WO2019155756A1 - 多群多相回転電機の制御装置および多群多相回転電機の駆動装置 - Google Patents

多群多相回転電機の制御装置および多群多相回転電機の駆動装置 Download PDF

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WO2019155756A1
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義浩 深山
盛幸 枦山
広大 岡崎
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a control device for a multi-group multi-phase rotating electric machine and a drive device for the multi-group multi-phase rotating electric machine used for an electric power steering device, an elevator hoisting machine, and the like.
  • a control device that controls a multi-group multi-phase rotating electrical machine using a plurality of three-phase inverters is disclosed (for example, see Patent Document 1).
  • a control device that corrects the current value of each phase in order to reduce torque ripple generated in a rotating electrical machine having an eccentric shaft is disclosed (for example, see Patent Document 2).
  • JP 2013-504293 A page 4-5, FIG. 12
  • Japanese Patent Laying-Open No. 2009-296706 page 6-7, FIG. 1
  • eccentricity or roundness deviation of the stator or rotor occurs due to manufacturing error of the rotating electrical machine. Due to such eccentricity or roundness deviation, the gap between the stator and the rotor changes during one rotation period. For this reason, there has been a problem that variation in magnetic flux density occurs during one rotation period, and vibration and noise are generated.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and magnetic flux generated during one rotation period even if eccentricity due to a manufacturing error of a rotating electrical machine or roundness deviation of a stator or rotor occurs.
  • the purpose is to correct the density variation. As a result, it is possible to suppress the vibration and noise of the rotating electrical machine.
  • a control device for a multi-group multi-phase rotating electrical machine includes: A control device for a multi-group multi-phase rotating electrical machine for controlling a multi-group multi-phase rotating electrical machine in which windings of different groups are arranged at positions where mechanical spatial phases are different by 180 / N (N is an integer of 2 or more).
  • a control target calculation unit for calculating an initial current command value of each phase based on the torque command value;
  • Correction coefficient for calculating each group correction coefficient corresponding to each group from a spatial mode M (M is 0 or a positive integer) of electromagnetic force caused by magnetic flux density variation with respect to the rotation periodicity at the time of rotation of the multi-group multi-phase rotating electrical machine A calculation unit;
  • a current command value correction unit that calculates a current command value of each phase corrected based on the initial current command value and each group correction coefficient;
  • This invention Correction coefficient for calculating each group correction coefficient corresponding to each group from a spatial mode M (M is 0 or a positive integer) of electromagnetic force caused by magnetic flux density variation with respect to the rotation periodicity at the time of rotation of the multi-group multi-phase rotating electrical machine
  • a calculation unit since it includes a current command value correction unit that calculates the current command value of each phase corrected based on the initial current command value and each group correction coefficient, Even if the eccentricity caused by the manufacturing error of the rotating electrical machine or the deviation of the roundness of the stator or the rotor occurs, it is possible to correct the variation in the magnetic flux density generated during one rotation period.
  • FIG. 1 is a schematic cross-sectional view showing the structure of a multi-group multiphase rotating electrical machine according to Embodiment 1 for carrying out the present invention.
  • a description will be given by taking as an example a permanent magnet synchronous rotating electric machine having three groups and three phases distributed winding shown in FIG.
  • the rotation axis direction of the rotating electrical machine is the z-axis
  • the directions perpendicular to the z-axis are the x-axis and the y-axis, respectively.
  • the rotating electrical machine 2 includes a rotor 201 and a stator 202.
  • the rotor 201 includes a rotor iron core 203, a permanent magnet 204, and a shaft 205.
  • the rotor core 203 is configured by laminating electromagnetic steel plates.
  • the rotor core 203 is provided with six V-shaped magnet slots 206 that form a set of two at regular intervals in the circumferential direction.
  • the permanent magnet 204 is inserted into the magnet slot 206 and is arranged so that one V-shape forms one pole, and alternately forms N and S poles in the circumferential direction.
  • the shaft 205 is configured on the inner diameter side of the rotor core 203 and is press-fitted into the rotor core 203.
  • the stator 202 is inserted into a status lot 209 formed between 36 stator teeth 208 projecting in an inner diameter direction from an annular stator yoke 207 and adjacent stator teeth 208, and a coil is provided every six slots in the circumferential direction. It is comprised with the stator coil 210 arrange
  • the stator coil 210 corresponds to the third phase of the third group, and corresponds to the U1, V1, and W1 coils corresponding to the third phase of the first group, and the U2, V2, and W2 coils corresponding to the third phase of the second group. And a U3 coil, a V3 coil, and a W3 coil corresponding to the third phase of the third group.
  • each stator coil indicates whether the current direction is upward or downward in the direction perpendicular to the paper surface.
  • the three-phase coils of the first group are housed in 12 status lots 209 adjacent in the circumferential direction among the 36 status lots 209.
  • the second group of three-phase coils is housed in twelve status lots 209 adjacent to the twelve status lots 209 in which the first group of three-phase coils is housed. It is stored in 12 adjacent status lots 209. In this manner, the three groups of the triple three-phase coils are arranged at positions shifted by 120 degrees with respect to a mechanical angle of 360 degrees corresponding to one mechanical rotation.
  • FIG. 2 is a schematic diagram showing the connection between the rotating electrical machine 2 and the inverter 3 in the present embodiment.
  • the three groups of three-phase coils are connected to different three-phase inverters 301, 302, and 303, respectively.
  • the three groups of three-phase coils are individually controlled by three-phase inverters 301, 302, and 303, respectively.
  • stator 202 and the rotor 201 of the rotating electrical machine 2 are eccentric from each other, the stator 202 and the rotor 201 are close to each other in the + x direction, and the stator 202 and the rotor 201 are close to the ⁇ x direction.
  • the stator 202 and the rotor 201 are close to the ⁇ x direction.
  • the currents supplied to the three groups are controlled to be equal to each other.
  • the gap dimension is smaller than the reference value in the + x direction.
  • the magnetic flux density is increased, and the gap magnetic flux density is decreased in the ⁇ x direction because the gap dimension is larger than the reference value.
  • harmonics that increase or decrease once per mechanical angle are superimposed on the electromagnetic force proportional to the square of the gap magnetic flux density.
  • the reference value is a gap dimension when it is assumed that the rotating electrical machine has neither eccentricity nor a deviation in roundness of the stator 202 or the rotor 201.
  • the spatial secondary (mode 2) eigenvalue has a resonance frequency lower than that of the spatial tertiary eigenvalue, and generally, the resonance frequency having a lower order has a larger transfer function at the time of resonance, which causes problems as vibration and noise.
