JP7013342B2 - 多相電動機駆動装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、多相電動機駆動装置に関する。

多相電動機駆動装置は、複数の単相インバータを用いて多相電動機を駆動する。多相電動機は、互いに電気的に絶縁された複数の巻線を備える。多相電動機は、上記の各単相インバータから各巻線に交流電力が供給されることによって駆動される。他多相電動機の誘起電圧は高調波分が含まれることがある。このような高調波電圧成分を利用して、多相電動機の出力トルクをより高くしたいという要求があった。

特開２０１５－１２６５８５号公報

多相電動機の高調波誘起電圧成分を、効率よく利用するためには、高調波誘起電圧位相に合わせて、基本波電流に当該高調波電流を重畳させなければならないという課題があった。
本発明の目的は、所望の位相で所定の高調波電流を重畳することにより、多相電動機の出力トルクをより高めることができる多相電動機駆動装置を提供することである。

実施形態の一態様の多相電動機駆動装置は、インバータ部と、制御部とを備える。インバータ部は、互いに絶縁された複数相の巻線を有する多相電動機の各巻線に交流電力を出力する制御により前記多相電動機に対する前記交流電力の供給を調整する。制御部は、前記インバータ部を制御する。前記制御部は、基本波電圧指令発生部と、高調波制御部と、加算器と、スイッチング制御部とを備える。基本波電圧指令発生部は、基本波の電流指令に基づいて、前記巻線に基本波電流を流すように前記インバータ部の出力電圧を制御するための基本波電圧指令を発生する。高調波制御部は、ｎを任意の自然数と定義したとき、前記巻線に所定の２ｎ＋１次高調波電流を流すための高調波電圧指令を発生する。加算器は、前記基本波電圧指令の出力値と前記高調波電圧指令の出力値とを加算する。スイッチング制御部は、前記加算器の出力値により、前記インバータ部をスイッチングさせる。前記高調波制御部は、高調波電流生成器と、位相角オフセット生成器とを備える。高調波電流生成器は、前記基本波の電流指令に基づいて、前記巻線に流す電流の２ｎ＋１次高調波成分を決定する。位相角オフセット生成器は、前記多相電動機の誘起電圧に含まれる２ｎ＋１次高調波成分の位相に整合させた位相で前記巻線に２ｎ＋１次高調波成分の電流を流すように２ｎ＋１次高調波成分の電流位相を決定する。

第１の実施形態の多相電動機駆動装置の構成図。 第１の実施形態の奇数次高調波制御部の構成図。 第１の実施形態の多相電動機の誘起電圧と電流の位相関係を説明するための図。 第１の実施形態の電流ベクトルの位相関係を説明するためのベクトル図。 第１の実施形態の制御Ｄ軸と制御Ｑ軸の概念を用いて電流ベクトルの位相関係を説明するためのベクトル図。 第１の実施形態の高調波電流指令生成器の構成図。 第１の実施形態の基本波と各次数の高調波を組み合わせについて説明するための図。 第２の実施形態の多相電動機駆動装置の構成図。 第２の実施形態の奇数次高調波制御部の構成図。

以下、実施形態の可変速の多相電動機駆動装置を、図面を参照して説明する。なお、以下の説明では、可変速の多相電動機駆動装置を単に多相電動機駆動装置とよぶ。また、同一または類似の機能を有する構成に同一の符号を付す。そして、それらの構成の重複する説明は省略する場合がある。なお、電気的に接続されることを、単に「接続される」ということがある。以下の説明に示す「基本波」とは、多相電動機の回転周波数に同期した信号成分の中で、周波数が最も低い成分をいう。また、「２ｎ＋１次高調波成分」とは、基本波の周波数に対する高調波成分であって、特に指定がなければ電流、電圧、電力の中の何れかに含まれる奇数の１又は複数の次数の高調波成分のことである。なお、座標変換に係る座標系として直交座標系を例示するが、これに制限されることはなく２つの軸の成分を独立に扱える２つの軸を有する座標系に代えてもよい。なお、「大きさが等しい」場合には、略等しい場合も含む。

（第１の実施形態）
図１Ａは、実施形態の多相電動機駆動装置の構成図である。
図１Ａには、多相電動機１と、多相電動機駆動装置２と、速度制御装置３と、回転角度検出器４（ＰＳ）とが示されている。

多相電動機駆動装置２は、単相インバータ２１、２２、・・・、２Ｍを備える。多相電動機駆動装置２は、単相インバータ２１、２２、・・・、２Ｍを夫々稼働させることにより多相電動機１を駆動する。

多相電動機１は、各相に対応する複数個の巻線（不図示）を備えており、各巻線の相互間が電気的に絶縁されている。各巻線は、単相インバータ２１、２２、・・・、２Ｍの出力に夫々接続されている。多相電動機１は、単相インバータ２１、２２、・・・、２Ｍから交流電力が各巻線に供給されることによって駆動する。以下、多相電動機１の界磁が永久磁石型であるものを例示して説明するが、これに代えて電磁石型であってもよく、その場合には励磁の磁極方向を永久磁石型の磁石方向に置き換えるとよい。多相電動機１の軸には、回転角度検出器４が取り付けられている。回転角度検出器４の出力は、速度制御装置３の入力に接続されている。回転角度検出器４は、多相電動機１の軸の機械角を検出し、検出結果である機械角を速度制御装置３に供給する。

速度制御装置３は、各単相インバータ２１、２２、・・・、２Ｍに共通に設けられ、図示されない上位制御装置から送信される速度指令を受ける。この速度指令は、時間的に変化するものであってよい。速度制御装置３は、基本波電流指令ＩＣＯＭを各単相インバータ２１、２２、・・・、２Ｍに送る。各単相インバータ２１、２２、・・・、２Ｍは、基本波電流指令ＩＣＯＭに応じた交流電流を多相電動機１の巻線に流す。Ｍは、例えば２以上の自然数である。

速度制御装置３は、例えば、速度検出回路３１（ｄ／ｄｔ）と、減算器３２と、速度制御器３３（ＰＩ）と、電気角演算回路３４と、電流位相演算回路３５とを備える。速度検出回路３１の入力には、回転角度検出器４から出力される機械角が供給される。速度検出回路３１は、回転角度検出器４から供給される機械角を微分することによって実速度を導出する。減算器３２の第１入力には、外部から上記の速度指令が供給され、第２入力に速度検出回路３１の出力が接続され、出力に速度制御器３３の入力が接続されている。減算器３２は、第１入力に供給される速度指令と、第２入力に速度検出回路３１から供給される実速度との速度偏差を求め、その速度偏差を速度制御器３３に供給する。速度制御器３３は、比例積分制御などにより、その速度偏差を使用し、速度検出回路３１の出力信号が外部からの速度指令に追従するように基本波電流指令ＩＣＯＭを導出する。電気角演算回路３４の入力は、回転角度検出器４の出力に接続されている。電気角演算回路３４は、多相電動機１の極数に基づいて機械角から電気角を導出する。電流位相演算回路３５の入力は、速度制御器３３の出力に接続されている。電流位相演算回路３５は、基本波電流指令ＩＣＯＭに基づいて、基本波電流指令ＩＣＯＭとそのトルク成分の何れかに応じた多相電動機１の巻線電流の電流進み角を導出する。速度制御器３３の出力と、電気角演算回路３４の出力と、電流位相演算回路３５の出力は、各単相インバータ２１、２２、・・・、２Ｍの入力に夫々接続されている。上記のとおり、速度制御装置３は、多相電動機１の誘起電圧位相に対して電流進み角を調整することができる。

次に各単相インバータ２１、２２、・・・、２Ｍについて説明する。単相インバータ２１、２２、・・・、２Ｍの各入力には、速度制御器３３からの基本波電流指令ＩＣＯＭと、電気角演算回路３４からの電気角と、電流位相演算回路３５からの電流進み角とに関する情報が夫々供給される。単相インバータ２１、２２、・・・、２Ｍは、少なくとも上記の各情報に基づいて、互いに絶縁された複数相の巻線を有する多相電動機１の各巻線に交流電力を出力する。各単相インバータ２１、２２、・・・、２Ｍの基本的な構成は同一であるため、単相インバータ２１を例示してこれについて説明する。単相インバータ２１は、インバータ主回路５（インバータ部）と、制御部６とを備える。

インバータ主回路５は、例えば、複数のスイッチング素子を組み合わせたブリッジ回路で、直流電圧を交流に変換して、対応する多相電動機１の巻線に交流電力を供給する。インバータ主回路５は、制御により多相電動機１に対する交流電力の供給を調整する。例えば、インバータ主回路５の出力は、多相電動機１にケーブルを介して接続されている。インバータ主回路５と多相電動機１とを繋ぐ電路には電流検出器５１が設けられている。電流検出器５１は、インバータ主回路５と多相電動機１との間に流れる電流を検出し、その検出結果である実電流の値を制御部６に供給する。なお、以下の説明において、上記の実電流の値のことを、単に実電流ということがある。

制御部６は、基本波電流指令ＩＣＯＭに基づいてインバータ主回路５が多相電動機１の巻線に流す電流を調整する。制御部６は、例えば、基本波電圧指令発生部６０と、加算器６５と、ＰＷＭ回路６６（ＰＷＭ）と、高調波制御部９１とを備える。なお、ＰＷＭ回路６６は、スイッチング制御部の一例である。

基本波電圧指令発生部６０は、電流指令演算器６１Ａと、減算器６２Ａ、６２Ｂと、Ｄ軸電流制御器６３Ａと、Ｑ軸電流制御器６３Ｂと、直交座標逆変換器６４と、加算器６９、７１、７２と、直交座標変換器６７と、低域通過フィルタ６８Ａ、６８Ｂ（ＬＰＦ）と、相間位相差補正回路７０と、余弦演算器７３（ｃｏｓ）と、振幅演算器７４と、乗算器７５とを備える。

電流指令演算器６１Ａの入力は、速度制御装置３における速度制御器３３の出力に接続されており、速度制御装置３から基本波電流指令ＩＣＯＭが供給される。電流指令演算器６１Ａは、基本波電流指令ＩＣＯＭに基づいてインバータ主回路５が巻線に流す電流の基準値を調整する。

例えば、電流指令演算器６１Ａは、速度制御装置３から供給された基本波電流指令ＩＣＯＭを、電流進み角を基準に直交回転座標上に展開し、真Ｄ軸方向の成分と、これと直交する真Ｑ軸方向の成分に分ける。真Ｄ軸方向の成分をＤ軸電流指令と定義して、真Ｑ軸方向の成分をＱ軸電流指令と定義する。

