JP2008295113A - センサレス突極形ブラシレスｄｃモータの初期磁極位置推定方法及び制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 初期磁極位置角を精度良く推定するようにする。
【解決手段】 本発明のセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータ１０の初期磁極位置推定方法は、モータ１０の駆動装置１１に対し、静止直交座標系をなすαβ座標上での高周波によるα軸電圧指令値ｖ_α及びβ軸電圧指令値ｖ_βとして与え、同モータ１０に対し駆動装置１１から供給される交流電流を、前記αβ座標上のα軸電流ｉ_α及びβ軸電流ｉ_βとして検出し、α軸電流ｉ_αの振幅とβ軸電流ｉ_βの振幅との電流振幅偏差Δｉを算出し、駆動装置１１へ出力するα軸電圧指令値ｖ_α及びβ軸電圧指令値ｖ_βを、該電流振幅偏差Δｉをなくすようにフィードバック制御し、該電流振幅偏差Δｉがなくなると初期磁極位置角θを算出するようにした。
【選択図】 図１

Description

本発明は、磁極センサ、位置センサを有しないセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータについての磁極位置推定方法及び装置に関するものである。

背景技術としては、特許文献１に記載された永久磁石形ブラシレスモータの磁極位置推定方法を例示する。図６はこの方法の概念ブロック図であり、この方法では、仮想的な回転座標（γ−δ）軸を導入し、γ軸電流指令値とδ軸誤差電流の積分値との積の符号によって仮想γ軸を時計回りまたは反時計回りにΔθだけ動かし、実際の磁極軸ｄ軸に推定位置角θγを近づけている。そして、δ軸誤差電流の積分値は、実際の磁極軸ｄ軸と推定磁極軸γ軸とが一致してくると値が小さくなり精度が落ちるのでこの処理を２回行い、それぞれの推定位置角θγの差が２０度以内におさまらない場合は再度位置角推定を行うようにしている。

特開２００６−１０９６５１号公報

ところが、従来の磁極位置推定方法には、次の課題がある。
（１）仮想的な回転座標を導入したことにより実際の磁極軸ｄ軸と仮想磁極軸γ軸の差が小さくなったときにδ軸電流誤差の積分値が小さく電流検出時のノイズおよびオフセットの影響を受け、その積分値の符号を利用するために０付近の判定が困難になる。
（２）モータパラメータ変動の影響をなくすために行った積分値の符号の導入によって位置角推定の精度が低くなる。

上記課題を解決するために、本発明のセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータの初期磁極位置推定方法は、
センサレス突極形ブラシレスＤＣモータの駆動装置に対し、静止直交座標系をなすαβ座標上でのα軸電圧指令値及びβ軸電圧指令値として与える制御段階と、
前記駆動装置から前記モータに対して供給される交流電流を前記αβ座標上のα軸電流及びβ軸電流として検出する電流検出段階と、
前記α軸電流の振幅と前記β軸電流の振幅との電流振幅偏差を算出する電流振幅偏差演算段階とを含み、
前記制御段階では、前記α軸電圧指令値及び前記β軸電圧指令値を式（１）で示される高周波電圧で与えるとともに、α軸電流の方がβ軸電流より大きい場合は、ｖ_sdに対してｖ_tdを相対的に増加させ、α軸電流の方がβ軸電流より大きい場合は、ｖ_tdに対してｖ_sdを相対的に増加させることにより、前記電流振幅偏差をなくすようにフィードバック制御し、前記電流振幅偏差がなくなると、そのときのｖ_td及びｖ_sdを用い式（２）に基づいて初期磁極位置角を算出するようにした。

ここで、前記角周波数ω_hとしては、特に限定されないが、前記駆動装置で正弦波が出力でき、かつできる限り高い周波数（例えば前記モータの最高回転数程度）とすることの望ましい。また、前記α軸電圧指令値ｖ_α及び前記β軸電圧指令値ｖ_βの振幅としては、前記モータが回転するようなトルクがかかることがない値であれば特に限定されないが、該モータの定格相電圧の約１０％以下の値とすることを例示する。そして、この前記α軸電圧指令値ｖ_α及び前記β軸電圧指令値ｖ_βの振幅に基づいて、前記位置角推定用の交流電流ｉ_hの振幅や、位置角推定用電圧ｖ_sd，ｖ_tdを設定する。

