＯＮ制御からＰＷＭ制御に切り替えられる。ここで、本実施形態において、ヒステリシス幅Δαは、後述するキャリアの１周期に渡って、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐ及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎをオン操作固定した場合のＵ相コイル２４ｕに流れる電流の上昇量に設定されている。

その後、電気角θｅがＯＦＦ位相θｏｆｆとなる時刻ｔ３において、ＰＷＭ制御からＯＦＦ制御に切り替えられる。ここで、ＯＦＦ制御に切り替えられるのは、Ｕ相検出電流ｉｕｒを「０」まで迅速に低下させるためである。なお、ＯＦＦ位相θｏｆｆは、Ｕ相コイル２４ｕのインダクタンスＬｕが最大となるタイミング以前においてＵ相検出電流ｉｕｒが「０」となるように設定されている。こうした設定は、インダクタンスＬｕの電気角θｅによる微分値が負となることによってＳＲモータの出力トルクが制動トルクとなり、電気角θｅ１周期における平均トルクが低下することを回避するためになされる。

なお、図４に、先の図３で説明した３つのモードを含むＳＲモータ制御の状態遷移図を示した。ここで、図４に示すＰＷＭＯＦＦ制御とは、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐ及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎの双方をオフ操作するスイッチングモードであり、ＰＷＭ制御中に何らかの理由によってＵ相検出電流ｉｕｒが過度に上昇した場合のフェールセーフとして設けられる。詳しくは、Ｕ相検出電流ｉｕｒからＵ相指令電流ｉｕ＊を減算した値がヒステリシス幅Δαを超えた場合にＰＷＭ制御からＰＷＭＯＦＦ制御に切り替えられる。一方、Ｕ相検出電流ｉｕｒからＵ相指令電流ｉｕ＊を減算した値がヒステリシス幅Δαの「１／２」未満となった場合にＰＷＭＯＦＦ制御からＰＷＭ制御に切り替えられる。

また、図４には、Ｕ相指令電流ｉｕ＊からＵ相検出電流ｉｕｒを減算した値がヒステリシス幅Δαを超えた場合にＰＷＭ制御からＯＮ制御に切り替えられることも示した。これは、ＰＷＭ制御中に何らかの理由によってＵ相検出電流ｉｕｒが過度に低下した場合のフェールセーフとして設けられる。

次に、図５〜図９を用いて、上記ＰＷＭ制御について更に説明する。

まず、図５を用いて、ＰＷＭ制御における基本的なスイッチングモードについて説明する。詳しくは、図５（ａ）は、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐ及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎの双方がオン操作されるスイッチングモードを示し、図５（ｂ）は、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐがオフ操作されてかつＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎがオン操作されるスイッチングモードを示す。また、図５（ｃ）は、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐ及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎの双方がオフ操作されるスイッチングモードを示す。

図５（ａ）に示すように、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐ及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎの双方がオン操作されると、高電圧バッテリ１０、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｕ相コイル２４ｕ、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎを含む閉回路に電流が流れる。本実施形態において、図５（ａ）に示すスイッチングモードにおいてＵ相コイル２４ｕに印加される電圧を「正電圧」と称すこととする。

一方、図５（ｂ）に示すように、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐがオフ操作されてかつＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎがオン操作されると、Ｕ相コイル２４ｕ、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎ及びＵ相下アームダイオードＤｕｎを含む閉回路に電流が流れる。本実施形態において、図５（ｂ）に示すスイッチングモードにおいてＵ相コイル２４ｕに印加される電圧を「ゼロ電圧」と称すこととする。

他方、図５（ｃ）に示すように、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐ及びＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎの双方がオフ操作されると、高電圧バッテリ１０、Ｕ相下アームダイオードＤｕｎ、Ｕ相コイル２４ｕ、Ｕ相上アームダイオードＤｕｐを含む閉回路に電流が流れる。本実施形態において、図５（ｃ）に示すスイッチングモードにおいてＵ相コイル２４ｕに印加される電圧を「負電圧」と称すこととする。

続いて、図６に、ＳＲＭ制御装置４０によって実行される上記ＰＷＭ制御のブロック図を示す。

電気角検出部５０は、回転角検出器３４によって検出されたロータの回転角θｍにＳＲモータの極数を乗算することで、電気角θｅを算出する。また、電気角速度算出部５２は、電気角θｅの時間微分値として電気角速度ωを算出する。なお、本実施形態において、電気角検出部５０が「電気角検出手段」を構成する。

指令電流設定部５４は、指令トルク生成器３６によって生成された指令トルクＴｒｑ＊、及び電気角速度算出部５２において算出された電気角速度ωを入力として、Ｕ相指令電流ｉｕ＊を算出する。本実施形態では、指令トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωと関係付けられてＵ相指令電流ｉｕ＊が記憶された２次元マップ（指令電流マップ）を用いてＵ相指令電流ｉｕ＊を設定する。具体的には、指令トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωを入力として、入力された指令トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωに対応したＵ相指令電流ｉｕ＊を、指令電流マップに記憶されている複数のＵ相指令電流ｉｕ＊から補間（例えば線形補間）して設定する。なお、本実施形態において、上記指令電流マップは、ＳＲＭ制御装置４０の備えるメモリ４０ａに記憶されている。また、本実施形態において、指令電流設定部５４が「指令電流設定手段」を構成し、指令電流設定部５４における処理が「指令電流設定ステップ」を構成する。

ＯＮ−ＯＦＦ位相設定部５６は、指令トルク生成器３６によって生成された指令トルクＴｒｑ＊、及び電気角速度算出部５２において算出された電気角速度ωを入力として、ＯＮ位相θｏｎ及びＯＦＦ位相θｏｆｆを設定する。本実施形態では、指令トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωと関係付けられてＯＮ位相θｏｎ及びＯＦＦ位相θｏｆｆが記憶された２次元マップ（位相マップ）を用いてＯＮ位相θｏｎ及びＯＦＦ位相θｏｆｆを設定する。具体的には、指令トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωを入力として、入力された指令トルクＴｒｑ＊及び電気角速度ωに対応したＯＮ位相θｏｎ及びＯＦＦ位相θｏｆｆを、位相マップに記憶されている複数のＯＮ位相θｏｎ及びＯＦＦ位相θｏｆｆから補間して設定する。なお、本実施形態において、上記位相マップは、メモリ４０ａに記憶されている。

ＤＵＴＹ算出部５８は、電圧センサ３０によって検出された直流電圧Ｖｄｃ、Ｕ相検出電流ｉｕｒ、Ｕ相指令電流ｉｕ＊、電気角θｅ及び電気角速度ωを入力として、指令時比率ＤＵＴＹを算出する。なお、本実施形態において、ＤＵＴＹ算出部５８が「指令時比率算出手段」を構成し、ＤＵＴＹ算出部５８による処理が「指令時比率算出ステップ」を構成する。また、ＤＵＴＹ算出部５８については、後に詳述する。