例えば、この基本波電流指令ＩＣＯＭを、真Ｑ軸から電流進み角分の位相の進んだ電流指令ベクトルと見做して、その電流指令ベクトルを真Ｄ軸と真Ｑ軸に投影する。ここでは、多相電動機１の界磁極である永久磁石の磁束ベクトルの方向を真Ｄ軸、それと直交する界磁極による誘起電圧ベクトルの方向を真Ｑ軸としている。この場合、多相電動機１の巻線に流す電流のベクトルの方向は真Ｑ軸より電流進み角だけ位相を進めた方向になる。この位相関係を図２及び図３に示す。図２は、実施形態の多相電動機の誘起電圧と電流の位相関係を説明するための図である。図３は、実施形態の電流ベクトルの位相関係を説明するためのベクトル図である。図２は、（ａ）に誘起電圧波形を、（ｂ）にその位相を、（ｃ）に電流波形を、そして（ｄ）に電流位相を示している。これにより、誘起電圧位相に対し、電流位相は電流進み角分だけ進んだ位相となっていることが分かる。これをＤＱ直交回転座標で表わすと図３が得られる。すなわち、Ｑ軸電流と同相の誘起電圧に対し、電流指令ベクトルは電流進み角分だけ位相が進んでいる。尚、図３に示すベクトル図は、以下に説明するように指令通りに制御された実運転状態も示しているので、この場合電流指令ベクトルは、実電流も示す意味で単に電流ベクトルと呼称する。

電流指令演算器６１Ａの２つの出力は、夫々減算器６２Ａの第１入力と減算器６２Ｂの第１入力とに夫々接続され、さらに夫々が振幅演算器７４の入力に接続されている。電流指令演算器６１Ａは、Ｄ軸電流指令を減算器６２Ａの第１入力に供給し、Ｑ軸電流指令を減算器６２Ｂの第１入力に供給する。減算器６２Ａの第２入力は、低域通過フィルタ６８Ａの出力に接続されている。減算器６２Ｂの第２入力は、低域通過フィルタ６８Ｂの出力に接続されている。

低域通過フィルタ６８Ａ、６８Ｂは、その入力が、直交座標変換器６７の出力端子であるＤ軸出力とＱ軸出力とに夫々接続され、その出力が、減算器６２Ａと減算器６２Ｂの第２入力と、高調波制御部９１の入力とに夫々接続されている。低域通過フィルタ６８Ａ、６８Ｂは、直交座標変換器６７のＤ軸出力とＱ軸出力とから夫々出力される信号の低域成分を透過させる。

減算器６２Ａは、直交座標変換器６７から低域通過フィルタ６８Ａを介して与えられるＤ軸電流を、電流指令演算器６１Ａから供給されるＤ軸電流指令から減算する。減算器６２Ｂは、直交座標変換器６７から低域通過フィルタ６８Ｂを介して与えられるＱ軸電流を、電流指令演算器６１Ａから供給されるＱ軸電流指令から減算する。減算器６２Ａの出力は、Ｄ軸電流制御器６３Ａの入力に接続されている。減算器６２Ａは、その出力値をＤ軸電流制御器６３Ａの入力に供給する。減算器６２Ｂの出力は、Ｑ軸電流制御器６３Ｂの入力に接続されている。減算器６２Ｂは、その出力値をＱ軸電流制御器６３Ｂの入力に供給する。Ｄ軸電流制御器６３Ａは減算器６２Ａの出力信号を使用してＤ軸電流がＤ軸電流指令に追従する様に比例積分制御等により、Ｄ軸電圧指令を生成する。Ｑ軸電流制御器６３Ｂは減算器６２Ｂの出力信号を使用してＱ軸電流がＱ軸電流指令に追従する様に比例積分制御等により、Ｑ軸電圧指令を生成する。Ｄ軸電流制御器６３Ａの出力は、直交座標逆変換器６４の入力端子であるＤ軸入力に接続されている。Ｄ軸電流制御器６３Ａは、Ｄ軸電圧指令を直交座標逆変換器６４のＤ軸入力に供給する。Ｑ軸電流制御器６３Ｂの出力は、直交座標逆変換器６４の入力端子であるＱ軸入力に接続されている。Ｑ軸電流制御器６３Ｂは、Ｑ軸電圧指令を直交座標逆変換器６４のＱ軸入力に供給する。直交座標逆変換器６４は、Ｄ軸電流制御器６３Ａ及びＱ軸電流制御器６３Ｂから夫々供給されたＤ軸電圧指令及びＱ軸電圧指令を、ＤＱ位相θを基準位相として直交座標逆変換を行う。

上記のように構成された基本波電圧指令発生部６０は、基本波電流指令ＩＣＯＭに基づいて、多相電動機１の巻線に基本波電流を流すようにインバータ主回路５の出力電圧を制御するための基本波電圧指令を発生する。

加算器６５の第１入力は、直交座標逆変換器６４の出力Ａに接続され、加算器６５の第２入力は、高調波制御部９１の出力に接続され、加算器６５の出力がＰＷＭ回路６６に接続されている。直交座標逆変換器６４は、導出した主電圧指令を、加算器６５を介してＰＷＭ回路６６に供給する。なお、上記の場合、直交座標逆変換器６４は、Ｄ軸電圧指令及びＱ軸電圧指令に基づいて、直交固定座標系のＡ軸成分とＢ軸成分の各成分に変換する。上記の主電圧指令は、電流検出器５１により検出された実電流と同位相になるＡ軸成分である。後述するように、直交座標変換器６７は、ＤＱ位相θを基準にして、そのＡ軸に供給される実電流を変換する。直交座標逆変換器６４は、そのＤＱ位相θと同一の基準位相を用いて上記の逆変換をすることにより、Ａ軸成分を上記の主電圧指令にする。

ＰＷＭ回路６６は、加算器６５の出力値により、インバータ主回路５をＰＷＭ制御などによりスイッチングさせる。例えば、ＰＷＭ回路６６は、主電圧指令と三角波キャリアとの比較によるパルス幅変調を行ない、ゲートパルス信号を生成して、そのゲートパルス信号をインバータ主回路５に供給し、単相インバータ２１の出力電圧を制御する。なお、上述した加算器６５の第２入力には、高調波制御部９１から合成高調波補正指令が供給される。これについての詳細は後述する。

ここで、直交座標変換について簡単に説明する。直交座標変換には、順変換であるＤＱ変換と逆変換である逆ＤＱ変換の２つがある。

直交座標変換器６７を例示してＤＱ変換について説明する。直交座標変換器６７は、入力端子であるＡ軸入力とＢ軸入力と、出力端子であるＤ軸出力とＱ軸出力と、基準位相入力とを有する。直交座標変換器６７は、基準位相入力に供給されるＤＱ位相θを基準位相として、以下の式（１）と式（２）とによって直交固定座標から直交回転座標への座標変換（ＤＱ変換）を行なう。なお、直交座標変換器６７に関する詳細な説明は後述する。

Ｄ ＝ Ａcosθ ＋ Ｂsinθ ・・・（１）
Ｑ ＝ －Ａsinθ ＋ Ｂcosθ ・・・（２）

直交座標逆変換器６４を例示してＤＱ逆変換について説明する。直交座標逆変換器６４は、入力端子であるＤ軸入力とＱ軸入力出力端子であるＡ軸出力とＢ軸出力と、基準位相入力とを有する。直交座標逆変換器６４は、基準位相入力に供給されるＤＱ位相θを基準位相として、以下の式（３）と式（４）によって直交回転座標から直交固定座標への座標変換（逆ＤＱ変換）を行なう。なお、直交座標逆変換器６４に関する詳細な説明は後述する。

Ａ ＝ Ｄcosθ － Ｑsinθ ・・・ （３）
Ｂ ＝ Ｄsinθ ＋ Ｑcosθ ・・・ （４）

例えば、ＤＱ位相θを以下のように定める。
多相電動機１の各巻線が生成する磁束の軸は、多相電動機１の設計により定まる角度が設けられている。多相電動機１の各巻線の電気的な位相を対比すると、各巻線の電気的な位相には、上記の角度に対応する位相差が生じる。各巻線すなわち各相に供給する電流の位相を揃えるとすれば、各相に通電すべき電流の位相は、相毎にこの位相差分だけずらすことが必要である。

最初に、各相の基準位相（ＤＱ位相θ）について説明する。例えば、相間位相差補正回路７０は、上記のように定められた各相間の位相差に関する値を、相ごとに代えて供給する。相間位相差補正回路７０の出力は、加算器６９の第１入力に接続されている。相間位相差補正回路７０は、加算器６９の第１入力に当該相の位相差に関する補正位相を供給する。加算器６９の第２入力には、速度制御装置３の電気角演算回路３４の出力が接続され、加算器６９の出力には、加算器７１の第１入力が接続されている。加算器６９は、速度制御装置３の電気角演算回路３４から供給される電気角に対して、相間位相差補正回路７０で定められた単相インバータ２１特有の補正位相を加算して、誘起電圧位相を導出する。この誘起電圧位相を各部の処理に用いる基準の位相にする。なお、加算器７１は、誘起電圧位相をπだけ進めた位相を生成し、それを基準のＤＱ位相θにする。これは一般的な３相インバータのＤＱ変換に用いる演算手法と符号を合わせるためである。上記により、各相のＤＱ位相θが生成される。

次に、直交座標変換器６７について説明する。直交座標変換器６７のＡ軸入力には、電流検出器５１の出力が接続されており、電流検出器５１によって検出された交流の電流量を示す値（実電流）が供給される。直交座標変換器６７のＢ軸入力には、この実電流に対応する仮想の電流の値が供給される。直交座標変換器６７は、Ａ軸入力に供給される実電流の値と、Ｂ軸入力に供給される仮想の電流の値と、基準位相入力に供給されるＤＱ位相θに基づいて、ＤＱ変換を実施する。

例えば、実電流の期待値に対応する仮想の電流を規定して、上記の実電流の期待値とＤＱ位相θとに基づいて、電流指令ベクトルを定義する。例えば、この電流指令ベクトルは、基本波電流指令ＩＣＯＭの大きさと、ＤＱ位相θに対する位相情報とによって特定される。この電流指令ベクトルと大きさが等しく、同電流指令ベクトルに直交する位相を有する仮想の電流を定義する。直交座標変換器６７のＢ軸入力には、この仮想の電流の値が供給される。

例えば、加算器７２の第１入力には、加算器７１の出力が接続されており、加算器７２からＤＱ位相θが供給されている。加算器７２の第２入力には、電流位相演算回路３５の出力が接続されており、電流位相演算回路３５から電流進み角が供給されている。加算器７２の出力には、余弦演算器７３の入力が接続されている。加算器７２は、加算器７１から供給されるＤＱ位相θに対し、電流位相演算回路３５から供給される電流進み角を加算して、その結果を余弦演算器７３の入力に供給する。余弦演算器７３は、電流進み角が加算されたＤＱ位相θの余弦（ｃｏｓ）を導出する。余弦演算器７３の出力には、乗算器７５の第１入力が接続されている。

振幅演算器７４の第１入力と第２入力には、電流指令演算器６１Ａの２つの出力が夫々接続されており、振幅演算器７４の出力には、乗算器７５の第２入力が接続されている。振幅演算器７４は、例えば、次の式（５）により電流指令演算器６１Ａから出力されるＤ軸電流指令及びＱ軸電流指令から上記の仮想の基本波電流の基本波電流指令振幅を導出する。

