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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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(Technisches Gebiet)
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Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zum Steuern einer drehenden Maschine mit Mehrfachwicklung, die einen Anker enthält, der aus einer Mehrzahl von Wicklungssätzen besteht.
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(Stand der Technik)
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In einer drehenden Drei-Phasen-Maschine mit Doppelwicklung, welche eine drehende Maschine mit zwei Sätzen von Drei-Phasen-Wicklungen ist, wird eine Störspannung proportional zu einer Ableitung eines Stroms, der durch einen der zwei Drei-Phasen-Wicklungssätze fließt, aufgrund einer magnetischen Kopplung zwischen den zwei Drei-Phasen-Wicklungssätzen in den anderen induziert, wodurch ein Reaktionsvermögen eines Stromsteuersystems für einen Elektromotor reduziert werden kann. Um diesem Nachteil Rechnung zu tragen, wurde in der japanischen Patentanmeldung mit der Veröffentlichungsnummer
JP 2003-153585 A eine Vorrichtung zum Steuern einer derartigen drehenden Drei-Phasen-Maschine mit Doppelwicklung vorgeschlagen, welche konfiguriert ist, Inverter, die elektrisch mit den jeweiligen Drei-Phasen-Wicklungssätzen verbunden sind, zu steuern, um dadurch die drehende Maschine zu steuern. Genauer gesagt werden Befehlsspannungen, die an den jeweiligen Drei-Phasen-Wicklungssätzen anzulegen sind, unter Verwendung der Störspannungen, die proportional zu Ableitungen von Strömen sind, die durch die jeweiligen Drei-Phasen-Wicklungssätze fließen, korrigiert. Ein derartiges Verfahren kann eine Reduzierung des Reaktionsvermögens des Stromsteuersystems verhindern, wodurch Restwellenkomponenten der Ströme, die durch die jeweiligen Drei-Phasen-Wicklungssätze fließen, reduziert werden können. Dies kann eine Drehmomentwelligkeit des Elektromotors reduzieren.
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Die Störspannung, die aufgrund der magnetischen Kopplung in jedem Drei-Phasen-Wicklungssatz zwischen den zwei Drei-Phasen-Wicklungssätzen induziert wird, enthält nicht nur die vorstehend erwähnte Störspannung, die proportional zur Ableitung des Stroms ist, sondern auch eine Störspannung, die proportional zu einer Drehzahl des Elektromotors ist. Wenn die Drehzahl des Elektromotors hoch ist oder sich über die Zeit verändert, kann die Störspannung, die proportional zur Drehzahl des Elektromotors ist, eine Reaktionsfähigkeit des Stromsteuersystems reduzieren, was dazu führen kann, dass ein Drehmomentfehler ansteigt, wobei der Drehmomentfehler eine Ableitung eines Ausgangsdrehmoments des Elektromotors von dessen Befehlsdrehmoment ist.
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In Anbetracht des Vorstehenden wäre es daher wünschenswert, eine Vorrichtung zum Steuern einer drehenden Maschine mit Mehrfachwicklung zu schaffen, die geeignet ist, ein Reaktionsvermögen eines Stromsteuersystems für die drehende Maschine mit Mehrfachwicklung geeignet zu verbessern.
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KURZFASSUNG DER ERFINDUNG
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Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird eine Vorrichtung zum Steuern einer drehenden Maschine mit Mehrfachwicklung vorgeschlagen, aufweisend einen Anker, der aus einer Mehrzahl von Wicklungssätzen besteht, wobei die Vorrichtung in einem Steuersystem für eine drehende Maschine eingebracht ist, das einen Stromdetektor aufweist, der konfiguriert ist, für jeden der Wicklungssätze Ströme zu erfassen, die durch den Wickungssatz fließen, und einen Spannungsanleger aufweist, der konfiguriert ist, für jeden der Wicklungssätze Spannungen an dem Wicklungssatz anzulegen. Die Vorrichtung enthält einen Befehlsspannungsrechner, der konfiguriert ist, für jeden der Wicklungssätze Befehlsspannungen, die an dem Wicklungssatz anzulegen sind, derart zu berechnen, dass die Ströme, die durch den Stromdetektor erfasst werden, auf ihre jeweiligen entsprechenden Befehlsströme gesteuert werden; einen Störspannungsrechner, der konfiguriert ist, für jeden der Wicklungssätze Störspannungen zu berechnen, die proportional zu einer Drehzahl der drehenden Maschine sind, wobei die Störspannungen durch eine magnetische Kopplung zwischen dem Wicklungssatz und zumindest einem der anderen Wicklungssätze verursacht werden; einen Störspannungskompensator, der konfiguriert ist, für jeden der Wicklungssätze die Befehlsspannungen, die durch den Befehlsspannungsrechner berechnet werden, für ihre jeweiligen entsprechenden Störspannungen, die durch den Störspannungsrechner berechnet werden, zu kompensieren; und eine Betriebs- bzw. Betätigungseinheit, die konfiguriert ist, für jeden der Wicklungssätze den Spannungsanleger zu betätigen, um Ausgangswerte bzw. entsprechende Spannungen des Störspannungskompensators am Wicklungssatz anzulegen.
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Mit dieser Konfiguration können für jeden der Wicklungssätze Befehlsspannungen, die an dem Wicklungssatz anzulegen sind, für ihre jeweiligen entsprechenden Störspannungen, die proportional zur Drehzahl der drehenden Maschine sind, kompensiert werden, wodurch die Reaktionsfähigkeit des Stromsteuersystems für die drehende Maschine entsprechend verbessert werden kann. Ein Drehmomentfehler der drehenden Maschine kann entsprechend reduziert werden, selbst wenn die Drehzahl der drehenden Maschine hoch ist und/oder sich über die Zeit verändert.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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In den zugehörigen Zeichnungen zeigen:
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1 ein schematisches Steuersystem für eine drehende Maschine gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
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2 ein schematisches Blockdiagramm eines Stromsteuersystems gemäß der ersten Ausführungsform;
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3 die Entwicklung eines Ausgangsdrehmoments gemäß der ersten Ausführungsform;
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4 die Entwicklung eines Ausgangsdrehmoments gemäß dem Stand der Technik;
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5 die Entwicklung eines q-Achsenstroms gemäß der ersten Ausführungsform;
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6 die Entwicklung eines q-Achsenstroms gemäß dem Stand der Technik;
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7 Drehmomentfehler ΔTrq bei verschiedenen Drehzahlveränderungsraten;
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8 Zeitkonstanten τ bei verschiedenen Drehzahlen;
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9 ein schematisches Blockdiagramm eines Stromsteuersystems gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
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10 die Entwicklung eines Ausgangsdrehmoments gemäß der zweiten Ausführungsform;
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11 die Entwicklung eines Ausgangsdrehmoments gemäß dem Stand der Technik;
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12 ein schematisches Blockdiagramm eines Stromsteuersystems gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
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13 die Entwicklung eines Ausgangsdrehmoments gemäß der dritten Ausführungsform; und
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14 die Entwicklung eines q-Achsenstroms gemäß der dritten Ausführungsform.
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BESCHREIBUNG VON SPEZIFISCHEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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(Erste Ausführungsform)
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Anschließend wird eine Steuervorrichtung zum Steuern einer drehenden Maschine mit Mehrfachwicklung mit Bezug auf die zugehörigen Zeichnungen beschrieben, wobei die Steuervorrichtung in einem Fahrzeug montiert ist, das eine Maschine als Fahrzeughauptantrieb enthält.
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Wie in 1 dargestellt, ist ein Motor 10 eine drehende Drei-Phasen-Maschine mit Doppelwicklung, genauer gesagt, ein feldgewickelter Synchron-Elektromotor. In der vorliegenden Ausführungsform kann der Motor 10 ein integrierter Starter-Generator (ISG) sein, der sowohl als Starter bzw. Motor als auch als Generator funktioniert. Ein Rotor 12 des Motors 10 enthält Feldwicklungen 11. Zwischen dem Rotor 12 und einer Kurbelwelle 16a einer Maschine 16 wird eine Leistungsübertragung ermöglicht. In der vorliegenden Ausführungsform ist der Rotor 12 mit einer Kurbelwelle 16a über einen Riemen 14 verbunden.
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Ein Stator des Motors 10 enthält zwei Sätze von Drei-Phasen-Wicklungen: einen ersten Wicklungssatz 10a und einen zweiten Wicklungssatz 10b. Die ersten und zweiten Wicklungssätze 10a und 10b weisen jeweils unterschiedliche Neutralpunkte auf.
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Zwei Inverter, von welchen einer mit dem ersten Wicklungssatz 10a und der andere mit dem zweiten Wicklungssatz 10b assoziiert ist, sind mit dem Motor 10 elektrisch verbunden. Genauer gesagt ist der Inverter INV1 mit dem ersten Wicklungssatz 10a elektrisch verbunden und der zweite Inverter INV2 ist mit dem zweiten Wicklungssatz 10b elektrisch verbunden. Der Inverter INV1 ist mit einer ersten Batterie 18a als DC-Leistungsquelle bzw. Gleichstromquelle elektrisch verbunden, wie beispielsweise einer Lithiumionenbatterie oder einer Nickelwasserstoffspeicherzelle oder dergleichen, und der zweite Inverter INV2 ist mit einer zweiten Batterie 18b als Gleichstromquelle elektrisch verbunden, wie beispielsweise einer Bleibatterie oder dergleichen. Gemäß der vorliegenden Ausführungsform bilden der Inverter INV1 und der Inverter INV2 einen Spannungsanleger.