この方法によれば、式（２）に示されるように、モータパラメータを一切含んでおらず、制御指令として与えるパラメータのみで初期磁極位置角を算出することができる。このモータパラメータとは、モータの電気的なパラメータに関し、温度の変化によって変わるモータ巻線の抵抗値、また、同じモータによっても個体差に起因するモータ巻線の抵抗値およびインダクタンスの変動を指している。従って、この方法によれば、原理的にモータパラメータの変動の影響を受けずに初期磁極位置角を精度良く推定することができ、これによりモータ始動時から高いトルクの発生を実現することができる。

また、本発明のセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータの制御装置は、
センサレス突極形ブラシレスＤＣモータの駆動装置に対し、静止直交座標系をなすαβ座標上でのα軸電圧指令値及びβ軸電圧指令値として与える制御手段と、
前記駆動装置から前記モータに対して供給される交流電流を前記αβ座標上のα軸電流及びβ軸電流として検出する電流検出手段と、
前記α軸電流の振幅と前記β軸電流の振幅との電流振幅偏差を算出する電流振幅偏差演算手段とを備え、
前記制御手段は、前記α軸電圧指令値及び前記β軸電圧指令値を前記式（１）で示される高周波電圧で与えるとともに、α軸電流の方がβ軸電流より大きい場合は、ｖ_sdに対してｖ_tdを相対的に増加させ、α軸電流の方がβ軸電流より大きい場合は、ｖ_tdに対してｖ_sdを相対的に増加させることにより、前記電流振幅偏差をなくすようにフィードバック制御し、前記電流振幅偏差がなくなると、そのときのｖ_td及びｖ_sdを用い前記式（２）に基づいて初期磁極位置角を算出するように構成されている。

この制御装置によっても、前記初期磁極位置角推定方法と同様の効果を得ることができる。

本発明に係るセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータの初期磁極位置推定方法及び制御装置によれば、原理的にモータパラメータの変動の影響を受けずに初期磁極位置角を精度良く推定することができ、これによりモータ始動時から高いトルクの発生を実現することができるという優れた効果を奏する。

図１〜図５は本発明を具体化した一実施形態のセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータ１０（以下、モータ１０という。）の初期磁極位置推定方法及び制御装置１を示している。この制御装置１は、図１に示すように、モータ１０の駆動装置１１に対し、静止直交座標系をなすαβ座標上でのα軸電圧指令値ｖ_α及びβ軸電圧指令値ｖ_βとして与える制御手段２と、駆動装置１１からモータ１０に対して供給される交流電流を前記αβ座標上のα軸電流ｉ_α及びβ軸電流ｉ_βとして検出する電流検出手段３と、α軸電流ｉ_αの振幅とβ軸電流ｉ_βの振幅との電流振幅偏差Δｉを算出する電流振幅偏差演算手段４とを備えている。モータ１０は複数相の交流電流で駆動されるものであり、本例では３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の交流電流で駆動されるものを使用している。図２は、この３相モータ１０の回転子位置と静止座標系のαβ座標軸及び回転座標系のｄｑ座標軸との関係を示している。駆動装置１１は、直流電力から任意周波数の３相交流電力に変換するＰＷＭインバータとなっており、この駆動装置１１へ供給する直流電力は、３相電源１２の３相交流電力が３相電源整流器１３により整流されてなっている。３相電源整流器１３の出力端子間には、直流電圧平滑化用コンデンサ１４が接続されている。

電流検出手段３は、モータ１０のＵ相及びＶ相に供給される交流電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖを検出し、これをαβ座標上のα軸電流ｉ_α及びβ軸電流ｉ_βに変換するように構成されている。

電流振幅偏差演算手段４は、α軸電流ｉ_αの振幅値｜ｉ_α｜_maxと、β軸電流ｉ_βの振幅値｜ｉ_β｜_maxとを用い、電流振幅偏差Δｉ＝｜ｉ_α｜_max−｜ｉ_β｜_maxを出力する。