乗算器７５は、振幅演算器７４によって導出された基本波電流指令振幅と、電流進み角が加算されたＤＱ位相θの余弦（ｃｏｓ）とを乗算して、仮想余弦波を生成し、その仮想余弦波を直交座標変換器６７のＢ軸入力に供給する。仮想余弦波は、上記の仮想の電流の値に相当するものである。なお、仮想余弦波は、その振幅については基本波電流指令の大きさと等しく、且つ基本波電流指令のベクトルの位相と直交するものであればよい。即ち上位装置から入力される基本波電流指令ＩＣＯＭを用いるなど他の演算手法により振幅を導出してもよい。或いは、仮想余弦波の位相については、実電流の基本波の位相の情報を用いる方法で生成されてもよい。

なお、理想的には実電流の振幅と位相を用いるとよいが、単相交流の電流値から振幅と位相の情報を抽出するには、相応の複雑な演算処理が必要になる。良好に制御できている定常状態であれば、上記の電流指令ベクトルによる方法で、その振幅と位相を利用することで代用できる。電流指令ベクトルを用いる方法は、上記の通り簡素な構成でありながら、上記の演算処理に必要な情報を提供できる。このようにして生成された仮想余弦波が、直交座標変換器６７のＢ軸入力に供給される。

高調波制御部９１は、その入力が、直交座標変換器６７の２つの出力と、低域通過フィルタ６８Ａ、６８Ｂの出力と、加算器７１の出力とに夫々接続され、その出力が、加算器６５の第２入力に接続されている。高調波制御部９１は、基本波電流指令ＩＣＯＭと、検出された実電流とに対応する奇数次高調波電圧指令を生成し、これに基づいた合成高調波補正指令を生成する。

図１Ｂを参照して、実施形態の高調波制御部９１の一例について説明する。図１Ｂは、実施形態の高調波制御部９１の構成図である。

高調波制御部９１は、例えば、高調波電流指令生成器６１Ｂと、高調波電圧生成器９５と、位相角オフセット生成器９３と、減算器７６Ａ、７６Ｂと、加算器９４とを備える。

高調波制御部９１は、その入力が、直交座標変換器６７の２つの出力と、低域通過フィルタ６８Ａ、６８Ｂの出力と、速度制御器３３の出力と、加算器７１の出力とに夫々接続され、その出力が、加算器６５の第２入力に接続されている。

減算器７６Ａの第１入力には、直交座標変換器６７からＤ軸電流の値が供給され、減算器７６Ａの第２入力には、低域通過フィルタ６８Ａの出力が接続され、減算器７６Ａの出力が高調波電圧生成器９５の第１入力に接続される。減算器７６Ｂの第１入力には、直交座標変換器６７からＱ軸電流の値が供給され、減算器７６Ｂの第２入力には、低域通過フィルタ６８Ｂの出力が接続され、減算器７６Ｂの出力が高調波電圧生成器９５の第２入力に接続される。減算器７６Ａは、低域通過フィルタ６８Ａの入出力間の差分を導出し、少なくとも基本波を除き、奇数次高調波成分を抽出する。減算器７６Ｂは、低域通過フィルタ６８Ｂの入出力間の差分を導出し、少なくとも基本波を除き、奇数次高調波成分を抽出する。減算器７６Ａと減算器７６Ｂは、上記の夫々の差分、すなわち夫々の奇数次高調波成分を、高調波電圧生成器９５に夫々供給する。

高調波電流指令生成器６１Ｂは、１つの入力と、複数の出力を備える。高調波電流指令生成器６１Ｂの入力には、基本波電流指令ＩＣＯＭが供給される。高調波電流指令生成器６１Ｂは、基本波電流指令ＩＣＯＭに基づいて、後述する高調波電圧生成器９５の次数に対応させた奇数次高調波電流指令を生成し、これを高調波電圧生成器９５に供給する。例えば、高調波電流指令生成器６１Ｂは、３次の高調波に対する３次高調波電流指令ＩＣＯＭ３、５次の高調波に対する５次高調波電流指令ＩＣＯＭ５、２ｎ＋１次の高調波に対する２ｎ＋１次高調波電流指令ＩＣＯＭ２ｎ＋１などを生成し出力する。なお、ｎは任意の自然数である。これらを纏めて示す場合には、奇数次高調波電流指令という。奇数次高調波電流指令は、多相電動機１の巻線に所定の奇数次高調波電流（２ｎ＋１次高調波電流）を流すためのものである。高調波電流指令生成器６１Ｂの一例を図５に示し、詳細については後述する。

位相角オフセット生成器９３は、例えば、複数の出力を備える。基本波の位相に対する奇数次高調波電流成分の位相角は、多相電動機１の設計データ、或いは無負荷で多相電動機１を回転させたときの誘起電圧波形から位相角オフセット（高調波オフセット角）として求められる。位相角オフセット生成器９３は、後述する高調波電圧生成器９５の次数に対応させて、各次数の位相角オフセットを予め設定し、高調波電圧生成器９５に供給する。例えば、位相角オフセット生成器９３は、３次の高調波に対する３次高調波オフセット角θｏｆｆｓｅｔ３、５次の高調波に対する５次高調波オフセット角θｏｆｆｓｅｔ５、２ｎ＋１次の高調波に対する２ｎ＋１次高調波オフセット角θｏｆｆｓｅｔ２ｎ＋１などを生成し出力する。これらを纏めて示す場合には、位相角オフセットという。位相角オフセットの大きさは、次数に夫々対応させて決定される。

高調波電圧生成器９５は、（３＋２Ｎ）個の入力とＮ個の出力とを備える。（３＋２Ｎ）個の入力のうちの３つの入力には、ＤＱ位相θと、減算器７６Ａ、７６Ｂの出力信号とが供給される。また、残りの２Ｎ個の入力には、高調波電流指令生成器６１Ｂの出力信号と、位相角オフセット生成器９３の出力信号とが供給される。例えば、Ｎは、次数が互いに異なる高調波の数に定める。

高調波電圧生成器９５は、高調波生成器９５１、９５２、・・・、９５Ｎを備える。例えば、高調波生成器９５１、９５２、・・・、９５Ｎは、夫々３次、５次、・・・、２ｎ＋１次の高調波を生成するように割り付けられている。

高調波生成器９５１、９５２、・・・、９５Ｎの入力は、減算器７６Ａ、７６Ｂの出力と、高調波電流指令生成器６１Ｂの出力と、位相角オフセット生成器９３の出力と、加算器７１の出力と、電流位相演算回路３５の出力に夫々並列に接続されている。

減算器７６Ａ、７６Ｂが出力する差分と、加算器７１が出力するＤＱ位相θとが、高調波生成器９５１、９５２、・・・、９５Ｎの入力に並列に与えられる。高調波電流指令生成器６１Ｂが生成する奇数次高調波指令と、位相角オフセット生成器９３が生成する位相角オフセットとが、高調波生成器９５１、９５２、・・・、９５Ｎの入力に夫々独立に与えられる。

高調波生成器９５１、９５２、・・・、９５Ｎは、減算器７６Ａ、７６Ｂから供給される奇数次高調波成分と、高調波電流指令生成器６１Ｂから供給される奇数次高調波指令と、位相角オフセット生成器９３から供給される位相角オフセットと、ＤＱ位相θとに基づいて、３次、５次、・・・、２ｎ＋１次の高調波電圧指令を夫々生成する。なお、上記の各高調波電圧指令は、ＤＱ位相θに対して、位相角オフセット分の位相差を付加したものであってよい。その位相差の大きさは、設計的に予め定めることができる。あるいは前述のように多相電動機１を無負荷で回転させた時の誘起電圧から求めることができる。この高調波生成器９５１、９５２、・・・、９５Ｎの詳細については後述する。

高調波生成器９５１、９５２、・・・、９５Ｎの出力は、加算器９４の各入力に夫々接続されている。加算器９４は、高調波生成器９５１、９５２、・・・、９５Ｎから夫々供給される３次、５次、・・・、２ｎ＋１次の高調波電圧指令を加算して、加算された結果を合成高調波補正指令として加算器６５に供給する。

高調波電圧生成器９５に含まれる高調波生成器９５１、９５２、・・・、９５Ｎの基本的な構成は同一であるため、まず高調波生成器９５１を例示してこれについて説明する。

高調波生成器９５１は、直交座標変換器７７と、減算器７８Ａ、７８Ｂと、高調波電流制御器７９Ａ、７９Ｂと、直交座標逆変換器８０と、２次ＤＱ位相演算器８１１と、３次ＤＱ位相演算器８２１と、加算器８９Ａ、８９Ｂと、を備える。

高調波生成器９５１は、３次高調波電圧指令を生成する。２次ＤＱ位相演算器８１１は、その入力が加算器７１の出力に接続され、その出力が加算器８９Ａの第１入力に接続されている。２次ＤＱ位相演算器８１１は、ＤＱ位相θを２ｎ倍にした信号を出力する。２次ＤＱ位相演算器８１１の場合、ｎの値は１である。

加算器８９Ａの第１入力が、２次ＤＱ位相演算器８１１の出力に接続され、加算器８９Ａの出力が、直交座標変換器７７の基準位相入力に接続されている。加算器８９Ｂの第１入力が、３次ＤＱ位相演算器８２１の基準位相入力に接続され、加算器８９Ｂの出力端子が、直交座標逆変換器８０の基準位相入力に接続されている。加算器８９Ａと加算器８９Ｂの第２入力は、位相オフセット生成器９３の複数の出力のうち対応する高調波次数の出力に接続されている。

加算器８９Ａは、２次ＤＱ位相演算器８１１から供給されるＤＱ位相θを２ｎ倍にした２ｎθの値に、位相角オフセット生成器９３から供給される３次高調波オフセット角θｏｆｆｓｅｔ３の値を加算して、その和を、直交座標変換器７７の基準位相の信号として出力する。加算器８９Ｂは、３次ＤＱ位相演算器８２１から供給されるＤＱ位相θを２ｎ＋１倍にした２ｎθ＋θの値に、位相角オフセット生成器９３から供給される３次高調波オフセット角θｏｆｆｓｅｔ３の値を加算して、その和を、直交座標逆変換器８０の基準位相の信号として出力する。

直交座標変換器７７は、Ａ軸入力とＢ軸入力と、Ｄ軸出力とＱ軸出力と、基準位相入力とを有する。直交座標変換器７７のＡ軸入力とＢ軸入力には、減算器７６Ａ、７６Ｂの出力が夫々接続され、減算器７６Ａ、７６Ｂから出力される偏差が供給される。直交座標変換器７７の基準位相入力には、２次ＤＱ位相演算器８１１からＤＱ位相θを２倍にした信号が加算器８９Ａを経て供給される。上記の通り、加算器８９Ａを経て直交座標変換器７７の基準位相入力に供給されるＤＱ位相θを２倍にした信号には、ＤＱ位相θに対する３次高調波オフセット角θｏｆｆｓｅｔ３が設定されている。