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In der vorliegenden Ausführungsform wird angenommen, dass die zweite Batterie 18b als eine Hilfsbatterie verwendet wird. Daher ist eine Anschlussspannung V1 der ersten Batterie 18a höher als eine Anschlussspannung V2 der zweiten Batterie 18b. Genauer gesagt ist eine Spannung eines offenen Kreises der ersten Batterie 18a höher als die der zweiten Batterie 18b, wenn die ersten und zweiten Batterien 18a, 18b im gleichen Ladezustand (SOC) sind. In der vorliegenden Ausführungsform wird angenommen, dass die Anschlussspannung V1 der ersten Batterie 18a viermal höher als die Anschlussspannung V2 der zweiten Batterie 18b ist. Zum Beispiel ist die Anschlussspannung der Batterie 18a 48 Volt und die Anschlussspannung der zweiten Batterie 18b ist 12 Volt.
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Deshalb wird in der ersten Ausführungsform eine Windungsanzahl N1 jeder Wicklung des ersten Wicklungssatzes 10a größer als eine Windungsanzahl N2 jeder Wicklung des zweiten Wicklungssatzes 10b eingestellt. Genauer gesagt wird in der ersten Ausführungsform die Windungsanzahl N1 viermal höher als die Windungsanzahl N2 eingestellt.
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Der erste Inverter INV1 enthält drei Reihenschaltungen von Schaltelementen: eine erste Reihenschaltung eines hochseitigen und eines niederseitigen Schaltelements Sup1, Sun1, eine zweite Reihenschaltung eines hochseitigen und eines niederseitigen Schaltelements Svp1, Svn1, und eine dritte Reihenschaltung eines hochseitigen und eines niederseitigen Schaltelements Swp1, Swn1. Ein Knotenpunkt der ersten Reihenschaltung eines hochseitigen und eines niederseitigen Schaltelements Sup1, Sun1 ist elektrisch mit einem U-Phasenanschluss des ersten Wicklungssatzes 10a verbunden, ein Knotenpunkt der zweiten Reihenschaltung eines hochseitigen und eines niederseitigen Schaltelements Svp1, Svn1 ist elektrisch mit einem V-Phasenanschluss des ersten Wicklungssatzes 10a verbunden und ein Knotenpunkt der dritten Reihenschaltung eines hochseitigen und eines niederseitigen Schaltelements Swp1, Swn1 ist elektrisch mit einem W-Phasenanschluss des ersten Wicklungssatzes 10a verbunden. In der vorliegenden Ausführungsform ist jedes der Schaltelemente Sαβ1 (α = u, v, w, β = p, n) ein N-Kanal-MOSFET und elektrisch anti-parallel mit einer jeweiligen entsprechenden Freilaufdiode Dαβ1 (α = u, v, w, β = p, n) verbunden. Jede Freilaufdiode Dαβ1 (α = u, v, w, β = p, n) kann eine Körperdiode eines entsprechenden Schaltelements Sαβ1 sein.
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Der zweite Inverter INV2 enthält, wie der erste Inverter INV1, drei Reihenschaltungen von Schaltelementen: eine erste Reihenschaltung eines hochseitigen und eines niederseitigen Schaltelements Sup2, Sun2, eine zweite Reihenschaltung eines hochseitigen und eines niederseitigen Schaltelements Svp2, Svn2, und eine dritten Reihenschaltung eines hochseitigen und eines niederseitigen Schaltelements Swp2, Swn2. Ein Knotenpunkt der ersten Reihenschaltung des hochseitigen und des niederseitigen Schaltelements Sup2, Sun2 ist elektrisch mit einem U-Phasenanschluss des zweiten Wicklungssatzes 10b verbunden, ein Knotenpunkt der zweiten Reihenschaltung des hochseitigen und des niederseitigen Schaltelements Svp2, Svn2 ist elektrisch mit einem V-Phasenanschluss des zweiten Wicklungssatzes 10b verbunden, und ein Knotenpunkt der dritten Reihenschaltung des hochseitigen und des niederseitigen Schaltelements Swp2, Swn2 ist elektrisch mit einem W-Phasenanschluss des zweiten Wicklungssatzes 10b verbunden. In der vorliegenden Ausführungsform ist jedes der Schaltelemente Sαβ2 (α = u, v, w, β = p, n) ein N-Kanal-MOSFET und elektrisch auf anti-parallele Weise mit einer jeweiligen entsprechenden Freilaufdiode Dαβ2 (α = u, v, w, β = p, n) verbunden. Jede Freilaufdiode Dαβ2 (α = u, v, w, β = p, n) kann eine Körperdiode eines entsprechenden Schaltelements Sαβ2 sein.
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Eine elektrische Leistungslenkvorrichtung bzw. Servolenkungsvorrichtung (EPS-Vorrichtung) 20a ist als fahrzeugseitig montierte Vorrichtung elektrisch mit Anschlüssen des ersten Inverters INV1 auf seiner Seite der ersten Batterie 18a verbunden, um eine Lenkbewegung zu unterstützen. In der vorliegenden Ausführungsform wird die elektrische Leistungslenkvorrichtung durch den Motor 10 als Generator, und/oder die erste Batterie 18a mit Leistung versorgt. Eine elektrische Last 20b, wie beispielsweise eine Steuerschaltung einer fahrzeugseitig montierten Vorrichtung, eine Navigationsvorrichtung, eine Audiovorrichtung oder dergleichen, ist als fahrzeugseitige Vorrichtung elektrisch mit Anschlüssen des zweiten Inverters INV2 auf dessen Seite der zweiten Batterie 18b verbunden. In der vorliegenden Ausführungsform wird die elektrische Last 20b durch den Motor 10 und/oder die zweite Batterie 18b mit Leistung versorgt.
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Da angenommen wird, dass eine erforderliche Spannung der elektrischen Leistungslenkvorrichtung 20a höher als eine erforderliche Spannung der elektrischen Last 20b eingestellt wird, wird die elektrische Leistungslenkvorrichtung 20a mit der ersten Batterie 18a elektrisch verbunden.
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Ein Steuersystem für eine drehende Maschine gemäß der ersten Ausführungsform enthält Detektoren, um Zustände des Motors 10 und der ersten und zweiten Inverter INV1, INV2 zu erfassen, einen Drehwinkelsensor 22, der konfiguriert ist, einen Drehwinkel (einen elektrischen Winkel θ) des Motors 10 zu erfassen, einen ersten Spannungssensor 24a, der konfiguriert ist, eine Eingangsspannung des ersten Inverters INV1 zu erfassen (eine erste Leistungszuführspannung VDC1), einen zweiten Spannungssensor 24b, der konfiguriert ist, eine Eingangsspannung des zweiten Inverters INV2 zu erfassen (eine zweite Leistungszuführspannung VDC2), erste Stromsensoren 26a, 26b, die konfiguriert sind, jeweils V-Phasen- und W-Phasenströme des ersten Wicklungssatzes 10a zu erfassen (Ströme, die durch den ersten Wicklungssatz 10a in einem stationären Koordinatensystem fließen), und zweite Stromsensoren 28a, 28b, die konfiguriert sind, jeweils V-Phasen- und W-Phasenströme des zweiten Wicklungssatzes 10b zu erfassen (Ströme, die durch den zweiten Wicklungssatz 10b in einem stationären Koordinatensystem fließen). Jeder dieser ersten Stromsensoren 26a, 26b und der zweiten Stromsensoren 28a, 28b kann beispielsweise einen Stromwandler oder einen Widerstand enthalten.
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Erfassungswerte der vorstehenden verschiedenen Sensoren werden in einen Controller 30 gespeist. Der Controller 30 enthält eine zentrale Verarbeitungseinheit (CPU) und einen Speicher, der Computerprogramme speichert, die in der CPU auszuführen sind, um verschiedene Steuerprozessabläufe durchzuführen, die später beschrieben werden. Der Controller 30 erzeugt und überträgt Betriebssignale, um den ersten Inverter INV1 und den zweiten Inverter INV2 auf Basis der Erfassungswerte der vorstehenden Sensoren zu betätigen, um eine gesteuerte Variable (das heißt, ein Ausgangsdrehmoment) des Motors 10 auf einen Befehlswert (das heißt, ein Befehlsdrehmoment Trq*) zu steuern. Genauer gesagt betätigt der Controller 30 die Schaltelemente Sαβ2 (α = u, v, w, β = p, n) derart, dass Ströme, die durch die ersten und zweiten Wicklungssätze 10a, 10b fließen, mit Befehlsströmen übereinstimmen, um ein Befehlsdrehmoment Trq* zu erzielen. Das heißt, der Controller 30 steuert in der vorliegenden Ausführungsform die Ströme, die durch die ersten und zweiten Wicklungssätze 10a, 10b fließen, auf ihre jeweiligen entsprechenden Befehlsströme, um dadurch das Ausgangsdrehmoment des Motors 10 auf das Befehlsdrehmoment zu steuern. Genauer gesagt werden in der vorliegenden Ausführungsform eine Vektorsteuerung für den ersten Wicklungssatz 10a und eine Vektorsteuerung für den zweiten Wicklungssatz 10b unabhängig voneinander in einer derartigen Stromsteuerung durchgeführt. In 1 werden die Betätigungssignale bzw. Betriebssignale zum Betätigen der Schaltelemente Sαβ1 mit gαβ1 gekennzeichnet und die Betriebssignale zum Betätigen der Schaltelemente Sαβ2 werden mit gαβ2 gekennzeichnet.