  • Cheap the resonance frequency having a lower order has a larger transfer function at the time of resonance, which causes problems as vibration and noise.
  • FIG. 3 is a schematic diagram showing a control device for a rotating electrical machine according to the present embodiment.
  • the control device 1 of the present embodiment includes a control target calculation unit 410 that calculates each phase current initial value 102 of each group based on a torque command value 101 given from the outside (see step S1 in FIG. 4), which will be described later.
  • a control target calculation unit 410 that calculates each phase current initial value 102 of each group based on a torque command value 101 given from the outside (see step S1 in FIG. 4), which will be described later.
  • each phase current initial value 102 of each group, and the correction coefficient 103 calculated by the correction coefficient calculation unit 411 each phase current command value 104 of each group corrected by the correction coefficient 103 is obtained.
  • Each phase current command value 104 is calculated based on the calculated current command value correction unit 412 (see step S3 in FIG.
  • each phase current command value 104 and each phase current value 105 of each group that is actually energized. Is converted into each phase voltage command value 106 of each group (see step S4 in FIG. 4), and PWM that calculates the gate signal 107 output to the inverter 3 based on each phase voltage command value 106 It includes a calculation unit 414 (see step S5 in FIG. 4).
  • Each phase current initial value 102 of each group corresponds to a current command value of each phase of each group when there is no eccentricity and no roundness deviation of the stator 202 or the rotor 201.
  • the inverter 3 includes the three-phase inverters 301, 302, and 303 shown in FIG.
  • the inverter 3 operates as a power converter.
  • the inverter 3 causes a current to flow through the winding of each phase of each group based on the gate signal 107 output from the PWM calculation unit 414.
  • the shaft 205 of the rotating electrical machine 2 has a function of detecting the rotational position and sending the detected value 109 of the rotational position to the control target calculation unit 410.
  • the rotating electrical machine 2 has a function of detecting a variation in the magnetic flux density of each group and sending the detected value 108 to the correction coefficient calculation unit 411.
  • the control device 1 and the inverter 3 constitute a drive device for the rotating electrical machine 2.
  • the correction coefficient calculation unit 411 calculates a correction coefficient from the ratio between the average value and the magnetic flux density of each group so that the magnetic flux density of each group is averaged (see step S2 in FIG. 4). In other words, the correction coefficient calculation unit 411 corrects each group corresponding to each group from the spatial mode M (M is 0 or a positive integer) of electromagnetic force caused by the magnetic flux density variation with respect to the rotation periodicity during rotation of the rotating electrical machine. Calculate the coefficient.
  • the spatial mode M indicates a state in which the magnetic flux density fluctuates M times sinusoidally for one mechanical rotation of the rotating electrical machine.
  • the magnetic flux density is detected by, for example, a hall sensor.
  • the current command value correction unit 412 multiplies the command value of each group by the correction coefficient 103 to calculate each phase current command value of each corrected group (see step S3 in FIG. 4).
  • FIG. 4 is a flowchart showing a processing flow of the control device for the rotating electrical machine according to the present embodiment.
  • step S ⁇ b> 1 the control target calculation unit 410 receives the torque command value 101 and the detected rotational position value 109 of the rotating electrical machine 2, and receives the torque command value 101 and the rotational position. On the basis of the detected value 109, each phase current initial value 102 of each group is calculated.
  • step S2 in parallel with the process of step S1, the correction coefficient calculation unit 411 uses each detected value 108 of the magnetic flux density detected by the Hall sensor to average each group's magnetic flux density. The average value of the detected values 108 of the magnetic flux density is obtained, and the correction coefficient 103 is calculated from the ratio between the average value and the detected value 108 of the magnetic flux density of each group.
  • step S3 the current command value correction unit 412 receives each phase current initial value 102 of each group and the correction coefficient 103 of each group, and obtains each phase current initial value 102 of each group and correction coefficient 103 of each group. Multiplication is performed to calculate the current command value 104 for each group.
  • step S4 the voltage conversion unit 413 receives the current command value 104 of each group and the detected current value 105 of each group, and based on the current command value 104 of each group and the current value 105 of each group, Each phase voltage command value 106 of each group is calculated.
  • the voltage conversion unit 413 performs PI control until the difference between the current command value 104 of each group and the current value 105 of each group becomes 0, and each phase voltage command value of each group. 106 is calculated.
  • step S5 the PWM calculation unit 414 calculates the gate signal 107 output to the inverter 3 based on each phase voltage command value 106 of each group, and controls the operation of the inverter 3.
  • FIG. 5 is a configuration diagram illustrating a hardware configuration of the control device 1.
  • the control device 1 and the inverter 3 constitute a drive device.
  • the drive device uses the rotating electrical machine 2 to drive a load (not shown) connected to the rotating electrical machine 2.
  • the control device 1 includes a processor 501 and a storage device 502 as a hardware configuration.
  • the storage device 502 includes a volatile storage device such as a random access memory, and a nonvolatile auxiliary storage device such as a flash memory.
  • a volatile storage device such as a random access memory
  • a nonvolatile auxiliary storage device such as a flash memory.
  • An auxiliary storage device such as a hard disk may be provided instead of the nonvolatile auxiliary storage device.
  • a program is input to the processor 501 from the auxiliary storage device of the storage device 502 via the volatile storage device.
  • the processor 501 executes a program input from the storage device 502.
  • the processor 501 outputs data such as a calculation result to the volatile storage device of the storage device 502 or outputs the data to the auxiliary storage device via the volatile storage device and stores the data.
  • the control target calculation unit 410, the correction coefficient calculation unit 411, the current command value correction unit 412, the voltage conversion unit 413, and the PWM calculation unit 414 may be realized by a processing circuit such as a system LSI.
  • a low-order waveform is not generated in the magnetic flux density distribution of the gap, so that an electromagnetic force that generates a low-order deformation is not generated, and a low-frequency resonance is generated. And the occurrence of resonance with a large response can be prevented.
  • three groups of three-phase windings are arranged at intervals of 120 degrees in mechanical angle, so that variations in gap magnetic flux density can be detected with three (eccentric) vectors shifted by 120 degrees. Therefore, it is possible to suppress the excitation force that deforms once and the excitation force that deforms twice with respect to one cycle of the mechanical angle.
  • the exciting force that deforms once is generated by eccentricity
  • the exciting force that deforms twice is generated by elliptical deformation. Therefore, the control device 1 of the present embodiment can correct eccentricity and elliptical deformation, respectively. . Further, even when eccentricity and elliptical deformation occur at the same time, they can be detected as overlapping, so that both can be corrected simultaneously.