直交座標変換器７７は、Ａ軸入力に供給される減算器７６Ａの出力信号と、Ｂ軸入力に供給される減算器７６Ｂの出力信号とに基づいて、加算器８９Ａを経て基準位相入力に供給されるＤＱ位相θを２倍にした信号を基準にしてＤＱ変換を実施して、その結果をＤ軸出力とＱ軸出力から夫々出力する。直交座標変換器７７によるＤＱ変換と直交座標変換器６７によるＤＱ変換との組み合わせにより、実電流に対してＤＱ位相θを３倍にした信号を基準にしてＤＱ変換を実施した場合のように、実電流に含まれる３次高調波の成分が直流に変換される。つまり、直交座標変換器７７の出力は、実電流に含まれる２ｎ＋１次高調波電流を２ｎ＋１倍の周波数で回転する直交回転座標に投影したＤ軸成分及びＱ軸成分になる。なお、２次ＤＱ位相演算器８１１の出力が３倍ではなく２倍となっている理由は、式（１）及び式（２）のＤＱ変換によって、基本波成分は直流成分になるのと同様である。つまり、直交座標変換器６７による変換によって各周波数成分の次数が１段下がることにより、直交座標変換器６７から直交座標変換器７７の入力に供給される信号において、電流検出器５１の出力信号である実電流に含まれる２ｎ＋１次高調波成分が、基本波の２ｎ倍の周波数成分になるからである。

減算器７８Ａの第１入力が、直交座標変換器７７のＤ軸出力に接続され、減算器７８Ａの出力が、高調波電流制御器７９Ａの入力に接続されている。減算器７８Ｂの第１入力が、直交座標変換器７７のＱ軸出力に接続され、減算器７８Ｂの出力が、高調波電流制御器７９Ｂの入力に接続されている。減算器７８Ａの第２入力には零または微小値が供給され、減算器７８Ｂの第２入力には、例えば、高調波電流指令生成器６１Ｂの３次高調波電流指令ＩＣＯＭ３に対応する出力が接続されている。

高調波電流制御器７９Ａは、減算器７８Ａの出力値に対する比例積分制御等を行って、減算器７８Ａの第１入力信号が算器７８Ａの第２入力信号に追従するようにＤ軸電圧補正指令を生成する。減算器７８Ｂは、高調波電流指令生成器６１Ｂの出力値の１つである３次高調波電流指令の値から直交座標変換器７７のＱ軸出力からの出力値を減算して、その差を高調波電流制御器７９Ｂの入力に供給する。高調波電流制御器７９Ｂは、減算器７８Ｂの出力値に対する比例積分制御等を行って、直交座標変換器７７のＱ軸出力が３次高調波電流指令ＩＣＯＭ３の値に追従するようにＱ軸電圧補正指令を生成する。

直交座標逆変換器８０は、Ｄ軸入力とＱ軸入力と、Ａ軸出力とＢ軸出力と、基準位相入力とを有する。直交座標逆変換器８０のＤ軸入力には、高調波電流制御器７９Ａの出力が接続されていて、高調波電流制御器７９ＡからＤ軸電圧補正指令が供給される。直交座標逆変換器８０のＱ軸入力には、高調波電流制御器７９Ｂの出力が接続されていて、高調波電流制御器７９ＢからＱ軸電圧補正指令が供給される。直交座標逆変換器８０は、３次ＤＱ位相演算器８２１から加算器８９Ｂを経て基準位相入力に供給されるＤＱ位相θを３倍にした信号を基準にしてＤＱ逆変換を実施して、直交座標逆変換器８０の出力値の座標系を固定座標系に戻す。上記の通り、加算器８９Ｂを経て基準位相入力に供給されるＤＱ位相θを３倍にした信号には、ＤＱ位相θに対する３次高調波オフセット角θｏｆｆｓｅｔ３が設定されている。直交座標逆変換器８０の出力値には、インバータ主回路５の出力に含まれる３次高調波電流を、３次高調波電流指令ＩＣＯＭ３にするための、主電圧指令の補正量が含まれる。これを３次高調波電圧指令という。直交座標逆変換器８０のＡ軸出力は、加算器９４の入力の１つに接続されている。直交座標逆変換器８０は、その出力値を加算器９４に供給する。

高調波生成器９５２、・・・、９５Ｎについても、上記の高調波生成器９５１と同様である。

高調波生成器９５２は、直交座標変換器７７と、減算器７８Ａ、７８Ｂと、高調波電流制御器７９Ａ、７９Ｂと、直交座標逆変換器８０と、４次ＤＱ位相演算器８１２と、５次ＤＱ位相演算器８２２と、加算器８９Ａ、８９Ｂと、を備える。

高調波生成器９５２は、５次高調波電圧指令を生成する。高調波生成器９５２の高調波生成器９５１に対する相違点の概要を示す。高調波生成器９５２におけるｎの値は２であり、４次ＤＱ位相演算器８１２が、ＤＱ位相θを４倍にした信号を生成し、５次ＤＱ位相演算器８２２が、ＤＱ位相θを５倍にした信号を生成する。直交座標変換器７７は、４次ＤＱ位相演算器８１２から基準位相入力に供給されるＤＱ位相θを４倍にした信号を基準にしてＤＱ変換を実施する。直交座標逆変換器８０は、５次ＤＱ位相演算器８２２から基準位相入力に供給される信号としてのＤＱ位相θを５倍にした信号を基準にしてＤＱ逆変換を実施して、直交座標逆変換器８０の出力値の座標系を固定座標系に戻す。この出力値には、インバータ主回路５の出力に含まれる５次高調波電流を、５次高調波電流指令ＩＣＯＭ５にするための、主電圧指令の補正量が含まれる。これを５次高調波電圧指令という。

高調波生成器９５Ｎは、直交座標変換器７７と、減算器７８Ａ、７８Ｂと、高調波電流制御器７９Ａ、７９Ｂと、直交座標逆変換器８０と、２ｎ次ＤＱ位相演算器８１Ｎと、２ｎ＋１次ＤＱ位相演算器８２Ｎと、加算器８９Ａ、８９Ｂと、を備える。

高調波生成器９５Ｎは、２ｎ＋１次高調波電圧指令を生成する。高調波生成器９５Ｎの高調波生成器９５１に対する相違点の概要を示す。高調波生成器９５Ｎにおけるｎの値は、自然数である。この実施形態の場合では、高調波生成器９５Ｎのほかに高調波生成器９５１、９５２があることから、ｎの値は３以上になる。この場合、２ｎ次ＤＱ位相演算器８１Ｎが、ＤＱ位相θを２ｎ倍にした信号を生成し、２ｎ＋１次ＤＱ位相演算器８２Ｎが、ＤＱ位相θを２ｎ＋１倍にした信号を生成する。直交座標変換器７７は、２ｎ次ＤＱ位相演算器８１Ｎから基準位相入力に供給されるＤＱ位相θを２ｎ倍にした信号を基準にしてＤＱ変換を実施する。直交座標逆変換器８０は、２ｎ＋１次ＤＱ位相演算器８２Ｎから基準位相入力に供給される信号としてのＤＱ位相θを２ｎ＋１倍にした信号を基準にしてＤＱ逆変換を実施して、直交座標逆変換器８０の出力値の座標系を固定座標系に戻す。この出力値には、インバータ主回路５の出力に含まれる２ｎ＋１次高調波電流を、２ｎ＋１次高調波電流指令ＩＣＯＭ２ｎ＋１にするための、主電圧指令の補正量が含まれる。これを２ｎ＋１次高調波電圧指令という。

加算器９４の入力は、高調波生成器９５１、９５２、・・・、９５Ｎの出力が夫々独立して接続されており、出力が、加算器６５の第１入力に接続されている。加算器９４は、高調波生成器９５１、９５２、・・・、９５Ｎから夫々供給される３次、５次、・・・、２ｎ＋１次の高調波電圧指令を加算して合成高調波補正指令を導出し、合成高調波補正指令をその出力から加算器６５に供給する。

図５は、実施形態の高調波電流指令生成器６１Ｂの構成図である。高調波電流指令生成器６１Ｂは、高調波電流分配器６１０と、乗算器６１１ａ、６１２ａ、・・・、６１Ｎａとを備える。

高調波電流分配器６１０において、基本波電流指令ＩＣＯＭに応じた高調波電流を重畳するための高調波電流係数が各高調波の次数に対応させて予め設定されている。高調波電流分配器６１０は、高調波電流係数を夫々出力する。

乗算器６１１ａ、６１２ａ、・・・、６１Ｎａは、第１入力が速度制御装置３に接続され、第２入力が高調波電流分配器６１０に接続され、出力が高調波電圧生成器９５の高調波生成器９５１、９５２、・・・、９５Ｎの入力に夫々接続される。速度制御装置３から供給される電流指令ＩＣＯＭが分配され、分配された信号が乗算器６１１ａ、６１２ａ、・・・、６１Ｎａの第１入力に夫々供給される。乗算器６１１ａ、６１２ａ、・・・、６１Ｎａの第２入力には、高調波電流分配器６１０から各高調波の電流振幅を規定する信号が個別に供給される。上記の各乗算器は、第１入力からの信号と第２入力からの信号とを乗算し、その積を夫々出力する。例えば、３次の高調波の場合には、乗算器６１１ａは、電流指令ＩＣＯＭと高調波電流分配器６１０から供給される３次の高調波電流値とを乗算して、その積を高調波電圧生成器９５に供給する。５次以上の場合についても同様である。

上記の高調波電流指令生成器６１Ｂは、基本波電流指令ＩＣＯＭ（基本波電流成分）に各次数の高調波電流係数を乗算して各次数の高調波電流指令を生成する。なお、高調波電流指令生成器６１Ｂは、基本波周波数によって高調波電流係数を変化させてもよい。高調波電流指令は、電流実効値に対するトルクの比（トルク／電流実効値）が最大化するようにそれが事前に決定される。或いは、高調波電流指令生成器６１Ｂは、運転中の基本波出力電流または電力を検出してそれに応じた高調波電流指令を決定してもよい。

例えば、高調波電流指令生成器６１Ｂは、上記の電流実効値に対するトルクの比（トルク／電流実効値）が最大化するように高調波電流振幅を決定する。以下、高調波電流振幅の決定方法の一例について説明する。運転中の電流波形と基本波周波数が既知であるならば、電流波形について高速フーリエ変換処理などによる周波数分析を行うことで、基本波と高調波成分の振幅もしくは実効値を取得できる。取得した基本波実効値、高調波実効値などを用いて、次の式（６）に従って全電流実効値Ｉｒｍｓを算出できる。

例えば、高調波電流指令生成器６１Ｂは、取得されたトルク又は電力から、次の式（７）により（トルク／電流実効値）の微分（偏微分）を導出して、電流実効値に対するトルクの比（トルク／電流実効値）が最大化するように高調波電流振幅を決定してもよい。例えば、高調波電流指令生成器６１Ｂは、上記の最適化処理を、電流指令が変更されるごとに実施してもよい。