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Anschließend wird die vorstehend erwähnte Vektorsteuerung im Detail erläutert. Eine Erläuterung bezüglich des Prozessablaufs, der sich auf den ersten Wicklungssatz 10a bezieht, wird durch eine Erläuterung bezüglich des Prozesses gefolgt, die sich auf den zweiten Wicklungssatz 10b bezieht.
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Der Prozess bezüglich des ersten Wicklungssatzes 10a wird auf die folgende Weise durchgeführt.
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Ein Befehlsstromrechner 32 berechnet einen d-Achsen-Befehlsstrom und einen q-Achsen-Befehlsstrom in einem drehenden Koordinatensystem für jeden der ersten und zweiten Wicklungssätze 10a, 10b, und zwar auf Basis des Befehlsdrehmoments Trq*. In der vorliegenden Ausführungsform werden der d-Achsen-Befehlsstrom und der q-Achsen-Befehlsstrom für den ersten Wicklungssatz 10a jeweils als erster d-Achsen-Befehlsstrom id1* und erster q-Achsen-Befehlsstrom iq1* bezeichnet. Der d-Achsen-Befehlsstrom und der q-Achsen-Befehlsstrom für den zweiten Wicklungssatz 10b werden entsprechend als zweiter d-Achsen-Befehlsstrom id2* und zweiter q-Achsen-Befehlsstrom iq2* bezeichnet. Der Befehlsstromrechner 32 kann das Befehlsdrehmoment Trq* beispielsweise von einem Controller eines oberen Levels empfangen, welcher sich von dem Controller 30 unterscheidet und die gesamte Fahrzeugsteuerung übernimmt.
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Ein erster 2-Phasen-Konverter 34a wandelt die U-, V-, und W-Phasenströme für den ersten Wicklungssatz 10a in einen ersten d-Achsenstrom id1 und einen ersten q-Achsenstrom iq1 im drehenden Koordinatensystem auf Basis eines elektrischen Winkels θ, der durch den Drehwinkelsensor 22 erfasst wird, und den V-Phasenstrom iv1 und den W-Phasenstrom iw1, die jeweils durch die ersten Stromsensoren 26a, 26b erfasst werden. Der U-Phasenstrom für den ersten Wicklungssatz 10a wird anhand der V-Phasen- und W-Phasenströme, die jeweils durch die ersten Stromsensoren 26a, 26b erfasst werden, gemäß den Kirchhoffschen Regeln erhalten.
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Wie vorstehend schaffen in der vorliegenden Ausführungsform die ersten Stromsensoren 26a, 26b und der erste Zwei-Phasen-Wandler 34a einen Stromdetektor für den ersten Wicklungssatz 10a, da die ersten Stromsensoren 26a, 26b und der erste Zwei-Phasen-Wandler 34a konfiguriert sind, um zusammen einen Strom zu erfassen, der durch den ersten Wicklungssatz 10a im drehenden Koordinatensystem fließt.
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Ein erster d-Achsen-Stromcontroller 40 berechnet eine erste d-Achsen-Befehlsspannung als veränderte Variable, um den ersten d-Achsenstrom id1 auf den ersten d-Achsen-Befehlsstrom id1* von dem Befehlsstromrechner 32 über ein Feedback zu steuern. Genauer gesagt führt der erste d-Achsen-Stromcontroller 40 eine Proportional-Integral-Steuerung (oder eine Proportional-Integral-Ableitungssteuerung) auf Basis einer Ableitung Δid1 des ersten d-Achsenstroms id1 von dem ersten d-Achsen-Befehlsstrom id1* durch, um die erste d-Achsen-Befehlsspannung zu berechnen. Zudem berechnet ein erster q-Achsen-Stromcontroller 50 eine erste q-Achsen-Befehlsspannung als veränderte Variable, um den ersten q-Achsenstrom iq1 auf einen ersten q-Achsen-Befehlsstrom iq1* über ein Feedback zu steuern. Genauer gesagt führt der erste q-Achsen-Stromcontroller 50 eine Proportional-Integral-Steuerung (oder eine Proportional-Integral-Ableitungssteuerung) auf Basis einer Abteilung Δiq1 des ersten q-Achsenstroms iq1 von dem ersten q-Achsen-Befehlsstrom iq1* durch, um die erste q-Achsen-Befehlsspannung zu berechnen.
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Ausgangswerte des ersten d-Achsen-Stromcontrollers 40 und des ersten q-Achsen-Stromcontrollers 50 werden über einen Interferenzkompensator 80 in den ersten Drei-Phasen-Konverter 36a gespeist. Der Interferenzkompensator 80 empfängt, wie später im Detail beschrieben, eine elektrische Winkelgeschwindigkeit ω (eine Ableitung des elektrischen Winkels θ) von einem Drehzahlrechner 81.
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Der erste Drei-Phasen-Konverter 36a wandelt eine erste d-Achsen-Befehlsspannung Vd1* und eine erste q-Achsen-Befehlsspannung Vq1*, die von dem Interferenzkompensator 80 ausgegeben wurde, auf Basis des elektrischen Winkels θ in Drei-Phasen-Befehlsspannungen Vα1* (α = u, v, w) in dem stationären Koordinatensystem des Motors 10. Diese Befehlsspannungen Vα1* werden als veränderte Variablen betrachtet, um die ersten d- und q-Achsenströme id1, iq1 der ersten d- und q-Achsen-Befehlsströme id1*, iq1* jeweils über ein Feedback zu steuern.
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Eine erste Betätigungs- bzw. Betriebseinheit 38a erzeugt Betriebssignale gαβ1, um die Befehlsspannungen Vα1* (α = u, v, w) als Drei-Phasen-Ausgangsspannungen des ersten Inverters INV1 zu simulieren. In der vorliegenden Ausführungsform führt die erste Betriebseinheit 38a, um die Betriebssignale gαβ1 zu erzeugen, eine Pulsweitenmodulation (PWM) auf Basis eines Vergleichs, ob die Befehlsspannungen Vα1* (α = u, v, w), die durch eine erste Leistungszuführspannung VDC1, die durch den ersten Spannungssensor 24a erfasst wird, normalisiert werden, über oder unter einem Träger, wie beispielsweise einem dreiecksförmigen Kurvenverlaufsignal, sind, durch. Die erste Betriebseinheit 38a sendet die Betriebssignale gαβ1 an den ersten Inverter INV1 über eine Schnittstelle (nicht dargestellt). Dies ermöglicht sinusförmigen Spannungen, die um 120° phasenversetzt sind, jeweils an den U-, V-, und W-Phasenwicklungen des ersten Wicklungssatzes 10a angelegt zu werden, was zu sinusförmigen Strömungen führt, die um 120° phasenversetzt sind und durch die U-, V-, und W-Phasenwicklungen des ersten Wicklungssatzes 10a fließen.
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Der Prozessablauf bezüglich des zweiten Wicklungssatzes 10b wird auf eine ähnliche Weise, wie sie anschließend beschrieben wird, durchgeführt.
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Ein zweiter Zwei-Phasen-Wandler 34b wandelt die U-, V-, und W-Phasenströme für den zweiten Wicklungssatz 10b in einen zweiten d-Achsenstrom id2 und einen zweiten q-Achsenstrom iq2 im drehenden Koordinatensystem auf Basis des elektrischen Winkels θ, der durch den Drehwinkelsensor 22 erfasst wird, und des V-Phasenstroms iv2 und des W-Phasenstroms iw2, die jeweils durch die zweiten Stromsensoren 28a, 28b erfasst werden, um. In der vorliegenden Ausführungsform schaffen die zweiten Stromsensoren 28a, 28b und der zweite Zwei-Phasen-Wandler 34b einen Stromdetektor für den zweiten Wicklungssatz 10b, da die zweiten Stromsensoren 28a, 28b und der zweite Zwei-Phasen-Wandler 34b konfiguriert sind, zusammen einen Strom zu erfassen, der durch den zweiten Wicklungssatz 10b im drehenden Koordinatensystem fließt.
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Ein zweiter d-Achsen-Stromcontroller 60 berechnet eine zweite d-Achsen-Befehlsspannung als veränderte Variable, um den zweiten d-Achsenstrom id2 auf den zweiten d-Achsen-Befehlsstrom id2* von dem Befehlsstromrechner 32 über ein Feedback zu steuern. Genauer gesagt führt der zweite d-Achsen-Stromcontroller 60 wie bei dem ersten d-Achsen-Stromcontroller 40 eine Porportional-Integral-Steuerung (oder eine Proportional-Integral-Ableitungssteuerung) auf Basis einer Ableitung Δid2 des zweiten d-Achsenstroms id2 von dem zweiten d-Achsen-Befehlsstrom id2* durch, um die zweite d-Achsen-Befehlsspannung zu berechnen. Zudem berechnet ein zweiter q-Achsen-Stromcontroller 70 eine zweite q-Achsen-Befehlsspannung als veränderte Variable, um den zweiten q-Achsenstrom iq2 auf dem zweiten q-Achsen-Befehlsstrom iq2* von dem Befehlsstromrechner 32 über ein Feedback zu steuern. Genauer gesagt führt der zweite q-Achsen-Stromcontrollers 70 wie der erste q-Achsen-Stromcontroller 50 eine Proportional-Integral-Steuerung (oder eine Proportional-Integral-Ableitungssteuerung) auf Basis einer Ableitung Δiq2 des zweiten q-Achsenstroms iq1 von dem zweiten q-Achsen-Befehlsstrom iq2* durch, um die zweite q-Achsen-Befehlsspannung zu berechnen.