上アーム操作部６０は、ＯＮ位相θｏｎ、ＯＦＦ位相θｏｆｆ、電気角θｅ、指令時比率ＤＵＴＹ及びキャリア生成部６２から出力されるキャリア信号Ｓｉｇを入力として、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐに対する操作信号ｇｕｐを生成する。本実施形態において、キャリア生成部６２は、キャリア信号Ｓｉｇとしてキャリア周波数Ｆｃを有する三角波信号を出力する。そして、キャリア信号Ｓｉｇの最小値は、指令時比率ＤＵＴＹの絶対値が取り得る値の最小値Ｃｍｉｎ（「０」）に設定され、キャリア信号Ｓｉｇの最大値は、指令時比率ＤＵＴＹの絶対値が取り得る値の最大値Ｃｍａｘ（「１」）に設定されている。

下アーム操作部６４は、ＯＮ位相θｏｎ、ＯＦＦ位相θｏｆｆ、電気角θｅ、指令時比率ＤＵＴＹ及びキャリア信号Ｓｉｇを入力として、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎに対する操作信号ｇｕｎを生成する。

なお、本実施形態において、上アーム操作部６０及び下アーム操作部６４が「制御手段」を構成し、上アーム操作部６０及び下アーム操作部６４による処理が「制御ステップ」を構成する。

続いて、ＤＵＴＹ算出部５８における指令時比率ＤＵＴＹの算出処理について詳述する。ここで、指令時比率ＤＵＴＹの算出処理の説明に先立ち、ＤＵＴＹ算出部５８におけるフィードバック制御系の設計手法について説明する。

Ｕ相コイル２４ｕに正電圧が印加される場合においては、先の図５（ａ）に示した電流流通経路が形成される。この電流流通経路についてキルヒホッフの第２法則を適用すると、下式（ｅｑ１）が導かれる。

上式（ｅｑ１）において、「Ｖｄｃ」は高電圧バッテリ１０の出力電圧を示し、「Ｒａ」はＵ相コイル２４ｕの抵抗を示し、「Ｉ」はＵ相コイル２４ｕに流れる電流を示し、「Ｌｕ」はＵ相コイル２４ｕのインダクタンスを示し、「Ｖｓｗ」はＵ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｕ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎにおける電圧降下量を示す。

上式（ｅｑ１）を「ｄＩ／ｄｔ」について解くと、下式（ｅｑ２）が導かれる。

一方、Ｕ相コイル２４ｕにゼロ電圧が印加される場合においては、先の図５（ｂ）に示した電流流通経路が形成される。この電流流通経路についてキルヒホッフの第２法則を適用すると、下式（ｅｑ３）が導かれる。

上式（ｅｑ３）において、「ＶＤ」はＵ相下アームダイオードＤｕｎにおける電圧降下量を示す。なお、本実施形態において、Ｕ相下アームダイオードＤｕｎ及びＵ相上アームダイオードＤｕｐのそれぞれにおける電圧降下量は同一であるとする。

上式（ｅｑ３）を「ｄＩ／ｄｔ」について解くと、下式（ｅｑ４）が導かれる。

他方、Ｕ相コイル２４ｕに負電圧が印加される場合においては、先の図５（ｃ）に示した電流流通経路が形成される。この電流流通経路についてキルヒホッフの第２法則を適用すると、下式（ｅｑ５）が導かれる。

上式（ｅｑ５）を「ｄＩ／ｄｔ」について解くと、下式（ｅｑ６）が導かれる。

続いて、キャリア信号Ｓｉｇの１周期Ｔｃ（＝１／Ｆｃ）において、正電圧が印加される期間におけるＵ相コイル２４ｕに流れる電流Ｉの増加量、及びゼロ電圧が印加される期間におけるＵ相コイル２４ｕに流れる電流Ｉの減少量が等しくなる指令時比率を「Ｄｏｎ」とすると、下式（ｅｑ７）が導かれる。

上式（ｅｑ１），（ｅｑ２）を上式（ｅｑ７）に代入し、「Ｄｏｎ」について解くと、下式（ｅｑ８）が導かれる。

上式（ｅｑ８）において、本実施形態では、右辺第１項を「電流比例項」を称し、右辺第２項を「電圧降下項」と称すこととする。電流比例項及び電圧降下項は、Ｕ相検出電流ｉｕｒをＵ相指令電流ｉｕ＊にフィードフォワード制御するための操作量となる。

一方、Ｕ相コイル２４ｕに流れる電流が平衡する上式（ｅｑ７）において、指令時比率Ｄｏｎが「ΔＤｏｎ（＞０）」増大する場合におけるＵ相コイル２４ｕに流れる電流の変化量ΔＩ（＞０）は、下式（ｅｑ９）で表される。

上式（ｅｑ９）に、上式（ｅｑ１），（ｅｑ２），（ｅｑ８）を代入して「ΔＤｏｎ」について解くと、下式（ｅｑ１０）が導かれる。

一方、キャリア信号Ｓｉｇの１周期Ｔｃにおいて、Ｕ相コイル２４ｕに負電圧が印加される期間におけるＵ相コイル２４ｕに流れる電流Ｉの増加量、及びゼロ電圧が印加される期間におけるＵ相コイル２４ｕに流れる電流Ｉの減少量が等しくなる指令時比率を「Ｄｏｆｆ」とすると、下式（ｅｑ１１）が導かれる。

上式（ｅｑ１），（ｅｑ２）を上式（ｅｑ１１）に代入し、「Ｄｏｆｆ」について解くと、下式（ｅｑ１２）が導かれる。

一方、Ｕ相コイル２４ｕに流れる電流が平衡する上式（ｅｑ１１）において、指令時比率Ｄｏｆｆが「ΔＤｏｆｆ（＞０）」増大する場合におけるU相コイル２４uに流れる電流の変化量「−ΔＩ」は、下式（ｅｑ１３）で表される。

上式（ｅｑ１３）に、上式（ｅｑ１），（ｅｑ２），（ｅｑ１２）を代入して「ΔＤｏｆｆ」について解くと、下式（ｅｑ１４）が導かれる。

したがって、上式（eｑ８），（eｑ１０）から、U相コイル２４uに正電圧及びゼロ電圧を交互に印加する場合における指令時比率ＤＵＴＹは下式（eｑ１５）によって算出することができる。

一方、上式（eｑ１２），（eｑ１４）から、U相コイル２４uに負電圧及びゼロ電圧を交互に印加する場合における指令時比率ＤＵＴＹは下式（eｑ１６）によって算出することができる。

つまり、指令時比率ＤＵＴＹとして「Ｄｏｎ＋ΔＤｏｎ」を都度算出し、算出された指令時比率「Ｄｏｎ＋ΔＤｏｎ」が「０」以上である場合、Ｕ相コイル２４ｕに正電圧及びゼロ電圧を交互に印加すべく、指令時比率ＤＵＴＹ及びキャリア信号Ｓｉｇの大小比較に基づくパルス幅変調によりＵ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐをオンオフ操作してかつ、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎをオン操作固定する。一方、算出された指令時比率ＤＵＴＹが「０」未満である場合、Ｕ相コイル２４ｕに負電圧及びゼロ電圧を交互に印加すべく、指令時比率ＤＵＴＹの符号反転値及びキャリア信号Ｓｉｇの大小比較に基づくパルス幅変調によりＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎをオンオフ操作してかつ、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐをオフ操作固定する。これにより、Ｕ相検出電流ｉｕｒをＵ相指令電流ｉｕ＊に制御することが可能となる。