上記の式（７）において、（ｔ－１）とｔは、高調波電流の変更前後を示す識別情報である。また、Ｔはトルクを表す。

本実施形態では速度制御を行っており、高調波を注入することでトルクが大きくなるならば、速度制御に必要なトルク（基本波電流）は減少する。高調波電流指令生成器６１Ｂは、上記の必要なトルクの変化を、上記の式（７）の微分値（変化分）に基づいて検出する。高調波電流指令生成器６１Ｂは、例えば、微分値（変化分）が零又は正の値をとるように、高調波の注入量を調整するとよい。なお、上記の式（７）におけるトルクと電流実効値のデータは、互いに隣接する時刻歴データであって、電流指令を変えたときを挟む１対のデータになる。

なお、電流指令を変えたときを挟む１対のデータだけではなく、これに代えて、電流指令を変えたときを挟む複数の時刻歴のデータに対する統計的処理の結果を利用してもよい。例えば、高調波電流指令生成器６１Ｂは、統計的処理の一例として、電流指令を変えたときの前後の夫々について、１００個の時刻歴データの平均値を取り、平均値のデータに基づいて上記の式（７）の演算を実施してもよい。これにより、瞬時値に含まれるノイズ、制御の過度応答の影響を低減させて、最適条件の評価におけるデータの信頼性を向上させることができる。

或いは、高調波電流指令生成器６１Ｂは、上記の最適化処理された結果を保持していて、電流指令が変更されるごと最適化処理を実施することなく、保持されている結果に基づいて高調波電流指令を生成してもよい。例えば、高調波電流指令生成器６１Ｂは、上記の式（７）に従う導出方法に変えて、速度制御器３３の出力値に比例する方法を用いてもよい。これによれば上記のような最適化を目的とする演算処理を実施しなくとも、各次数の高調波電流指令を得ることができるため、各次数の高調波電流指令を得ための処理を簡素化できる。特に、対象にする高調波が複数の次数を含む場合、自由度が高まり最適化処理の演算負荷が増加する。そのため、最適化処理が困難となる条件の下では、速度制御器３３の出力値を用いて高調波電流振幅を決定することで、処理を簡素化することができる。

次に、各高調波の次数ごとの電流振幅の規定方法の一例を示す。例えば、高調波電流分配器６１０は、基本波無負荷磁束に対する各次数高調波無負荷磁束の比を、各高調波の次数ごとの電流振幅を規定する高調波電流係数として出力する。この場合、上記の比は、次の式に基づいて決定する。

ここで、基本波トルクＴ１ｓｔとｎ次高調波トルクＴｎとを夫々導出するための演算式を式（８）と式（９）に示す。

Ｔ１ｓｔ＝Ｐ×Ψ１ｓｔ×Ｉｑ１ｓｔ ・・・（８）
Ｔｎ＝Ｐ×Ψｎ×Ｉｑｎ ・・・（９）

上記の式（８）と式（９）において、Ｐが多相電動機１の極数を示し、Ψ１ｓｔが基本波無負荷磁束を示し、Ｉｑ１ｓｔが基本波のＱ軸電流を示し、Ψｎがｎ次高調波無負荷磁束を示し、Ｉｑｎがｎ次高調波のＱ軸電流を示す。式（８）と式（９）は、基本波のＤ軸電流とｎ次高調波のＤ軸電流を０にした場合のものである。式（８）に示すように基本波トルクＴ１ｓｔは、多相電動機１の極数Ｐと、基本波無負荷磁束Ψ１ｓｔと、基本波のＱ軸電流Ｉｑ１ｓｔの積である。高調波の場合も基本波の同様である。

次に、基本波トルクＴ１ｓｔとｎ次高調波トルクＴｎと全出力トルクＴの関係を示す式を式（１０）に示す。式（１０）に示すように、全出力トルクＴは、基本波トルクＴ１ｓｔとｎ次高調波トルクＴｎの和になる。

Ｔ＝Ｔ１ｓｔ＋Ｔｎ ・・・（１０）

上記の式（８）から式（１０）に示した関係を利用して、基本波無負荷磁束に対する各次数高調波無負荷磁束の比ｋｎを決定するための式を、式（１１）に示す。

ｋｎ＝Ψｎ÷Ψ１ｓｔ ・・・（１１）

例えば、３次の高調波の場合には、乗算器６１１ａは、基本波電流指令ＩＣＯＭと高調波電流分配器６１０から供給される３次の高調波に対する比ｋ３とを乗算して、３次高調波電流指令ＩＣＯＭ３を生成する。高調波電流指令生成器６１Ｂは、３次高調波電流指令ＩＣＯＭ３を用いることで、基本波電流振幅に基づいて大きさの調整が可能な３次高調波電流を通電させることができる。５次以上の場合についても同様である。

なお、特定の次数に対応する高調波電流分配器６１０の出力値を零または微小値にした場合、多相電動機駆動装置２は、出力電流に含まれる当該次数の高調波成分を減少させるように動作する。

上記のように、高調波電流分配器６１０の出力値を所望の値にすることにより、基本波周波数を超える高調波を利用して、多相電動機１の出力トルクを増強した所望の値に調整できる。

図６を参照して、基本波と各次数の高調波を組み合わせの例について説明する。図６は、実施形態の基本波と各次数の高調波を組み合わせについて説明するための図である。図６に示すグラフの横軸が時間、縦軸が電圧の振幅を示す。横軸に示す期間は、基本波の１周期分である。このグラフには、基本波の波形ほか、高調波として、３次、５次、７次、９次、１１次の奇数次の波形が夫々描かれている。振幅が適宜決定されたこれらの高調波を基本波に重畳することにより所望の合成波形を生成できる。

例えば、巻線に誘起される電圧（誘起電圧）のモデル化を試みる。誘起電圧を簡易的にモデル化するためには、多相電動機１を発電機として用いるとよい。各巻線を電気的に無負荷の状態にして、多相電動機１の軸を駆動して、その際に各巻線に発生する波形を、誘起電圧と定義する。これにより、誘起電圧の位相と振幅情報を得ることができる。上記のモデル化の手法に代えて、多相電動機１の構造に基づいて設計的に決定してもよい。なお、この設計的に決定する方法は、既知の方法を利用できる。

巻線に誘起される電圧（誘起電圧）をモデル化した結果の一例を、次の式（１２）に示す。

上記の式（１２）において、ｎが次数を示し、ωが角速度を示し、ｔが時間を示す。この式（１２）は、誘起電圧を矩形波として同定したものである。誘起電圧を矩形波として同定できる多相電動機１であれば、図６のグラフの原点部分に示すように、基本波の位相０°と、各高調波の位相０°とが原点で一致する。さらに、式（１２）からわかるように、基本波と各高調波の振幅を示す係数が正の値をとり、各波の位相０°が一致する。これにより、少なくとも０°近傍の各高調波の波形を合成した波形の値は正の値をとり、基本波も正の値をとるため、基本波より速く回転するように指令する信号を合成できることがわかる。

なお、多相電動機１の誘起電圧を矩形波として同定できない場合には、図６に示した式を適用できないが、このような場合には、各波形の位相進め角を基本波の位相進め角に一致させずに、個々にその値を決定するとよい。位相角オフセット生成器９３は、上記の誘起電圧に整合するように、位相進め角の位相（位相角オフセット）を各高調波に付与するための位相角オフセット情報を生成する。設計的に求めることが困難な場合は、前述のように無負荷にて多相電動機１を回転させ誘起電圧波形から各高調波の位相角オフセット情報を得ても良い。

なお、各高調波の次数ごとの電流振幅を規定するための高調波電流係数を下記の方法で決定してもよい。例えば、高調波電流分配器６１０は、基本波無負荷磁束に対する各次数高調波無負荷磁束の比から、各高調波の次数ごとの電流振幅を規定することに代えて、多相電動機１の出力トルクに対するインバータ電流の実効値の比（全出力トルクＴ／電流の実効値）が最大化するように各次数の電流振幅を決定して、その比に基づいて各高調波の次数ごとの高調波電流係数を規定してもよい。また、多相電動機１及びインバータ主回路５の効率や損失を考慮して、基本波電流に対する高調波次数ごとの高調波電流係数を定めてもよい。

上記の実施形態によれば、インバータ主回路５と、制御部６とを備える。インバータ主回路５は、互いに絶縁された複数相の巻線を有する多相電動機１の各巻線に交流電力を出力する制御により多相電動機１に対する前記交流電力の供給を調整する。制御部６は、インバータ主回路５を制御する。制御部６は、基本波電圧指令発生部６０と、高調波制御部９１と、加算器６５と、ＰＷＭ制御部６６とを備える。基本波電圧指令発生部６０は、基本波電流指令ＩＣＯＭに基づいて、前記巻線に基本波電流を流すようにインバータ主回路５の出力電圧を制御するための基本波電圧指令を発生する。高調波制御部９１は、ｎを任意の自然数と定義したとき、前記巻線に所定の２ｎ＋１次高調波電流を流すための高調波電圧指令を発生する。加算器６５は、前記基本波電圧指令の出力値と前記高調波電圧指令の出力値とを加算する。ＰＷＭ制御部６６は、加算器６５の出力値により、インバータ主回路５をスイッチングさせる。高調波制御部９１は、高調波電流指令生成器６１Ｂと、位相角オフセット生成器９３とを備える。高調波電流指令生成器６１Ｂは、基本波電流指令ＩＣＯＭに基づいて、前記巻線に流す電流の２ｎ＋１次高調波成分を決定する。位相角オフセット生成器９３は、多相電動機１の誘起電圧に含まれる２ｎ＋１次高調波成分の位相に整合させた位相で前記巻線に２ｎ＋１次高調波成分の電流を流すように２ｎ＋１次高調波成分の電流位相を決定する。これにより、多相電動機１の電流の基本波の位相を基準に所望の電流位相に所望の高調波電流を重畳させることで発生トルクを増やすことができる。

また、単相インバータ２１、２２、・・・２Ｎは、互いに絶縁された複数相の巻線を有する多相電動機１の各巻線に交流電力を出力する。インバータ主回路５は、単相インバータ２１、２２、・・・２Ｎに含まれ、制御部６の制御により多相電動機１に対する交流電力の供給を調整する。制御部６は、基本波電流指令ＩＣＯＭに基づいてインバータ主回路５が巻線に流す電流の奇数次高調波成分をその巻線に流れた実電流の位相に対して所望の位相で注入するように、多相電動機１の位相に整合させた位相で多相電動機１の巻線に流す電流の奇数次高調波成分を多相電動機１の巻線に流す電流の基本波成分に重畳させる指令値を、インバータ主回路５に供給する。その指令値は、多相電動機１の出力トルクの変動を大きくするものである。これにより、多相電動機１の電流の基本波の位相を基準に所望の電流位相に所望の高調波電流を重畳させることで発生トルクを増やすことができる。

なお、図１の回路においてｎ＝１のみにすれば、３次高調波電流を低減し出力電流波形を制御できる。また、図１の回路においてｎ＝２のみにすれば、５次高調波電流を低減し出力電流波形を制御できる。このように、特定の次数のみを選択して構成することもできる。

（第１の実施形態の変形例）
第１の実施形態において、電流位相に、電流指令ベクトルの位相を用いる事例について説明したが、これに代えて、本変形例では、実電流の位相誤差や変動を補正して求めた位相を用いる一例について説明する。

