DE102017210304A1

DE102017210304A1 - Vorrrichtung zur steuerung einer dreiphasigen rotierenden elektrischen maschine zur reduzierung des spitzenwerts des phasenstroms

Info

Publication number: DE102017210304A1
Application number: DE102017210304.3A
Authority: DE
Inventors: Takashi Suzuki
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2016-06-22
Filing date: 2017-06-20
Publication date: 2017-12-28
Also published as: US20170373627A1; JP6693294B2; US9979340B2; JP2017229150A

Abstract

Eine Steuervorrichtung zum Antrieb einer dreiphasigen rotierenden Maschine, welche Drehmoment einschließlich Magnetdrehmoment und Reluktanzdrehmoment erzeugt, wird bereitgestellt. Wechselstrom, welcher in zwei Wicklungsgruppen der rotierenden elektrischen Maschine geleitet wird, weist die gleiche Amplitude und voneinander verschiedene, als 30 ± 60 × n [Grad] definierte, Phasen auf. Die Steuereinheit berechnet d-Achsenstrom und q-Achsenstrom der Komponente 6(2k + 1)-ter Ordnung, welche eine Grundwellenkomponente auf einer dq-Koordinate überlagert, um eine Spitze des Phasenstroms der Komponente erster Ordnung zu reduzieren, wodurch eine dreiphasige elektrische Maschine gesteuert wird. Die Steuereinheit berechnet Strom so, dass eine Amplitude des q-Achsenstroms der Komponente 6(2k + 1)-ter Ordnung größer als eine Amplitude des d-Achsenstroms der Komponente 6(2k + 1)-ter Ordnung ist.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Steuervorrichtung für eine dreiphasige rotierende elektrische Maschine.
STAND DER TECHNIK
Im Wesentlichen ist bei mehrphasigen rotierenden elektrischen Maschinen eine Beziehung zwischen einer Strommenge, welche in die Wicklungen geleitet wird und dem Antriebsdrehmoment so, dass umso größer der Leitungsstrom ist, desto größer ist das Antriebsdrehmoment. Jedoch wird, wenn ein großer Strom durch die Wicklungen fließt, eine große Menge an Wärme erzeugt und es kann eine Schädigung der rotierenden elektrischen Maschine oder eine Fehlfunktion in der rotierenden elektrischen Maschine verursacht werden.
In dieser Hinsicht ist ein Verfahren bekannt, bei dem eine harmonische Stromkomponente eine Grundwelle überlagert, welche die Phasenstromkomponente erster Ordnung ist, wobei der Spitzenwert des Phasenstroms und die durch den Stromspitzenwert verursachte Wärme reduziert wird.
Beispielsweise offenbart das japanische Patent Nr. 5672278 ein Verfahren, welche für eine dreiphasige rotierende Maschine mit zwei Wicklungsgruppen verwendet wird, wobei in die zwei Wicklungsgruppen Strom mit vorbestimmten Phasendifferenzen geleitet wird, wodurch Drehmomentwelligkeiten 6-ter Ordnung, welche durch harmonische Komponenten 5-ter Ordnung verursacht werden, aufgehoben werden und der Spitzenwert des Phasenstroms reduziert wird. Bei diesem Verfahren wird ein dq-Achsenstrom 6-ter Ordnung, zur Überlagerung von Komponenten 0-ter Ordnung im dq-Koordinatensystem, berechnet, wodurch harmonische Komponenten 5-ter Ordnung zur Überlagerung der Komponenten erster Ordnung des Phasenstroms erzeugt werden.
Die Vorgehensweise im oben genannten Verfahren der Patentliteratur ist es, Drehmomentwelligkeiten des Magnetdrehmoments zu reduzieren, wobei angenommen wird, dass hauptsächlich eine rotierende elektrische Maschine mit einem Oberflächenmagnettyp verwendet wird. Jedoch erzeugt eine rotierende elektrische Maschine mit einem eingebetteten Permanentmagnettyp, in welcher die d-Achsen-Induktivität und die q-Achsen-Induktivität unterschiedliche Werte aufweisen, ein auf dem Unterschied basierendes Reluktanzdrehmoment. Auch kann in der rotierenden elektrischen Maschine mit einem Oberflächenmagneten ein kleines Reluktanzdrehmoment erzeugt werden.
Somit ergibt sich in dem Fall, in dem das Verfahren der oben beschriebenen Patentliteratur auf eine dreiphasige rotierende elektrische Maschine angewandt wird, welche Drehmoment einschließlich Magnetdrehmoment und Reluktanzdrehmoment erzeugt, ein Problem, und zwar, dass Drehmomentwelligkeiten des Reluktanzdrehmoments nicht aufgehoben werden können.
ZUSAMMENFASSUNG
Die vorliegende Erfindung wurde angesichts der oben beschriebenen Umstände erreicht, und um eine Steuervorrichtung einer dreiphasigen rotierenden elektrischen Maschine bereitzustellen, welche in der Lage ist, einen Spitzenwert des Phasenstroms und die Drehmomentwelligkeiten zu reduzieren, in einem Bereich von Steuervorrichtungen von dreiphasigen rotierenden elektrischen Maschinen, welche ein Drehmoment einschließlich des Magnetdrehmoments und des Reluktanzdrehmoments erzeugen.
Die vorliegende Erfindung stellt eine Steuervorrichtung zum Antrieb einer dreiphasigen rotierenden elektrischen Maschine mit zwei drei-phasigen Wicklungsgruppen bereit. Die dreiphasige rotierende elektrische Maschine erzeugt ein Drehmoment, welches eine Summe aus Magnetdrehmoment und Reluktanzdrehmoment ist, wenn Wechselstrom mit voneinander verschiedenen Phasen durch die zwei Wicklungsgruppen geleitet wird.
Die Steuervorrichtung ist mit zwei Leistungswandlern und einer Steuereinheit versehen. Jeder der zwei Leistungswandler ist für eine entsprechende der zwei Wicklungsgruppen bereitgestellt und jeder Leistungswandler leitet Wechselstrom in jede der zwei Wicklungsgruppen, wobei der Wechselstrom, welcher in die zwei Wicklungsgruppen geleitet wird, die gleiche Amplitude und voneinander verschiedenen Phasen aufweist, welche als 30 ± 60 × n [Grad] definiert sind, wobei n eine ganze Zahl ist.
Die Steuereinheit ist konfiguriert, um den d-Achsenstrom und den q-Achsenstrom einer Komponente 6(2k + 1)-ter Ordnung, welche einer Grundwellenkomponente in einem dq-Koordinatensystem überlagert ist, wobei k = 0 oder einer höhere ganze Zahl ist, zu berechnen, um so einen Spitzenwert einer Komponente ersten Ordnung im Phasenstrom, welcher in die zwei Wicklungsgruppen geleitet wird, zu reduzieren, wodurch das Leiten der dreiphasigen rotierenden elektrischen Maschine gesteuert wird.
Die Steuereinheit ist konfiguriert, um Strom so zu berechnen, dass eine Amplitude des q-Achsenstroms der Komponente der 6(2k + 1)-ten Ordnung größer als eine Amplitude des d-Achsenstroms der Komponente der 6(2k + 1)-ten Ordnung ist.
Es ist anzumerken, dass die Komponente 6(2k + 1)-ter Ordnung Komponenten 6-ter, 18-ter und 30-ter Ordnung entspricht.
In der dreiphasigen rotierenden elektrischen Maschine, welche Reluktanzdrehmoment erzeugt, werden Drehmomentwelligkeiten von einer Komponente 12(2k + 1)-ter Ordnung basierend auf einem Produkt der Amplituden des d-Achsenstroms von Komponenten 6(2k + 1)-ter Ordnung und des q-Achsenstroms von Komponenten 6(2k + 1)-ter Ordnung erzeugt.
Um die Drehmomentwelligkeiten zu reduzieren muss das Produkt der Amplituden des q-Achsenstroms und des d-Achsenstroms der Komponente 6(2k + 1)-ter Ordnung kleiner werden. Jedoch, in dem Fall, in dem eine Amplitude des d-Achsenstroms größer eingestellt wird und eine Amplitude des q-Achsenstroms kleiner eingestellt wird, ist ein Reduzierungseffekt auf den Spitzenphasenstrom klein.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Amplitude des q-Achsenstroms der Komponente 6(2k + 1)-ter Ordnung größer als eine Amplitude des d-Achsenstroms der Komponente 6(2k + 1)-ter Ordnung eingestellt.
Somit können in der dreiphasigen rotierenden elektrischen Maschine, welche Drehmoment einschließlich Magnetdrehmoment und Reluktanzdrehmoment erzeugt, Drehmomentwelligkeiten reduziert und der Spitzenwert des Phasenstroms entsprechend reduziert werden. Infolgedessen können Vibrationen und Rauschen und ebenso Wärme und Verlustleistung, welche durch den Spitzenwert des Phasenstroms verursacht werden, reduziert werden.