  • Magnetoelectric devices include Hall sensors, TMR (tunnel magnetoresistive effect) elements, GMR (giant magnetoresistive) elements, search coils, and the like.
  • Hall sensors are arranged at the front end portions (gap surfaces) of the stator teeth 208 of the rotating electrical machine 2 at equal intervals at the center positions of each group at a mechanical angle of 120 degrees.
  • variation in gap magnetic flux density can be detected, so that a current command value is applied to a group located at a location corresponding to a sensor having a high magnetic flux density so as to reduce variation based on the detected magnetic flux density.
  • a correction value for increasing the current command value is calculated for a group located at a location corresponding to a sensor having a low magnetic flux density.
  • the same effect can be obtained by using other magnetoelectric devices.
  • the sensors are arranged every 120 degrees, the detection pitch may be reduced by using three or more sensors.
  • detection may be performed using a stator coil instead of the search coil. In this way, it is possible to detect the variation in gap magnetic flux density without adding a member dedicated to detection.
  • the correction coefficient may be corrected as needed by continuously detecting the magnetic flux density variation during operation, or the correction coefficient may be calculated by detecting the magnetic flux density variation at the initial stage.
  • the magnetic flux variation may be estimated during operation using the value. Since eccentricity and deviation from a perfect circle do not change significantly with time, the inability to calculate the control device can be reduced by calculating and using a correction coefficient in the initial stage. On the other hand, if the eccentricity of the swinging changes greatly with time, it is better to continuously detect the magnetic flux density variation and correct the correction coefficient as needed.
  • the method for correcting the magnetic flux density variation described in the present embodiment includes a case in which the stator 202 or the rotor 201 is configured by a combination of cores divided in the circumferential direction, and an annular shape by bending a straight punched core.
  • This is particularly effective when configured as follows.
  • a part such as a frame that is in contact with the stator 202 or the rotor 201 is formed into an annular shape by bending a flat part, and these parts are assembled with the stator 202 or the rotor 201 by a method such as shrinking or press fitting. It is also particularly effective. This is because a roundness deviation is likely to occur in the stator and rotor 201 configured by these methods.
  • the eccentricity amount and the eccentric direction can be calculated, that is, the eccentricity vector can be calculated.
  • the detection value 109 of the rotational position may be corrected using this eccentric vector.
  • a correspondence table of correction values for eccentric vectors prepared in advance is used. Only the initial correction may be applied, or the correction may be applied continuously.
  • the correction value in each group becomes equal in the control device of the present embodiment. Although it cannot, it can correct
  • the excitation force that deforms four times with respect to one cycle of the mechanical angle cannot be accurately corrected by the control device of the present embodiment because the degree of freedom of correction is insufficient.
  • FIG. FIG. 6 is a schematic cross-sectional view showing the structure of a multi-group multi-phase rotating electrical machine according to Embodiment 2 for carrying out the present invention.
  • a permanent magnet synchronous rotating electric machine having four groups and three phases concentrated winding shown in FIG. 6 will be described as an example.
  • the rotating electrical machine 2 of the present embodiment is an 8 pole 12 slot 4 group 3 phase concentrated winding rotating electrical machine.
  • the phase coils of each group are arranged so as to be wound around the stator teeth 208, and a U-phase coil, a V-phase coil, and a W-phase coil are arranged in this order.
  • One cycle of electrical angle corresponds to a mechanical angle of 90 degrees, and the first group, the second group, the third group, the fourth group, and the windings are arranged in order for every three slots of one pole pair.
  • the inverter 3 includes four three-phase inverters corresponding to the four groups. The currents flowing through the windings of each phase in each group are corrected with different correction factors.
  • correction can be made not only for eccentricity or deviation of the circularity of the stator or rotor 201 but also for triangular deformation. As a result, it is possible to suppress the vibration and noise of the rotating electrical machine.
  • FIG. FIG. 7 is a schematic cross-sectional view showing the structure of a multi-group multiphase rotating electrical machine according to Embodiment 3 for carrying out the present invention.
  • a description will be given by taking as an example a permanent magnet synchronous rotating electric machine of group 2 and 3 phase distributed winding shown in FIG.
  • the rotating electrical machine 2 of the present embodiment is a rotating electrical machine with 8 poles and 48 slots and 2 groups, 3 phase distributed winding.
  • One group of windings is applied in the circumferential direction every four poles and 24 slots, and then two groups of windings are applied.
  • the inverter 3 is composed of two three-phase inverters corresponding to the two groups, respectively. The currents flowing through the windings of each phase in each group are corrected with different correction factors.
  • windings arranged at positions that are mechanically opposed to each other by 180 degrees are always in different groups, so that when the eccentricity is performed, the direction in which the stator and the rotor 201 approach and the direction in which the stator moves away are different. It can be detected and the eccentricity can be corrected. As a result, it is possible to suppress the vibration and noise of the rotating electrical machine.
  • FIG. FIG. 8 is a schematic cross-sectional view showing the structure of a multi-group multiphase rotating electrical machine according to Embodiment 4 for carrying out the present invention.
  • description will be made by taking as an example a permanent magnet synchronous rotating electric machine of group 2 and 3 phase distributed winding shown in FIG.
  • the rotating electrical machine 2 of the present embodiment is a rotating electrical machine with two groups and three phases distributed winding of 8 poles and 48 slots.
  • One group of windings is applied in the circumferential direction every two poles and 12 slots, then two groups of windings are applied, then one group of windings, and then two groups of windings.
  • the second group winding are alternately arranged twice for every 90 degrees of mechanical angle.
  • the inverter 3 is composed of two three-phase inverters corresponding to the two groups, respectively. The currents flowing through the windings of each phase in each group are corrected with different correction factors.
  • windings arranged at positions that are mechanically opposed to each other by 90 degrees are always in different groups, so the direction approaching and moving away when the ellipse is deformed (the short axis direction and the long axis direction). Direction) can be detected, and elliptical deformation can be corrected. As a result, it is possible to suppress the vibration and noise of the rotating electrical machine.
  • the rotating electrical machine of the present embodiment is configured such that the same group is arranged at a position opposed to 180 degrees. For this reason, since the eccentricity is averaged by the windings of the same group, the difference between the first group and the second group is less likely to occur and cannot be corrected.
  • FIG. FIG. 9 is a schematic cross-sectional view showing the structure of a multi-group multi-phase rotating electrical machine according to Embodiment 5 for carrying out the present invention.