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Ausgangswerte des zweiten d-Achsen-Stromcontrollers 60 und des zweiten q-Achsen-Stromcontrollers 70 werden über den Interferenzkompensator 80 in einen zweiten Drei-Phasen-Wandler 36b gespeist.
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Der zweite Drei-Phasen-Wandler 36b wandelt eine zweite d-Achsen-Befehlsspannung Vd2* und eine zweite q-Achsenbefehlsspannung Vq2*, die von dem Interferenzkompensator 80 ausgegeben wird, auf Basis des elektrischen Winkels θ in Drei-Phasen-Befehlsspannungen Vα2* (α = u, v, w) in dem stationären Koordinatensystem des Motors 10. Diese Befehlsspannungen Vα2* werden als veränderte Variablen betrachtet, um die zweiten d- und q-Achsenströme id2, iq2 jeweils auf die zweiten d- und q-Achsen-Befehlsströme id2*, iq2* über ein Feedback zu steuern.
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Eine zweite Betriebseinheit 38b erzeugt die Betriebssignale gαβ2, um die Befehlsspannungen Vα2* (α = u, v, w) als Drei-Phasen-Ausgangsspannungen des zweiten Inverters INV2 zu simulieren. In der vorliegenden Ausführungsform führt die zweite Betriebseinheit 38b, um die Betriebssignale gαβ2 zu erzeugen, eine Pulsweitenmodulation (PWM) auf Basis eines Vergleichs durch, ob die Befehlsspannungen Vα2* (α = u, v, w), die durch eine zweite Leistungszuführspannung VDC2, die durch den zweiten Spannungssensor 24b erfasst wird, normalisiert werden, über oder unter einem Träger, wie beispielsweise einem dreiecksförmigen Kurvenverlaufsignal, sind. Die zweite Betriebseinheit 38b sendet die Betriebssignale gαβ2 an den zweiten Inverter INV2 über eine Schnittstelle (nicht dargestellt). Dies ermöglicht sinusförmige Spannungen, die jeweils um 120° phasenverschoben sind und an den U-, V-, und W-Phasenwicklungen des zweiten Wicklungssatzes 10b angelegt werden, was zu sinusförmigen Strömen führt, die jeweils um 120° phasenverschoben sind und durch die U-, V-, und W-Phasenwicklungen des zweiten Wicklungssatzes 10b fließen.
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Ein Feldstrom, der durch die Feldwicklung 11 fließt, wird durch eine Feldschaltung bzw. einen Feldstromkreis 82 gesteuert, der in dem Controller 30 enthalten ist. Die erste Betriebseinheit 38a und die zweite Betriebseinheit 38b bilden eine Betriebseinheit, die konfiguriert ist, für jeden der ersten und zweiten Wicklungssätze die Inverter INV1, INV2 zu betätigen, um Ausgangswerte des Interferenzkompensators 80 an dem Wicklungssatz anzulegen bzw. an diesem anzuwenden.
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Ein Stromsteuersystem für den Motor 10 wird anschließend mit Bezug auf 2 erläutert. 2 stellt ein schematisches Blockdiagramm eines Stromsteuersystems basierend auf der folgenden Spannungsgleichung eq1 für die ersten und zweiten Wicklungssätze 10a, 10b dar.
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Im ersten Ausdruck auf der rechten Seite der Gleichung eq1 ist R ein Ankerwicklungswiderstand, Ld eine d-Achseninduktivität, Lq eine q-Achseninduktivität, k ein Kopplungskoeffizient zwischen den ersten und zweiten Wicklungssätzen und s ein Differenzialoperator in der Laplace-Transformation. Im zweiten Ausdruck auf der rechten Seite der Gleichung eq1 ist Lf eine Induktivität der Feldwicklung 11, falls diese einen Feldstrom darstellt. Dabei wurde in 2 auf eine induzierte Spannung und eine Spannung aufgrund einer Ankerreaktion als Störparameter verzichtet.
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Anschließend werden Übertragungsfunktionen des Motors 10 erläutert.
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Ein erster d-Achsen-Störer 40a fügt eine Störspannung proportional zur elektrischen Winkelgeschwindigkeit (Drehzahl) ω des Motors 10 zur ersten d-Achsen-Befehlsspannung vb1*, die von dem Interferenzkompensator 80 ausgegeben wird, hinzu. Eine derartige Störspannung wird hiernach als erste d-Achsen-Drehzahl-(oder Winkelgeschwindigkeit)-Störspannung bezeichnet. Die erste d-Achsen-Drezahl-Störspannung wird durch Einsetzen des zweiten q-Achsenstroms iq2 in eine Übertragungsfunktion 40b, k × ω × Lq, das heißt, ein Produkt des Kopplungskoeffizienten k, der elektrischen Drehzahl ω und der q-Achseninduktivität Lq, berechnet.
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Ein zweiter d-Achsen-Störer 40c subtrahiert eine Störspannung proportional zu einer Ableitung des zweiten d-Achsenstroms id2 von einem Ausgangswert des ersten d-Achsen-Störers 40a. Eine derartige Störspannung wird hiernach als eine erste d-Achsen-Ableitungs-Störspannung bezeichnet. Die erste d-Achsen-Ableitungs-Störspannung wird durch Einsetzen des zweiten d-Achsenstroms id2 in eine Übertragungsfunktion 40d, k × Ld × s, das heißt, ein Produkt aus dem Kopplungskoeffizienten k, der d-Achseninduktivität Ld und dem Differentialoperator s, berechnet.
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Ein Ausgangswert des zweiten d-Achsen-Störers 40c wird in eine Übertragungsfunktion 40e für die d-Achse des Motors 10, 1/(Ld × s + R), eingesetzt. Der erste d-Achsenstrom id1 wird dann von der Übertragungsfunktion 40e ausgegeben.
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Ein dritter d-Achsen-Störer 60a fügt eine Störspannung proportional zur elektrischen Winkelgeschwindigkeit ω des Motors 10 zu der zweiten d-Achsen-Befehlsspannung Vd2*, die von dem Interferenzkompensator 80 ausgegeben wird, hinzu. Eine derartige Störspannung wird hiernach als zweite d-Achsen-Drehzahl-(oder Winkelgeschwindigkeit)-Störspannung bezeichnet und die zweite d-Achsen-Drehzahl-Störspannung wird durch Einsetzen des ersten q-Achsenstroms iq1 in eine Übertragungsfunktion 40b, k × ω × Lq, das heißt, ein Produkt aus dem Kopplungskoeffizienten k, der elektrischen Winkelgeschwindigkeit ω und der q-Achsen-Induktivität Lq, berechnet.
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Ein vierter d-Achsen-Störer 60c subtrahiert eine Störspannung proportional zu einer Ableitung des ersten d-Achsenstroms id1 von einem Ausgangswert des dritten d-Achsen-Störers 60a. Eine derartige Störspannung wird hiernach als zweite d-Achsen-Ableitungsstörspannung bezeichnet. Die zweite d-Achsen-Ableitungs-Störspannung wird durch Einsetzen des ersten d-Achsenstroms id1 in eine Übertragungsfunktion 40d, k × Ld × s, das heißt, ein Produkt aus dem Kopplungskoeffizienten k, der d-Achseninduktivität Ld und dem Differenzialoperator s, berechnet.
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Ein Ausgangswert des vierten d-Achsen-Störers 60c wird in eine Übertragungsfunktion 60e für die d-Achse des Motors 10, 1/(Ld × s + R), eingesetzt. Der zweite d-Achsenstrom id2 wird dann von der Übertragungsfunktion 60e ausgegeben.
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Ähnlich wie in dem vorstehenden Prozess bezüglich der d-Achse des Motors 10 fügt ein erster q-Achsen-Störer 50a eine Störspannung proportional zur elektrischen Winkelgeschwindigkeit (Drehzahl) ω des Motors 10 zu der ersten q-Achsen-Befehlsspannung vq1*, die von dem Interferenzkompensator 80 ausgegeben wird, hinzu. Eine derartige Störspannung wird hiernach als erste q-Achsen-Drehzahl-(oder Winkelgeschwindigkeit)-Störspannung bezeichnet. Die erste q-Achsen-Drehzahl-Störspannung wird durch Einsetzen des zweiten d-Achsenstroms id2 in eine Übertragungsfunktion 50b, k × ω × Ld, das heißt, ein Produkt aus dem Kopplungskoeffizienten k, der elektrischen Winkelgeschwindigkeit ω und der d-Achseninduktivität Ld berechnet. Ein zweiter q-Achsen-Störer 50c subtrahiert eine Störspannung proportional zu einer Ableitung des zweiten q-Achsenstroms iq2 von einem Ausgangswert des ersten q-Achsen-Störers 50a. Eine derartige Störspannung wird hiernach als erste q-Achsen-Ableitungs-Störspannung bezeichnet. Die erste q-Achsen-Ableitungs-Störspannung wird durch Einsetzen des zweiten q-Achsenstroms iq2 in eine Übertragungsfunktion 50b, k × Lq × s, das heißt, ein Produkt aus dem Kopplungskoeffizienten k, der q-Achseninduktivität Lq und dem Differenzialoperator s berechnet. Ein Ausgangswert des zweiten q-Achsen-Störers 50c wird in eine Übertragungsfunktion 50e für die q-Achse des Motors 10, 1/(Lq × s + R), eingesetzt. Der erste q-Achsenstrom iq1 wird dann von der Übertragungsfunktion 45e ausgegeben.