Vorzugsweise legt die Steuereinheit die Amplitude des d-Achsenstroms der Komponente 6(2k + 1)-ter Ordnung auf 0 fest und überträgt nur den q-Achsenstrom der Komponente 6(2k + 1)-ter Ordnung. Somit können Drehmomentwelligkeiten der Komponente 12(2k + 1)-ter Ordnung auf 0 festgelegt werden. Dadurch kann der Einfluss der Drehmomentwelligkeiten beseitigt werden.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
In den zugehörigen Zeichnungen zeigt:
1 ein Diagramm, welches eine Gesamtkonfiguration einer elektrischen Servolenkvorrichtung zeigt, auf welche eine Steuervorrichtung einer dreiphasigen rotierenden elektrischen Maschine gemäß der Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung angewandt wird;
2 ein Diagramm, welches eine Gesamtkonfiguration einer Steuervorrichtung einer dreiphasigen rotierenden elektrischen Maschine zeigt;
3 ein Blockdiagramm, welches eine Steuereinheit gemäß einer ersten Ausführungsform zeigt;
4 ein Blockdiagramm, welches eine Spitzenreduktionsstromsollwert-Berechnungseinheit zeigt, welche in 3 gezeigt ist;
5 ein Graph, welcher eine Beziehung zwischen einer Drehzahl einer dreiphasigen rotierenden elektrischen Maschine und einer d-Achsenstrom-begrenzenden Verstärkung zeigt;
6 ein Graph, welcher eine Beziehung zwischen einem Stromamplituden-Referenzwert und einem Stromamplituden-Begrenzungswert;
7A ein Graph, welcher eine Beziehung zwischen einer Drehzahl der dreiphasigen rotierenden elektrischen Maschine und einer Stromamplitudenverstärkung zeigt;
7B ein Graph, welcher eine Beziehung zwischen einer Drehzahl der dreiphasigen rotierenden elektrischen Maschine und einer Stromamplitudenverstärkung zeigt;
8 ein Graph, welcher eine Beziehung zwischen einer Drehzahl der dreiphasigen rotierenden elektrischen Maschine und einem Phasenkompensationsbetrag zeigt;
9 ein Graph, welcher eine Beziehung zwischen einem q-Achsenstromverhältnis 6-ter Ordnung und einem Phasenstromspitzenreduktionsverhältnis zeigt;
10A ein Graph, welcher einen Phasenstrom-Schwingungsverlauf mit 4% des q-Achsenstromverhältnisses 6-ter Ordnung zeigt;
10B ein Graph, welcher eine vergrößerte Ansicht des Spitzenabschnitts des in 10A gezeigten Phasenstrom-Schwingungsverlaufs zeigt;
11A ein Graph, welcher einen Phasenstrom-Schwingungsverlauf mit 4,4% des q-Achsenstromverhältnisses 6-ter Ordnung zeigt;
11B ein Graph, welcher eine vergrößerte Ansicht des Spitzenabschnitts des in 11A gezeigten Phasenstrom-Schwingungsverlaufs zeigt;
12A ein Graph, welcher einen Phasenstrom-Schwingungsverlauf mit 5% des q-Achsenstromverhältnisses 6-ter Ordnung zeigt;
12B ein Graph, welcher eine vergrößerte Ansicht des Spitzenabschnitts des in 12A gezeigten Phasenstrom-Schwingungsverlaufs zeigt;
13 ein Blockdiagramm, welches eine Steuereinheit gemäß einer zweiten Ausführungsform zeigt;
14A ein Graph, welcher eine Beziehung zwischen einem d-Achsenstromamplitudenverhältnis und einem Phasenstromspitzenreduktionsverhältnis zeigt;
14B ein Graph, welcher eine Beziehung zwischen einem Phasenstromspitzenreduktionsverhältnis und einem Drehmomentwelligkeitsindex zeigt;
15 ein Blockdiagramm, welches eine Steuereinheit gemäß einer dritten Ausführungsform zeigt; und
16 ein Blockdiagramm, welches eine Steuereinheit gemäß einer vierten Ausführungsform zeigt.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFOMREN
Nachfolgend werden mehrere Ausführungsformen einer Steuervorrichtung einer dreiphasigen rotierenden elektrischen Maschine mit Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. In jeder der Ausführungsformen wird eine ECU als eine Steuervorrichtung einer dreiphasigen rotierenden elektrischen Maschine für eine elektrische Servolenkvorrichtung eines Fahrzeugs verwendet, welche das Leiten eines Motors (d. h. einer dreiphasigen rotierenden elektrischen Maschine) steuert, der das Lenkunterstützungsdrehmoment erzeugt. Die 1 und 2 betreffend wird zunächst eine gemeinsame Konfiguration durch die jeweiligen Ausführungsformen beschrieben.
[Konfiguration der elektrischen Servolenkvorrichtung]
In 1 wird eine Gesamtkonfiguration eines Lenksystems 100 mit einer elektrischen Servolenkvorrichtung 90 beschrieben. Es ist anzumerken, dass die in 1 gezeigte elektrische Servolenkvorrichtung 90 als ein Lenksäulenunterstützungs-Typ konfiguriert ist, aber auch als ein Zahnstangenunterstützungs-Typ konfiguriert sein kann.
Das Lenksystem 100 umfasst ein Lenkrad 91, eine Lenkwelle 92, ein Zahnradgetriebe 96, eine Zahnstange 97, Räder 98 und die elektrische Servolenkvorrichtung 90.
Das Lenkrad 91 ist mit der Lenkwelle 92 verbunden. Das Zahnradgetriebe 96, welches an einem hinteren Endabschnitt der Lenkwelle 92 angeordnet ist, greift in die Zahnstange 97 ein. An beiden Enden der Zahnstange 97 sind Räder 98 über eine Spurstange oder dergleichen bereitgestellt. Wenn der Fahrer das Lenkrad 91 dreht, wird die mit dem Lenkrad 91 verbundene Lenkwelle 92 gedreht.
Eine Drehbewegung der Lenkwelle 92 wird durch das Zahnradgetriebe 96 in eine lineare Bewegung der Zahnstange 97 umgewandelt, und die Räder 98 werden mit einem Winkel als Reaktion auf eine Verschiebung der Zahnstange 97 gelenkt.
Die Servolenkvorrichtung 90 umfasst einen Lenkdrehmomentsensor 93, eine ECU 10, einen Motor 80 und ein Untersetzungsgetriebe 94. Der Lenkdrehmomentsensor 93 ist in einem Abschnitt der Lenkwelle 92 bereitgestellt, wobei das Lenkdrehmoment Ts des Fahrers erfasst wird. Die ECU 10 steuert einen Antrieb des Motors 80 basierend auf dem Lenkdrehmoment Ts so, dass der Motor 80 ein gewünschtes Unterstützungsdrehmoment erzeugt. Das Unterstützungsdrehmoment, welches durch den Motor 80 ausgegeben wird, wird über die Untersetzung 94 an die Lenkwelle 92 übertragen.
[Konfiguration der Steuervorrichtung]
In 2 ist eine Gesamtkonfiguration der Steuervorrichtung gezeigt. Der Motor 80 als eine dreiphasige rotierende elektrische Maschine ist als ein bürstenloser Motor mit zwei dreiphasigen Wicklungsgruppen 801 und 802 konfiguriert. Jede Phasenspule 821, 822 und 823 der zweiten Wicklungsgruppe 802 ist angeordnet, um eine Positionsbeziehung, d. h. einen elektrischen Winkel bzw. Phasenwinkel (electrical angle) von 30 Grad gegenüber den Phasenspulen 811, 812, 813 der ersten Wicklungsgruppe 801 aufzuweisen. Der Drehwinkelsensor 85 erfasst den Phasenwinkel θ des Motors 80 und gibt den Winkel θ an eine Steuereinheit 65 aus.
Ferner ist der Motor 80 als ein Synchronmotor mit einem eingebetteten Permanentmagnettyp (d. h. IPSM) konfiguriert. Im Wesentlichen erzeugt eine rotierende elektrische Maschine mit einem eingebetteten Permanentmagnettyp Drehmoment, welches eine Summe aus Magnetdrehmoment und Reluktanzdrehmoment ist. Wie oben beschrieben ist die Steuervorrichtung gemäß den Ausführungsformen konfiguriert, um den Antrieb des Motors 80 zu steuern, welcher eine Summe aus dem Magnetdrehmoment und dem Reluktanzdrehmoment erzeugt. Die in 2 gezeigte Konfiguration unterscheidet sich von der Konfiguration, welche in der oben genannten Patentliteratur offenbart ist, dadurch, dass der Motor 80 klar als IPMSM bezeichnet wird.
Die ECU 10 als eine Steuervorrichtung weißt Inverter 601 und 602, Stromsensoren 701 und 702 und eine Steuereinheit 65 auf.
Der erste Inverter 601 als ein erster Leistungswandler und der zweite Inverter 602 als ein zweiter Leistungswandler 602 sind entsprechend zweier Wicklungsgruppen 801 und 802 bereitgestellt, wobei jede der zwei Wicklungsgruppen 801 und 802 mit Wechselstrom geleitet wird. Der Wechselstrom, welcher in die entsprechenden zwei Wicklungsgruppen geleitet wird, weist eine Phasendifferenz (d. h. 30 ± 60 × n) zwischen zwei Wicklungsgruppen auf, wobei n eine ganze Zahl ist. Außerdem weist der Wechselstrom, welcher in die entsprechenden zwei Wicklungsgruppen geleitet wird, die gleiche Amplitude zwischen zwei Wicklungsgruppen auf.
Nachfolgend wird ein „System” als eine Einheit definiert, welche eine Wicklungsgruppe und einen der Wicklungsgruppe entsprechenden Inverter umfasst. Bei den Bezugsnummern der Elemente bildet eine dritte Stelle, d. h. 1 oder 2, eine Systemnummer ab. Ebenso bildet in Symbolen, welche physikalische Größen wie Strom oder Spannung darstellen, die letzte Stelle wie 1 oder 2 die Systemnummer ab. In dem Fall, in dem eine physikalische Größe für zwei Systeme bezeichnet werden muss, wird keine letzte Stelle, 1 oder 2, eingesetzt.
Für die Inverter 601 und 602 gilt: Jeder Inverter weist eine Konfiguration auf, in welcher 6 Schaltelemente (d. h. 611 bis 616, 621 bis 626) zwischen der Hochpotentialleitung Lp und der Niedrigpotentialleitung Lg angeschlossen sind, um eine Brückenverbindung zu bilden. Die Inverter 601 und 602 werden je durch die Steuereinheit 65 gesteuert, so dass ein Antriebssignal eines Steuerkreises 68 an die Inverter 601 und 602 ausgegeben wird, um einen Schaltvorgang auszuführen, wodurch Gleichstrom einer Batterie 51 zu Wechselstrom umgewandelt wird, welcher in die Wicklungsgruppen 801 und 802 geleitet wird.
Der Eingangsteil jedes Inverters 601 und 602 weist ein Leistungsrelais 521, 522 und einen Glättungskondensator 53 entsprechend dem jeweiligen System auf. Die Eingangsspannung hiervon kann durch Erfassung der geteilten Spannungen Vr1 und Vr2 erfasst werden.
Die Stromsensoren 701 und 702 sind je aus den Stromdetektoren 711, 712 und 713 und den Stromdetektoren 721, 722 und 723 konfiguriert, welche Phasenstrom entsprechend dem jeweiligen System erfassen, wobei der Phasenstrom Iu1, Iv1, Iw1 und Iu2, Iv2, Iw2 umfasst, und den erfassten Phasenstrom an die Steuereinheit 65 als Rückkopplungsinformation übertragen. Die Steuereinheit 65 ist aus einem Mikroprozessor 67, einem Steuerkreis (oder pre-Treiber (pre-driver)) 68 oder dergleichen konfiguriert und steuert die Leitung des Motors 80 basierend auf Rückkopplungsinformationen, welche das Lenkdrehmoment Ts, das durch den Lenkdrehmomentsensor 93 erfasst wurde, die Phasenströme Iu1, Iv1, Iw1, Iu2, Iv2 und Iw2 und den Phasenwinkel θ umfassen.