続いて、図７に示すブロック図を用いて、指令時比率ＤＵＴＹの算出手法について説明する。

偏差算出部５８ａは、Ｕ相指令電流ｉｕ＊からＵ相検出電流ｉｕｒを減算した値として電流偏差Δｉｕを算出する。

フィードバック操作量算出部５８ｂは、電流偏差Δｉｕ及び比例ゲインＫｕの乗算値としてフィードバック操作量ＦＢを算出する。ここで、比例ゲインＫｕは、上式（ｅｑ１０）に示したように、Ｕ相コイル２４ｕのインダクタンスＬｕ、直流電圧Ｖｄｃ、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎにおける電圧降下量ＶＤ及びスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎにおける電圧降下量Ｖｓｗの関数である。これらパラメータは、電気角θｅやＵ相コイル２４ｕに流れる電流に応じて変化する。このため、本実施形態では、インダクタンス設定部５８ｃ、第１の電圧降下量設定部５８ｄ及び第２の電圧降下量設定部ｅにおいて比例ゲインＫｕの算出に用いるこれらパラメータの値を可変設定する。

詳しくは、インダクタンス設定部５８ｃは、電気角θｅ及びＵ相検出電流ｉｕｒを入力として、Ｕ相コイル２４ｕのインダクタンスＬｕを可変設定する。本実施形態では、電気角θｅ及びＵ相検出電流ｉｕｒと関係付けられてインダクタンスＬｕが記憶された２次元マップ（インダクタンスマップ）を用いてインダクタンスＬｕを可変設定する。具体的には、電気角θｅ及びＵ相検出電流ｉｕｒを入力として、入力された電気角θｅ及びＵ相検出電流ｉｕｒに対応したインダクタンスＬｕを、インダクタンスマップに記憶されている複数のインダクタンスＬｕから補間して設定する。なお、上記インダクタンスマップは、ＳＲＭ制御装置４０の備えるメモリ４０ａに記憶されている。また、本実施形態において、インダクタンス設定部５８ｃが「インダクタンス設定手段」を構成し、インダクタンス設定部５８ｃによる処理が「インダクタンス設定ステップ」を構成する。また、インダクタンスマップが記憶された上記メモリ４０ａが「インダクタンス記憶手段」を構成する。

一方、第１の電圧降下量設定部５８ｄは、Ｕ相検出電流ｉｕｒを入力として、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎにおける電圧降下量Ｖｓｗを設定する。本実施形態では、Ｕ相検出電流ｉｕｒと関係付けられて上記電圧降下量Ｖｓｗが記憶された２次元マップ（第１の電圧降下量設定マップ）を用いて電圧降下量Ｖｓｗを設定する。具体的には、Ｕ相検出電流ｉｕｒを入力として、入力されたＵ相検出電流ｉｕｒに対応したスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎの電圧降下量Ｖｓｗを、第１の電圧降下量設定マップに記憶されている複数の電圧降下量Ｖｓｗから補間して設定する。

他方、第２の電圧降下量設定部５８ｅは、Ｕ相検出電流ｉｕｒを入力として、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎにおける電圧降下量ＶＤを設定する。本実施形態では、Ｕ相検出電流ｉｕｒと関係付けられて上記電圧降下量ＶＤが記憶された２次元マップ（第２の電圧降下量設定マップ）を用いて電圧降下量ＶＤを設定する。具体的には、Ｕ相検出電流ｉｕｒを入力として、入力されたＵ相検出電流ｉｕｒに対応したダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎの電圧降下量ＶＤを、第２の電圧降下量設定マップに記憶されている複数の電圧降下量ＶＤから補間して設定する。なお、上記第１，第２の電圧降下量設定マップは、ＳＲＭ制御装置４０の備えるメモリ４０ａに記憶されている。また、本実施形態において、第１，第２の電圧降下量設定部５８ｄ，５８ｅが「電圧降下量設定手段」を構成し、第１，第２の電圧降下量設定部５８ｄ，５８ｅによる処理が「電圧降下量設定ステップ」を構成する。また、第１，第２の電圧降下量設定マップが記憶された上記メモリ４０ａが「電圧降下量記憶手段」を構成する。

ちなみに、本実施形態において、フィードバック操作量算出部５８ｂが「比例ゲイン算出手段」を構成し、フィードバック操作量算出部５８ｂによる比例ゲインＫｕの算出処理が「比例ゲイン算出ステップ」を構成する。

第１のフィードフォワード操作量算出部５８ｆは、上式（ｅｑ８）で示した電流比例項を第１のフィードフォワード操作量ＦＦ１として算出する。ここで、第１のフィードフォワード操作量ＦＦ１は、直流電圧Ｖｄｃ、電気角速度ω、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎにおける電圧降下量ＶＤ、スイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎにおける電圧降下量Ｖｓｗに加えて、Ｕ相コイル２４ｕのインダクタンスＬｕの電気角θｅによる微分値（以下、インダクタンス微分値「ｄＬｕ／ｄθｅ」）の関数である。インダクタンス微分値「ｄＬｕ／ｄθｅ」は、電気角θｅ及びＵ相コイル２４ｕに流れる電流に応じて変化する。このため、本実施形態では、インダクタンス微分値「ｄＬｕ／ｄθｅ」を微分値設定部５８ｇにおいて可変設定する。

詳しくは、微分値設定部５８ｇは、電気角θｅ及びＵ相検出電流ｉｕｒを入力として、Ｕ相コイル２４ｕのインダクタンス微分値「ｄＬｕ／ｄθｅ」を可変設定する。本実施形態では、電気角θｅ及びＵ相検出電流ｉｕｒと関係付けられてインダクタンス微分値「ｄＬｕ／ｄθｅ」が記憶された２次元マップ（微分値マップ）を用いてインダクタンス微分値「ｄＬｕ／ｄθｅ」を可変設定する。具体的には、電気角θｅ及びＵ相検出電流ｉｕｒを入力として、入力された電気角θｅ及びＵ相検出電流ｉｕｒに対応したインダクタンス微分値「ｄＬｕ／ｄθｅ」を、微分値マップに記憶されている複数のインダクタンス微分値「ｄＬｕ／ｄθｅ」から補間して設定する。なお、上記微分値マップは、ＳＲＭ制御装置４０の備えるメモリ４０ａに記憶されている。また、本実施形態において、微分値設定部５８ｇが「微分値設定手段」を構成し、微分値設定部５８ｇによる処理が「微分値設定ステップ」を構成する。また、微分値マップが記憶された上記メモリ４０ａが「微分値記憶手段」を構成する。

第２のフィードフォワード操作量算出部５８ｈは、上式（ｅｑ８）で示した電圧降下項を第２のフィードフォワード操作量ＦＦ２として算出する。ここで、第２のフィードフォワード操作量ＦＦ２は、直流電圧Ｖｄｃ、ダイオードＤｕｐ，Ｄｕｎにおける電圧降下量ＶＤ、及びスイッチング素子Ｓｕｐ，Ｓｕｎにおける電圧降下量Ｖｓｗの関数である。なお、本実施形態において、第１のフィードフォワード操作量算出部５８ｆ及び第２のフィードフォワード操作量算出部５８ｈが「フィードフォワード操作量算出手段」を構成する。また、これらフィードフォワード操作量算出部５８ｆ，５８ｈによる処理が「フィードフォワード操作量算出ステップ」を構成する。