制御手段２は、α軸電圧指令値ｖ_α及びβ軸電圧指令値ｖ_βを式（１）で示される高周波電圧で与える電圧指令部８と、α軸電流ｉ_αの方がβ軸電流ｉ_βより大きい場合（Δｉ＞０）は、ｖ_sdに対してｖ_tdを相対的に増加させ、α軸電流ｉ_αの方がβ軸電流ｉ_βより大きい場合（Δｉ＜０）は、ｖ_tdに対してｖ_sdを相対的に増加させるｖ_sd制御部６及びｖ_td制御部７を備えており、電圧指令部８、ｖ_sd制御部６及びｖ_td制御部７により、電流振幅偏差Δｉをなくすようにフィードバック制御するように構成されている。本例では、ｖ_sd制御部６及びｖ_td制御部７におけるｖ_td，ｖ_sdの増減方法として、ｖ_td，ｖ_sdからなるベクトル＜ｖ_d＞＝［ｖ_sd，ｖ_td］＝ｖ_dｅ^ｊθdを定義することにより、電圧が大きくならないように｜ｖ_d｜＝√（ｖ_sd ^２＋ｖ_td ^２）が一定値以下になるように制限し、α軸電流ｉ_αの方がβ軸電流ｉ_βより大きい場合（Δｉ＞０）は、θdを増加させることによってｖ_sdに対してｖ_tdを相対的に増加させ、α軸電流ｉ_αの方がβ軸電流ｉ_βより大きい場合（Δｉ＜０）は、θdを減少させることによってｖ_tdに対してｖ_sdを相対的に増加させる方法を採用している。

また、制御手段２は、電流振幅偏差Δｉがなくなると、そのときのｖ_td及びｖ_sdを用い式（２）に基づいて初期磁極位置角θを算出する位置角演算手段５を備えている。なお、式（２）におけるｎが、１（Ｎ極）又は３（Ｓ極）のいずれであるかを判別する方法については、公知の判別方法を適宜採用することができる。この判別方法として、本例では、電源電圧Ｖ_dcを増加させたとき、ｉ_α（又はｉ_β）の正半波の振幅i_αPmaxと負半波の振幅i_αNmaxの増加分の大小を比較して、i_αPmaxの増加分が大きいときはｎ＝１（N極側）、i_αNmaxの増加分が大きいときはｎ＝３（S極側）と判別する方法を採用している。

次に、式（２）の導出方法について説明する。まず、静止座標系の電圧電流方程式は、式（３）で示される。

式（１）と式（３）を比較すると、電流振幅偏差Δｉが０、即ち｜ｉ_α｜_max＝｜ｉ_β｜_maxのとき、式（４）が得られる。

式（４）に回転行列を掛けて整理すると、式（５）が得られ、この式から式（２）が導出されるのである。

次に、本発明の制御装置１の制御処理について、同装置を使用して実施する初期磁極位置推定方法とともに、図３に示すフローチャートを参照しながら説明する。まず、制御手段２の電圧指令部８における初期設定として、直流電圧平滑用コンデンサ１４の電圧ｖ_dcを検出し、この電圧ｖ_dcに基づいてα軸電圧指令値ｖ_α及びβ軸電圧指令値ｖ_βの振幅を決定するとともに、これに基づいて位置角推定用の交流電流ｉ_h及び位置推定用電圧振幅ｖ_dを決定し、さらに、θdの初期値として例えば４５度を設定する（ステップＳ５０）。次いで、制御手段２の電圧指令部８により、式（１）で示される高周波による電圧指令値ｖ_α、ｖ_βを算出し、駆動装置１１へ出力する（ステップＳ５１）。次いで、電流検出手段３により、α軸電流ｉ_α及びβ軸電流ｉ_βを検出する（ステップＳ５２）。次いで、このα軸電流ｉ_α及びβ軸電流ｉ_βを用い、電流振幅偏差演算手段４により電流振幅偏差Δｉを算出する（ステップＳ５３）。次いで、ｖ_sd制御部６及びｖ_td制御部７により、それぞれ電流振幅偏差Δｉをチェックし、電流振幅偏差Δｉが０より大きければ（ステップＳ５４，Ｓ５５）、θdを増加することによってｖ_sdに対してｖ_tdを相対的に増加させ（ステップＳ５６）、ステップＳ５１に戻り、電流振幅偏差Δｉが０より小さければ（ステップＳ５４，Ｓ５５）、θdを減少することによってｖ_tdに対してｖ_sdを相対的に増加させ（ステップＳ５７）、ステップＳ５１に戻る。また、位置角演算手段５により電流振幅偏差Δｉをチェックし、Δｉが０になっていると（ステップＳ５４）、電流振幅偏差Δｉがなくなっているときのｖ_td及びｖ_sdを用いるとともに、公知の判別方法によりｎが、１（Ｎ極）又は３（Ｓ極）のいずれであるかを判別することにより、式（２）に基づいて初期磁極位置角θを算出し、本処理を終了する。