Anschließend werden Konfigurationen der Steuereinheit 65 gemäß den jeweiligen Ausführungsformen für jede Ausführungsform beschrieben. In den Bezugsnummern, welche auf die Steuereinheit der ersten bis vierten Ausführungsformen angewandt werden, ist die dritte Stelle nach der 65 die Nummer der Ausführungsform. Jede der Steuereinheiten 651 bis 654, welche den ersten bis vierten Ausführungsformen entsprechen, führt eine Rückkopplungssteuerung durch, in welcher Summe und Subtraktion des dq-Achsen-Ist-Stroms, welcher durch die Wicklungsgruppen 801 und 802 fließt, auf die Summe und Subtraktion des dq-Achsenstrom-Sollwerts zwischen den zwei Systemen zurückgeführt wird. Gemäß diesem Verfahren kann im Vergleich zu einer Konfiguration, in der die Rückkopplung für jedes System durchgeführt wird, die Berechnung vereinfacht werden. In den Ausführungsformen werden die gleichen Bezugszeichen auf im Wesentlichen die gleichen Elemente angewandt.
(Erste Ausführungsform)
Unter Bezugnahme auf die 3 bis 12 wird die erste Ausführungsform wie folgt beschrieben.
Wie in 3 gezeigt umfasst die Steuereinheit 651 eine Stromsollwert-Summations-Subtraktions-Einheit 41, eine Spitzenreduktionsstromsollwert-Berechnungseinheit 20, eine Summations-Subtraktions-Einheit 28 und eine Stromrückkopplungs-Berechnungseinheit 40.
In der Stromsollwert-Summations-Subtraktions-Einheit 41 wird der Stromsollwert Id*, Iq* für die d-Achse und die q-Achse berechnet, um so die Summation der Stromsollwerte, d. h. Id sum* und Iq sum*, und die Differenz zwischen den Stromsollwerten, d. h. Id diff* und Iq diff*, zu erzeugen. Da die elektrischen Charakteristika zwischen den zwei Systemen äquivalent zueinander sind, entsprechen Id sum* und Iq sum* den doppelten Werten von Id* und Iq*, und Id diff* und Iq diff* entsprechen 0. Es ist anzumerken, dass optional keine Stromsollwert-Summations-Subtraktions-Einheit 41 bereitgestellt sein kann, stattdessen kann eine Konfigurationseinstellung ”Id sum = 2 × Id*, Iq sum = 2 × Iq*, Id diff* = 0, Iq diff* = 0” verwendet werden.
Die Spitzenreduktionsstromsollwert-Berechnungseinheit 20 berechnet harmonische Komponenten, welche dem Phasenstrom im dq-Koordinatensystem überlagert sind, um so die Spitze der Komponente erster Ordnung des Phasenstroms, welcher durch die Wicklungsgruppen 801 und 802 fließt, zu reduzieren, d. h. die Spitze der Grundwelle. Gemäß den ersten bis vierten Ausführungsformen werden als harmonische Komponente Komponenten 5-ter und 7-ter Ordnung erzeugt, wobei die Komponente 5-ter Ordnung eine Frequenz aufweist, welche das 5-fache der Komponente erster Ordnung des Phasenstroms beträgt, und die Komponente 7-ter Ordnung eine Frequenz aufweist, welche das 7-fache der Komponente erster Ordnung des Phasenstroms beträgt. Weiterhin wird, wenn harmonische Komponenten den Grundwellen der Komponente 0-ter Ordnung in der dq-Koordinate überlagert sind, dq-Achsenstrom der Komponente 6-ter Ordnung mit einer Frequenz, welche das 6-fache der Komponente erster Ordnung des Phasenstroms ist, erzeugt.
Die detaillierte Konfiguration der Spitzenreduktionsstromsollwert-Berechnungseinheit 20 wird später beschrieben.
Der in der vorliegenden Spezifizierung beschriebene dq-Achsenstrom 6-ter Ordnung bezieht sich auf einen Stromsollwert, welcher die Grundwellen überlagert, um die Spitze des Phasenstroms zu reduzieren. Die Amplitude des d-Achsenstroms 6-ter Ordnung relativ zur Amplitude der Grundwellen im ersten und zweiten System werden als Id1₆* bzw. Id2₆* bezeichnet und die Differenz zwischen zwei Systemen wird als Id diff₆* bezeichnet.
In ähnlicher Weise wird die Amplitude des q-Achsenstroms 6-ter Ordnung relativ zur Amplitude der Grundwellen im ersten und zweiten System als Iq1₆* bzw. Iq2₆* bezeichnet und die Differenz zwischen den zwei Systemen wird als Iq diff₆* bezeichnet.
Der für jedes System durch die Spitzenreduktionsstromsollwert-Berechnungseinheit 20 berechneten dq-Achsenströme 6-ter Ordnung Id1₆*, Id2₆*, Iq1₆* und Iq2₆* werden in der Summations-Subtraktions-Einheit 28 berechnet, um eine Summation oder eine Subtraktion für jede, die d-Achse und die q-Achse, durchzuführen. Da die Komponenten 6-ter Ordnung zwischen zwei Systemen, welche eine um 30 Grad verschobene Stromphase aufweisen, durch eine Summation miteinander aufgehoben werden können, wird jede, die Id sum₆* und die Iq sum₆*, 0.
Insbesondere sind gemäß der ersten Ausführungsform die Amplituden des q-Achsenstroms 6-ter Ordnung Iq1₆* und Iq2₆* als positive Werte definiert, und die Amplituden des d-Achsenstroms Id1₆ ^* und Id2₆* sind als 0 definiert. Die technischen Merkmale hiervon werden später beschrieben.
Die Amplituden des q-Achsenstroms 6-ter Ordnung Iq1₆* und Iq2₆*, welche positive Werte sind, sind größer als die Amplituden des d-Achsenstroms 6-ter Ordnung Id1₆* und Id2₆*, d. h. offenkundig größer als 0. Ebenso, da Id diff₆*, welcher eine Differenz des d-Achsenstroms 6-ter Ordnung zwischen zwei Systemen ist, 0 ist, wird nur Iq diff₆*, welcher eine Differenz des q-Achsenstroms 6-ter Ordnung zwischen zwei Systemen ist, von der Summations-Subtraktions-Einheit 28 ausgegeben.
Es ist anzumerken, dass eine Konfiguration verwendet werden kann, in welcher Iq diff₆ direkt in der Spitzenreduktionsstromsollwert-Berechnungseinheit 20 berechnet wird, ohne die Summations-Subtraktions-Einheit 28 bereitzustellen.
Der durch die Summations-Subtraktions-Einheit 28 berechnete Wert Iq diff₆* wird zu Iq diff*, welcher eine Differenz des q-Achsenstrom-Sollwerts zwischen zwei Systemen ist und durch die Stromsollwert-Summations-Subtraktions-Einheit 41 berechnet wurde, addiert. In anderen Worten: Der Wert Iq diff₆* wird zu 0 addiert. Somit werden die durch die Stromsollwert-Summations-Subtraktions-Einheit 41 berechneten Id sum*, Iq sum* und Id diff* direkt an die Stromrückkopplungs-Berechnungseinheit 40 ausgegeben. Der Wert Iq diff₆* wird zu Iq diff* addiert, und der Iq diff* wird an die Stromrückkopplungs-Berechnungseinheit 40 ausgegeben.
Die Stromrückkopplungs-Berechnungseinheit 40 umfasst eine Summations-Steuereinheit 421, eine Differenz-Steuereinheit 422, eine Systemspannungs-Berechnungseinheit 43 und eine Rückkopplungsstrom-Summations-Subtraktions-Einheit 46. Es ist anzumerken, dass „ein Abschnitt, welcher eine Rückkopplungsregelung basierend auf der Abweichung zwischen dem Sollwert und dem aktuellen Wert durchführt” als „Stromrückkopplungs-Berechnungseinheit” definiert ist. Dementsprechend sind die Koordinatenumwandlungs-Einheiten 341, 342, 351 und 352 außerhalb der Stromrückkopplungs-Berechnungseinheit gezeigt.
Die Summations-Steuereinheit 421 empfängt Abweichungen zwischen Id sum*, Iq sum* und Id sum, Iq sum, welche durch die Rückkopplungsstrom-Summations-Subtraktions-Einheit 46 berechnet wurden. Die Summations-Steuereinheit 421 berechnet durch eine Proportional-Integral-Regler-Berechnung Vd sum und Vq sum, welche Spannungssollwerte für zwei Systeme sind, um die Abweichungen zu konvergieren.
Die Differenz-Steuereinheit 422 empfängt Id diff* (= 0), einen Wert, in welchem Iq diff₆* zu Iq diff* (= 0) addiert wurde, wobei Abweichungen von Id diff und Iq diff durch die Rückkopplungsstrom-Summations-Subtraktions-Einheit 46 berechnet wurden. Die Differenz-Steuereinheit 422 berechnet, durch die Proportional-Integral-Regler-Berechnung, Vd diff und Vq diff, welche die Differenzen der Spannungssollwerte zwischen zwei Systemen sind, um die Abweichungen auf 0 zu konvergieren.
Für die in 3 gezeigten Koordinatenumwandlungs-Einheiten 341, 342, 351 und 352 wird bei der Umwandlungs-Einheit für das erste System das Suffix „erstes” und bei der Umwandlungs-Einheit für das zweite System das Suffix „zweites” angegeben. Da jedoch Funktionen der jeweiligen Steuerblöcke zwischen zwei Systemen gleich sind, werden die Suffixe „erstes” und „zweites” entsprechend weggelassen. Bei der Koordinatenumwandlungs-Berechnung wird θ als ein Phasenwinkel für das erste System verwendet und θ-30 wird für das zweite System verwendet, wobei die Phase für das zweite System um 30 Grad verschoben ist. Nachfolgend wird die Einheit von θ durch die gesamte Spezifikation als [Grad] definiert.