第１の加算部５８ｉは、フィードバック操作量ＦＢ及び第１のフィードフォワード操作量ＦＦ１の加算値を第２の加算部５８ｊに対して出力する。第２の加算部５８ｊは、第１の加算部５８ｉの出力値と、第２のフィードフォワード操作量ＦＦ２との加算値として指令時比率ＤＵＴＹを算出する。

図８に、本実施形態にかかるＵ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐの操作処理の手順を示す。この処理は、ＳＲＭ制御装置４０の備える上アーム操作部６０によって例えば所定周期で繰り返し実行される。

この一連の処理では、まずステップＳ１０において、現在の電気角θｅ（０°≦θｅ＜３６０°）がＯＮ位相θｏｎ未満であるとの条件、及び現在の電気角θｅがＯＦＦ位相θｏｆｆ以上であるとの条件の論理和が真であるか否かを判断する。この処理は、Ｕ相コイル２４ｕへの通電指示がなされているか否かを判断するための処理である。

ステップＳ１０において否定判断された場合には、ステップＳ１２に進み、ＤＵＴＹ算出部５８から出力された指令時比率ＤＵＴＹが「０」未満であるか否かを判断する。

ステップＳ１２において指令時比率ＤＵＴＹが「０」未満であると判断された場合には、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐをオフ操作固定すべく、ステップＳ１４においてＵ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐをオフ操作する操作信号ｇｕｐを生成して出力する。

一方、上記ステップＳ１２において指令時比率ＤＵＴＹが「０」以上であると判断された場合には、ステップＳ１４、Ｓ１６、Ｓ１８において、指令時比率ＤＵＴＹ及びキャリア信号Ｓｉｇの大小比較に基づくパルス幅変調によってＵ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐをオンオフ操作する操作信号ｇｕｐを生成して出力する。

なお、ステップＳ１４、Ｓ１８の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

続いて、図９に、本実施形態にかかるＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎの操作処理の手順を示す。この処理は、ＳＲＭ制御装置４０の備える下アーム操作部６４によって例えば所定周期で繰り返し実行される。なお、図９において、先の図８に示した処理と同一の処理については、便宜上、同一のステップ番号を付している。

この一連の処理では、ステップＳ１０において否定判断された場合、ステップＳ２０に進み、ＤＵＴＹ算出部５８から出力された指令時比率ＤＵＴＹが「０」以上であるか否かを判断する。

ステップＳ２０において指令時比率ＤＵＴＹが「０」以上であると判断された場合には、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎをオン操作固定すべく、ステップＳ２２においてＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎをオン操作する操作信号ｇｕｎを生成して出力する。

一方、上記ステップＳ２０において指令時比率ＤＵＴＹが「０」未満であると判断された場合には、ステップＳ２２、Ｓ２４、Ｓ２６において、指令時比率ＤＵＴＹの符号反転値及びキャリア信号Ｓｉｇの大小比較に基づくパルス幅変調によってＵ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎをオンオフ操作する操作信号ｇｕｎを生成して出力する。

なお、ステップＳ２２、Ｓ２６の処理が完了した場合には、この一連の処理を一旦終了する。

上述したＰＷＭ制御の効果を調べるべく、本発明者はシミュレーションを実施した。図１０に、シミュレーションに用いた制御モデル及びプラントモデルを示す。

本実施形態では、状態平均化モデルによってプラントモデルを構築した。詳しくは、Ｕ相コイル２４ｕに正電圧及びゼロ電圧が印加される場合の状態平均化モデルを考えると、下式（ｅｑ１７），（ｅｑ１８）が導かれる。

上式（ｅｑ１７），（ｅｑ１８）の両辺を加算すると、下式（ｅｑ１９）が導かれる。

上式（ｅｑ１９）の両辺をラプラス変換して「Ｉ」について解くと、下式（ｅｑ２０）が導かれる。

なお、上式（ｅｑ２０）において、「ｓ」はラプラス演算子を示す。

一方、Ｕ相コイル２４ｕに負電圧及びゼロ電圧が印加される場合の状態平均化モデルを考えると、下式（ｅｑ２１），（ｅｑ２２）が導かれる。

上式（ｅｑ２１），（ｅｑ２２）の両辺を加算すると、下式（ｅｑ２３）が導かれる。

上式（ｅｑ２３）の両辺をラプラス変換して「Ｉ」について解くと、下式（ｅｑ２４）が導かれる。

「Ｄｏｆｆ＝−Ｄｏｎ」なる関係を用いると、上式（ｅｑ２４）は上式（ｅｑ２０）と一致する。すなわち、指令時比率ＤＵＴＹが０以上である場合と０未満である場合とでプラントモデルを共用可能である。このため、上式（ｅｑ２０）に基づき、プラントモデルを構築した。

図１１に、本実施形態にかかるＰＷＭ制御を用いた場合のＵ相検出電流ｉｕｒの推移を示す。また、図１２に、上記特許文献１に記載された技術（以下、従来技術）を用いた場合のＵ相検出電流の推移を示す。

本実施形態にかかるＰＷＭ制御によれば、Ｕ相検出電流ｉｕｒとＵ相指令電流ｉｕ＊の大小関係に応じて、Ｕ相コイル２４ｕの印加電圧として、正電圧及びゼロ電圧の組、又は負電圧及びゼロ電圧の組を使い分けることができる。このため、図示されるように、従来技術と比較して、Ｕ相検出電流ｉｕｒのＵ相指令電流ｉｕ＊への追従性を向上させることができ、ひいてはＵ相検出電流ｉｕｒのリップルを低減させることができる。したがって、ＳＲモータのトルクリップルを低減させることができる。

以上詳述した本実施形態によれば、以下の効果が得られるようになる。

（１）指令時比率ＤＵＴＹが「０」以上の場合、指令時比率ＤＵＴＹ及びキャリア信号Ｓｉｇの大小比較に基づくパルス幅変調によって上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ（￥＝ｕ，ｖ，ｗ）をオンオフ操作してかつ下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎをオン操作固定した。一方、指令時比率ＤＵＴＹが「０」未満の場合、指令時比率ＤＵＴＹ及びキャリア信号Ｓｉｇの大小比較に基づくパルス幅変調によって下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎをオンオフ操作してかつ上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐをオフ操作固定した。このため、検出電流ｉ￥ｒ及び指令電流ｉ￥＊の大小関係に応じて、正電圧及びゼロ電圧の組、又は負電圧及びゼロ電圧の組を使い分けることができ、検出電流ｉ￥ｒの指令電流ｉ￥＊への追従性を向上させることができる。

さらに、本実施形態では、キャリア信号Ｓｉｇ及び指令時比率ＤＵＴＹの大小比較に基づくパルス幅変調によって上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ又は下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎをオンオフ操作したため、スイッチング周波数を一定とすることもできる。こうした構成によれば、主機用電力変換回路２０に第１の補機用電力変換回路１００及び第２の補機用電力変換回路２００が電気的に接続される場合であっても、主機用電力変換回路２０におけるスイッチング周波数と第１の補機用電力変換回路１００や第２の補機用電力変換回路２００の共振周波数（例えば、補機用電力変換回路の入力側に設けられるＬＣフィルタの共振周波数）とが一致又は接近することを回避できる。これにより、主機用電力変換回路２０の動作に起因した第１の補機用電力変換回路１００や第２の補機用電力変換回路２００の誤作動を回避することができる。