なお、上記の実施形態では、電流指令演算器６１に与える基準位相を電流進み角にした。さらに、直交座標変換器６７及び直交座標逆変換器６４の基準位相であるＤＱ位相を、多相電動機１によって誘起された電圧に基づいて導出した。これによって、図３に示したように電流指令ベクトルを真Ｄ軸と真Ｑ軸に展開し、これらの２軸に対して所謂フィードバック電流制御を行うことを可能にした。ただし、真Ｄ軸と真Ｑ軸の座標系を利用して電流指令ベクトルを展開すると、位相誤差に起因する誤差が生じることがある。このような場合には、下記の方法を選択してもよい。

図４を参照して、制御Ｄ軸と制御Ｑ軸の概念を導入し、この制御ＤＱ軸が真のＤＱ軸に対して回転位相補正角分進んだ位相にある場合の電流ベクトルの位相関係について説明する。図４は、実施形態の制御Ｄ軸と制御Ｑ軸の概念を用いて電流ベクトルの位相関係を説明するためのベクトル図である。図４に示す座標系に、制御Ｄ軸と制御Ｑ軸とを軸に持つ座標系を定める。この制御Ｄ軸と制御Ｑ軸とを軸に持つ座標系において、制御Ｑ軸の方向が有効電力の方向になる。

電流進み角は真Ｑ軸からの電流ベクトルの進み角である。この場合、電流指令演算器６１Ａに与える基準位相は電流進み角から回転位相補正角を減算した位相角になる。そこで、制御部６は、この位相角で電流指令ベクトルを制御Ｄ軸と制御Ｑ軸上に展開してＤ軸電流指令とＱ軸電流指令を導出する。直交座標変換器６７及び直交座標逆変換器６４に供給される基準位相であるＤＱ位相θは、フィードバック電流制御の帰還量である電流位相が、Ｄ軸電流指令とＱ軸電流指令により定まる位相に合うように決定される。ＤＱ位相は、与えられた共通の電気角に対して、相間位相差補正回路７０で定められる位相角を加算して個別にシフトした誘起電圧位相に、更に回転位相補正角を加算した値にする。このようにして、真Ｄ軸と真Ｑ軸とは回転位相補正角分ずれたＤＱ軸による制御が可能となる。

上記の変形例によれば、真Ｄ軸と真Ｑ軸の座標系に対する位相誤差が生じている場合についても、その位相誤差による影響を軽減することで、第１の実施形態と同様の効果を奏する。

（第２の実施形態）
図７Ａと図７Ｂを参照して、第２の実施形態について説明する。
図７Ａは、実施形態の多相電動機駆動装置の構成図である。この実施形態が第１の実施形態と相違する点は、奇数次高調波電流のＤ軸成分及びＱ軸成分の導出方法に関する点である。第１の実施形態では、奇数次高調波電流のＤ軸成分及びＱ軸成分を、基本波のＤ軸電流及びＱ軸電流から導出する事例について説明した。この実施形態では、これに代えて、奇数次高調波電流のＤ軸成分及びＱ軸成分を、実電流と仮想正弦波の差分に基づいて導出する一例を示し、第１の実施形態との相違点を中心に説明する。

図７Ａには、多相電動機１と、多相電動機駆動装置２Ａと、速度制御装置３と、回転角度検出器４（ＰＳ）とが示されている。

多相電動機駆動装置２Ａは、単相インバータ１２１、１２２、・・・、１２Ｍを備える。多相電動機駆動装置２Ａは、単相インバータ１２１、１２２、・・・、１２Ｍを連携させることにより多相電動機１を駆動する。単相インバータ１２１、１２２、・・・、１２Ｍは、前述の単相インバータ２１、２２、・・・、２Ｍに対応する。単相インバータ１２１、１２２、・・・、１２Ｍと他の構成との接続関係は、前述の単相インバータ２１、２２、・・・、２Ｍを参照する。

次に各単相インバータ１２１、１２２、・・・、１２Ｍについて説明する。各単相インバータ１２１、１２２、・・・、１２Ｍの基本的な構成は同一であるため、単相インバータ１２１を例示してこれについて説明する。単相インバータ１２１は、インバータ主回路５（インバータ部）と、制御部６Ａとを備える。

制御部６Ａは、例えば、基本波電圧指令発生部６０Ａと、加算器６５と、ＰＷＭ回路６６と、正弦演算器８４（ｓｉｎ）と、乗算器８５と、高調波制御部９２とを備える。

基本波電圧指令発生部６０Ａは、電流指令演算器６１Ａと、減算器６２Ａ、６２Ｂと、Ｄ軸電流制御器６３Ａと、Ｑ軸電流制御器６３Ｂと、直交座標逆変換器６４と、加算器６９、７１、７２Ａと、直交座標変換器６７と、相間位相差補正回路７０と、余弦演算器７３と、振幅演算器７４と、乗算器７５とを備える。

加算器７２Ａは、前述の加算器７２に対応する。加算器７２Ａの出力は、余弦演算器７３の入力と正弦演算器８４の入力とに接続されている。加算器７２Ａは、加算器７１から供給されるＤＱ位相θに対し、電流位相演算回路３５から供給される電流進み角を加算して、その結果を余弦演算器７３の入力と正弦演算器８４の入力とに夫々供給する。正弦演算器８４は、電流進み角が加算されたＤＱ位相θの正弦（ｓｉｎ）を導出する。正弦演算器８４の出力には、乗算器８５の第１入力が接続されている。乗算器８５の第２入力は、振幅演算器７４の出力に接続されている。乗算器８５は、振幅演算器７４によって導出された電流指令振幅と、電流進み角が加算されたＤＱ位相θの正弦（ｓｉｎ）とを乗算して、仮想正弦波を生成する。乗算器８５の出力が高調波制御部９２に接続されており、乗算器８５は、その仮想正弦波を高調波制御部９２に供給する。

高調波制御部９２は、その入力が、電流検出器５１の出力と、乗算器８５の出力と、加算器７１の出力と、電流位相演算回路３５の出力とに夫々接続され、その出力が、加算器６５の第２入力に接続されている。高調波制御部９２には、電流検出器５１により検出された実電流と、その実電流と同相の乗算器８５から出力される仮想正弦波と、加算器７１から出力されるＤＱ位相θが供給される。高調波制御部９２は、基本波電流指令ＩＣＯＭと、検出された実電流とに対応する奇数次高調波電圧指令を生成し、これに基づいた合成高調波補正指令を生成する。

図７Ｂを参照して、実施形態の高調波制御部９２の一例について説明する。図７Ｂは、実施形態の高調波制御部９２の構成図である。

高調波制御部９２は、例えば、高調波電流指令生成器６１Ｂと、減算器８６と、位相角オフセット生成器９３と、高調波電圧生成器９５Ａと、加算器９４とを備える。

減算器８６の第１入力には、電流検出器５１の出力から実電流帰還が供給され、減算器８６の第２入力には、乗算器８５の出力から仮想正弦波が供給される。減算器８６の出力が高調波電圧生成器９５Ａの入力に接続される。減算器８６は、電流検出器５１からの実電流帰還と乗算器８５からの仮想正弦波との差分を導出し、少なくとも実電流における基本波成分を除き、奇数次高調波成分を抽出する。減算器８６は、上記の差分、すなわち夫々の奇数次高調波成分を、高調波電圧生成器９５Ａに供給する。

高調波電圧生成器９５Ａは、複数の入力とＮ個の出力とを備える。高調波電圧生成器９５の複数の入力には、ＤＱ位相θと、減算器８６の出力信号と、各次数の高調波電流指令と、各次数の位相角オフセットとが夫々供給される。

高調波電圧生成器９５Ａは、高調波生成器９５１Ａ、９５２Ａ、・・・、９５ＮＡを備える。例えば、高調波生成器９５１Ａ、９５２Ａ、・・・、９５ＮＡは、夫々３次、５次、・・・、２ｎ＋１次の高調波を生成するように割り付けられている。Ｎは、次数が互いに異なる高調波の数である。

高調波生成器９５１Ａ、９５２Ａ、・・・、９５ＮＡの入力は、減算器８６の出力と、高調波電流指令生成器６１Ｂの出力と、位相角オフセット生成器９３の出力と、加算器７１とに夫々接続されている。

減算器８６から出力される差分と、加算器７１から出力されるＤＱ位相θとが、高調波生成器９５１Ａ、９５２Ａ、・・・、９５ＮＡの入力に夫々独立に与えられる。高調波電流指令生成器６１Ｂから出力される奇数次高調波指令と、位相角オフセット生成器９３から出力される位相角オフセットとが、高調波生成器９５１、９５２、・・・、９５Ｎの入力に夫々独立に与えられる。

高調波生成器９５１Ａ、９５２Ａ、・・・、９５ＮＡは、減算器８６から供給される奇数次高調波成分と、高調波電流指令生成器６１Ｂから供給される奇数次高調波指令と、位相角オフセット生成器９３から供給される位相角オフセットと、ＤＱ位相θとに基づいて、３次、５次、・・・、２ｎ＋１次の高調波を夫々生成する。なお、上記の各高調波は、ＤＱ位相θに対して、位相角オフセット分の位相差を付加したものであってよい。その位相差の大きさは、設計的に予め定めることができる。あるいは、前述のように多相電動機１を無負荷で回転させた時の誘起電圧から求めることができる。

加算器９４の各入力には、高調波生成器９５１Ａ、９５２Ａ、・・・、９５ＮＡの出力が夫々接続されている。加算器９４は、高調波生成器９５１Ａ、９５２Ａ、・・・、９５ＮＡから夫々供給される３次、５次、・・・、２ｎ＋１次の高調波電圧指令値を加算して、加算された結果を合成高調波補正指令として加算器６５に供給する。

高調波生成器９５１Ａは、直交座標変換器８７と、低域通過フィルタ８８Ａ、８８Ｂと、減算器７８Ａ、７８Ｂと、高調波電流制御器７９Ａ、７９Ｂと、直交座標逆変換器８０と、３次ＤＱ位相演算器８３１とを備える。

３次ＤＱ位相演算器８３１は、その入力が加算器７１の出力に接続され、その出力が加算器８９Ａの第１入力に接続されている。３次ＤＱ位相演算器８３１は、ＤＱ位相θを２ｎ＋１倍にして出力する。３次ＤＱ位相演算器８３１の場合、ｎの値は１である。

加算器８９Ａの第１入力が、３次ＤＱ位相演算器８３１の出力に接続され、加算器８９Ａの出力が、直交座標変換器８７の基準位相入力と直交座標逆変換器８０の基準位相入力とに接続されている。加算器８９Ａの第２入力には、位相角オフセット生成器９３の複数の出力のうちの１つが接続されている。

加算器８９Ａは、３次ＤＱ位相演算器８３１から供給されるＤＱ位相θを２ｎ＋１倍にした２ｎθ＋θの値に、位相角オフセット生成器９３から供給される３次高調波オフセット角の値を加算して、その和を、直交座標変換器８７と直交座標逆変換器８０の基準位相の信号として出力する。