Die Systemspannungs-Berechnungseinheit 43 wandelt Vd sum, Vq sum, Vd diff und Vq diff zu den Spannungssollwerten für das erste und zweite System um, d. h. Vd1, Vq1, Vd2 und Vq2, und gibt diese an die 2-zu-3-Phasen-Umwandlungs-Einheiten 341 und 342 aus.
Die 2-zu-3-Phasen-Umwandlungs-Einheiten 341 und 342 führen eine Koordinatenumwandlung der dq-Achsenspannungssollwerte Vd1, Vq1, Vd2 und Vq2 in Drei-Phasenspannungssollwerte Vu1, Vv1, Vw1, Vu2, Vv2 und Vw2 durch.
Anschließend wird eine PWM-Steuerung oder dergleichen basierend auf den Drei-Phasenspannungssollwerten Vu1, Vv1, Vw1, Vu2, Vv2 und Vw2 durchgeführt, um so Antriebssignale für die Inverter 601 und 602 zu erzeugen.
Die 3-zu-2-Phasen-Umwandlungs-Einheiten 351 und 352 führen eine Koordinatenumwandlung der aktuellen Ströme Iu1, Iv1, Iw1, Iu2, Iv2 und Iw2, welche durch den Stromsensor erfasst wurden, in die dq-Achsenströme Id1, Iq1, Id2 und Iq2 durch, wodurch eine Rückkopplungsregelung durchgeführt wird.
Die Rückkopplungsstrom-Summations-Subtraktions-Einheit 46 führt Summation und Subtraktion für die durch die 3-zu-2-Phasen-Umwandlungs-Einheiten 351 und 352 übertragenen Stromerfassungswerte Id1, Iq1, Id2 und Iq2 durch, um Id sum, Iq sum, Id diff und Iq diff zu berechnen.
Anschließend wird unter Bezugnahme auf die 4 bis 8 eine Konfiguration der Spitzenreduktionsstromsollwert-Berechnungseinheit 20 beschrieben, welche üblicherweise für jede Ausführungsform verwendet wird.
Wie in 4 gezeigt ist die Spitzenreduktionsstromsollwert-Berechnungseinheit 20 mit einer d-Achsenstromsollwert-Begrenzungseinheit 21, einer Stromamplituden-Berechnungseinheit 22, einer Stromamplituden-Begrenzungseinheit 23, einer Stromamplitudenverstärkung-Einstelleinheit 24, einer Stromphasen-Berechnungseinheit 25, einer Phasenkompensationsbetrag-Berechnungseinheit 26 und einer Endstromsollwert-Berechnungseinheit 27 versehen. Die Spitzenreduktionsstromsollwert-Berechnungseinheit 20 berechnet die dq-Achsenströme Id1₆*, Id2₆*, Iq1₆* und Iq2₆* 6-ter Ordnung als Spitzenreduktionsstromsollwerte basierend auf den dq-Achsenstromsollwerten Id* und Iq*. Gemäß der ersten Ausführungsform sind die Amplituden der d-Achsenströme Id1₆* und Id2₆* 0.
Die Spitze des Phasenstroms wird verringert, so dass die an den Invertern 601 und 602 oder den Wicklungsgruppen 801 und 802 erzeugte Wärme insbesondere dann verringert werden kann, wenn der Motor 80 steht oder eine niedrige Drehzahl aufweist.
Die Spitzenreduktionsstromsollwert-Berechnungseinheit 20 akzeptiert einen durch den Drehwinkelsensor 85 erfassten Phasenwinkel θ und eine Winkelgeschwindigkeit ω, welche durch Differenzierung des Phasenwinkels θ mit der Zeit erhalten wird, zusätzlich zu den dq-Achsenstromsollwerten Id* und Iq*. Die elektrische Winkelgeschwindigkeit bzw. Phasenwinkelgeschwindigkeit (electrical angular velocity) ω wird durch Multiplikation mit der Proportionalitätskonstante in eine Motordrehzahl [rpm] umgewandelt. In der folgenden Beschreibung und den Zeichnungen wird „Drehzahl, welche durch Umwandlung der Phasenwinkelgeschwindigkeit ω erhalten wird” entsprechend mit „Drehzahl ω” abgekürzt. Auch wird eine positive oder negative Richtung der Drehzahl ω, d. h. die Drehrichtung des Motors 80, basierend auf der positiven oder negativen Richtung des Phasenwinkels θ definiert.
Die Spitzenreduktionsstromsollwert-Berechnungseinheit 20 berechnet dq-Achsenstrom 6-ter Ordnung in der dq-Koordinate so, um die Spitze der Komponente des Phasenstroms erster Ordnung zu reduzieren. Nachfolgend werden die durch die jeweiligen Steuerblöcke durchgeführten Berechnungen beschrieben. Jede Berechnung kann unter Bezugnahme auf ein Kennlinienfeld oder durch Verwendung von Gleichungen ausgeführt werden.
Die d-Achsenstromsollwert-Begrenzungseinheit 21 begrenzt den d-Achsenstromsollwert Id* basierend auf der Drehzahl ω des Motors 80 und gibt den d-Achsenstromsollwert-Begrenzungswert Id*_lim aus. Insbesondere wenn, wie in 5 gezeigt, der Absolutwert der Drehzahl ω größer als oder gleich ωd₁ ist, wird der d-Achsenstromsollwert Id* mit 1 als d-Achsenstrombegrenzende Verstärkung Kd multipliziert. Wenn der Absolutwert der Drehzahl ω kleiner als ωd₀ ist, wird der d-Achsenstromsollwert Id* mit 0 als d-Achsenstrombegrenzende Verstärkung Kd multipliziert. Auch wenn der Absolutwert der Drehzahl ω in einem Bereich von ωd₀ bis ωd₁ liegt, erhöht sich die Verstärkung Kd sukzessive von 0 auf 1.
Wenn der Absolutwert der Drehzahl ω größer oder gleich ωd₁ ist, wird der d-Achsenstromsollwert Id* beibehalten und wenn der Absolutwert der Drehzahl ω kleiner als ωd₀ ist, wird der d-Achsenstromsollwert Id* auf 0 festgelegt, um die Stromphase θi auf 0 Grad zu fixieren. Auch wenn der Absolutwert der Drehzahl ω in einem Bereich von ωd₀ bis ωd₁ liegt, ändert sich der d-Achsenstromsollwert Id* sukzessive. Somit kann in einem niedrigen Drehzahlbereich, in dem der Absolutwert der Drehzahl ω kleiner als ωd₀ ist, die Berechnung der dq-Achsenstromphase θi weggelassen werden.
Die Stromphase θi entspricht einem Winkel relativ zur +q-Achse des Stromvektors, wobei Id* und Iq* in der dq-Achsenkoordinate jeweils als d-Achsen- bzw. q-Achsen-Komponente definiert sind. Die Stromphase θi ist so definiert, dass die Richtung entgegen dem Uhrzeigersinn relativ zur +q-Achse eine positive Richtung ist.
Die Stromamplituden-Berechnungseinheit 22 berechnet den Stromamplitudenreferenzwert Ip₀ der Komponente 6-ter Ordnung des dq-Achsenstroms.
Die Stromamplituden-Begrenzungseinheit 23 begrenzt den Wert des Stromamplitudenreferenzwertes Ip₀ und gibt den Wert als Stromamplitudenbegrenzungswert IP_LIM aus. Insbesondere wenn, wie in 6 gezeigt, der Absolutwert des Stromamplitudenreferenzwerts Ip₀ größer oder gleich Ip_neg und kleiner oder gleich Ip_grd ist, wird der Stromamplitudenreferenzwert Ip₀ beibehalten. Andererseits wird, wenn der Absolutwert des Stromamplitudenreferenzwerts Ip₀ kleiner als Ip_neg ist, der Stromamplitudenbegrenzungswert IP_LIM auf 0 festgelegt. Weiterhin wird, wenn der Absolutwert des Stromamplitudenreferenzwerts Ip₀ Ip_grd übersteigt, der Stromamplitudenbegrenzungswert IP_LIM auf einen Schutzwert ±Ip_grd beschränkt.
Wenn der Absolutwert des Stromamplitudenreferenzwerts Ip₀ kleiner als Ip_neg ist, ist es nicht notwendig die Spitze zu reduzieren, da die Spitze der Komponente erster Ordnung des Phasenstroms relativ niedrig ist, wodurch weniger Wärme erzeugt wird.
Daher kann die Berechnung des Spitzenreduktionsstromsollwerts weggelassen werden, wenn der Stromamplitudenbegrenzungswert IP_LIM auf 0 und der durch die Spitzenreduktionsstromsollwert-Berechnungseinheit 20 ausgegebene Spitzenreduktionssollwert auf 0 festgelegt wird.
Die Stromamplitudenverstärkung-Einstelleinheit 24 stellt die Stromamplitudenverstärkung Kp basierend auf der Drehzahl ω des Motors 80 ein. Die Stromamplitude Ip wird an die Endstromsollwert-Berechnungseinheit 27 ausgegeben, in welcher die Stromamplitude Ip durch Multiplizieren des durch die Stromamplituden-Begrenzungseinheit 23 ausgegebenen Stromamplitudenbegrenzungswerts IP_LIM mit der Stromamplitudenverstärkung Kp erhalten wird.
Wie in den 7A und 7B gezeigt, wird, wenn der Absolutwert der Drehzahl ω größer als ωp ist, die Stromamplitudenverstärkung Kp auf 0 festgelegt. In anderen Worten: In einem Bereich mit hoher Drehzahl, in dem der Absolutwert der Drehzahl ω größer als ωp ist, wird der Spitzenreduktionsstromsollwert auf 0 festgelegt und die Spitze der Komponente 1-ter Ordnung des Phasenstroms wird nicht reduziert. Daher kann unter der Annahme, dass eine Beziehung zwischen einem Drehzahl-Schwellenwert ωp der Stromamplitudenverstärkung-Einstelleinheit 24 und einem Drehzahl-Schwellenwert ωd₀ der d-Achsenstromsollwert-Begrenzungseinheit 21 ωd₀ ≥ ωp ist, die Berechnung der Stromphase θi in allen Drehzahlbereichen weggelassen werden.