（２）電気角θｅ及び検出電流ｉ￥ｒに基づき、比例ゲインＫ￥の算出に用いるインダクタンスＬ￥を可変設定した。コイル２４￥のインダクタンスＬ￥は、ＳＲモータの電気角θｅ及びコイル２４￥に流れる電流に依存する。このため、インダクタンスＬ￥を可変設定する構成によれば、フィードバック操作量ＦＢの算出精度を向上させることができる。これにより、検出電流ｉ￥ｒの指令電流ｉ￥＊への追従性をより向上させることができ、ひいてはトルクリップルをより低減させることができる。

特に、本実施形態では、２次元マップの補間処理によってインダクタンスＬ￥を可変設定したため、インダクタンスＬ￥を設定する処理を簡略化することができる。

（３）検出電流ｉ￥ｒに基づき、比例ゲインＫ￥の算出に用いるダイオードＤ￥ｐ，Ｄ￥ｎにおける電圧降下量ＶＤ、及びスイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎにおける電圧降下量Ｖｓｗを可変設定した。これにより、フィードバック操作量ＦＢの算出精度を向上させることができ、ひいては検出電流ｉ￥ｒの指令電流ｉ￥＊への追従性をより向上させることができる。したがって、トルクリップルをより低減させることができる。

（４）直流電圧Ｖｄｃ、電気角速度ω、インダクタンス微分値「ｄＬ￥／ｄθｅ」、イオードＤ￥ｐ，Ｄ￥ｎにおける電圧降下量ＶＤ、及びスイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎにおける電圧降下量Ｖｓｗに基づき、電流比例項としての第１のフィードフォワード操作量ＦＦ１を算出した。これにより、検出電流ｉ￥ｒの指令電流ｉ￥＊への応答性を向上させることができる。

特に、本実施形態では、インダクタンス微分値「ｄＬ￥／ｄθｅ」を電気角θｅ及び検出電流ｉ￥ｒに基づき可変設定した。ＳＲモータの実際のインダクタンス微分値は、磁気飽和のために一定値とはならない。このため、本実施形態によれば、インダクタンス微分値「ｄＬ￥／ｄθｅ」を精度よく設定でき、第１のフィードフォワード操作量ＦＦ１の算出精度を更に向上させることができる。

（５）ダイオードＤ￥ｐ，Ｄ￥ｎにおける電圧降下量ＶＤ、及びスイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎにおける電圧降下量Ｖｓｗに基づき、電圧降下項としての第２のフィードフォワード操作量ＦＦ２を算出した。これにより、検出電流ｉ￥ｒの指令電流ｉ￥＊への応答性を向上させることができる。

（第２の実施形態）
以下、第２の実施形態について、先の第１の実施形態との相違点を中心に図面を参照しつつ説明する。

本実施形態では、図１３に示すような指令電流を設定する。詳しくは、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のそれぞれについて、規定電気角（例えば電気角１８０°）に渡る矩形波状の指令電流であって、指令電流が０よりも大きくなる期間が異なる２相で重なるような指令電流を設定する。ここで、こうした指令電流は、例えば、ＳＲモータの高速回転域においてＳＲモータのトルクを増大させるために設定される。なお、図１３は、先の図２に対応している。

こうした構成を前提として、本実施形態では、図１４に示すように、キャリア信号として、その形状が同じであってかつ、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のそれぞれで位相が互いに１２０°ずれた信号ＳｉｇＵ，ＳｉｇＶ，ＳｉｇＷを用いることとする。特に本実施形態では、キャリア信号として、その形状がのこぎり波となるものを用いている。ここで、キャリア信号の位相を表すに際し、キャリア信号の１周期Ｔｃを３６０°としている。また、キャリア信号の１周期Ｔｃは、指令電流の１周期と比較して十分に短いものである。

続いて、こうしたキャリア信号ＳｉｇＵ，ＳｉｇＶ，ＳｉｇＷを用いる理由について説明する。なお、以降の説明において、上，下アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎのうち、指令時比率ＤＵＴＹの符号に応じて選択されるスイッチング素子であって、パルス幅変調によってオンオフ操作されるスイッチング素子を対象スイッチング素子と称すこととする。

ＳＲモータの各相は独立している。このため、電気角θｅがＯＮ位相θｏｎとなってからＯＦＦ位相θｏｆｆとなるまでの期間（定電流制御期間）における指令時比率ＤＵＴＹは、各相で略等しくなる。このため、各相で共通のキャリア信号を用いると、定電流制御期間が異なる２相で重なる期間において、対象スイッチング素子のオフ操作からオン操作への切り替えタイミングと、このタイミングに続くオン操作からオフ操作への切り替えタイミングとが異なる２相のそれぞれで互いに重なる。これにより、異なる２相のそれぞれのコイルへと平滑コンデンサ１２から電流が供給される。したがって、平滑コンデンサ１２に流れる電流（以下、コンデンサ電流）のリップルが増大する懸念がある。また、対象スイッチング素子のオン操作からオフ操作への切り替えタイミングが異なる２相のそれぞれで互いに重なることで、対象スイッチング素子のオフ状態への切り替えに伴い生じるサージ電圧が増大する懸念がある。これらの場合、上，下アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎ及び平滑コンデンサ１２の定格電圧を高くすることが要求され、上，下アームスイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎ及び平滑コンデンサ１２のコストが増大することとなる。

こうした問題を解決すべく、本実施形態では、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のそれぞれについて、位相が互いに１２０°ずれたキャリア信号ＳｉｇＵ，ＳｉｇＶ，ＳｉｇＷを用いる。

図１５に、Ｕ，Ｖ相の定電流制御期間が重なってかつ、指令時比率ＤＵＴＹが０以上の場合において、（ａ）Ｕ，Ｖ相のキャリア信号ＳｉｇＵ，ＳｉｇＶの推移と、（ｂ）Ｕ相の上アームスイッチング素子Ｓｕｐに対する操作信号ｇｕｐの推移と、（ｃ）Ｖ相の上アームスイッチング素子Ｓｖｐに対する操作信号ｇｖｐの推移とを示す。なお、図１５（ａ）において２点鎖線にて示す指令時比率ＤＵＴＹは、Ｕ，Ｖ相のそれぞれで同じ値である。

図示されるように、位相が互いに１２０°ずれたキャリア信号ＳｉｇＵ，ＳｉｇＶを用いることで、Ｕ相上アームスイッチング素子Ｓｕｐ及びＶ相上アームスイッチング素子Ｓｖｐのそれぞれについて、オフ操作からオン操作への切り替えタイミングをずらすことができ、また、オン操作からオフ操作への切り替えタイミングをずらすことができる。なお、指令時比率ＤＵＴＹが０未満となる場合、対象スイッチング素子がＵ，Ｖ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎ，Ｓｖｎとなる。この場合であっても、同様に、Ｕ相下アームスイッチング素子Ｓｕｎ及びＶ相下アームスイッチング素子Ｓｖｎのそれぞれについて、オフ操作からオン操作への切り替えタイミングと、オン操作からオフ操作への切り替えタイミングとをずらすことができる。