  • a description will be given by taking as an example a permanent magnet synchronous rotating electric machine of group 2 and 3 phase concentrated winding shown in FIG.
  • the rotating electrical machine 2 of the present embodiment is a rotating electrical machine with 10 poles and 12 slots and a double 3-phase concentrated winding.
  • the first group winding and the second group winding are alternately arranged for each tooth in the circumferential direction with respect to the stator tooth 208.
  • the inverter 3 is composed of two three-phase inverters corresponding to the two groups, respectively. The currents flowing through the windings of each phase in each group are corrected with different correction factors.
  • control device 2 rotating electrical machine, 3 inverter, 201 rotor, 202 stator, 203 rotor core, 204 permanent magnet, 205 shaft, 206 magnet slot, 207 stator yoke, 208 stator teeth, 209 status lot, 210 stator coil, 410 control Target calculation unit, 411 correction coefficient calculation unit, 412 current command value correction unit, 413 voltage conversion unit, 414 PWM calculation unit.

Abstract

機械的空間位相が１８０／Ｎ（Ｎは２以上の整数）度異なる位置に異なる群の巻線が配置された多群多相回転電機を制御する多群多相回転電機の制御装置１であって、トルク指令値に基づいて各相の初期電流指令値を算出する制御目標演算部４１０と、多群多相回転電機の回転時の回転周期性に対する磁束密度ばらつきに起因する電磁力の空間モードＭ（Ｍは０または正の整数）から各群に対応する各群補正係数を算出する補正係数算出部４１１と、初期電流指令値と前記各群補正係数とに基づいて補正された各相の電流指令値を算出する電流指令値補正部４１２とを備える。

Description

多群多相回転電機の制御装置および多群多相回転電機の駆動装置
　この発明は、電動パワーステアリング装置、エレベータの巻上機などに用いられる多群多相回転電機の制御装置および多群多相回転電機の駆動装置に関する。
　複数の３相インバータを用いて多群多相回転電機を制御する制御装置が開示されている（例えば、特許文献１参照）。また、巻線に軸偏心のある回転電機に発生するトルクリプルを低減するために各相の電流値を補正する制御装置が開示されている（例えば、特許文献２参照）。
特表２０１３－５０４２９３号公報（４－５頁、図１２） 特開２００９－２９６７０６号公報（６－７頁、図１）
　通常、回転電機の製造誤差にともなう偏芯あるいはステータまたはロータの真円度ずれが生じる。このような偏芯または真円度ずれに起因して、ステータとロータとの間のギャップが回転一周期の間で変化する。このため、回転一周期の間で磁束密度のばらつきが生じ、振動および騒音が発生するという問題があった。
　従来の回転電機の制御方法では、この回転一周期の間に生じる磁束密度のばらつきを補正することができず、振動および騒音の発生を抑制することができない。
　この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、回転電機の製造誤差にともなう偏芯あるいはステータまたはロータの真円度ずれが生じても、回転一周期の間に生じる磁束密度のばらつきを補正することを目的とする。その結果、回転電機の振動および騒音の発生を抑制することができる。
　この発明に係る多群多相回転電機の制御装置は、
　機械的空間位相が１８０／Ｎ（Ｎは２以上の整数）度異なる位置に異なる群の巻線が配置された多群多相回転電機を制御する多群多相回転電機の制御装置であって、
　トルク指令値に基づいて各相の初期電流指令値を算出する制御目標演算部と、
　多群多相回転電機の回転時の回転周期性に対する磁束密度ばらつきに起因する電磁力の空間モードＭ（Ｍは０または正の整数）から各群に対応する各群補正係数を算出する補正係数算出部と、
　初期電流指令値と前記各群補正係数とに基づいて補正された各相の電流指令値を算出する電流指令値補正部と
を備えたものである。
　この発明は、
　多群多相回転電機の回転時の回転周期性に対する磁束密度ばらつきに起因する電磁力の空間モードＭ（Ｍは０または正の整数）から各群に対応する各群補正係数を算出する補正係数算出部と、
　初期電流指令値と前記各群補正係数とに基づいて補正された各相の電流指令値を算出する電流指令値補正部と
を備えているので、
　回転電機の製造誤差にともなう偏芯やステータやロータの真円度ずれが生じても、回転一周期の間に生じる磁束密度のばらつきを補正することができる。
この発明の実施の形態１に係る回転電機の断面模式図である。 この発明の実施の形態１に係る回転電機とインバータとの接続を示す模式図である。 この発明の実施の形態１に係る回転電機の制御装置を示す概略図である。 この発明の実施の形態１に係る回転電機の制御装置の処理の流れを示すフローチャートである。 この発明の実施の形態１に係る回転電機の制御装置のハードウェア構成を示す構成図である。 この発明の実施の形態２に係る回転電機の断面模式図である。 この発明の実施の形態３に係る回転電機の断面模式図である。 この発明の実施の形態４に係る回転電機の断面模式図である。 この発明の実施の形態５に係る回転電機の断面模式図である。
　実施の形態１．
　図１は、この発明を実施するための実施の形態１に係る多群多相回転電機の構造を示す断面模式図である。本実施の形態においては、図１に示す３群３相分布巻きの永久磁石同期型の回転電機を例に挙げて説明する。なお、図１において、回転電機の回転軸方向をｚ軸とし、ｚ軸に垂直な方向をそれぞれｘ軸、ｙ軸としている。