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Ein dritter q-Achsen-Störer 70a fügt eine Störspannung proportional zur elektrischen Winkelgeschwindigkeit ω des Motors 10 zur zweiten q-Achsen-Befehlsspannung Vq2*, die von dem Interferenzkompensator 80 ausgegeben wird, hinzu. Eine derartige Störspannung wird hiernach als zweite q-Achsen-Drehzahl-(oder Winkelgeschwindigkeit)-Störspannung bezeichnet. Die zweite q-Achsen-Drehzahl-Störspannung wird durch Einsetzen des ersten d-Achsenstroms id1 in eine Übertragungsfunktion 70b, k × ω × Ld, das heißt, ein Produkt aus dem Kopplungskoeffizienten k, der elektrischen Winkelgeschwindigkeit ω und der d-Achseninduktivität Ld, berechnet. Ein vierter q-Achsen-Störer 60c subtrahiert eine Störspannung proportional zu einer Ableitung des ersten q-Achsenstroms iq1 von einem Ausgangswert des dritten q-Achsen-Störers 70a. Eine derartige Störspannung wird hiernach als zweite q-Achsen-Ableitungsstörspannung bezeichnet. Die zweite q-Achsen-Ableitungsstörspannung wird durch Einsetzen des ersten q-Achsenstroms iq1 in eine Übertragungsfunktion 70b, k × Lq × s, das heißt, ein Produkt aus dem Kopplungskoeffizienten k, der q-Achseninduktivität Lq und dem Differentialoperator s, berechnet. Ein Ausgangswert des vierten q-Achsen-Störers 70c wird in eine Übertragungsfunktion 70e für die d-Achse des Motors 10, 1/(Lq × s + R), eingesetzt. Der zweite q-Achsenstrom iq2 wird dann von der Übertragungsfunktion 70e ausgegeben.
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Wie vorstehend beschrieben werden in dem Doppelwicklungsmotor die erste und die zweite d-Achsen-Drehzahl-Störspannung, die erste und die zweite d-Achsen-Ableitungsstörspannung, die erste und die zweite q-Achsen-Drehzahl-Störspannung und die erste und die zweite q-Achsen-Ableitungsstörspannung im Stromsteuersystem als Störparameter betrachtet. Genauer gesagt ist in der vorliegenden Ausführungsform ein Drehzahlbereich bezüglich einer Verwendung des Motors 10 groß, da der Motor 10 in einem Fahrzeug montiert ist. Deshalb kann ein Anstieg der Drehzahl des Motors 10 oder ein Anstieg der Umdrehungsbeschleunigung (die Drehzahlveränderungsrate) des Motors 10 zu einem unangemessenen Abfall einer Reaktionsfähigkeit des Stromsteuersystems aufgrund des Vorhandenseins der Drehzahl-Störspannungen unter den Störparametern führen.
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Um dieser Problematik Rechnung zu tragen, können Verstärkungen der Stromcontroller 40, 50, 60, 70 erhöht werden. Der Grad, auf welchem die Verstärkungen erhöht werden, ist jedoch aufgrund eines Rauschens oder dergleichen, das mit den fahrzeugseitig montierten Sensoren gekoppelt ist, beschränkt, wodurch ein Vermeiden des Abfalls der Reaktionsfähigkeit des Stromsteuersystems verhindert werden kann.
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Deshalb wird in der vorliegenden Ausführungsform, um den Effekt der Drehzahl-Störspannungen zu unterdrücken, im Interferenzkompensator 80 eine Interferenzkompensationssteuerung durchgeführt.
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Genauer gesagt subtrahiert in dem Interferenzkompensator 80 ein erster d-Achsen-Drehzahl-Spannungskompensator 42a eine d-Achsen-Drehzahl-Störspannung von der ersten d-Achsen-Befehlsspannung, die von dem ersten d-Achsen-Stromcontroller 40 ausgegeben wird. Das heißt, die erste d-Achsen-Befehlsspannung, die in dem ersten d-Achsen-Stromcontroller 40 für den ersten Wicklungssatz 10a berechnet wird, wird für eine erste d-Achsen-Drehzahl-Störspannung, die in den ersten Wicklungssatz 10a induziert wird, kompensiert. Die erste d-Achsen-Drehzahl-Störspannung, die in den ersten d-Achsen-Drehzahl-Spannungskompensator 42a gespeist wird, wird durch Einsetzen des zweiten q-Achsenstroms iq2 (ausgegeben von dem zweiten Zwei-Phasen-Wandler 34b) in eine Übertragungsfunktion 42b, k × ω × Lq, das heißt, ein Produkt aus dem Kopplungskoeffizienten k, der elektrischen Winkelgeschwindigkeit ω und der q-Achsen-Induktivität Lq, berechnet.
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Ein zweiter d-Achsen-Drehzahl-Spannungskompensator 62a subtrahiert eine zweite d-Achsen-Drehzahl-Störspannung von der zweiten d-Achsen-Befehlsspannung, die von dem zweiten d-Achsen-Stromcontroller 60 ausgegeben wird. Das heißt, die zweite d-Achsen-Befehlsspannung, die in dem zweiten d-Achsen-Stromcontroller 60 für den zweiten Wicklungssatz 10b berechnet wird, wird für eine zweite d-Achsen-Drehzahl-Störspannung, die in den zweiten Wicklungssatz 10b induziert wird, kompensiert. Die zweite d-Achsen-Drehzahl-Störspannung, die in den zweiten d-Achsen-Drehzahl-Spannungskompensator 62a gespeist wird, wird durch Einsetzen des ersten q-Achsenstroms iq1 (ausgegeben von dem Zwei-Phasen-Wandler 34a) in eine Übertragungsfunktion 62b, k × ω × Lq, das heißt, ein Produkt aus dem Kopplungskoeffizienten k, der elektrischen Winkelgeschwindigkeit ω und der q-Achsen-Induktivität Lq, berechnet.
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Ein erster q-Achsen-Drehzahl-Spannungskompensator 52a subtrahiert eine erste q-Achsen-Drehzahl-Störspannung von der ersten q-Achsen-Befehlsspannung, die von dem ersten q-Achsen-Stromcontroller 50 ausgegeben wird. Das heißt, die erste q-Achsen-Befehlsspannung, die in dem ersten q-Achsen-Stromcontroller 50 für den ersten Wicklungssatz 10a berechnet wird, wird für eine erste q-Achsen-Drehzahl-Störspannung, die in dem zweiten Wicklungssatz 10a induziert wird, kompensiert. Die erste q-Achsen-Drehzahl-Störspannung, die in den ersten q-Achsen-Drehzahl-Spannungskompensator 52a gespeist wird, wird durch Einsetzen des zweiten d-Achsenstroms id2 (ausgegeben von dem zweiten Zwei-Phasen-Wandler 34b) in einer Übertragungsfunktion 52b, k × ω × Ld, das heißt, ein Produkt aus dem Kopplungskoeffizienten k, der elektrischen Winkelgeschwindigkeit ω und der d-Achsen-Induktivität Ld, berechnet.
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Ein zweiter q-Achsen-Drehzahl-Spannungskompensator 72a subtrahiert eine zweite q-Achsen-Drehzahl-Störspannung von der zweiten q-Achsen-Befehlsspannung, die von dem zweiten q-Achsen-Stromcontroller 70 ausgegeben wird. Das heißt, die zweite q-Achsen-Befehlsspannung, die in dem zweiten q-Achsen-Stromcontroller 70 für den zweiten Wicklungssatz 10b berechnet wird, wird für eine zweite q-Achsen-Drehzahl-Störspannung, die in den zweiten Wicklungssatz 10b induziert wird, kompensiert. Die zweite q-Achsen-Drehzahl-Störspannung, die in den zweiten q-Achsen-Drehzahl-Spannungskompensator 72a gespeist wird, wird durch Einsetzen des ersten d-Achsenstroms id1 (ausgegeben von dem Zwei-Phasen-Wandler 34a) in eine Übertragungsfunktion 72b, k × ω × Ld, das heißt, ein Produkt aus dem Kopplungskoeffizienten k, der elektrischen Winkelgeschwindigkeit ω und der d-Achsen-Induktivität Ld, berechnet.