続いて、図１６及び図１７を用いて、本実施形態にかかる効果について説明する。ここで、図１６には、本実施形態にかかるＵ，Ｖ相検出電流ｉｕｒ，ｉｖｒ及びコンデンサ電流Ｉｃの推移を示し、図１７には、３相でキャリア信号を共通化した比較技術にかかるコンデンサ電流Ｉｃ等の推移を示す。なお、図１６（ｂ）及び図１７（ｂ）では、平滑コンデンサ１２から電荷が持ち出される場合のコンデンサ電流Ｉｃを正としている。

図示されるように、３相それぞれのキャリア信号の位相を互いに１２０°ずらすことで、定電流制御期間が重なる期間におけるコンデンサ電流Ｉｃのリップルのピークを、比較技術よりも大きく低減させることができる。

ちなみに、キャリア信号の位相をずらす制御は、ＳＲモータの運転状態にかかわらず常時採用してもよいし、異なる相で定電流制御期間が重なる特定の運転状態のみで採用してもよい。

以上説明した本実施形態によれば、上記第１の実施形態で得られる効果に加えて、以下の効果が得られるようになる。

（６）３相それぞれのキャリア信号ＳｉｇＵ，ＳｉｇＶ，ＳｉｇＷの位相を互いに１２０ずらした。このため、コンデンサ電流のリップルを低減させ、また、サージ電圧を低減させることができる。

（その他の実施形態）
なお、上記各実施形態は、以下のように変更して実施してもよい。

・「インダクタンス設定手段」としては、マップ補間によってインダクタンスを可変設定するものに限らない。例えば、電気角θｅ及び検出電流ｉ￥ｒと関係付けられてインダクタンスＬ￥が規定された数式をメモリ４０ａに記憶し、電気角θｅ及び検出電流ｉ￥ｒを入力として数式からインダクタンスＬ￥を可変設定してもよい。なお、インダクタンス微分値「ｄＬ￥／ｄθe」や、スイッチング素子の電圧降下量Ｖｓｗ、ダイオードの電圧降下量ＶＤについても同様である。

・「ゼロ電圧」の印加手法としては、上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐをオフ操作してかつ下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎをオン操作する手法に限らず、下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎをオフ操作してかつ上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐをオン操作する手法であってもよい。この場合、指令時比率ＤＵＴＹが「０」以上の場合、上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐをオン操作固定してかつ下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎを指令時比率ＤＵＴＹ及びキャリア信号Ｓｉｇの大小比較に基づくパルス幅変調によってオンオフ操作することとなる。一方、指令時比率ＤＵＴＹが「０」未満の場合、下アームスイッチング素子Ｓ￥ｎをオフ操作固定してかつ上アームスイッチング素子Ｓ￥ｐをパルス幅変調によってオンオフ操作することとなる。

・上記第１の実施形態において、ダイオードＤ￥ｐ，Ｄ￥ｎにおける電圧降下量ＶＤを、ダイオードＤ￥ｐ，Ｄ￥ｎに流れる電流値及びダイオードＤ￥ｐ，Ｄ￥ｎの温度と関係付けられて上記電圧降下量ＶＤが記憶された２次元マップを用いた補間処理によって設定してもよい。また、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎにおける電圧降下量Ｖｓｗも、スイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎに流れる電流値及びスイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎの温度と関係付けられて上記電圧降下量Ｖｓｗが記憶された２次元マップを用いた補間処理によって設定してもよい。この場合、主機用電力変換回路２０の通電状態によりこれら素子Ｄ￥ｐ，Ｄ￥ｎ，Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎの温度が変化するときであっても、上記電圧降下量ＶＤ，Ｖｓｗを正確に求めることができる。なお、これら素子Ｄ￥ｐ，Ｄ￥ｎ，Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎの温度は、例えば、これら素子Ｄ￥ｐ，Ｄ￥ｎ，Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎのそれぞれの近傍に取り付けられた温度センサの信号をＳＲＭ制御装置４０に入力することで把握すればよい。

・上記第１の実施形態において、ダイオードＤ￥ｐ，Ｄ￥ｎにおける電圧降下量ＶＤ、及びスイッチング素子Ｓ￥ｐ，Ｓ￥ｎにおける電圧降下量Ｖｓｗを固定値に設定してもよい。この場合であっても、フィードバック操作量ＦＢやフィードフォワード操作量ＦＦ１，ＦＦ２を算出することはできる。

・上記第１の実施形態では、コイルに流れる電流及び指令電流の偏差に基づく比例制御によってフィードバック操作量を算出したがこれに限らない。例えば、上記偏差に基づく比例積分制御によってフィードバック操作量を算出してもよい。

・上記第１の実施形態では、フィードバック操作量及びフィードフォワード操作量の加算値として指令時比率ＤＵＴＹを算出したがこれに限らない。例えば、フィードフォワード操作量を算出することなく、フィードバック操作量を指令時比率ＤＵＴＹとして算出してもよい。この場合であっても、スイッチング周波数を一定としつつ、コイルに流れる電流を指令電流に制御することはできる。

・上記第１の実施形態において、「キャリア信号」としては、三角波信号に限らず、例えばのこぎり波信号であってもよい。

・上記第２の実施形態では、キャリア信号の１周期を３６０°とする場合に、３相それぞれのキャリア信号の位相を互いに１２０°ずらしたがこれに限らず、０°及び３６０°を除く任意の値で位相をずらしてもよい。この場合であっても、コンデンサ電流Ｉｃのリップルを低減させることはできる。

・上記第２の実施形態において、「キャリア信号」としては、のこぎり波信号に限らず、例えば三角波信号であってもよい。この場合、上記第２の実施形態と同様に、３相それぞれのキャリア信号の位相を、１２０°ずらしたり、０°及び３６０°を除く任意の値でずらしたりしてもよい。

・上記第２の実施形態において、４相以上のＳＲモータを用いてもよい。ここで、４相のＳＲモータを用いる場合、異なる相のそれぞれのキャリア信号の位相をずらす量を、電力変換回路２０の相数４で３６０°を除算した値である９０°としてもよい。なお、この場合、定電流制御期間が異なる２相以上で重なり得る。

・「上アーム整流素子」としては、ダイオードに限らない。要は、一対の端子のうち一方から他方への電流の流通を許容してかつ逆方向の電流の流通を規制（より具体的には遮断）する機能を有する素子であれば、他の素子であってもよい。なお、「下アーム整流素子」についても同様である。

・「上アームスイッチング素子」及び「下アームスイッチング素子」としては、ＩＧＢＴに限らない。例えば、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタであってもよい。

・高電圧バッテリ１０を共通の直流電源とする「電子機器」としては、コンプ用電動機１０４やブロワ用電動機２０４を駆動する電力変換回路に限らず、例えば、電動パワステアリング装置（ＥＰＳ）を構成する電動機を駆動する電力変換回路であってもよい。