　図１に示すように、本実施の形態の回転電機２は、ロータ２０１とステータ２０２とで構成されている。ロータ２０１は、ロータ鉄心２０３、永久磁石２０４およびシャフト２０５で構成されている。ロータ鉄心２０３は、電磁鋼板が積層されて構成されている。ロータ鉄心２０３には、２つで一組を構成するＶ字形状の磁石スロット２０６が周方向に６個等間隔に設けられている。永久磁石２０４は、磁石スロット２０６に挿入され、Ｖ字１個で１極を構成し、周方向に交互にＮ極とＳ極とを構成するように配置されている。シャフト２０５は、ロータ鉄心２０３の内径側に構成されており、ロータ鉄心２０３に圧入されている。
　ステータ２０２は、円環状のステータヨーク２０７から内径方向に突出した３６個のステータティース２０８と、隣り合うステータティース２０８の間に構成されるステータスロット２０９に挿入され周方向に６スロット毎にコイルが配置される分布巻に配置されたステータコイル２１０とで構成されている。
　ステータコイル２１０は、３群３相に対応して、１群目の３相に対応するＵ１コイル、Ｖ１コイル、Ｗ１コイルと、２群目の３相に対応するＵ２コイル、Ｖ２コイル、Ｗ２コイルと、３群目の３相に対応するＵ３コイル、Ｖ３コイル、Ｗ３コイルとで構成されている。
　図１において、各ステータコイルの＋－表記は電流の向きが紙面垂直方向上向きか下向きかを示している。１群目の３相コイルは３６個のステータスロット２０９のうち、周方向に隣あう１２個のステータスロット２０９に収納される。そして、２群目の３相コイルは１群目の３相コイルが収納された１２個のステータスロット２０９に隣り合う１２個のステータスロット２０９に収納され、３群目の３相コイルは残りの隣り合う１２個のステータスロット２０９に収納される。このようにして、３重３相のコイルは３つの群がそれぞれ、機械的な１回転に対応した機械角３６０度に対して、１２０度ずつずれた位置に配置されている。
　図２は、本実施の形態における回転電機２とインバータ３との接続を示す模式図である。図２に示すように、３つの群の３相コイルはそれぞれ異なる３相インバータ３０１、３０２、３０３に接続されている。３つの群の三相コイルは、３相インバータ３０１、３０２、３０３によりそれぞれ個別に制御される。
　つぎに、偏芯あるいはステータ２０２またはロータ２０１の真円度ずれに対する補正について説明する。
　図１に示すように、回転電機２のステータ２０２とロータ２０１とが相互に偏芯しており、＋ｘ方向にステータ２０２とロータ２０１とが接近しており、－ｘ方向にステータ２０２とロータ２０１が離れているとする。
　このような状態で従来の電流制御を行なった場合、３群にそれぞれ通電される電流が等しくなるように制御されるため、結果的に＋ｘ方向ではギャップ寸法が基準値より小さくなっているためギャップ磁束密度が高くなり、－ｘ方向ではギャップ寸法が基準値より大きくなっているためギャップ磁束密度が小さくなる。このようになると、ギャップ磁束密度の２乗に比例する電磁力に機械角１周期に対して１回増減する高調波が重畳される。なお、ここで基準値とは、回転電機に偏芯およびステータ２０２またはロータ２０１の真円度ずれのいずれもがないと仮定したときのギャップ寸法である。
　図１に示す６極３６スロットの回転電機では、機械角１周期は電気角３周期に対応し、そのため、電気角での基本波（電気角空間１次）の電磁力の変形は機械角での空間３次に相当する。このため、この６極３６スロットの回転電機では空間３次に対応した変形モードが空間０次を除く最低次の電磁力として発生し、最低周波数の共振となる。一方、上述のように偏芯が発生すると、機械角一周期に対して１回増減する電磁力の高調波が重畳され、上記空間３次の電磁力は空間２次と空間４次とに変調され、共振を起こす。空間２次（モード２）の固有値は空間３次の固有値よりも共振周波数が低く、また、一般に、次数が低い共振周波数の方が共振時の伝達関数が大きいため、振動および騒音として問題になりやすい。
　図３は、本実施の形態に係る回転電機の制御装置を示す概略図である。本実施の形態の制御装置１は、外部から与えられるトルク指令値１０１に基づいて各群の各相電流初期値１０２を演算する制御目標演算部４１０と（図４のステップＳ１参照）、後述する補正係数算出部４１１と、各群の各相電流初期値１０２および補正係数算出部４１１で算出された補正係数１０３に基づいて、補正係数１０３で補正された各群の各相電流指令値１０４を算出する電流指令値補正部４１２（図４のステップＳ３参照）と、各相電流指令値１０４および実際に通電されている各群の各相の電流値１０５に基づいて、各相電流指令値１０４を各群の各相電圧指令値１０６に変換する電圧変換部４１３と（図４のステップＳ４参照）、各相電圧指令値１０６に基づいてインバータ３に出力するゲート信号１０７を演算するＰＷＭ演算部４１４と（図４のステップＳ５参照）を備えている。各群の各相電流初期値１０２は、偏芯およびステータ２０２またはロータ２０１の真円度ずれのいずれもがないとした場合の各群の各相の電流指令値に相当する。
　インバータ３は、図２に示した３相インバータ３０１、３０２、３０３で構成されている。インバータ３は電力変換器として動作する。インバータ３は、ＰＷＭ演算部４１４から出力されたゲート信号１０７に基づいて各群の各相の巻線に電流を流す。回転電機２のシャフト２０５には回転位置を検出してその回転位置の検出値１０９を制御目標演算部４１０に送る機能が備えられている。また、回転電機２には、各群の磁束密度のばらつきを検知してその検出値１０８を補正係数算出部４１１に送る機能が備えられている。なお、本実施の形態においては、制御装置１とインバータ３とで回転電機２の駆動装置を構成している。
　補正係数算出部４１１は、各群の磁束密度が平均化されるように平均値と各群の磁束密度との比から補正係数を算出する（図４のステップＳ２参照）。言い換えると、補正係数算出部４１１は、回転電機の回転時の回転周期性に対する磁束密度ばらつきに起因する電磁力の空間モードＭ（Ｍは０または正の整数）から各群に対応する各群補正係数を算出する。なお、空間モードＭとは、回転電機の機械的な１回転に対して、磁束密度が正弦波状にＭ回変動する状態を示す。また、磁束密度は、例えば、ホールセンサで検出する。
　電流指令値補正部４１２は、各群の指令値に補正係数１０３をかけあわせて、補正された各群の各相電流指令値を算出する（図４のステップＳ３参照）。
　図４は、本実施の形態に係る回転電機の制御装置の処理の流れを示すフローチャートである。
　図４に示すように、制御装置１においては、ステップＳ１で、制御目標演算部４１０が、トルク指令値１０１および回転電機２の回転位置の検出値１０９とを受け取り、トルク指令値１０１および回転位置の検出値１０９に基づいて、各群の各相電流初期値１０２を演算する。
　ステップＳ２では、ステップＳ１の処理と並行して、補正係数算出部４１１が、ホールセンサで検出した磁束密度の検出値１０８を用いて、各群の磁束密度が平均化されるように、各群の磁束密度の検出値１０８の平均値を求め、当該平均値と各群の磁束密度の検出値１０８との比から補正係数１０３を算出する。
　ステップＳ３では、電流指令値補正部４１２が、各群の各相電流初期値１０２と各群の補正係数１０３とを受け取り、各群の各相電流初期値１０２と各群の補正係数１０３とを乗算して、各群の電流指令値１０４を算出する。
　ステップＳ４では、電圧変換部４１３が、各群の電流指令値１０４と検出された各群の電流値１０５とを受け取り、各群の電流指令値１０４と各群の電流値１０５とに基づいて、各群の各相電圧指令値１０６を算出する。なお、算出方法としては、例えば、電圧変換部４１３は、各群の電流指令値１０４と各群の電流値１０５との差分が０になるまでＰＩ制御を行い、各群の各相電圧指令値１０６を算出する。