このように本初期磁極位置推定方法は、モータ１０の駆動装置１１に対し、静止直交座標系をなすαβ座標上でのα軸電圧指令値ｖ_α及びβ軸電圧指令値ｖ_βとして与える制御段階（ステップＳ５１，Ｓ５４〜Ｓ５８）と、駆動装置１１からモータ１０に対して供給される交流電流を前記αβ座標上のα軸電流ｉ_α及びβ軸電流ｉ_βとして検出する電流検出段階（ステップＳ５２）と、α軸電流ｉ_αの振幅とβ軸電流ｉ_βの振幅との電流振幅偏差Δｉを算出する電流振幅偏差演算段階（ステップＳ５３）とを含んでいる。そして、前記制御段階では、α軸電圧指令値ｖ_α及びβ軸電圧指令値ｖ_βを式（１）で示される高周波電圧で与えるとともに（ステップＳ５１）、α軸電流ｉ_αの方がβ軸電流ｉ_βより大きい場合（ステップＳ５４，Ｓ５５）は、ｖ_sdに対してｖ_tdを相対的に増加させ（ステップＳ５６）、α軸電流ｉ_αの方がβ軸電流ｉ_βより大きい場合（ステップＳ５４，Ｓ５５）は、ｖ_tdに対してｖ_sdを相対的に増加させる（ステップＳ５７）ことにより、電流振幅偏差Δｉをなくすようにフィードバック制御し、電流振幅偏差Δｉがなくなると（ステップＳ５４）、そのときのｖ_td及びｖ_sdを用い式（２）に基づいて初期磁極位置角θを算出する（ステップＳ５８）ようにしている。

以上のように構成された本例の制御装置１及び初期磁極位置推定方法によれば、式（２）に示されるように、モータパラメータを一切含んでおらず、制御指令として与えるパラメータのみで初期磁極位置角θを算出することができる。このため、原理的にモータパラメータの変動の影響を受けずに初期磁極位置角θを精度良く推定することができ、これによりモータ始動時から高いトルクの発生を実現することができる。

なお、本発明は前記実施形態に限定されるものではなく、例えば本発明を、３相以外の複数相のモータに対して適用する等、発明の趣旨から逸脱しない範囲で適宜変更して具体化することもできる。

本実施例は、定格相電圧２００[Ｖ]のモータ１９について初期磁極位置角θを推定した例を示している。このモータ１９は、電機子巻線抵抗Ｒ＝３[Ω]，ｄｑ座標上のｄ軸インダクタンスＬ_d＝０．０１２[Ｈ]，同ｑ軸インダクタンスＬ_q＝０．０１８[Ｈ]となっており、図４に示すインダクタンス特性を備えている。本実施例では、直流電圧平滑用コンデンサ１４の電圧ｖ_dc＝２８[Ｖ]、電圧指令値Ｖ（ｖ_α及びｖ_βの振幅）＝５[Ｖ]、位置角推定用の交流電流の角周波数ω_h＝２００[Ｈｚ]、同交流電流の振幅ｉ_h＝０．１[Ａ]、位置推定用電圧振幅ｖ_d=２[Ｖ]とした。

ここで、３相電源整流器１３の出力部分の直流電圧平滑用コンデンサ１４の電圧ｖ_dc＝２８[Ｖ]としたのは、電源投入時または待機電力削減モードからの復帰時において、直流電圧平滑用コンデンサ１４の電圧ｖ_dcが比較的低い状態（２８[Ｖ]）では、図５に示すように、駆動装置１１の出力電流ｉ_α，ｉ_βを正確に制御でき、さらに磁極位置角の推定精度を高めることができるからである。また、電圧指令値Ｖ＝５[Ｖ]としたのは、このＶは本発明による位置角推定時にモータ１９が回転するようなトルクがかかることがないように、モータ１９の定格相電圧２００[Ｖ]の約１０％以下の値とすることが望ましいからである。また、角周波数ω_h＝２００[Ｈｚ]としたのは、このω_hは駆動装置１１におけるＰＷＭ制御で正弦波が出力でき、かつできる限り高い周波数であることが望ましいからであり、本例ではモータ１９の最高回転数程度である１００[Ｈｚ]〜３００[Ｈｚ]程度となるようにした。また、電流指令値ｉ_h＝０．１[Ａ]としたのは、モータ１９のインダクタンスＬ_d（０．０１２[Ｈ]）とＬ_q（０．０１８[Ｈ]）から式（１）右辺の２項のみを考慮すると電流指令値ｉ_hの最大値ｉ_hm＝Ｖ／{ω_h（Ｌ_d＋Ｌ_q）／２}＝０．２６５[Ａ]となり、実際には式（１）右辺の１項および３項による電流もあるので、これ以下の値に電流指令値ｉ_hを設定したものである。また、位置推定用電圧振幅ｖ_d＝２[Ｖ]としたのは、電圧指令値Ｖ＝５[Ｖ]に対して流れる電流の振幅がｉ_hmであるとすると、式（３）の第２項のＬ_d−Ｌ_qによる電圧の振幅はｉ_hm×ω_h×（Ｌ_d−Ｌ_q）／２＝１[Ｖ]となり、ｖ_dは、この電圧以上から電圧指令値Ｖである５[Ｖ]以下の電圧となるように設定した。