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In der vorliegenden Ausführungsform bilden die Übertragungsfunktionen 42b, 52b, 62b, 72b einen ersten Störspannungsrechner, der konfiguriert ist, für jeden der Wicklungssätze Störspannungen proportional zur Drehzahl des Motors 10 zu berechnen, wobei die Störspannungen durch eine magnetische Kopplung zwischen den ersten und zweiten Wicklungssätzen verursacht werden. Zudem bilden der erste d-Achsen-Drehzahl-Spannungskompensator 42a, der zweite d-Achsen-Drehzahl-Spannungskompensator 62a, der erste q-Achsen-Drehzahl-Spannungskompensator 52a und der zweite q-Achsen-Drehzahl-Spannungskompensator 72a einen Spannungskompensator.
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Anschließend werden Vorteile der Interferenzkompensationssteuerung der vorliegenden Ausführungsformen mit Bezug auf die 3 bis 8 erläutert.
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3 stellt eine Entwicklung eines Ausgangsdrehmoments des Motors
10 über eine Anstiegsdauer dar, in welcher die Drehzahl des Motors bei einer Drehzahlveränderungsrate von 50.000 U/min/s und einem Befehlsdrehmoment Trq*, welches konstant gehalten wird, von 1.000 U/min auf 18.000 U/min angehoben wird, und zwar gemäß der vorliegenden Ausführungsform, bei welcher die Interferenzkompensationssteuerung, wie sie vorstehend beschrieben wurde, durchgeführt wird.
4 stellt die Entwicklung eines Ausgangsdrehmoments des Motors
10 über dieselbe Anstiegsdauer derselben Drehzahlveränderungsrate wie im Beispiel der
3 dar, jedoch gemäß dem Stand der Technik, der in der japanischen Patentanmeldung mit der Veröffentlichungsnummer
JP 2003-153585 A offenbart ist.
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Wie in 3 dargestellt, kann in der vorliegenden Ausführungsform, wenn die Interferenzkompensationssteuerung durchgeführt wird, ein Drehmomentfehler, der eine Abweichung vom Ausgangsdrehmoment von dem Befehlsdrehmoment Trq* ist, reduziert werden. Im Stand der Technik können die Befehlsspannungen hingegen für ihre jeweiligen entsprechenden Störspannungen nicht kompensiert werden (die ersten und zweiten d-Achsen-Drehzahl-Störspannungen und die ersten und zweiten q-Achsen-Drehzahl-Störspannungen). Demnach wird der Drehmomentfehler ΔTrq über die Dauer, während welcher die Drehzahl des Motors 10 angehoben wird, erhöht bzw. verstärkt.
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Anschließend wird der Effekt zum Verbessern der Reaktionsfähigkeit des Stromsteuersystems über die Interferenzkompensationssteuerung mit Bezug auf 5 und 6 erläutert. 5 stellt die Entwicklungen des ersten q-Achsenstroms iq1 und des ersten q-Achsen-Befehlsstroms iq1* dar, bei welchen die Interferenzkompensationssteuerung durchgeführt wird. 6 stellt die Entwicklungen des ersten q-Achsenstroms iq1 und des ersten q-Achsen-Befehlsstroms iq1* gemäß dem Stand der Technik dar.
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Wie aus 5 und 6 hervorgeht, kann die Interferenzkompensationssteuerung im Vergleich zum Stand der Technik zu einer Reduzierung einer Zeitkonstanten führen. Das heißt, die Reaktionsfähigkeit des Stromsteuersystems kann verbessert werden.
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Anschließend stellt 7 Drehmomentfehler ΔTrq bei verschiedenen Drehzahlveränderungsraten dar. Wie in 7 dargestellt, kann die Interferenzkompensationssteuerung der vorliegenden Ausführungsform im Vergleich zum Stand der Technik zu einer signifikanten Reduzierung des Drehmomentfehlers ΔTrq führen.
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8 stellt Zeitkonstanten τ bei verschiedenen Drehzahlen des Motors 10 dar. Wie in 8 dargestellt, kann die Interferenzkompensationssteuerung der vorliegenden Ausführungsform im Vergleich zum Stand der Technik zu einer signifikanten Reduzierung der Zeitkonstanten τ bei verschiedenen Drehzahlen führen. Genauer gesagt kann bei einer Drehzahl von 18.000 U/min die Reaktionsfähigkeit des Stromsteuersystems im Vergleich zum Stand der Technik um 31% verbessert werden.
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Anschließend werden weitere Vorteile gemäß der vorliegenden Ausführungsform beschrieben.
- (1) Die Befehlsspannungen Vd1*, Vd2*, Vq1*, Vq2* werden für bzw. bei ihren jeweiligen entsprechenden Drehzahl-Störspannungen im Interferenzkompensator 80 kompensiert. Daher kann die Reaktionsfähigkeit des Stromsteuersystems selbst bei hohen Drehzahlen und/oder Drehzahlveränderungsraten des Motors 10 verbessert werden. Dies führt zu einer verbesserten Reduzierung des Drehmomentfehlers des Motors 10.
- (2) Die Drehzahl-Störspannungen für den zweiten Wicklungssatz 10b des Motors 10 werden durch Einsetzen von koordinatentransformierten Erfassungswerten der ersten Stromsensoren 26a, 26b in die Übertragungsfunktionen 62b, 72b berechnet. Die Drehzahl-Störspannungen für den ersten Wicklungssatz 10a des Motors 10 werden durch Einsetzen von koordinatentransformierten Erfassungswerten des zweiten Stromsensors 28a, 28b in die Übertragungsfunktionen 42b, 52b, berechnet. Eine derartige Konfiguration kann die Rechenlast des Controllers 30 reduzieren.
- (3) Die Interferenzkompensationssteuerung wird bei dem Fahrzeugsteuersystem angewandt, das die erste Batterie 80a, die mit der elektrischen Leistung versorgt wird, die durch den Motor 10 erzeugt wird, und die elektrische Leistungslenkvorrichtung Servolenkungsvorrichtung 20a, die sowohl durch die erste Batterie 80a als auch durch den Motor 10 mit Leistung versorgt wird, enthält. Da der Motor 10, der im Fahrzeug montiert ist, während des Fahrens des Fahrzeugs zusammen mit der Kurbelwelle 16a dreht, wird ein verwendeter Drehzahlbereich größer und es ist wahrscheinlicher, das ein Drehmomentfehler auftritt. Wenn die Batterie 18a beispielsweise nicht mehr in der Lage ist, aufgrund einer Abnormalität in der Batterie 18a als Puffer verwendet zu werden, wird die elektrische Leistungslenkvorrichtung 20a nur durch den Motor 10 elektrisch angetrieben bzw. mit Leistung versorgt. Ein signifikanter Drehmomentfehler des Motors 10 führt zu einer großen Abweichung der elektrischen Leistung, die durch den Motor 10 von der erforderlichen bzw. angeforderten elektrischen Leistung der elektrischen Leistungslenkvorrichtung 20a erzeugt wird, wodurch ein instabiler Betrieb der elektrischen Leistungslenkvorrichtung 20a verursacht werden kann. Daher wird in der vorliegenden Ausführungsform die Interferenzkompensationssteuerung vorteilhaft durchgeführt, um den Drehmomentfehler zu reduzieren und dadurch die Abweichung der elektrischen Leistung, die durch den Motor 10 erzeugt wird, von einer angeforderten elektrischen Leistungslenkvorrichtung 20a zu reduzieren.
- (4) Der erste Inverter INV1 und der zweite Inverter INV2 sind mit ihren jeweiligen entsprechenden Batterien 18a, 18b elektrisch verbunden. Mit einer derartigen Konfiguration können die erste Batterie 18a und die zweite Batterie 18b geeignet mit elektrischer Leistung, die durch den Motor 10 erzeugt wird, geladen werden, wenn erforderliche Spannungen einer Mehrzahl von fahrzeugseitig montierten Vorrichtungen sich unterscheiden und jede der Vorrichtungen durch die erste Batterie 18a oder die zweite Batterie 18b mit Leistung versorgt wird.
- (5) Eine Bleibatterie wird als die Sekundärbatterie 18b verwendet. Sofern die Interferenzkompensationssteuerung nicht durchgeführt wird, wenn sich die Drehzahl des Motors 10 abrupt verändert, beispielsweise nach dem Auftreten eines sogenannten Schlupf-Eingriff-Phänomens (welches auftritt, wenn die Räder bzw. Reifen nach einem Durchdrehen auf der Fahrbahnoberfläche greifen), wird der Drehmomentfehler ansteigen. Da die Bleibatterie nur eine geringe Leistung pro Zeiteinheit aufnehmen kann, kann es sein, dass die Bleibatterie nicht in der Lage ist, die gesamte elektrische Leistung, die durch den Motor erzeugt wird, gemäß eines signifikanten Drehmomentfehlers aufzunehmen. Der Betrieb der elektrischen Last 20b, zu welcher erzeugte Leistung zugeführt wird, wird anschließend negativ beeinflusst. Daher kann in der vorliegenden Ausführungsform, wenn die Bleibatterie verwendet wird, das Anwenden der Interferenzkompensationssteuerung vorteilhaft sein.
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(Zweite Ausführungsform)
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Anschließend wird eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erläutert. Mit Bezug auf die zweite Ausführungsform werden nur Merkmale erläutert, die nicht schon mit Bezug auf die erste Ausführungsform erläutert worden sind.
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In der vorliegenden Ausführungsform ist der Interferenzkompensator 80 wie folgt modifiziert.