Wenn andererseits der Absolutwert der Drehzahl ω kleiner oder gleich ωp ist, wie in einem Beispiel in 7A gezeigt, wird die Stromamplitudenverstärkung Kp so eingestellt, dass wenn die Drehzahl ω sich 0 annähert, die Stromamplitudenverstärkung Kp linear erhöht wird. In einem in 76 gezeigtem Beispiel wird die Stromamplitudenverstärkung Kp so eingestellt, dass einen Betrag einer verringerten Amplitude aufgrund einer Ansprechverzögerung der Stromsteuerung kompensiert wird. Beispielsweise erhöht sich die Stromamplitudenverstärkung Kp, wenn der Absolutwert der Drehzahl gegenüber ωp sinkt und sinkt, wenn der Absolutwert der Drehzahl ω um 0 liegt.
Gemäß dieser Konfiguration werden harmonische Komponenten dem Strom überlagert, wenn mit einer Drehzahl von 0 bzw. mit einer niedrigen Drehzahl rotiert wird, wobei die erzeugte Wärme wahrscheinlich den Spitzenwert beeinflusst und es werden keine harmonische Komponenten dem Strom überlagert, wenn mit einer hohen Drehzahl rotiert wird, wobei der Effektivwert wahrscheinlich eine Wärmeerzeugung beeinflussen wird.
Somit kann eine effektive Steuerung in Abhängigkeit von verschiedenen Anforderungen durchgeführt werden.
In dem Fall, in dem eine Beziehung zwischen dem Drehzahl-Schwellenwert ωp der Stromamplitudenverstärkung-Einstelleinheit 24 und dem Drehzahl-Schwellenwert ωd₀ der d-Achsenstromsollwert-Begrenzungseinheit 21 ωd₀ < ωp ist, berechnet die Stromphasen-Berechnungseinheit 25 basierend auf den dq-Achsenstromsollwerten Id* und Iq* die dq-Achsenstromphase θi in einem als ωd₀ < |ω| < ωp definierten Bereich des Absolutwerts der Drehzahl ω und gibt die dq-Achsenstromphase θi an die Endstromsollwert-Berechnungseinheit 27 aus.
Die Phasenkompensationsbetrag-Berechnungseinheit 26 berechnet einen Phasenkompensationsbetrag θc, welcher in Abhängigkeit von der Drehzahl ω des Motors 80 eingestellt wird. Je höher die Drehzahl ω, desto höher die Frequenz des einzuspeisenden Stroms, so dass ein Betrag der Phasenverzögerung aufgrund einer Ansprechverzögerung der Stromsteuerung kompensiert werden muss. Somit, wie in 8 gezeigt, berechnet die Phasenkompensationsbetrag-Berechnungseinheit 26 einen Phasenkompensationsbetrag θc, welcher eine positive Korrelation mit der Drehzahl ω in einem Bereich vom unteren Grenzwert θc_min bis zum oberen Grenzwert θc_max aufweist und gibt den Phasenkompensationsbetrag θc an die Endstromsollwert-Berechnungseinheit 27 aus.
Die Endstromsollwert-Berechnungseinheit 27 nimmt optional die Stromamplitude Ip, die Phasenkompensation θc und die dq-Achsenstromphase θi an. Außerdem erlangt die Endstromsollwert-Berechnungseinheit 27 vom Drehwinkelsensor 85 einen Phasenwinkel θ und berechnet die dq-Achsenströme Id1₆*, Id2₆*, Iq1₆* und Iq2₆* 6-ter Ordnung.
Bei einer Konfiguration ohne Summations-Subtraktions-Einheit 28 berechnet die Endstromsollwert-Berechnungseinheit 27 Id diff₆* und Iq diff₆*, welche die Differenzen der dq-Achsenströme 6-ter Ordnung zwischen zwei Systemen sind.
Gemäß der wie oben konfigurierten ersten Ausführungsform fließen als dq-Achsenströme 6-ter Ordnung für die Phasenstromspitzenreduktion nur die q-Achsenströme Iq1₆* und Iq2₆* 6-ter Ordnung durch die Wicklungsgruppen 801 und 802 und nicht die d-Achsenströme Id1₆* und Id2₆* 6-ter Ordnung. Als Nächstes werden technische Vorteile gemäß der oben beschriebenen Konfiguration beschrieben.
Das durch den Motor erzeugte Drehmoment Tm wird durch die Gleichung (1) ausgedrückt, wobei hier das Drehmoment aus einer Summe des Magnetdrehmoments und des Reluktanzdrehmoments zusammengesetzt ist. Tm = Kt × Iq + (Ld – Lq) × Id × Iq (1), wobei Kt die Magnetdrehmomentkonstante darstellt und Ld und Lq die d-Achseninduktivität und die q-Achseninduktivität darstellen.
Im Wesentlichen wird, da eine rotierende elektrische Maschine mit einem eingebetteten Permanentmagnettyp die Charakteristik Ld ≠ Lq aufweist, ein Reluktanzdrehmoment entsprechend dem zweiten Term in der rechten Seite der Gleichung (1) erzeugt.
Für den Strom, welcher durch die Wicklungsgruppen 801 und 802 der zwei Systeme geleitet wird, wobei diese eine Positionsbeziehung mit Phasenwinkeln aufweisen, die um 30 Grad voneinander verschoben sind, wird eine Konfiguration verwendet, in der dq-Achsenstrom 6-ter Ordnung den Grundwellen 0-ter Ordnung in der dq-Koordinate überlagert ist. Wenn angenommen wird, dass die zwei Systeme sich in einem normalen Zustand befinden, sind die durch die Inverter 601 und 602 ausgegebenen Amplituden des Wechselstroms der zwei Systeme gleich und die Phasendifferenz zwischen zwei Systemen beträgt 30 Grad.
Bei dieser Konfiguration werden das Wicklungs-Drehmoment Tm1 des ersten Systems und das Wicklungs-Drehmoment Tm2 des zweiten Systems durch die folgenden Gleichungen (2.1) und (2.2) ausgedrückt. Beispielsweise bezieht sich Iq1₀ auf die q-Achsenstromamplitude 0-ter Ordnung im ersten System und Iq2₆ auf die q-Achsenstromamplitude 6-ter Ordnung im zweiten System. Tm1 = Kt × (Iq1₀ + Iq1₆sin(6θ)) + (Ld – Lq) × (Id1₀ – Id1₆cos(6θ)) × (Iq1₀ + Iq1₆sin(6θ)) (2.1) Tm2 = Kt × (Iq2₀ + Iq2₆sin(6θ)) + (Ld – Lq) × (Id2₀ – Id2₆cos(6θ)) × (Iq2₀ + Iq2₆sin(6θ)) (2.2)
Die elektrischen Eigenschaften der zwei Systeme sind gleich. Daher werden mit den folgenden Gleichungen (3.1) bis (3.4) die dq-Achsenströme 0-ter Ordnung Id₀, Iq₀ und die dq-Achsenströme 6-ter Ordnung Id₆, Iq₆ definiert, welche für die zwei Systeme gebräuchlich sind. Id₀ = Id1₀ = Id2₀ (3.1) Iq₀ = Iq1₀ = Iq2₀ (3.2) Id₆ = Id1₆ = Id2₆ (3.3) Iq₆ = Iq1₆ = Iq2₆ (3.4)
Wenn beide Seiten in den Gleichungen (2.1) und (2.2) unter Verwendung der Gleichungen (3.1) bis (3.4) summiert werden, wird das gesamte Wicklungs-Drehmoment Tm der zwei Systeme durch die Gleichung (4) dargestellt. Tm = Tm1 + Tm2 = 2Kt × Iq₀ + (Ld – Lq) × (2Id₀Iq₀ – 2 × Id₆cos(6θ) × Iq₆sin(6θ)) = 2Kt × Iq₀ + (Ld – Lq) × (2Id₀Iq₀ – Id₆Iq₆sin(12θ) (4)
Insbesondere kann im zweiten Term der rechten Seite von Gleichung (4) die Drehmomentwelligkeit 6-ter Ordnung für die zwei Systeme aufgehoben werden, die Drehmomentwelligkeit 12-ter Ordnung kann jedoch nicht aufgehoben werden.
Daher, wenn entweder eine Amplitude des d-Achsenstroms 6-ter Ordnung Id₆ oder des q-Achsenstroms 6-ter Ordnung Iq₆ auf 0 festgelegt wird, wird die Drehmomentwelligkeit 12-ter Ordnung mit diesen Produkten 0. Jedoch wurde in dem Fall, in dem die Amplitude des q-Achsenstroms 6-ter Ordnung Iq₆ auf 0 festgelegt wird und nur der d-Achsenstrom 6-ter Ordnung Id₆ fließt, durch eine Prüfung festgestellt, dass kein Spitzenreduktions-Effekt des Phasenstroms erhalten werden kann. Dementsprechend wird in der ersten Ausführungsform eine Konfiguration angewandt, bei der die Amplitude des d-Achsenstroms 6-ter Ordnung Id₆ auf 0 festgelegt wird und nur der q-Achsenstrom 6-ter Ordnung Iq₆ fließt.
In diesem Fall, bei der Substitution von Id₆ = 0 in der Gleichung (4), wird die folgende Gleichung (5) erhalten. Insbesondere wird das Reluktanzdrehmoment nur durch die dq-Achsenströme 0-ter Ordnung Id₀ und Iq₀ definiert, welche Gleichstromkomponenten sind, und es wird keine Drehmomentwelligkeit 12-ter Ordnung erzeugt. Tm = Tm1 + Tm2 = 2Kt × Iq₀ + (Ld – Lq) × (2Id₀Iq₀ – 0 × Iq₆sin(12θ)) = 2Kt × Iq₀ + 2(Ld – Lq) × Id₀Iq₀ (5)
Anschließend wird der Spitzenreduktionseffekt des Phasenstroms gemäß der ersten Ausführungsform unter Bezugnahme auf die 9 bis 12 beschrieben.
Nachfolgend werden die Amplitudenverhältnisse für d-Achsenstrom 6-ter Ordnung Id₆ und q-Achsenstrom 6-ter Ordnung Iq₆ mit Bezug auf die Grundamplitude jeweils als d-Achsenstromamplitudenverhältnis 6-ter Ordnung R(Id₆) bzw. q-Achsenstromamplitudenverhältnis 6-ter Ordnung R(Iq₆) bezeichnet. 9 zeigt eine Änderung in dem Phasenstromspitzenreduktionsverhältnis, wenn das q-Achsenstromamplitudenverhältnis 6-ter Ordnung R(Iq₆) von 0% auf 10% geändert wird. Der dem q-Achsenstromamplitudenverhältnis 6-ter Ordnung R(Iq₆) um das maximale Phasenspitzenreduktionsverhältnis (gezeigt in 9), d. h. 4%, 4.4% und 5%, entsprechende Phasenstrom-Schwingungsverlauf ist jeweils in den 10, 11 und 12 gezeigt.