　ステップＳ５では、ＰＷＭ演算部４１４が、各群の各相電圧指令値１０６に基づいて、インバータ３に出力するゲート信号１０７を演算して、インバータ３の動作を制御する。
　図５は、制御装置１のハードウェア構成を示した構成図である。上述したように、制御装置１とインバータ３とで、駆動装置を構成している。駆動装置は、回転電機２を用いて、回転電機２に接続される図示しない負荷を駆動する。制御装置１は、ハードウェア構成として、図５に示すように、プロセッサ５０１と、記憶装置５０２とを備えている。図３で示した制御目標演算部４１０、補正係数算出部４１１、電流指令値補正部４１２、電圧変換部４１３、および、ＰＷＭ演算部４１４の各部の機能は、記憶装置５０２に記憶されたプログラムをプロセッサ５０１が読み出して実行することにより実現される。
　記憶装置５０２は、図示していないが、ランダムアクセスメモリ等の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリ等の不揮発性の補助記憶装置とを備える。不揮発性の補助記憶装置の代わりにハードディスク等の補助記憶装置を備えても良い。
　プロセッサ５０１に、記憶装置５０２の補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプログラムが入力される。プロセッサ５０１は、記憶装置５０２から入力されたプログラムを実行する。また、プロセッサ５０１は、演算結果等のデータを記憶装置５０２の揮発性記憶装置に出力するか、あるいは、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置に出力してデータを保存する。
　なお、制御目標演算部４１０、補正係数算出部４１１、電流指令値補正部４１２、電圧変換部４１３、ＰＷＭ演算部４１４は、システムＬＳＩ等の処理回路により実現しても良い。
　このように構成された制御装置１においては、偏芯あるいはステータ２０２またはロータ２０１の真円度ずれによってギャップ寸法にばらつきが生じた状態を検出もしくは推定し、ばらつきにともない電磁力に低次のモードが発生するのを抑制する。図１に示す例では、偏芯によりギャップ寸法が小さくなった方（＋ｘ方向）にある群の各相電流指令値を小さくするように補正し、ギャップ寸法が大きくなった方（－ｘ方向）にある群の各相電流指令値を大きくなるように補正する。
　このように構成された制御装置１で制御された回転電機では、ギャップの磁束密度分布に低次の波形が発生しないため、低次の変形を発生させる電磁力が発生せず、低い周波数の共振の発生や応答の大きな共振の発生を防ぐことができる。
　本実施の形態では３群の３相巻線を機械角で１２０度置きに配置しているため１２０度ずれた３つの（偏芯）ベクトルでギャップ磁束密度のばらつきを検出することができる。そのため、機械角１周期に対して１回変形する加振力と２回変形する加振力を抑制することができる。１回変形する加振力は偏芯により発生し、２回変形する加振力は楕円変形によって発生するため、本実施の形態の制御装置１では偏芯および楕円変形をそれぞれ補正することができる。また、偏芯と楕円変形とが同時に発生した場合でも、重ね合わせとして検出することができるので、両者を同時に補正することができる。
　次に、補正するための磁束密度ばらつきの検出方法について説明する。１つの検出方法として、磁気を検出して電気出力する磁電デバイスを使う方法がある。磁電デバイスとしては、ホールセンサ、ＴＭＲ（トンネル磁気 抵抗効果）素子、ＧＭＲ（巨大磁気抵抗）素子、サーチコイルなどがある。
　例えば、ホールセンサを機械角１２０度おきに各群の中心位置に等間隔に回転電機２のステータティース２０８の先端部（ギャップ面）に配置する。このようにするとギャップ磁束密度のばらつきを検出することができるので、検出した磁束密度を基にばらつきを低減するように、磁束密度が高いセンサに対応した場所に位置する群には電流指令値を小さくする補正値を、磁束密度が低いセンサに対応した場所に位置する群には電流指令値を大きくする補正値を算出する。他の磁電デバイスを用いても同様の効果がある。なお、１２０度おきセンサを配置するとしたが、３つ以上のセンサを用いて検出ピッチを小さくして検出してもよい。
　また、サーチコイルの代わりに、ステータコイルを用いて検出してもよい。このようにすれば、検出専用の部材を追加することなく、ギャップ磁束密度のばらつきを検出することができる。
　なお、上述の補正方法は、運転時に継続的に磁束密度ばらつきの検出を実施して補正係数を随時修正してもよいし、初期時に磁束密度ばらつきの検出を実施して補正係数を算出してその値を用いて運転時に磁束ばらつきを推定してもよい。偏芯や真円からのずれは経時的に大きく変化しないため、初期に補正係数を算出して使用すれば制御装置の演算不可を低減することができる。一方、振れ回りの偏芯は経時的に大きく変化する場合は、継続的に磁束密度ばらつきを検出して補正係数を随時修正した方がよい。
　他の検出方法として、電流指令値に対する実際の各群の通電電流ばらつきを検出し、補正係数を算出する方法がある。あるいは、無負荷誘起電圧の各群の通電ばらつきを検出し、補正係数を算出する方法がある。
　本実施の形態で説明した磁束密度ばらつきを補正する方法は、ステータ２０２またはロータ２０１が周方向に分割されたコアの組合せで構成される場合、および、直線状に打ち抜いたコアを曲げて円環状に構成する場合に特に有効である。また、フレームなどのステータ２０２またはロータ２０１に接する部品を平板状の部品を曲げて円環状に構成し、それらの部品をステータ２０２またはロータ２０１に対して、焼きバメ、圧入などの方法で組み立てる場合にも特に有効である。なぜなら、これらの方法で構成されるステータおよびロータ２０１では、真円度ずれが生じやすいからである。
　本実施の形態においては、偏芯を３つ以上の検出点から検出しているので、偏芯量と偏芯方向とを算出する、つまり偏芯ベクトルを算出することができる。この偏芯ベクトルを用いて回転位置の検出値１０９の補正を行ってもよい。補正には予め用意した偏芯ベクトルに対する補正値の対応表を用いる。初期補正のみ適用してもよいし、継続的に補正を適用してもよい。
　このようにすれば、偏芯による回転位置の検出誤差を低減することができ、電流指令値の理想値（偏芯や真円度ずれがない場合の電流指令値）からのずれによる加振力またはトルク脈動による振動および騒音を低減することができる。
　なお、機械角１周期に対して３回等間隔かつ等しい振幅で変形（三角形変形）する加振力に関しては、本実施の形態の制御装置では各群での補正値が等しくなってしまうため補正できないが、これに偏芯が重畳されたものに関しては補正可能である。
　また、機械角１周期に対して４回変形する加振力に関しては、補正自由度が足りないため本実施の形態の制御装置では正確に補正することができない。
　実施の形態２．
　図６は、この発明を実施するための実施の形態２に係る多群多相回転電機の構造を示す断面模式図である。本実施の形態においては、図６に示す４群３相集中巻きの永久磁石同期型の回転電機を例に挙げて説明する。