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9 stellt ein schematisches Blockdiagramm eines Stromsteuersystems für den Motor 10 der vorliegenden Ausführungsform dar. Elemente mit ähnlichen Funktionen wie in der ersten Ausführungsform sind mit gleichen Bezugszeichen versehen.
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In der vorliegenden Ausführungsform berechnet der erste d-Achsen-Stromcontroller 40 einen Stromwert als veränderte Variable, um den ersten d-Achsenstrom id1 auf den ersten d-Achsen-Befehlsstrom id1* über ein Feedback zu steuern. Die erste d-Achsen-Befehlsspannung wird durch Einsetzen des Stromwerts, der im ersten d-Achsen-Stromcontroller 40 berechnet wird, in eine Übertragungsfunktion 42c, welche die Impedanz für die d-Achse des Motors 10 darstellt, berechnet. Ähnlich berechnet der zweite d-Achsen-Stromcontroller 60 einen Stromwert als veränderte Variable, um den zweiten d-Achsenstrom id2 auf den zweiten d-Achsen-Befehlsstrom id2* über ein Feedback zu steuern. Die zweite d-Achsen-Befehlsspannung wird durch Einsetzen des Stromwerts, der in dem zweiten d-Achsen-Stromcontroller 60 berechnet wird, in eine Übertragungsfunktion 62c, welche die Impedanz für die d-Achse des Motors 10 darstellt, berechnet. Der erste q-Achsen-Stromcontroller 50 berechnet einen Stromwert als veränderte Variable, um den ersten q-Achsenstrom iq1 auf den ersten q-Achsen-Befehlsstrom iq1* über ein Feedback zu steuern. Die erste q-Achsen-Befehlsspannung wird durch Einsetzen des Stromwerts, der im ersten q-Achsen-Stromcontroller 50 berechnet wird, in eine Übertragungsfunktion 52c, welche die Impedanz für die q-Achse des Motors 10 darstellt, berechnet. Der zweite q-Achsen-Stromcontroller 70 berechnet einen Stromwert als veränderte Variable, um den zweiten q-Achsenstrom iq2 auf den zweiten q-Achsen-Befehlsstrom iq2* über ein Feedback zu steuern. Die zweite q-Achsen-Befehlsspannung wird durch Einsetzen des Stromwerts, der in dem zweiten q-Achsen-Stromcontroller 70 berechnet wird, in eine Übertragungsfunktion 72c, welche die Impedanz für die q-Achse des Motors 10 darstellt, berechnet.
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Der erste d-Achsen-Stromcontroller 40, der erste q-Achsen-Stromcontroller 50, der zweite d-Achsen-Stromcontroller 60 und der zweite q-Achsen-Stromcontroller 70 bilden einen stromveränderte-Variablen-Rechner. Ein Paar aus dem ersten d-Achsen-Stromcontroller 40 und der Übertragungsfunktion 42c, ein Paar aus dem zweiten d-Achsen-Stromcontroller 60 und der Übertragungsfunktion 62c, ein Paar aus dem ersten q-Achsen-Stromcontroller 50 und der Übertragungsfunktion 52c und ein Paar aus dem zweiten q-Achsen-Stromcontroller 70 und der Übertragungsfunktion 72c funktionieren jeweils als Befehlsspannungsrechner.
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Anschließend wird die Interferenzkompensationssteuerung gemäß der vorliegenden Ausführungsform erläutert.
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In der vorliegenden Ausführungsform wird eine erste d-Achsen-Drehzahl-Störspannung durch Einsetzen des Stromwerts, der von dem zweiten q-Achsen-Stromcontroller 70 ausgegeben wird, in eine Übertragungsfunktion 42b, k × ω × Lq, das heißt, ein Produkt aus dem Kopplungskoeffizienten k, der elektrischen Winkelgeschwindigkeit ω und der q-Achsen-Induktivität Lq, berechnet, und eine zweite d-Achsen-Drehzahl-Störspannung wird durch Einsetzen des Stromwerts, der von dem ersten q-Achsen-Stromcontroller 50 ausgegeben wird, in eine Übertragungsfunktion 62b, k × ω × Lq, berechnet. Eine erste q-Achsen-Drehzahl-Störspannung wird durch Einsetzen des Stromwerts, der von dem zweiten d-Achsen-Stromcontroller 60 ausgegeben wird, in eine Übertragungsfunktion 52b, k × ω × Ld, das heißt, ein Produkt aus dem Kopplungskoeffizienten k, der elektrischen Winkelgeschwindigkeit ω und der d-Achsen-Induktivität Lq, berechnet, und eine zweite q-Achsen-Drehzahl-Störspannung wird durch Einsetzen des Stromwerts, der von dem ersten d-Achsen-Stromcontroller 40 ausgegeben wird, in eine Übertragungsfunktion 72b, k × ω × Ld, berechnet.
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Anschließend werden mit Berg auf
10 und
11 weitere Vorteile bezüglich der Interferenzkompensationssteuerung gemäß der vorliegenden Ausführungsform erläutert.
10 zeigt, wie
3, die Entwicklung eines Ausgangsdrehmoments des Motors
10 über eine Anstiegsdauer, in welcher bzw. während welcher die Drehzahl des Motors
10 von 1.000 U/min bei einer Drehzahlveränderungsrate von 50.000 U/min/s mit einem Befehlsdrehmoment Trq*, welches konstant gehalten wird, angehoben wird, und zwar gemäß der vorliegenden Ausführungsform, bei welcher die Interferenzkompensationssteuerung, wie sie vorstehend beschrieben wurde, durchgeführt wird.
11 stellt, so wie
4, die Entwicklung eines Ausgangsdrehmoments des Motors
10 über die gleiche Anstiegsdauer bei der gleichen Drehzahlveränderungsrate wie im Beispiel von
10 dar, und zwar gemäß dem Stand der Technik, wie er in der japanischen Patentanmeldung mit der Veröffentlichungsnummer
JP 2003-153585 A offenbart ist.
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Wie aus 10 entnommen werden kann, kann die Interferenzkompensationssteuerung gemäß der vorliegenden Ausführungsform im Vergleich zum Stand der Technik zu einer Reduzierung des Drehmomentfehlers ΔTrq führen.
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Die vorliegende Ausführungsform kann somit ähnliche Vorteile wie die erste Ausführungsform schaffen.
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(Dritte Ausführungsform)
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Anschließend wird eine dritte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrieben. Mit Bezug auf die dritte Ausführungsform werden nur Merkmale beschrieben, die nicht schon in der zweiten Ausführungsform beschrieben worden sind.
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In der vorliegenden Ausführungsform ist der Interferenzkompensator 80 weiter wie folgt modifiziert.
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12 stellt ein schematisches Blockdiagramm eines Stromsteuersystems für den Motor 10 gemäß der vorliegenden Ausführungsform dar. Elemente mit ähnlichen Funktionen wie in der zweiten Ausführungsform (siehe 9) werden mit gleichen Bezugszeichen versehen.
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In der vorliegenden Ausführungsform werden die Befehlsspannung Vd1*, Vq1*, Vd2*, Vq2* nicht nur bezüglich ihrer jeweiligen entsprechenden Drehzahl-Interferenzspannungen kompensiert, sondern auch bezüglich ihrer jeweiligen entsprechenden Ableitungsstörspannungen.
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Genauer gesagt summiert ein erster d-Achsen-Ableitungsspannungskompensator 42d eine erste d-Achsen-Ableitungs-Störspannung und eine erste d-Achsen-Befehlsspannung, die von der Übertragungsfunktion 42c ausgegeben wird, um den summierten Wert zu dem ersten d-Achsen-Drehzahl-Spannungskompensator 42a zu speisen. Die erste d-Achsen-Ableitungsstörspannung, die zu dem ersten d-Achsen-Ableitungsspannungskompensator 42d zu speisen ist, wird durch Einsetzen des Ausgangswerts des zweiten d-Achsen-Stromcontrollers 60 in eine Übertragungsfunktion 42e, k × Ld × s, das heißt, ein Produkt aus dem Kopplungskoeffizienten k, der d-Achsen-Induktivität Ld und dem Differenzialoperator s, berechnet.
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Ein zweiter d-Achsen-Ableitungsspannungskompensator 62d summiert eine zweite d-Achsen-Ableitungsstörspannung und eine zweite d-Achsen-Befehlsspannung, die von der Übertragungsfunktion 62c ausgegeben wird, um den summierten Wert zu dem zweiten d-Achsen-Drehzahl-Spannungskompensator 62a zu speisen. Die zweite d-Achsen-Ableitungsstörspannung, die zu dem zweiten d-Achsen-Ableitungsspannungskompensator 62d zu speisen ist, wird durch Einsetzen des Ausgangswerts des ersten d-Achsen-Stromcontrollers 40 in eine Übertragungsfunktion 62e, k × Ld × s, berechnet.
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Ein erster q-Achsen-Ableitungsspannungskompensator 52d summiert eine erste q-Achsen-Ableitungsstörspannung und eine erste q-Achsen-Befehlsspannung, die von der Übertragungsfunktion 52c ausgegeben wird, um den summierten Wert zu dem ersten q-Achsen-Drehzahl-Spannungskompensator 52a zu speisen. Die erste q-Achsen-Ableitungsstörspannung wird durch Einsetzen des Ausgangswerts des zweiten q-Achsen-Stromcontrollers 70 in eine Übertragungsfunktion 52e, k × Lq × s, das heißt, ein Produkt aus dem Kopplungskoeffizienten k, der q-Achsen-Induktivität Lq und dem Differenzialoperator s, berechnet.