Die 10A, 10B, 11A, 11B, 12A und 12B zeigen Phasenstrom-Schwingungsverläufe für eine elektrische Periode. Die jeweiligen dreiphasigen Schwingungsverläufe im gleichen System haben die gleiche Schwingungsverlauf-Kontur, wobei Phasen um 120 Grad voneinander verschoben sind. Auch Schwingungsverläufe zwischen zwei Systemen, welche einer der drei Phasen entsprechen, sind um 30 Grad voneinander verschoben. Die Schwingungsverläufe in den 10A, 10B, 11A, 11B, 12A und 12B können in jedem System und jeder der drei Phasen auftreten und eine Position auf der Phasenachse, welche durch 0 Grad gekennzeichnet ist, hat keine besondere Bedeutung. In den 10A, 10B, 11A, 11B, 12A und 12B wird die Grundwelle des Phasenstroms durch sin(θ + 165) ausgedrückt.
Mit anderen Worten: Eine positive Spitze und eine negative Spitze in der Grundwelle erscheinen bei der Phase θ = –75 und 105.
In jeder der 10B, 11B und 12B ist ein Bereich um die positive Spitze des Phasenstroms, welcher in jeder der 10A, 11A und 12A gezeigt ist, in Bezug auf die Phase θ = –75 Grad als zentrale Phase vergrößert. Wie in den 10B, 11B und 12B gezeigt, sinkt in dem Phasenstrom-Schwingungsverlauf, in dem der q-Achsenstrom 6-ter Ordnung Iq₆ überlagert ist, der Stromwert an der zentralen Phase im Vergleich zu den Stromwerten auf den beiden Seiten und weist Spitzenwerte an beiden Seiten der zentralen Phase auf. Hierbei wird ein Phasenstromspitzenreduktionsverhältnis als eine Differenz zwischen dem Spitzenwert und dem 100%-Phasenstrom definiert. Das Phasenstromspitzenreduktionsverhältnis beträgt etwa 3.4%, wenn das q-Achsenstromamplitudenverhältnis 6-ter Ordnung R(Iq₆) im Bereich von 4% bis 5% liegt.
Gemäß dem Verfahren, welches in der oben genannten Patentliteratur (d. h. Japanisches Patent Nr. 5672278 ) offenbart ist, wird die Harmonische 5-ter Ordnung der Grundwelle überlagert, wodurch der Phasenstromspitzenwert reduziert wird. Zu diesem Zeitpunkt fließt Strom mit einer um 30 Grad verschobenen Phase durch die Wicklungsgruppen der zwei Systeme, wodurch die Drehmomentwelligkeiten 6-ter Ordnung aufgehoben werden. Jedoch gibt es gemäß dieser Patentliteratur keine Nennung des Reluktanzdrehmoments 12-ter Ordnung, welches nicht aufgehoben wurde. Dementsprechend ist das durch die oben genannte Patentliteratur offenbarte Verfahren für eine rotierende elektrische Maschine mit einem Oberflächenmagnettyp wirksam. Jedoch können, gemäß der oben genannten Patentliteratur, bei der Anwendung auf eine rotierende elektrische Maschine, welche Drehmoment bestehend aus dem Magnetdrehmoment und dem Reluktanzdrehmoment erzeugt, einige Drehmomentwelligkeiten nicht aufgehoben werden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist die Steuereinheit 651 der ersten Ausführungsform jedoch so konfiguriert, dass die Amplitude des d-Achsenstroms 6-ter Ordnung Id₆ für den der Grundwelle der dq-Achsenkoordinate überlagerten Spitzenreduktionsstrom auf 0 festgelegt wird, um so nur dem q-Achsenstrom 6-ter Ordnung Iq₆ das Fließen zu erlauben. Somit kann im Motor 80, welcher Drehmoment aus einer Summe aus dem Magnetdrehmoment und dem Reluktanzdrehmoment erzeugt, der Phasenstromspitzenwert reduziert werden, wodurch Drehmomentwelligkeiten des Reluktanzdrehmoments vermieden werden. Daher können Effekte wie die Reduzierung von Wärme und Verlustleistung durch den Phasenstromspitzenwert erzielt werden und weiterhin kann eine Beeinflussung durch Rauschen oder Vibration aufgrund der Drehmomentwelligkeiten vermieden werden.
Insbesondere ist gemäß einer elektrischen Servolenkvorrichtung von Fahrzeugen aufgrund eines beschränkten Einbauraumes eine kleine ECU 10 zur Versorgung mit einer großen Strommenge erforderlich. Daher ist eine Reduzierung von Wärme und Verlustleistung durch Reduktion der Phasenstromspitze dringend erforderlich. Andererseits, da Rauschen oder Vibration aufgrund von Drehmomentwelligkeiten die Wahrnehmung des Fahrers, welcher das Lenkrad bedient, signifikant beeinflussen und ebenso die Leistungsfähigkeit beeinflusst, ist eine Reduktion der Drehmomentwelligkeiten sehr wünschenswert.
Daher kann durch entsprechende Ausführungsformen gemäß der vorliegenden Erfindung sowohl ein Effekt der Reduzierung der Drehmomentwelligkeiten als auch ein Spitzenreduktionseffekt des Phasenstroms effektiv erreicht werden. Weiterhin kann, gemäß der ersten Ausführungsform, da die Drehmomentwelligkeiten 12-ter Ordnung 0 sein können, die Konfiguration der vorliegenden Erfindung in geeigneter Weise an ein System angepasst werden, in welchem eine Reduzierung von Rauschen und Vibration sehr wünschenswert ist.
(Zweite Ausführungsform)
Die zweite Ausführungsform wird unter Bezugnahme auf die 13, 14A und 14B beschrieben.
Die Steuereinheit 652 gemäß der zweiten Ausführungsform legt die Amplituden der d-Achsenströme 6-ter Ordnung Id1₆* und Id2₆* auf einen Wert ungleich Null fest, wobei die d-Achsenströme Id1₆* und Id2₆* durch die Spitzenreduktionsstromsollwert-Berechnungseinheit 20 berechnet wurden. Außerdem werden die Amplituden der q-Achsenströme 6-ter Ordnung Iq1₆* und Iq2₆* auf Werte größer als die Amplituden der d-Achsenströme 6-ter Ordnung Id1₆* und Id2₆* festgelegt. Die durch die Summations-Subtraktions-Einheit 28 berechneten Differenzen Id diff₆* und Iq diff₆* werden zu den durch die Stromsollwert-Summations-Subtraktions-Einheit 41 berechneten Differenzen Id diff* und Iq diff* addiert, d. h. zu 0 addiert. Dann wird der summierte Stromwert an die Stromrückkopplungs-Berechnungseinheit 40 ausgegeben.
Die 14A und 14B zeigen einen Vergleich der Charakteristika zwischen der zweiten Ausführungsform und dem Vergleichsbeispiel. In der zweiten Ausführungsform wird das q-Achsenstromamplitudenverhältnis 6-ter Ordnung R(Iq₆) auf einen Wert größer als das d-Achsenstromamplitudenverhältnis 6-ter Ordnung R(Id₆) festgelegt.
In dem Vergleichsbeispiel wird das q-Achsenstromamplitudenverhältnis 6-ter Ordnung R(Iq₆) und das d-Achsenstromamplitudenverhältnis 6-ter Ordnung R(Id₆) auf den gleichen Wert festgelegt. Gemäß einem in den 14A und 14B gezeigten Beispiel wird der Maximalwert des q-Achsenstromamplitudenverhältnis 6-ter Ordnung R(Iq₆) auf 4.6% festgelegt. Das d-Achsenstromamplitudenverhältnis 6-ter Ordnung R(Id₆) und das q-Achsenstromamplitudenverhältnis 6-ter Ordnung R(Iq₆) an den Punkten A, B und C, welche in den 14A und 14B gezeigt sind, sind wie folgt. [Punkt A]: R(Id₆) = 0%, R(Iq₆) = 0% [Punkt B]: R(Id₆) = 0%, R(Iq₆) = 4.6% [Punkt C]: R(Id₆) = 4.6%, R(Iq₆) = 4.6%
Gemäß dem Vergleichsbeispiel, welches durch schwarze Punkte und gestrichelte Linien dargestellt ist, wird das d-Achsenstromamplitudenverhältnis 6-ter Ordnung R(Id₆) zwischen den Punkten A und C geändert, wobei die Beziehung R(Id₆) = R(Iq₆) beibehalten wird.
Das Amplitudenverhältnis (I₅) der 5-ten Harmonischen des Phasenstroms und das Amplitudenverhältnis (I₇) der Harmonischen des Phasenstroms 7-ter Ordnung werden durch die folgenden Gleichungen (6.1) und (6.2) ausgedrückt. R(I₅) = (R(Id₆) + R(Iq₆))/2 × √(2/3) (6.1) R(I₇) = (R(Id₆) – R(Iq₆))/2 × √(2/3) (6.2)
Daher wird, wenn eine Bedingung R(Iq₆) = R(Iq₆) erfüllt ist, das Amplitudenverhältnis R(I₇), welches der Harmonischen 7-ter Ordnung entspricht, 0. Mit anderen Worten: Das Vergleichsbeispiel basiert auf einer Konfiguration in welcher nur die Komponente des Phasenstroms 5-ter Ordnung die Grundwelle überlagert.
Unterdessen wird gemäß der zweiten Ausführungsform, welche durch weiße Punkte und durchgezogene Linien dargestellt ist, eine Bedingung R(Iq₆) = 4.6% festgelegt, und das d-Achsenstromamplitudenverhältnis 6-ter Ordnung R(Id₆) zwischen den Punkten B und C verändert.