　図６に示すように、本実施の形態の回転電機２は、８極１２スロットの４群３相の集中巻の回転電機である。各群の相コイルはステータティース２０８に巻きつけるように配置され、順にＵ相コイル、Ｖ相コイル、Ｗ相コイルが配置される。電気角１周期は機械角９０度にあたり、１極対３スロットごとに、順に１群、２群、３群、４群と巻線が配置されている。
　本実施の形態においては、実施の形態１の図３に示した制御装置と同様の制御装置に接続されている。ただし、インバータ３は、４つの群にそれぞれ対応した４つの３相のインバータで構成されている。各群の各相の巻線に流れる電流は、それぞれ異なる補正係数で補正されている。
　このように構成された制御装置においては、偏芯あるいはステータまたはロータ２０１の真円度ずれだけでなく、三角形変形にも対応して補正することができる。その結果、回転電機の振動や騒音の発生を抑制することができる。
　実施の形態３．
　図７は、この発明を実施するための実施の形態３に係る多群多相回転電機の構造を示す断面模式図である。本実施の形態においては、図７に示す２群３相分布巻きの永久磁石同期型の回転電機を例に挙げて説明する。
　図７に示すように、本実施の形態の回転電機２は、８極４８スロットの２群３相分布巻の回転電機である。４極２４スロットごとに周方向に１群の巻線が施され、次に２群の巻線が施されている。
　本実施の形態においては、実施の形態１の図３に示した制御装置と同様の制御装置に接続されている。ただし、インバータ３は、２つの群にそれぞれ対応した２つの３相のインバータで構成されている。各群の各相の巻線に流れる電流は、それぞれ異なる補正係数で補正されている。
　このように構成された制御装置においては、機械的に１８０度対向した位置に配置される巻線が常に異なる群になるので、偏芯した際にステータとロータ２０１とが近づく方向と遠ざかる方向が検出でき、偏芯を補正することができる。その結果、回転電機の振動および騒音の発生を抑制することができる。
　ただし、本実施の形態の回転電機において、コアが楕円変形している場合は、１８０度対向した位置では同じように近づいたり遠ざかったりするため補正することができない。
　実施の形態４．
　図８は、この発明を実施するための実施の形態４に係る多群多相回転電機の構造を示す断面模式図である。本実施の形態においては、図８に示す２群３相分布巻きの永久磁石同期型の回転電機を例に挙げて説明する。
　図８に示すように、本実施の形態の回転電機２は、８極４８スロットの２群３相分布巻の回転電機である。２極１２スロットごとに周方向に１群の巻線が施され、次に２群の巻線が施され、次に１群の巻線、そして２群の巻線というように１群巻線と２群巻線が機械角９０度ごとに交互に２回配置されている。
　本実施の形態においては、実施の形態１の図３に示した制御装置と同様の制御装置に接続されている。ただし、インバータ３は、２つの群にそれぞれ対応した２つの３相のインバータで構成されている。各群の各相の巻線に流れる電流は、それぞれ異なる補正係数で補正されている。
　このように構成された制御装置においては、機械的に９０度対向した位置に配置される巻線が常に異なる群になるので、楕円変形した際に近づく方向と遠ざかる方向（短軸方向と長軸方向）が検出でき、楕円変形を補正することができる。その結果、回転電機の振動や騒音の発生を抑制することができる。
　ただし、本実施の形態の回転電機においては、１８０度対向した位置で同じ群が配置されるように構成されている。そのため、偏芯に対しては同じ群の巻線で平均化するようになるため、１群と２群とで偏芯に対する差が発生しにくいため、補正することができない。
　実施の形態５．
　図９は、この発明を実施するための実施の形態５に係る多群多相回転電機の構造を示す断面模式図である。本実施の形態においては、図９に示す２群３相集中巻きの永久磁石同期型の回転電機を例に挙げて説明する。
　図９に示すように、本実施の形態の回転電機２は、１０極１２スロットの２重３相集中巻の回転電機である。ステータティース２０８に対し周方向１ティースごとに１群巻線と２群巻線が交互に配置されている。
　本実施の形態においては、実施の形態１の図３に示した制御装置と同様の制御装置に接続されている。ただし、インバータ３は、２つの群にそれぞれ対応した２つの３相のインバータで構成されている。各群の各相の巻線に流れる電流は、それぞれ異なる補正係数で補正されている。
　このように構成された制御装置においては、機械的に１８０度対向した位置に異なる群の巻線が配置されているため、偏芯により発生する低次の電磁力の発生を抑制することができる。その結果、回転電機の振動および騒音の発生を抑制することができる。
　１　制御装置、２　回転電機、３　インバータ、２０１　ロータ、２０２　ステータ、２０３　ロータ鉄心、２０４　永久磁石、２０５　シャフト、２０６　磁石スロット、２０７　ステータヨーク、２０８　ステータティース、２０９　ステータスロット、２１０　ステータコイル、４１０　制御目標演算部、４１１　補正係数算出部、４１２　電流指令値補正部、４１３　電圧変換部、４１４　ＰＷＭ演算部。

Claims (10)

  1. 　機械的空間位相が１８０／Ｎ（Ｎは２以上の整数）度異なる位置に異なる群の巻線が配置された多群多相回転電機を制御する多群多相回転電機の制御装置であって、
    　トルク指令値に基づいて各相の初期電流指令値を算出する制御目標演算部と、
    　前記多群多相回転電機の回転時の回転周期性に対する磁束密度ばらつきに起因する電磁力の空間モードＭ（Ｍは０または正の整数）から各群に対応する各群補正係数を算出する補正係数算出部と、
    　前記初期電流指令値と前記各群補正係数とに基づいて補正された前記各相の電流指令値を算出する電流指令値補正部と
    　を備えたことを特徴とする多群多相回転電機の制御装置。
  2. 　補正係数算出部は、前記多群多相回転電機の各群の磁束ばらつきの検出値を用いて各群補正係数を算出する
    　ことを特徴とする請求項１に記載の多群多相回転電機の制御装置。
  3. 　前記多群多相回転電機の各群の磁束ばらつきの検出値は、前記多群多相回転電機のロータとステータとの間のギャップの複数の箇所で検出されたものである
    　ことを特徴とする請求項２に記載の多群多相回転電機の制御装置。
  4. 　前記多群多相回転電機の各群の磁束ばらつきの検出値は、前記多群多相回転電機のロータとステータとの間のギャップの３つ以上の箇所で検出された偏芯ベクトルから算出されたものである
    　ことを特徴とする請求項２に記載の多群多相回転電機の制御装置。
  5. 　前記多群多相回転電機の各群の磁束ばらつきの検出値は前記多群多相回転電機のステータコイルを用いて、無負荷誘起電圧のばらつきから算出されたものである
    　ことを特徴とする請求項２記載の多群多相回転電機の制御装置。
  6. 　補正係数算出部は、前記多群多相回転電機の各群の磁束ばらつきの推定値を用いて各群補正係数を算出する
    　ことを特徴とする請求項１に記載の多群多相回転電機の制御装置。
  7. 　補正係数算出部は、前記多群多相回転電機の各群の磁束ばらつきから偏芯ベクトルが算出され回転角度検出器の出力が補正される
    　ことを特徴とする請求項１～６のいずれか１項に記載の多群多相回転電機の制御装置。