１０…高電圧バッテリ、２０…主機用電力変換回路、２４ｕ〜２４ｗ…Ｕ相〜Ｗ相コイル、５４…指令電流設定部、５８…ＤＵＴＹ算出部、６０…上アーム操作部、６４…下アーム操作部、Ｓｕｐ〜Ｓｗｐ…Ｕ相〜Ｗ相上アームスイッチング素子、Ｓｕｎ〜Ｓｗｎ…Ｕ相〜Ｗ相下アームスイッチング素子、Ｄｕｐ〜Ｄｗｐ…Ｕ相〜Ｗ相上アームダイオード、Ｄｕｎ〜Ｄｗｎ…Ｕ相〜Ｗ相下アームダイオード。

Claims (18)

1. 電力変換回路（２０）を用いてスイッチトリラクタンスモータを制御するスイッチトリラクタンスモータの制御装置において、
   前記電力変換回路は、
   前記モータの有するコイル（２４ｕ，２４ｖ，２４ｗ）の一端及び直流電源（１０）の正極端子の間に接続された上アームスイッチング素子（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）と、
   前記コイルの他端及び前記直流電源の負極端子の間に接続された下アームスイッチング素子（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）と、
   前記コイル及び前記下アームスイッチング素子の接続点、並びに前記上アームスイッチング素子の両端のうち前記コイルとの接続点とは反対側を接続するとともに、前記下アームスイッチング素子側から前記上アームスイッチング素子側へと向かう方向の電流の流通を許容し、逆方向の電流の流通を規制する上アーム整流素子（Ｄｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ）と、
   前記コイル及び前記上アームスイッチング素子の接続点、並びに前記下アームスイッチング素子の両端のうち前記コイルとの接続点とは反対側を接続するとともに、前記下アームスイッチング素子側から前記上アームスイッチング素子側へと向かう方向の電流の流通を許容し、逆方向の電流の流通を規制する下アーム整流素子（Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎ）と、
   を備え、
   前記コイルに流れる電流の指令値である指令電流を設定する指令電流設定手段（５４）と、
   前記コイルに流れる電流及び前記指令電流の偏差に基づき、前記コイルに流れる電流を前記指令電流にフィードバック制御するためのフィードバック操作量を指令時比率として算出する指令時比率算出手段（５８）と、
   前記指令時比率が０以上の場合、前記上アームスイッチング素子及び前記下アームスイッチング素子のうち一方を前記指令時比率及びキャリア信号の大小比較に基づくパルス幅変調によってオンオフ操作してかつ他方をオン操作固定し、前記指令時比率が０未満の場合、前記上アームスイッチング素子及び前記下アームスイッチング素子のうち一方を前記指令時比率の符号反転値及び前記キャリア信号の大小比較に基づくパルス幅変調によってオンオフ操作してかつ他方をオフ操作固定することにより、前記コイルに流れる電流を前記指令電流に制御する制御手段（６０，６４）と、
   前記コイルのインダクタンス及び前記直流電源の出力電圧に基づき、前記フィードバック制御に用いる比例ゲインを算出する比例ゲイン算出手段（５８ｂ）と、
   を備え、
   前記指令時比率算出手段は、前記コイルに流れる電流及び前記指令電流の偏差と前記比例ゲインとの乗算値として前記フィードバック操作量を算出することを特徴とするスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
2. 前記モータの電気角及び前記コイルに流れる電流に基づき、前記比例ゲインの算出に用いる前記インダクタンスを可変設定するインダクタンス設定手段（５８ｃ）を更に備えることを特徴とする請求項１記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
3. 前記モータの電気角及び前記コイルに流れる電流と関係付けられて前記インダクタンスが記憶されたインダクタンス記憶手段（４０ａ）と、
   前記モータの電気角を検出する電気角検出手段（５０）と、
   前記コイルに流れる電流を検出する電流検出手段（３２ｕ，３２ｖ，３２ｗ）と、
   を更に備え、
   前記インダクタンス設定手段は、前記電気角検出手段及び前記電流検出手段の検出値を入力として、該検出値に対応してかつ前記比例ゲインの算出に用いる前記インダクタンスを前記インダクタンス記憶手段に記憶されている複数の前記インダクタンスから補間して設定することを特徴とする請求項２記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
4. 前記指令時比率算出手段は、
   前記コイルに流れる電流を前記指令電流にフィードフォワード制御するためのフィードフォワード操作量を算出するフィードフォワード操作量算出手段（５８ｆ）を更に備え、
   前記フィードフォワード操作量及び前記フィードバック操作量の加算値を前記指令時比率として算出し、
   前記フィードフォワード操作量算出手段は、前記インダクタンスの電気角による微分値と前記コイルに流れる電流とに基づき、該コイルに流れる電流に比例する電流比例項を前記フィードフォワード操作量として算出することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
5. 前記モータの電気角及び前記コイルに流れる電流に基づき、前記電流比例項の算出に用いる前記微分値を可変設定する微分値設定手段（５８ｇ）を更に備えることを特徴とする請求項４記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
6. 前記モータの電気角及び前記コイルに流れる電流と関係付けられて前記微分値が記憶された微分値記憶手段（４０ａ）と、
   前記モータの電気角を検出する電気角検出手段（５０）と、
   前記コイルに流れる電流を検出する電流検出手段（３２ｕ，３２ｖ，３２ｗ）と、
   を更に備え、
   前記微分値設定手段は、前記電気角検出手段及び前記電流検出手段の検出値を入力として、該検出値に対応してかつ前記電流比例項の算出に用いる前記微分値を前記微分値記憶手段に記憶されている複数の前記微分値から補間して設定することを特徴とする請求項５記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
7. 前記比例ゲイン算出手段は、前記整流素子及び前記スイッチング素子のそれぞれの電圧降下量を更に用いて前記比例ゲインを算出し、
   前記フィードフォワード操作量算出手段（５８ｆ，５８ｈ）は、前記整流素子及び前記スイッチング素子のそれぞれの電圧降下量を更に用いて前記電流比例項を算出し、また、前記整流素子及び前記スイッチング素子のそれぞれの電圧降下量から定まる電圧降下項と前記電流比例項との加算値として前記フィードフォワード操作量を算出し、
   前記コイルに流れる電流に基づき、前記比例ゲイン、前記電流比例項及び前記電圧降下項のそれぞれの算出に用いる前記整流素子及び前記スイッチング素子のそれぞれの電圧降下量を可変設定する電圧降下量設定手段（５８ｄ，５８ｅ）を更に備えることを特徴とする請求項４〜６のいずれか１項に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
8. 前記コイルに流れる電流と関係付けられて前記整流素子及び前記スイッチング素子のそれぞれの電圧降下量が記憶された電圧降下量記憶手段（４０ａ）と、
   前記コイルに流れる電流を検出する電流検出手段（３２ｕ，３２ｖ，３２ｗ）と、
   を更に備え、
   前記電圧降下量設定手段は、前記電流検出手段の検出値を入力として、該検出値に対応してかつ前記比例ゲイン、前記電流比例項及び前記電圧降下項のそれぞれの算出に用いる前記電圧降下量を前記電圧降下量記憶手段に記憶されている複数の前記電圧降下量から補間して設定することを特徴とする請求項７記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