Gemäß der zweiten Ausführungsform ist das d-Achsenstromamplitudenverhältnis 6-ter Ordnung R(Id₆) nicht 0 und das q-Achsenstromamplitudenverhältnis 6-ter Ordnung R(Iq₆) größer als das d-Achsenstromamplitudenverhältnis 6-ter Ordnung R(Id₆), so dass die Punkte B und C nicht eingeschlossen sind. Mit anderen Worten: Die zweite Ausführungsform definiert einen Bereich von einem Punkt, welcher unmittelbar nach Punkt B liegt, bis zum Punkt C. Deshalb sind die Umrisse der weißen Punkte B durch gestrichelte Linien dargestellt.
Es ist anzumerken, dass die erste Ausführungsform einen durch eine gestrichelte Linie dargestellten Bereich definiert, in welchem die Punkte A und B eingeschlossen sind und das d-Achsenstromamplitudenverhältnis 6-ter Ordnung R(Id₆) 0 ist. Wenn eine Bedingung R(Id₆) = 0 ist, gemäß den Gleichungen (6.1) und (6.2), ist eine Bedingung R(I₆) = –R(I₇) erfüllt. Mit anderen Worten: Komponenten des Phasenstroms 5-ter und 7-ter Ordnung werden überlagert, wobei der Absolutwert der Amplitudenverhältnisse gleich und die Phasen einander entgegengesetzt sind. Daher werden gemäß der ersten Ausführungsform die Amplituden der Komponenten des Phasenstroms 5-ter und 7-ter Ordnung kombiniert.
Jedoch wird gemäß der zweiten Ausführungsform, bei welcher nur eine Beziehung von 0 ≠ R(Id₆) < R(Iq₆) definiert ist, sowohl die Komponente des Phasenstroms 5-ter als auch die Komponente 7-ter Ordnung der Grundwelle überlagert, und Amplitudenkombinationen der Komponente 5-ter Ordnung und der Komponente 7-ter Ordnung des Phasenstroms können weitgehend ausgewählt werden.
14A zeigt eine Beziehung zwischen dem d-Achsenstromamplitudenverhältnis 6-ter Ordnung R(Id₆) und dem Phasenstromspitzenreduktionsverhältnis. In dem Vergleichsbeispiel, wenn das d-Achsenstromamplitudenverhältnis 6-ter Ordnung R(Id₆) von 0% auf 4.6% steigt, steigt das Phasenstromspitzenreduktionsverhältnis von 0% auf etwa 4,5%. In der zweiten Ausführungsform, wenn das d-Achsenstromamplitudenverhältnis 6-ter Ordnung R(Id₆) von 0% auf 4.6% steigt, steigt das Phasenstromspitzenreduktionsverhältnis von etwa 3.4% auf etwa 4.5%.
14B zeigt eine Beziehung zwischen dem Drehmomentwelligkeitsindex und dem Phasenstromspitzenreduktionsverhältnis. Der Drehmomentwelligkeitsindex ist eine durch die Gleichung (7) berechnete dimensionslose Zahl, wobei der Drehmomentwelligkeitsindex durch Multiplikation mit einer Proportionalitätskonstante basierend auf den Charakteristika des Motors 80 in einen Drehmomentwert umgewandelt wird. Hier wird ein Indexwert verwendet, um einen relativen Vergleich herzustellen. Drehmomentwelligkeitsindex = 1.5 × R(Id₆) [%] × R(Iq₆) [%] (7)
Ein kleinerer Drehmomentwelligkeitsindex wird vorzugsweise in Hinsicht auf Reduzierung von Rauschen und Vibration des Motors 80 verwendet. Der Drehmomentwelligkeitsindex ist in einem Bereich 0, in dem das d-Achsenstromamplitudenverhältnis 6-ter Ordnung R(Id₆) zwischen den Punkten A und B 0% beträgt.
In einem Vergleichsbeispiel steigt der Drehmomentwelligkeitsindex annähernd proportional zum Quadrat des Phasenstromspitzenreduktionsverhältnisses. Mit anderen Worten: Um die Phasenstromspitze zu reduzieren, wird der dq-Achsenstrom 6-ter Ordnung der Grundwelle überlagert, wodurch die Drehmomentwelligkeit 12-ter Ordnung in einer parabolischen Kurve steigt.
Gemäß der zweiten Ausführungsform wird das d-Achsenstromamplitudenverhältnis 6-ter Ordnung R(Id₆) von Punkt B in Richtung Punkt C von 0% auf 4.6% erhöht. Als Ergebnis kann das Phasenstromspitzenreduktionsverhältnis von 3.4% weiter erhöht werden, wodurch jedoch auch die Drehmomentwelligkeit zunimmt.
Dementsprechend wird ein Zielwert vorzugsweise unter Berücksichtigung einer Balance aus den Anforderungen, Reduktion der Phasenstromspitze und Reduktion der Drehmomentwelligkeit in einem realistischen System, in welchem die vorliegende Erfindung angewandt wird, bestimmt. Zum Beispiel, wenn eher eine Spitzenreduktion des Phasenstroms zur Reduktion von Wärme und Verlustleistung erforderlich ist, wird Punkt C vorzugsweise als Ziel verwendet, und wenn eher eine Reduktion der Drehmomentwelligkeit zur Reduktion von Rauschen und Vibration erforderlich ist, wird Punkt B vorzugsweise als Ziel verwendet.
Ferner, wenn ein fester Wert des q-Achsenstromamplitudenverhältnisses 6-ter Ordnung R(Iq₆) kleiner als 4.6% festgelegt wird, bewegt sich die Kennlinie, welche die Punkte B und C verbindet, in Richtung der Seite von Punkt A. Auch in diesem Fall entspricht der Arbeitsbereich der zweiten Ausführungsform einem kleineren Bereich als ein Bereich, welcher durch die im Vergleichsbeispiel gezeigte gestrichelte Linie definiert ist. Insbesondere können gemäß der zweiten Ausführungsform, verglichen mit dem Vergleichsbeispiel, Drehmomentwelligkeiten, welche den gleichen Phasenstromspitzenreduktionsverhältnissen entsprechen, reduziert werden.
(Dritte Ausführungsform)
Die dritte Ausführungsform wird unter Bezugnahme auf die 15 beschrieben.
Die Steuereinheit 653 gemäß der dritten Ausführungsform weist weiterhin eine Drehmomentwelligkeitskompensationsbetrag-Berechnungseinheit 29 auf, welche einen Kompensationsbetrag der Drehmomentwelligkeit der Komponente 12-ter Ordnung des Reluktanzdrehmoments berechnet, das basierend auf dem Produkt der Amplituden des dq-Achsenstroms 6-ter Ordnung erzeugt wird. In einer in 15 gezeigten Konfiguration, in der Rückkopplungsregelung für die Summierung und Subtraktion der Stromsollwerte zwischen den zwei Systemen durchgeführt wird, erlangt die Drehmomentwelligkeitskompensationsbetrag-Berechnungseinheit 29 Id diff₆* und Iq diff₆*, welche Differenzen der dq-Achsenströme 6-ter Ordnung sind. Der durch die Drehmomentwelligkeitskompensationsbetrag-Berechnungseinheit 29 berechnete Kompensationsbetrag wird zu Iq sum*, welcher eine Summe der q-Achsenstromsollwerte in den zwei Systemen ist, addiert.
Insbesondere werden die Drehmomentwelligkeiten in dem einen System basierend auf dem Produkt aus (Id diff₆/2) und (Iq diff₆/2) berechnet. Anschließend wird ein Wert, welcher ein doppelter Kompensationsbetrag für das eine System ist, zu Iq sum*, welcher eine Summe der q-Achsenstromsollwerte in den zwei Systemen ist, addiert.
Als ein realistisches Ziel kann ein Produkt aus dem d-Achsenstrom 6-ter Ordnung und dem q-Achsenstrom 6-ter Ordnung für das eine System vorzugsweise auf 1/10 oder weniger einer Komponente 0-ter Ordnung des q-Achsenstroms festgelegt werden.
Gemäß der dritten Ausführungsform werden die dq-Achsenströme 6-ter Ordnung Id₆ und Iq₆ berechnet, um einen ausreichenden Reduktionseffekt der Phasenstromspitze zu erreichen, und der q-Achsenstrom wird geleitet, um die Drehmomentwelligkeiten 12-ter Ordnung, welche durch die dq-Achsenströme Id₆ und Iq₆ erzeugt werden, zu kompensieren. Somit kann günstigerweise sowohl ein Spitzenreduktionseffekt des Phasenstroms als auch ein Effekt der Reduzierung der Drehmomentwelligkeiten erreicht werden.
Sogar in einem Fall der Bedingung Id diff₆ = 0, wie in der ersten Ausführungsform beschrieben, kann die Drehmomentwelligkeitskompensationsbetrag-Berechnungseinheit 29 unter Verwendung eines üblichen Berechnungsalgorithmus einen Kompensationsbetrag gleich 0 berechnen.
(Vierte Ausführungsform)
Die vierte Ausführungsform wird unter Bezugnahme auf die 15 beschrieben.
Die Steuereinheit 654 gemäß der vierten Ausführungsform umfasst zusätzlich zu der Konfiguration der Steuereinheit 651 der ersten Ausführungsform weiterhin eine Konfiguration zur Kompensation einer Totzeit der Drei-Phasen-Spannungssollwerte Vu1, Vv1, Vw1, Vu2, Vv2 und Vw2. Die Totzeitkompensation ist ein Verfahren, in welchem ein Spannungssollwert kompensiert wird, um die Einflüsse der Totzeit aufzuheben, wodurch eine Spannungsnutzungsrate verbessert und Verzerrung der Leitungsspannung reduziert werden kann.
Die Totzeitkompensations-Einheiten (in den Zeichnungen abgekürzt als DT-Kompensationseinheiten) 391 und 392 kompensieren die Drei-Phasen-Spannungssollwerte Vu1, Vv1, Vw1, Vu2, Vv2 und Vw2, um Einflüsse der Totzeit aufzuheben, und geben die kompensierten Spannungen Vu_dt1, Vv_dt1, Vw_dt1, Vu_dt2, Vv_dt2 und Vw_dt2 aus. In der Berechnung sind die Kompensationseinheiten 391 und 392 erforderlich, um die Polaritäten des Phasenstroms zu bestimmen.
Die Totzeitkompensations-Einheiten 391 und 392 sind konfiguriert, um die Polaritäten des Phasenstroms basierend auf dem Drei-Phasen-Überlagerungsstromsollwert, welcher ein Stromwert bestehend aus der Summe der Komponenten des Phasenstroms erster, 5-ter und 7-ter Ordnung ist, zu bestimmen. Diese Konfiguration wird durch zweifach gepunktete Linien gezeigt.