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Ein zweiter q-Achsen-Ableitungsspannungskompensator 72d summiert eine zweite q-Achsen-Ableitungsstörspannung und eine zweite q-Achsen-Befehlsspannung, die von der Übertragungsfunktion 72c ausgegeben wird, um den summierten Wert zu dem zweiten q-Achsen-Drehzahl-Spannungskompensator 72a zu speisen. Die zweite q-Achsen-Ableitungsstörspannung wird durch Einsetzen des Ausgangswerts des ersten q-Achsen-Stromcontrollers 50 in eine Übertragungsfunktion 72e, k × Lq × s, berechnet.
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In der vorliegenden Ausführungsform bilden die Übertragungsfunktionen 42e, 52e, 62e, 72e einen zweiten Störspannungsrechner, der konfiguriert ist, Störspannungen proportional zu Ableitungen von Strömen, die von den Stromcontrollern ausgegeben werden, durch Multiplizieren der Ableitungen der Ströme mit ihren jeweiligen entsprechenden Koeffizienten k × Ld, k × Lq zu berechnen.
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Anschließend werden Vorteile der Interferenzkompensationssteuerung gemäß der vorliegenden Ausführungsform mit Bezug auf 13, 14, 7 und 8 beschrieben. 13 und 14 entsprechen 3 und 5.
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Wie aus 13 hervorgeht, kann die Interferenzkompensationssteuerung gemäß der vorliegenden Ausführungsform zu einer Reduzierung des Drehmomentfehlers ΔTrq führen. Außerdem kann, wie aus 14 entnommen werden kann, die Reaktionsfähigkeit des Stromsteuersystems weiter verbessert werden.
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Zudem kann, wie aus 7 entnommen werden kann, die Interferenzkompensationssteuerung gemäß der vorliegenden Ausführungsform im Vergleich zum Stand der Technik zu einer signifikanten Reduzierung des Drehmomentfehlers ΔTrq führen. Wie aus 8 hervorgeht, kann die Interferenzkompensationssteuerung gemäß der vorliegenden Ausführungsform im Vergleich zum Stand der Technik außerdem zu einer signifikanten Reduzierung der Zeitkonstante τ bei verschiedenen Drehzahlen führen. Genauer gesagt kann die Reaktionsfähigkeit des Stromsteuersystems bei einer Drehzahl von 18.000 U/min im Vergleich zum Stand der Technik um 62% verbessert werden.
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Neben den Vorteilen der zweiten Ausführungsform, kann bei der dritten Ausführungsform auch die Reaktionsfähigkeit des Stromsteuersystems weiter verbessert werden.
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(Weitere Ausführungsformen)
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Die vorliegende Erfindung ist vorstehend mit Bezug auf spezifische Ausführungsformen beschrieben. Die vorliegende Erfindung ist jedoch nicht auf die spezifischen Ausführungsformen beschränkt. Die Konfiguration und detaillierten Teile der vorliegenden Erfindung können auf verschiedene Arten und Weisen, wie es für einen Fachmann verständlich ist, modifiziert werden.
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In jeder der ersten bis dritten Ausführungsformen wird der Synchron-Elektromotor mit gewickeltem Feld verwendet, der wie in 1 dargestellt konfiguriert ist. In alternativen Ausführungsformen kann jedoch auch ein anderer Typ eines Synchron-Elektromotors mit gewickeltem Feld vorgesehen sein, der derart konfiguriert ist, dass die Feldwicklung durch Strom, der durch Statorwicklungen fließt, erregt wird. In anderen alternativen Ausführungsformen kann ein anderer Typ eines Synchron-Elektromotors verwendet werden, wie beispielsweise ein Synchron-Elektromotor mit einem Permanentmagnetfeld, oder ein Synchron-Reluktanzmotor.
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In jeder der ersten bis dritten Ausführungsformen ist die drehende Maschine mit Mehrfachwicklung eine drehende Maschine mit Doppelwicklung. In alternativen Ausführungsformen kann die drehende Maschine mit Mehrfachwicklung auch eine drehende Maschine mit einer N-fachen Wicklung sein, wobei N eine Ganzzahl ist, die größer als 2 ist. Die vorliegende Erfindung ist auch bei derartig alternativen Ausführungsformen anwendbar, bei welchen Störspannungen proportional zur Drehzahl der drehenden Maschine durch eine magnetische Kopplung zwischen den N-Wicklungssätzen verursacht wird. Für N = 3 können die Befehlsspannungen beispielsweise für jeden der drei Wicklungssätzen bezüglich ihrer jeweiligen entsprechenden Störspannungen proportional zur Drehzahl der drehenden Maschine, welche durch eine magnetische Kopplung zwischen den drei Wicklungssätzen verursacht werden, kompensiert werden.
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In jeder der ersten bis dritten Ausführungsformen sind die Befehlsspannungen bezüglich ihrer jeweiligen entsprechenden Drehzahl-Störspannungen im drehenden bzw. rotierenden Koordinatensystem (dq-Achsen-Koordinatensytem) kompensiert. Alternativ werden die Befehlsspannungen für ihre jeweiligen entsprechenden Drehzahl-Störspannungen im drehenden Koordinatensystem kompensiert. Die Drehzahl-Störspannungen, die im drehenden Koordinatensystem berechnet werden, werden beispielsweise in das stationäre Koordinatensystem transformiert bzw. gewandelt. Die Befehlsspannungen im stationären Koordinatensystem werden bezüglich ihrer jeweiligen entsprechenden Drehzahl-Störspannungen, die in das stationäre Koordinatensystem gewandelt sind, kompensiert.
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Die erste Ausführungsform kann derart modifiziert sein, dass sie einen zweiten Störspannungsrechner enthält, wie er gemäß der dritten Ausführungsform beschrieben wird. Genauer gesagt kann die erste d-Achsen-Befehlsspannung Vd1* zum Beispiel nicht nur bezüglich der ersten d-Achsen-Drehzahl-Störspannung kompensiert werden, sondern auch bezüglich der ersten d-Achsen-Ableitungsstörspannung, und zwar durch Multiplizieren der Ableitung des zweiten d-Achsenstroms id2 mit der d-Achsen-Induktivität Ld und dem Kopplungskoeffizienten k.
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In jeder der ersten bis dritten Ausführungsform sind, wie in 1 dargstellt, die ersten und zweiten Batterien (als Sekundärbatterie) 18a, 18b, die elektrische Leistungslenkvorrichtung 20a und die elektrische Last 20b (als fahrzeugseitig montierte Vorrichtungen) elektrisch mit ihren jeweiligen Invertern INV1, INV2 verbunden. Das heißt, die erste Batterie 18a und die elektrische Leistungslenkvorrichtung 20a werden mit dem Inverter INV1 elektrisch verbunden, und die zweite Batterie 18b und die elektrische Last 20b werden mit dem Inverter INV2 elektrisch verbunden, wobei die erforderliche Spannung bzw. angeforderte Spannung der elektrischen Leistungslenkvorrichtung 20a höher als die angeforderte Spannung der elektrischen Last 20b eingestellt wird. Alternativ können die Inverter INV1, INV2 beispielsweise mit gemeinsamen Sekundärbatterien und gemeinsamen fahrzeugseitig montierten Vorrichtungen elektrisch verbunden sein. Genauer gesagt können zum Beispiel, wenn die angeforderten Spannungen der meisten der fahrzeugseitig montierten Vorrichtungen hoch sind, die zweite Batterie 18b und die elektrische Last 20b entfernt werden, und der zweite Inverter INV2 kann auch mit der ersten Batterie 18a und der elektrischen Leistungslenkvorrichtung 20a verbunden werden. Vorteilhaft kann in einer derartigen alternativen Ausführungsform die Windungsanzahl N1 jeder der Wicklungen, welche den ersten Wicklungssatz 10a bilden, und die Windungsanzahl N2 von jeder der Wicklungen, welche den zweiten Wicklungssatz 10b bilden, zueinander gleich eingestellt werden.
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In jeder der ersten bis dritten Ausführungsform sind die Schaltelemente der Inverter INV1, INV2 N-Kanal-MOSFETs. Alternativ können die Schaltelemente der Inverter INV1, INV2 beispielsweise auch isolierte Gate-Bipolar-Transistoren sein (IGBT).
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Dem Fachmann sind mit Blick auf die Lehre der vorstehenden Beschreibungen und zugehörigen Zeichnungen weitere Modifikationen und andere Ausführungsformen der Erfindung bekannt. Daher ist zu verstehen, dass die Erfindung nicht auf die vorstehend beschriebenen offenbarten spezifischen Ausführungsformen beschränkt ist und dass Modifikationen und weitere Ausführungsformen im Umfang der zugehörigen Ansprüche enthaltend zu verstehen sind. Obwohl vorliegend spezifische Ausdrücke verwendet worden sind, sind diese im generischen und erläuternden Sinne und nicht beschränkend zu verstehen.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- JP 2003-153585 A [0002, 0070, 0084]