直交座標変換器８７は、入力端子であるＡ軸入力とＢ軸入力と、出力端子であるＤ軸出力とＱ軸出力と、基準位相入力とを有する。直交座標変換器８７のＡ軸入力には、減算器８６の出力が接続され、減算器８６が出力する偏差が供給される。Ｂ軸入力には０が供給される。直交座標変換器８７の基準位相端子には、３次ＤＱ位相演算器８３１から加算器８９Ａを経てＤＱ位相θを３倍にした信号が供給される。直交座標変換器８７は、Ａ軸入力に供給される減算器８６の出力信号と、Ｂ軸入力に供給される０の値とに基づいて、基準位相入力に供給されるＤＱ位相θを３倍にした信号を基準にしてＤＱ変換を実施して、その結果をＤ軸出力とＱ軸出力とから出力する。

直交座標変換器８７の出力は、実電流に含まれる２ｎ＋１次高調波電流を２ｎ＋１倍の周波数で回転する直交回転座標に投影したＤ軸成分及びＱ軸成分になる。高調波生成器９５１Ａの場合、ｎは１である。直交座標変換器８７の２つの出力は、夫々低域通過フィルタ８８Ａ、８８Ｂの入力に夫々接続されている。３次高調波を基準にした成分は、直交座標変換器８７によって、変換後の信号における直流成分に変換される。なお、ＤＱ位相θを３倍にした信号には、ＤＱ位相θに対する３次高調波オフセット角θｏｆｆｓｅｔ３が設定されていてもよい。

低域通過フィルタ８８Ａ、８８Ｂは、その入力が、直交座標変換器８７の２つの出力に夫々接続され、その出力が、減算器７８Ａ、７８Ｂの第１入力に夫々接続されている。低域通過フィルタ８８Ａ、８８Ｂは、直交座標変換器８７が出力するＤ軸電流及びＱ軸電流に含まれる低域成分を透過する。

減算器７８Ａの第１入力が、低域通過フィルタ８８Ａの出力に接続され、減算器７８Ａの出力が、高調波電流制御器７９Ａの入力に接続されている。減算器７８Ｂの第１入力が、低域通過フィルタ８８Ｂの出力に接続され、減算器７８Ｂの出力が、高調波電流制御器７９Ｂの入力に接続されている。減算器７８Ａの第２入力には零または微小値が供給され、減算器７８Ｂの第２入力には、高調波電流指令生成器６１Ｂの複数の出力のうちの１つが接続されている。

減算器７８Ｂは、低域通過フィルタ８８Ａの出力値に、高調波電流指令生成器６１Ｂが出力する複数の指令値のなかの１つを加算して、高調波電流制御器７９Ｂの入力に供給する。３次高調波電流指令ＩＣＯＭ３は、複数の指令値の一例である。

高調波電流制御器７９Ａは、減算器７８Ａの出力値に対する比例積分制御等を行って、減算器７８Ａの第１入力信号が算器７８Ａの第２入力信号に追従するようにＤ軸電圧補正指令を生成する。高調波電流制御器７９Ｂは、減算器７８Ｂの出力値に対する比例積分制御等を行って、低域通過フィルタ８８Ｂの出力値が３次高調波電流指令ＩＣＯＭ３の値に追従するようにＱ軸電圧補正指令を生成する。

直交座標逆変換器８０の入力端子であるＤ軸入力には、高調波電流制御器７９Ａの出力が接続されていて、高調波電流制御器７９ＡからＤ軸電圧補正指令が供給される。直交座標逆変換器８０の入力端子であるＱ軸入力には、高調波電流制御器７９Ｂの出力が接続されていて、高調波電流制御器７９ＢからＱ軸電圧補正指令が供給される。直交座標逆変換器８０は、３次ＤＱ位相演算器８３１から加算器８９Ａを経て基準位相入力に供給されるＤＱ位相θを３倍にした信号を基準にしてＤＱ逆変換を実施して、直交座標逆変換器８０の出力を固定座標系に戻す。直交座標逆変換器８０から出力される情報には、３次高調波電流の補正量が含まれる。直交座標逆変換器８０のＡ軸出力は、加算器９４の複数の入力のうちの１つに接続されている。直交座標逆変換器８０は、その出力値を加算器９４に供給する。なお、ＤＱ位相θを３倍にした信号には、ＤＱ位相θに対する３次高調波オフセット角θｏｆｆｓｅｔ３が設定されていてもよい。

高調波生成器９５２Ａは、高調波生成器９５１Ａの３次ＤＱ位相演算器８３１に代えて、５次ＤＱ位相演算器８３２を備える。高調波生成器９５ＮＡは、高調波生成器９５ＮＡの３次ＤＱ位相演算器８３１に代えて、２ｎ＋１次ＤＱ位相演算器８３Ｎを備える。

なお、高調波生成器９５２Ａ、・・・、９５ＮＡについても、上記と同様に、直交座標変換器８７の入力Ｂには０を与え、ＤＱ位相θを入力とする２ｎ＋１次ＤＱ位相演算器８３Ｎからの出力信号を基準にして直交座標系へＤＱ変換を行う。

例えば、２ｎ＋１次ＤＱ位相演算器８３Ｎは、ＤＱ位相θを２ｎ＋１倍にした２θｎ＋θを、加算器８９Ａを経て直交座標逆変換器８０に出力する。低域通過フィルタ８８Ａは、得られたＤ軸電流値の直流成分を得る。低域通過フィルタ８８Ｂは、Ｑ軸電流値の直流成分を得る。これにより、低域通過フィルタ８８Ａ及び８８Ｂの出力は、第１の実施形態の場合と同様に、実電流に含まれる２ｎ＋１次高調波電流を、ＤＱ位相θの２ｎ＋１倍の周波数で回転する直交回転座標に投影した場合のＤ軸成分及びＱ軸成分になる。以降の制御は、第１の実施形態と同様の手法を適用することができるため、詳細な説明は省略する。

なお、仮想正弦波を作成する構成は、図７Ａに示す構成に限らず、例えば、乗算器７５が出力する仮想余弦波を、演算によって仮想余弦波の位相をシフトさせるようにしても良い。

図７Ｂの回路はｎ＝１とすれば、３次高調波電流を生成することができ、或いは、ｎ＝２とすれば、５次高調波電流を生成することができる。

上記の実施形態によれば、第１の実施形態と同様の効果を奏する。なお、正弦演算器８４は、基本波電流指令ＩＣＯＭまたは実電流の基本波の振幅と等しく、且つ基本波電流指令ＩＣＯＭまたは実電流の基本波と同相の仮想正弦波を生成する。高調波制御部９２は、上記の実電流と上記の仮想正弦波の差分を直交座標変換器８７に与え、その２軸の出力の各々に低域通過フィルタ８８Ａ、８８Ｂを介して出力し、低域通過フィルタ８８Ａ、８８Ｂの成分ごとの出力を高調波制御部９２の検出された出力値とする。これにより、多相電動機駆動装置２Ａは、高調波制御部９２によって実電流に含まれた奇数次高調波を検出することができ、検出した奇数次高調波に対してその振幅を増やすことができる。

以上説明した少なくともひとつの実施形態によれば、多相電動機駆動装置は、インバータ部と、制御部とを備える。インバータ部は、互いに絶縁された複数相の巻線を有する多相電動機の各巻線に交流電力を出力する制御により前記多相電動機に対する前記交流電力の供給を調整する。制御部は、前記インバータ部を制御する。前記制御部は、基本波電圧指令発生部と、高調波制御部と、加算器と、スイッチング制御部とを備える。基本波電圧指令発生部は、基本波電流指令に基づいて、前記巻線に基本波電流を流すように前記インバータ部の出力電圧を制御するための基本波電圧指令を発生する。高調波制御部は、ｎを任意の自然数と定義したとき、前記巻線に所定の２ｎ＋１次高調波電流を流すための高調波電圧指令を発生する。加算器は、前記基本波電圧指令の出力値と前記高調波電圧指令の出力値とを加算する。スイッチング制御部は、前記加算器の出力値により、前記インバータ部をスイッチングさせる。前記高調波制御部は、高調波電流生成器と、位相角オフセット生成器とを備える。高調波電流生成器は、前記基本波電流指令に基づいて、前記巻線に流す電流の２ｎ＋１次高調波成分を決定する。位相角オフセット生成器は、前記多相電動機の誘起電圧に含まれる２ｎ＋１次高調波成分の位相に整合させた位相で前記巻線に２ｎ＋１次高調波成分の電流を流すように２ｎ＋１次高調波成分の電流位相を決定することにより、所望の位相で所定の高調波電流を重畳して、多相電動機の出力トルクをより高めることができる。

上記の制御装置は、その少なくとも一部を、ＣＰＵなどのプロセッサがプログラムを実行することにより機能するソフトウェア機能部で実現してもよく、全てをＬＳＩ等のハードウェア機能部で実現してもよい。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。

例えば、図１Ａ及び図７Ａにおいて、直交座標逆変換器６４が出力する主電圧指令には式（３）に示したＡ軸成分を使用し、これに呼応して直交座標変換器６７には、実電流をＡ軸成分として入力し、仮想余弦波をＢ軸成分として入力しているが、主電圧指令に式（４）に示すＢ軸成分を使用し、直交座標変換器６７のＢ軸成分に実電流を、Ａ軸成分に仮想余弦波を入力する構成も可能である。要は、実電流を制御する軸に直交する軸の成分として仮想余弦波を電流応答として入力すればよい。なお、「仮想余弦波」と記載したが、余弦波／正弦波の違いは、単に位相関係の違いであり上記位相関係に整合する位相で仮想波を作れるのであれば、その演算に余弦（ｃｏs演算）／正弦(ｓｉｎ演算）のどちらを用いるかは任意である。

なお、「仮想余弦波」と「仮想正弦波」は、検出された信号に含まれる成分そのものではなく、位相情報をもとに波形が生成されたことを示している。「仮想余弦波」と「仮想正弦波」は、上記と同様の手法で生成された「余弦波」と「正弦波」に代えることができる。

また電流進み角、回転位相補正角は何れも正の値として説明したが、何れかが負であっても両者が負であっても良い。

また、第２の実施形態において、実電流と同相、同振幅の仮想正弦波を用いて奇数次のＤＱ変換をして奇数次高調波のＤＱ成分を導出したが、実電流そのものをフィルタリングすることによって奇数次高調波を導出することも可能である。また、第１の実施形態において、直交座標変換器６７の出力値から高域通過フィルタ又は帯域通過フィルタで奇数次高調波を抽出することも可能である。しかし、この何れの場合も交流の電流量をフィルタリングすることになるので、位相ズレによる誤差が発生し、検出精度が低下する可能性がある。また、基本波周波数の上昇にとともに、フィルタによる位相遅れは増加するので、高調波電流の位相を精度よく抽入することは困難である場合が多い。しかし、本実施形態では、座標変換により高調波を検出しているので、高調波電流の位相を精度よく検出することが可能なため所定の位相で所定の高調波成分を注入することができる。