9. 前記電力変換回路は、前記上アームスイッチング素子、前記下アームスイッチング素子、前記上アーム整流素子、及び前記下アーム整流素子の組を複数相分備え、
   前記電力変換回路は、前記上アームスイッチング素子及び前記上アーム整流素子の接続点と、前記下アームスイッチング素子及び前記下アーム整流素子の接続点とを接続する平滑コンデンサ（１２）を更に備え、
   前記上アームスイッチング素子及び前記下アームスイッチング素子のうち、前記パルス幅変調によってオンオフ操作されるスイッチング素子を対象スイッチング素子とし、
   前記制御手段は、前記対象スイッチング素子のオン操作及びオフ操作のうち一方から他方への切り替えタイミングを異なる相のそれぞれで互いにずらすとの条件を課して、前記上アームスイッチング素子及び前記下アームスイッチング素子を操作することを特徴とする請求項１〜８のいずれか１項に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
10. 前記制御手段は、前記キャリア信号の１周期を３６０°とする場合、異なる相のそれぞれの前記キャリア信号の位相を、前記電力変換回路の相数で３６０°を除算した値だけ互いにずらすことで、前記切り替えタイミングを互いにずらすとの条件を課すことを特徴とする請求項９記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
11. 前記電力変換回路は、他の電子機器（１００，２００）とともに共通の前記直流電源に接続されていることを特徴とする請求項１〜１０のいずれか１項に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御装置。
12. 電力変換回路（２０）を用いてスイッチトリラクタンスモータを制御するスイッチトリラクタンスモータの制御方法において、
    前記電力変換回路は、
    前記モータの有するコイル（２４ｕ，２４ｖ，２４ｗ）の一端及び直流電源（１０）の正極端子の間に接続された上アームスイッチング素子（Ｓｕｐ，Ｓｖｐ，Ｓｗｐ）と、
    前記コイルの他端及び前記直流電源の負極端子の間に接続された下アームスイッチング素子（Ｓｕｎ，Ｓｖｎ，Ｓｗｎ）と、
    前記コイル及び前記下アームスイッチング素子の接続点、並びに前記上アームスイッチング素子の両端のうち前記コイルとの接続点とは反対側を接続するとともに、前記下アームスイッチング素子側から前記上アームスイッチング素子側へと向かう方向の電流の流通を許容し、逆方向の電流の流通を規制する上アーム整流素子（Ｄｕｐ，Ｄｖｐ，Ｄｗｐ）と、
    前記コイル及び前記上アームスイッチング素子の接続点、並びに前記下アームスイッチング素子の両端のうち前記コイルとの接続点とは反対側を接続するとともに、前記下アームスイッチング素子側から前記上アームスイッチング素子側へと向かう方向の電流の流通を許容し、逆方向の電流の流通を規制する下アーム整流素子（Ｄｕｎ，Ｄｖｎ，Ｄｗｎ）と、
    を備え、
    前記コイルに流れる電流の指令値である指令電流を設定する指令電流設定ステップと、
    前記コイルに流れる電流及び前記指令電流の偏差に基づき、前記コイルに流れる電流を前記指令電流にフィードバック制御するためのフィードバック操作量を指令時比率として算出する指令時比率算出ステップと、
    前記指令時比率が０以上の場合、前記上アームスイッチング素子及び前記下アームスイッチング素子のうち一方を前記指令時比率及びキャリア信号の大小比較に基づくパルス幅変調によってオンオフ操作してかつ他方をオン操作固定し、前記指令時比率が０未満の場合、前記上アームスイッチング素子及び前記下アームスイッチング素子のうち一方を前記指令時比率の符号反転値及び前記キャリア信号の大小比較に基づくパルス幅変調によってオンオフ操作してかつ他方をオフ操作固定することにより、前記コイルに流れる電流を前記指令電流に制御する制御ステップと、
    前記コイルのインダクタンス及び前記直流電源の出力電圧に基づき、前記フィードバック制御に用いる比例ゲインを算出する比例ゲイン算出ステップと、
    を備え、
    前記指令時比率算出ステップは、前記コイルに流れる電流及び前記指令電流の偏差と前記比例ゲインとの乗算値として前記フィードバック操作量を算出することを特徴とするスイッチトリラクタンスモータの制御方法。
13. 前記モータの電気角及び前記コイルに流れる電流に基づき、前記比例ゲインの算出に用いる前記インダクタンスを可変設定するインダクタンス設定ステップを更に備えることを特徴とする請求項１２記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法。
14. 前記指令時比率算出ステップは、
    前記コイルに流れる電流を前記指令電流にフィードフォワード制御するためのフィードフォワード操作量を算出するフィードフォワード操作量算出ステップを更に備え、
    前記フィードフォワード操作量及び前記フィードバック操作量の加算値を前記指令時比率として算出し、
    前記フィードフォワード操作量算出ステップは、前記インダクタンスの電気角による微分値と前記コイルに流れる電流とに基づき、該コイルに流れる電流に比例する電流比例項を前記フィードフォワード操作量として算出することを特徴とする請求項１２又は１３記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法。
15. 前記モータの電気角及び前記コイルに流れる電流に基づき、前記電流比例項の算出に用いる前記微分値を可変設定する微分値設定ステップを更に備えることを特徴とする請求項１４記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法。
16. 前記比例ゲイン算出ステップは、前記整流素子及び前記スイッチング素子のそれぞれの電圧降下量を更に用いて前記比例ゲインを算出し、
    前記フィードフォワード操作量算出ステップは、前記整流素子及び前記スイッチング素子のそれぞれの電圧降下量を更に用いて前記電流比例項を算出し、また、前記整流素子及び前記スイッチング素子のそれぞれの電圧降下量から定まる電圧降下項と前記電流比例項との加算値として前記フィードフォワード操作量を算出し、
    前記コイルに流れる電流に基づき、前記比例ゲイン、前記電流比例項及び前記電圧降下項のそれぞれの算出に用いる前記整流素子及び前記スイッチング素子のそれぞれの電圧降下量を可変設定する電圧降下量設定ステップを更に備えることを特徴とする請求項１４又は１５記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法。
17. 前記電力変換回路は、前記上アームスイッチング素子、前記下アームスイッチング素子、前記上アーム整流素子、及び前記下アーム整流素子の組を複数相分備え、
    前記電力変換回路は、前記上アームスイッチング素子及び前記上アーム整流素子の接続点と、前記下アームスイッチング素子及び前記下アーム整流素子の接続点とを接続する平滑コンデンサ（１２）を更に備え、
    前記上アームスイッチング素子及び前記下アームスイッチング素子のうち、前記パルス幅変調によってオンオフ操作されるスイッチング素子を対象スイッチング素子とし、
    前記制御ステップは、前記対象スイッチング素子のオン操作及びオフ操作のうち一方から他方への切り替えタイミングを異なる相のそれぞれで互いにずらすとの条件を課して、前記上アームスイッチング素子及び前記下アームスイッチング素子を操作することを特徴とする請求項１２〜１６のいずれか１項に記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法。
18. 前記制御ステップは、前記キャリア信号の１周期を３６０°とする場合、異なる相のそれぞれの前記キャリア信号の位相を、前記電力変換回路の相数で３６０°を除算した値だけ互いにずらすことで、前記切り替えタイミングを互いにずらすとの条件を課すことを特徴とする請求項１７記載のスイッチトリラクタンスモータの制御方法。