Gemäß dieser Konfiguration werden die vier Werte Id sum*, Iq sum*, Id diff₆*(= 0) und eine Summe aus Iq diff*(= 0) und Iq diff₆*, welche basierend auf den Ausgaben der Stromsollwert-Summations-Subtraktions-Einheit 41 und der Summations-Subtraktions-Einheit 28 erzeugt wurden, zusätzlich zur Summations-Steuereinheit 421 und der Differenz-Steuereinheit 422 an eine Systemspannung-Berechnungseinheit 47 ausgegeben.
Die Systemspannung-Berechnungseinheit 47 wandelt die vier Werte in die dq-Achsen-Überlagerungsstromsollwerte Id_sup1, Iq_sup1, Id_sup2 und Iq_sup2 für das erste und zweite System um und gibt die umgewandelten Werte an die Strom-2-zu-3-Phasen-Umwandlungs-Einheiten 381 und 382 aus.
Die dq-Achsen-Überlagerungsstromsollwerte Id_sup1, Iq_sup1, Id_sup2 und Iq_sup2 werden durch die Gleichungen (8.1)–(8.4) ausgedrückt. Id_sup1 = Id1* + Id1₆* = Id1* (8.1) Iq_sup1 = Iq1* + Iq1₆* (8.2) Id_sup2 = Id2* + Id2₆* = Id2* (8.3) Iq_sup2 = Iq2* + Iq2₆ ^* (8.4)
Die Strom-2-zu-3-Phasen-Umwandlungs-Einheiten 381 und 382 führen unter Verwendung der Phasenwinkel θ und θ-30 eine 2-zu-3-Phasen-Umwandlung durch, wobei die dq-Achsen-Überlagerungsstromsollwerte Id_sup1, Iq_sup1, Id_sup2 und Iq_sup2 in die Drei-Phasen-Überlagerungsstromsollwerte Iu_sup1, Iv_sup1, Iw_sup1, Iu_sup2, Iv_sup2 und Iw_sup2 umgewandelt werden, und gibt die umgewandelten Werte an die Totzeitkompensations-Einheiten 391 und 392 aus. Die Totzeitkompensations-Einheiten 391 und 392 bestimmen die Polaritäten des Phasenstroms basierend auf den erlangten Drei-Phasen-Überlagerungsstromsollwerten.
In 16 sind, um die Strom-2-zu-3-Phasen-Umwandlungs-Einheiten 381 und 382 und die 2-zu-3-Phasen-Umwandlungs-Einheiten 341 und 342 zu unterscheiden, die 2-zu-3-Phasen-Umwandlungs-Einheiten 341 und 342 als Spannung-2-zu-3-Phasen-Umwandlungs-Einheiten 341 und 342 bezeichnet.
In 16 sind Eingangs-Ausgangs-Signale durch gestrichelte Linien in der Konfiguration dargestellt, in der die Totzeitkompensations-Einheiten 391 und 392 die Polaritäten des Phasenstroms basierend auf dem aktuellen Strom bestimmen.
In dieser Konfiguration wird der von den Stromsensoren 701 und 702 erfasste aktuelle Strom, d. h. Iu1, Iv1, Iw1, Iu2, Iv2 und Iw2, an die 3-zu-2-Phasen-Umwandlungs-Einheiten 351 und 352 und auch an die Totzeitkompensations-Einheiten 391 und 392 übertragen.
Die Steuereinheit 654 gemäß der vierten Ausführungsform wird mit Totzeitkompensations-Einheiten 391 und 392 versehen, welche die Spannung basierend auf den Polaritäten des Phasenstroms kompensieren, um den Einfluss der Totzeit auf die an den Motor 80 angelegte Spannung aufzuheben. Somit wird die Spannungsnutzungsrate verbessert und die Verzerrung der Leitungsspannung kann reduziert werden.
(Andere Ausführungsformen)

(a) Gemäß der oben beschriebenen Ausführungsformen wird eine rotierende elektrische Maschine mit einem Oberflächenmagnettyp als eine typische dreiphasige rotierende elektrische Maschine verwendet, welche ein Drehmoment erzeugt, indem Magnetdrehmoment und Reluktanzdrehmoment summiert sind. Jedoch, da selbst die rotierende elektrische Maschine mit einem Oberflächenmagnettyp manchmal ein kleines Reluktanzdrehmoment erzeugt, kann die Konfiguration der vorliegenden Erfindung auf eine Steuereinrichtung einer rotierende elektrische Maschine mit einem Oberflächenmagnettyp angewandt werden.
(b) In den oben beschriebenen Ausführungsformen wird eine Steuerung für Stromamplituden der dq-Achsen-Komponente 6-ter Ordnung beschrieben, wobei die dq-Achsen-Komponente 6-ter Ordnung in Komponenten 5-ter und 7-ter Ordnung des Phasenstroms in der dreiphasigen rotierenden elektrischen Maschine umgewandelt werden. Diese Steuerung kann auf Komponenten verschiedener Ordnung angewandt werden, welche im Wesentlichen als 6(2k + 1)-te Ordnung ausgedrückt werden, wobei k = 0 oder eine höhere ganze Zahl ist, wie zum Beispiel Komponenten 18-ter oder 30-ter Ordnung, mit Ausnahme von dq-Achsen-Komponenten 6-ter Ordnung. Die Ordnungs-Nummer der erzeugten Reluktanzdrehmomentwelligkeiten basiert auf einem Produkt der Amplituden des dq-Achsenstroms der Komponenten 6(2k + 1)-ter Ordnung, was Komponenten 12-ter, 36-ter und 60-ter Ordnung entspricht, welche im Wesentlichen als 12(2k + 1)-te Ordnung ausgedrückt werden.
(c) Gemäß den oben beschriebenen Ausführungsformen wird eine Konfiguration verwendet, in welcher Rückkopplungsregelung für Summe und Subtraktion zwischen den dq-Achsenstromsollwerten durchgeführt wird. Es ist jedoch nicht auf diese Konfiguration beschränkt. Zum Beispiel wird eine Rückkopplungsregelung für jeden Stromsollwert jedes Systems durchgeführt.
(d) Spezifische Konfigurationen für die Steuervorrichtung der dreiphasigen rotierenden elektrischen Maschine sind nicht auf die in den 2 und 3 der oben beschriebenen Ausführungsformen beispielhaft dargestellten Konfigurationen beschränkt. Beispielsweise können Schaltelemente der Inverter aus anderen Feldeffekttransistoren als MOSFETs oder aus IGBTs oder dergleichen konfiguriert sein.
(e) Die Steuervorrichtung der dreiphasigen rotierenden elektrischen Maschine gemäß der vorliegenden Erfindung ist nicht auf eine Steuervorrichtung eines Lenkunterstützungsmotors einer elektrischen Servolenkvorrichtung begrenzt, sondern kann auf eine Steuervorrichtung für andere dreiphasige Motoren oder einen Generator angewandt werden.

Die vorliegende Erfindung ist, wie beschrieben, nicht auf die oben beschriebenen Ausführungsformen beschränkt, sondern kann auf verschiedene Weise modifiziert werden, ohne vom Umfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

JP 5672278 [0004, 0112]

Claims

Steuervorrichtung zum Antrieb einer dreiphasigen rotierenden elektrischen Maschine (80) mit zwei dreiphasigen Wicklungsgruppen (801, 802), wobei die dreiphasige rotierende elektrische Maschine ein Drehmoment erzeugt, welches eine Summe aus Magnetdrehmoment und Reluktanzdrehmoment ist, wenn Wechselstrom mit voneinander verschiedenen Phasen durch die zwei Wicklungsgruppen geleitet wird, wobei die Steuervorrichtung aufweist: zwei Leistungswandler (601, 602), welche jeweils für eine entsprechende der zwei Wicklungsgruppen bereitgestellt sind, wobei jeder Leistungswandler jede der zwei Wicklungsgruppen mit Wechselstrom speist, wobei der in die zwei Wicklungsgruppen eingespeiste Wechselstrom die gleiche Amplitude aufweist und die voneinander verschiedenen Phasen als 30 ± 60 × n [Grad] definiert sind, wobei n eine ganze Zahl ist; und eine Steuereinheit (65), welche konfiguriert ist, um den d-Achsenstrom und den q-Achsenstrom der Komponente 6(2k + 1)-ter Ordnung zu berechnen, welche eine Grundwellenkomponente auf einer dq-Koordinate überlagert, wobei k = 0 oder eine höhere ganze Zahl ist, um einen Spitzenwert einer Komponente erster Ordnung im Phasenstrom, der in die zwei Wicklungsgruppen geleitet wird, zu reduzieren, wodurch das Leiten der dreiphasigen rotierenden elektrischen Maschine gesteuert wird, wobei die Steuereinheit konfiguriert ist, um Strom so zu berechnen, dass eine Amplitude des q-Achsenstroms der Komponente 6(2k + 1)-ter Ordnung größer als eine Amplitude des d-Achsenstroms der Komponente der 6(2k + 1)-ten Ordnung ist.
Steuervorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Steuereinheit konfiguriert ist, um eine Amplitude des d-Achsenstroms der Komponente der 6(2k + 1)-ten Ordnung auf 0 festzulegen.
Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, wobei die Steuereinheit ferner eine Drehmomentwelligkeitskompensationsbetrags-Berechnungseinheit (29) aufweist, welche einen Kompensationsbetrag einer Drehmomentwelligkeit der Komponente 12(2k + 1)-ter Ordnung berechnet, die basierend auf einem Produkt der Amplituden des d-Achsenstroms und des q-Achsenstroms der Komponente der 6(2k + 1)-ten Ordnung erzeugt worden ist; und die Steuereinheit den Kompensationsbetrag der Drehmomentwelligkeit zum q-Achsenstrom addiert, wobei der Kompensationsbetrag der Drehmomentwelligkeit durch die Drehmomentwelligkeitskompensationsbetrags-Berechnungseinheit berechnet wurde.
Steuervorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Steuervorrichtung für eine elektrische Servolenkvorrichtung (90) eines Fahrzeugs eingerichtet ist und den Antrieb eines Lenkunterstützungsmotors als die dreiphasige rotierende elektrische Maschine steuert.