また、上記の実施形態においては、全て直流量と交流の電流量を分離抽出するフィルタリングを行っているので、基本波の周波数（運転速度に対応）が変化しても誤差は生じ難い。しかしながら、運転速度が低い領域では、奇数次高調波の周波数も低周波となる。このため、運転速度の低下に応じて低域通過フィルタのカットオフ周波数を低下させるようにしても良い。

更に、図１における電流指令演算器６１は制御部６の内部に設ける構成としたが、共通に設けられた速度制御装置３の内部に設け、Ｄ軸電流指令及びＱ軸電流指令を単相インバータ２１に与える構成としても良い。

１…多相電動機、２１、２２、２Ｍ…単相インバータ、３…速度制御装置、４…回転角度検出器、５…インバータ主回路（インバータ部）、６…制御部、３１…速度検出回路、３２…減算器、３３…速度制御器、３４…電気角演算回路、３５…電流位相演算回路、５１…電流検出器、６０、６０Ａ…基本波電圧指令発生部、６１Ａ…電流指令演算器、６１Ｂ…高調波電流指令生成器、６２Ａ、６２Ｂ…減算器（比較部）、６３Ａ…Ｄ軸電流制御器、６３Ｂ…Ｑ軸電流制御器、６４…直交座標逆変換器、６５…加算器、６６…ＰＷＭ回路（スイッチング制御部）、６７…直交座標変換器、６８Ａ、６８Ｂ…低域通過フィルタ（第１の低域通過フィルタ）、６９…加算器、７０…相間位相差補正回路、７１…加算器、７２、７２Ａ…加算器、７３…余弦演算器、７４…振幅演算器、７５…乗算器、７６Ａ、７６Ｂ…減算器、７７…直交座標変換器、７８Ａ、７８Ｂ…減算器、７９Ａ、７９Ｂ…高調波電流制御器、８０…直交座標逆変換器、８１Ｎ…２ｎ次ＤＱ位相演算器、８１１…２次ＤＱ位相演算器、８１２…４次ＤＱ位相演算器、８２Ｎ、８３Ｎ…２ｎ＋１次ＤＱ位相演算器、８２１、８３１…３次ＤＱ位相演算器、８２２、８３２…５次ＤＱ位相演算器、８３１…３次ＤＱ位相演算器、８４…正弦演算器、８５…乗算器、８６…減算器、８７…直交座標変換器、８８Ａ、８８Ｂ…低域通過フィルタ（第２の低域通過フィルタ）、８９Ａ、８９Ｂ…加算器、９１、９２…高調波制御部、９３…位相角オフセット生成器、９５、９５Ａ…高調波電圧生成器、９５１、９５２、９５Ｎ、９５１Ａ、９５２Ａ、９５ＮＡ…高調波生成器

Claims (9)

1. 複数の相に夫々対応付けられ互いに絶縁された複数の巻線を有する多相電動機の各巻線に夫々接続され、接続された巻線に交流電力を供給する複数の単相インバータ部（以下、複数のインバータ部という。）と、
   前記複数のインバータ部に夫々対応付けて設けられ、対応するインバータ部を制御する複数の制御部と、
   を備え、
   前記複数の制御部の夫々は、
   基本波電流指令に基づいて、前記巻線に基本波電流を流すように前記対応するインバータ部の出力電圧を制御するための基本波電圧指令を発生する基本波電圧指令発生部と、
   ｎを任意の自然数と定義したとき、前記巻線に所定の２ｎ＋１次高調波電流を流すための２ｎ＋１次の高調波電圧指令を発生する高調波制御部と、
   前記基本波電圧指令の出力値と前記高調波電圧指令の出力値とを加算する加算器と、
   前記加算器の出力値により、前記対応するインバータ部をスイッチングさせるスイッチング制御部とを備え、
   前記高調波制御部は、
   前記巻線に流す電流の２ｎ＋１次高調波成分を指令する高調波電流指令生成器と、
   相間の位相差に基づいて位相が補正された基準位相であって前記多相電動機の基本波の誘起電圧に係る基準位相に対し、前記対応するインバータ部が接続された巻線に流す電流の２ｎ＋１次高調波成分の位相を決定する位相を指令する位相角オフセット生成器とを備え、
   前記高調波電流指令生成器の出力である高調波電流指令値と、前記位相角オフセット生成器の出力である位相角オフセット指令と、前記巻線に流す電流の２ｎ＋１次高調波成分が前記高調波電流指令値と前記位相角オフセット指令に追従する様に前記２ｎ+１次の前記高調波電圧指令とを発生し、
   前記基本波の位相に対する前記２ｎ＋１次高調波成分の前記位相角オフセット指令は、無負荷で前記多相電動機を回転させたときの誘起電圧波形に基づき決定される、
   多相電動機駆動装置。
2. 前記高調波電流指令生成器は、
   前記高調波電流指令値を前記基本波電流指令に基づいて決定する、
   請求項１に記載の多相電動機駆動装置。
3. 前記高調波電流指令生成器は、
   前記高調波電流指令値を前記巻線に流れる基本波電流に基づいて決定する、
   請求項１に記載の多相電動機駆動装置。
4. 前記基本波の位相に対する前記２ｎ＋１次高調波成分の前記位相角オフセット指令は、前記誘起電圧波形に整合するように決定された前記基本波の位相に対する前記２ｎ＋１次高調波成分の位相角オフセット情報に基づき決定される、
   請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載の多相電動機駆動装置。
5. 互いに絶縁された複数相の巻線を有する多相電動機の各巻線に接続され、前記多相電動機に交流電力を供給するインバータ部と、
   前記インバータ部を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、
   基本波電流指令に基づいて、前記巻線に基本波電流を流すように前記インバータ部の出力電圧を制御するための基本波電圧指令を発生する基本波電圧指令発生部と、
   ｎを任意の自然数と定義したとき、前記巻線に所定の２ｎ＋１次高調波電流を流すための２ｎ＋１次の高調波電圧指令を発生する高調波制御部と、
   前記基本波電圧指令の出力値と前記高調波電圧指令の出力値とを加算する加算器と、
   前記加算器の出力値により、前記インバータ部をスイッチングさせるスイッチング制御部を備え、
   前記高調波制御部は、
   前記巻線に流す電流の２ｎ＋１次高調波成分を指令する高調波電流指令生成器と、
   前記多相電動機の基本波の誘起電圧に対し、前記巻線に流す電流の２ｎ＋１次高調波成分の位相を決定する位相を指令する位相角オフセット生成器とを備え、
   前記高調波電流指令生成器の出力である高調波電流指令値と、前記位相角オフセット生成器の出力である位相角オフセット指令と、前記巻線に流す電流の２ｎ＋１次高調波成分が前記高調波電流指令値と前記位相角オフセット指令に追従する様に前記２ｎ+１次の前記高調波電圧指令とを発生し、
   前記基本波の位相に対する前記２ｎ＋１次高調波成分の前記位相角オフセット指令は、無負荷で前記多相電動機を回転させたときの誘起電圧波形に基づき決定され、
   前記基本波電圧指令発生部は、
   互いに直交する制御Ｄ軸と制御Ｑ軸とを軸に持つ直交回転座標系において前記制御Ｑ軸の方向が有効電力の方向に定められ、前記基本波電流指令を制御Ｄ軸及び制御Ｑ軸の２軸の電流指令に展開する電流指令演算手段と、
   前記巻線に流れる実電流の基本波の振幅または前記基本波電流指令の振幅に等しい振幅を有し、且つ前記基本波電流指令のベクトル位相と直交する位相を持つ仮想余弦波の生成に用いるように前記多相電動機の基本波の基準位相に基づく余弦波を生成する余弦波生成手段と、
   前記実電流の値と前記仮想余弦波の値を、前記基準位相を基準にして直交固定座標系から前記直交回転座標系に変換する第１の直交座標変換手段と、
   を備え、
   前記電流指令演算手段によって得られた前記２軸の電流指令に、前記第１の直交座標変換手段によって得られた前記２軸の電流成分が夫々追従するように電流制御を行って主電圧指令を出力する、
   多相電動機駆動装置。
6. 前記基本波電圧指令発生部は、
   互いに直交する制御Ｄ軸と制御Ｑ軸とを軸に持つ直交回転座標系において前記制御Ｑ軸の方向が有効電力の方向に定められ、前記基本波電流指令を制御Ｄ軸及び制御Ｑ軸の２軸の電流指令に展開する電流指令演算手段と、
   前記巻線に流れる実電流の基本波の振幅または前記基本波電流指令の振幅に等しい振幅を有し、且つ前記基本波電流指令のベクトル位相と直交する位相を持つ仮想余弦波の生成に用いるように前記基準位相に基づく余弦波を生成する余弦波生成手段と、
   前記実電流の値と前記仮想余弦波の値を、前記基準位相を基準にして直交固定座標系から前記直交回転座標系に変換する第１の直交座標変換手段と、
   を備え、
   前記電流指令演算手段によって得られた前記２軸の電流指令に、前記第１の直交座標変換手段によって得られた前記２軸の電流成分が夫々追従するように電流制御を行って主電圧指令を出力する、
   請求項１に記載の多相電動機駆動装置。
7. 前記第１の直交座標変換手段によって得られた前記２軸の電流成分の各々を、第１の低域通過フィルタを介して前記電流指令演算手段によって得られた前記２軸の電流指令と対比する比較部
   を備え、
   前記高調波制御部は、
   前記２軸の電流成分ごとに設けられた前記第１の低域通過フィルタの入力と出力の差分を前記２軸の電流成分ごとにとり、夫々の前記差分を出力する減算器と、
   前記差分を、前記基準位相の周波数の２ｎ倍の周波数で直交回転座標系に変換する第２の直交座標変換手段と、
   を備え、
   前記第２の直交座標変換手段の前記２軸の成分ごとの出力が前記２ｎ＋１次高調波電流成分になる、
   請求項５又は請求項６に記載の多相電動機駆動装置。
8. 前記基本波電流指令または前記実電流の基本波の振幅に等しい振幅を有し、且つ前記基本波電流指令または前記実電流の基本波と同相の仮想正弦波の生成に用いるように前記基準位相に基づく正弦波を生成する正弦波生成手段
   をさらに備えて、
   前記高調波制御部は、
   前記実電流の値と前記仮想正弦波の値の差分を前記基準位相の周波数の２ｎ＋１倍の周波数で直交回転座標系に変換する第３の直交座標変換手段と、
   前記第３の直交座標変換手段の２軸の出力の各々に対して所定の周波数よりも低い周波数成分を通過させる第２の低域通過フィルタと、
   を備え、
   前記第２の低域通過フィルタの成分ごとの出力が前記２ｎ＋１次高調波電流成分になる、
   請求項５又は請求項６に記載の多相電動機駆動装置。
9. 前記高調波制御部は、
   前記巻線に流す２ｎ＋１次高調波電流に対応する前記２ｎ+１次の前記高調波電圧指令の各次数の値の合計値を、前記高調波電圧指令の出力値として前記加算器に対して出力する第２加算器
   を備え、
   前記各次数が、互いに異なる前記ｎの値に対応付けられている、
   請求項１乃至請求項８の何れか１項に記載の多相電動機駆動装置。

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