  8. 　前記多群多相回転電機の回転時の回転周期性に対する磁束密度ばらつきが、前記多群多相回転電機の偏芯誤差に起因したものである
    　ことを特徴とする請求項１～７のいずれか１項に記載の多群多相回転電機の制御装置。
  9. 　前記多群多相回転電機の回転時の回転周期性に対する磁束密度ばらつきが、前記多群多相回転電機の楕円変形に起因したものである
    　ことを特徴とする請求項１～７のいずれか１項に記載の多群多相回転電機の制御装置。
  10. 　請求項１～９のいずれか１項に記載の多群多相回転電機の制御装置と、
    　前記制御装置から電流指令補正値を受け取り、前記電流指令補正値に基づいて前記多群多相回転電機の巻線に電流を流すインバータと
    　を備えたことを特徴とする多群多相回転電機の駆動装置。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2021073840A (ja) * 2018-02-08 2021-05-13 三菱電機株式会社 多群多相回転電機の制御装置および多群多相回転電機の駆動装置
JP7390418B2 (ja) 2021-09-21 2023-12-01 本田技研工業株式会社 電力供給回路及び回転電機システム

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114157214B (zh) * 2021-11-19 2023-10-27 华中科技大学 用于多模块同步电机的偏心故障检测及气隙磁密补偿方法
CN114460465A (zh) * 2022-04-08 2022-05-10 华中科技大学 一种永磁电机偏心故障的判断方法及系统

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004032917A (ja) * 2002-06-26 2004-01-29 Nissan Motor Co Ltd モータ制御装置
JP2006280158A (ja) * 2005-03-30 2006-10-12 Toyota Motor Corp 多相モータの偏心測定方法およびその装置
JP2009296706A (ja) * 2008-06-02 2009-12-17 Toshiba Corp 電動機制御装置
JP2014121189A (ja) * 2012-12-18 2014-06-30 Mitsubishi Electric Corp モータ駆動装置、多重巻線モータ、及び電動パワーステアリング装置

Family Cites Families (15)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3137560B2 (ja) * 1995-05-29 2001-02-26 トヨタ自動車株式会社 同期モータ制御装置
JP3366858B2 (ja) * 1998-05-29 2003-01-14 株式会社日立製作所 回転電機の制御装置
JP2004201485A (ja) * 2002-11-29 2004-07-15 Sony Corp モータ、並びにアクチュエータの制御器
JP4455245B2 (ja) * 2004-09-22 2010-04-21 三菱電機株式会社 誘導電動機のベクトル制御装置
CN101132980A (zh) * 2006-03-14 2008-02-27 三菱电机株式会社 电磁制动器控制装置
GB2462940B8 (en) 2009-09-03 2012-03-28 Protean Holdings Corp Electric motor and electric generator.
US8749192B2 (en) 2009-09-03 2014-06-10 Protean Electric Limited Electric motor and electric generator
JP2012115125A (ja) * 2010-11-02 2012-06-14 Panasonic Corp ブラシレスｄｃモータの制御装置およびそれを用いた送風装置
JP5732475B2 (ja) * 2010-12-22 2015-06-10 マイクロスペース株式会社 モータ駆動制御装置
JP5652664B2 (ja) 2011-10-21 2015-01-14 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 回転電機制御装置
JP5802517B2 (ja) * 2011-10-21 2015-10-28 オークマ株式会社 工作機械及びそのモータ制御方法
JP6064207B2 (ja) * 2012-12-17 2017-01-25 株式会社ミツバ ブラシレスモータ制御方法及びブラシレスモータ制御装置並びに電動パワーステアリング装置
CN103944471B (zh) * 2014-04-02 2017-09-19 天津大学 一种改善转矩及磁链性能的矩阵变换器直接转矩控制方法
JP6678064B2 (ja) 2016-05-26 2020-04-08 マレリ株式会社 交流電動機の駆動制御装置
US11152875B2 (en) 2018-02-08 2021-10-19 Mitsubishi Electric Corporation Multigroup-multiphase rotary electrical machine control device and multigroup-multiphase rotary electrical machine drive device

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2004032917A (ja) * 2002-06-26 2004-01-29 Nissan Motor Co Ltd モータ制御装置
JP2006280158A (ja) * 2005-03-30 2006-10-12 Toyota Motor Corp 多相モータの偏心測定方法およびその装置
JP2009296706A (ja) * 2008-06-02 2009-12-17 Toshiba Corp 電動機制御装置
JP2014121189A (ja) * 2012-12-18 2014-06-30 Mitsubishi Electric Corp モータ駆動装置、多重巻線モータ、及び電動パワーステアリング装置

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2021073840A (ja) * 2018-02-08 2021-05-13 三菱電機株式会社 多群多相回転電機の制御装置および多群多相回転電機の駆動装置
JP7090758B2 (ja) 2018-02-08 2022-06-24 三菱電機株式会社 多群多相回転電機の制御装置および多群多相回転電機の駆動装置
JP7390418B2 (ja) 2021-09-21 2023-12-01 本田技研工業株式会社 電力供給回路及び回転電機システム

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