本実施例についての推定結果を表１に示す。このように、本発明によれば、初期磁極位置角θの推定精度が約±３度となり、初期磁極位置角を精度良く推定できた。

本発明を具体化した一実施形態に係るセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータの制御装置の概念ブロック図である。 同モータとして例示する３相モータの回転子位置と静止座標系のαβ座標軸及び回転座標系のｄｑ座標軸との関係を示す図である。 同制御装置の制御処理の流れを示すフローチャートである。 実施例で使用したモータのインダクタンス特性を示す図である。 実施例におけるモータのα相及びβ相に供給されるモータ電流を示す図であり、（ａ）が制御前、（ｂ）が制御後（電流振幅偏差Δｉがなくなった状態）のモータ電流を示している。 従来の磁極位置推定方法の概念ブロック図である。

符号の説明

１ 制御装置
２ 電流検出手段
３ 電流振幅偏差演算手段
４ 制御手段
５ 位置角演算手段
６ ｖ_sd制御部
７ ｖ_td制御部
８ 電圧指令部
１０ モータ
１１ 駆動装置
１２ ３相電源
１３ ３相電源整流器
１４ 直流電圧平滑用コンデンサ

Claims (2)

1. センサレス突極形ブラシレスＤＣモータの駆動装置に対し、静止直交座標系をなすαβ座標上でのα軸電圧指令値及びβ軸電圧指令値として与える制御段階と、
   前記駆動装置から前記モータに対して供給される交流電流を前記αβ座標上のα軸電流及びβ軸電流として検出する電流検出段階と、
   前記α軸電流の振幅と前記β軸電流の振幅との電流振幅偏差を算出する電流振幅偏差演算段階とを含み、
   前記制御段階では、前記α軸電圧指令値及び前記β軸電圧指令値を式（１）で示される高周波電圧で与えるとともに、α軸電流の方がβ軸電流より大きい場合は、ｖ_sdに対してｖ_tdを相対的に増加させ、α軸電流の方がβ軸電流より大きい場合は、ｖ_tdに対してｖ_sdを相対的に増加させることにより、前記電流振幅偏差をなくすようにフィードバック制御し、前記電流振幅偏差がなくなると、そのときのｖ_td及びｖ_sdを用い式（２）に基づいて初期磁極位置角を算出するようにしたセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータの初期磁極位置推定方法。
   
   

   
2. センサレス突極形ブラシレスＤＣモータの駆動装置に対し、静止直交座標系をなすαβ座標上でのα軸電圧指令値及びβ軸電圧指令値として与える制御手段と、
   前記駆動装置から前記モータに対して供給される交流電流を前記αβ座標上のα軸電流及びβ軸電流として検出する電流検出手段と、
   前記α軸電流の振幅と前記β軸電流の振幅との電流振幅偏差を算出する電流振幅偏差演算手段とを備え、
   前記制御手段は、前記α軸電圧指令値及び前記β軸電圧指令値を式（１）で示される高周波電圧で与えるとともに、α軸電流の方がβ軸電流より大きい場合は、ｖ_sdに対してｖ_tdを相対的に増加させ、α軸電流の方がβ軸電流より大きい場合は、ｖ_tdに対してｖ_sdを相対的に増加させることにより、前記電流振幅偏差をなくすようにフィードバック制御し、前記電流振幅偏差がなくなると、そのときのｖ_td及びｖ_sdを用い式（２）に基づいて初期磁極位置角を算出するように構成されたセンサレス突極形ブラシレスＤＣモータの制御装置。
   
   

   

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