JP5183594B2 - モータの制御装置及びそれを備えたモータシステム - Google Patents

Description

本発明は、モータの制御装置及びそれを備えたモータシステムに関する。

モータを駆動源として備えたシステムに関する背景技術としては、例えば特許文献１，２に開示された技術が知られている。

特許文献１には、主電池とインバータとの間の主スイッチが永久磁石形同期電動機の弱め界磁制御中に開放する、という異常が発生した場合、インバータのスイッチング部の直流入力側に接続された平滑コンデンサに必要以上の電圧が加わらないように、永久磁石形同期電動機の入力端子を短絡して、インバータから永久磁石形同期電動機への電力供給を停止させる技術が開示されている。永久磁石形同期電動機の入力端子の短絡は、インバータのスイッチング部の上側アーム又は下側アームを全てオンさせることにより実現している。

特許文献２には、バッテリとインバータとの間に介在して両者の電気的な接続と遮断とを行うシステムメインリレーを備え、モータで生じる逆起電圧がバッテリ側の電圧よりも高くなる状態では、システムメインリレーをオフする技術が開示されている。

特開平９−４７０５５号公報 特開２００６−４２４１６号公報

近年、モータを駆動源として備えたシステム、いわゆる電動化システムの導入により、地球環境に与える負荷を低減し、地球環境の保全を図る取り組みが盛んに行われている。ところが、ここ数年、地球温暖化に対する問題が深刻化してきており、その原因となる温室効果ガス（二酸化炭素など）の排出を更に規制する要求が社会的に高まってきている。このような要求に応えるための一解決手段としては、特許文献１，２に代表される電動化システムにおいて、モータ運転の更なる高効率化，モータによる無駄なエネルギー消費の更なる抑制などを図り、システムの省エネルギー化（以下、「省エネ化」と記述する）を更に促進することが考えられる。

代表的な本発明の一つは、省エネ化を図ることができるモータの制御装置及びそれを備えたモータシステムを提供する。

ここに、代表的な本発明の一つは、モータに電力を供給してモータを駆動している最中に、モータに供給される電力を間欠的に遮断することを特徴とする。

代表的な本発明の一つによれば、モータの駆動中にモータによる電力の消費を抑制できるので、省エネ化を図ることができる。

本発明の実施例である車両駆動用電機システムの構成を示すブロック図。 図１の車両駆動用電機システムの電気的な回路構成を示す回路図。 図１の車両駆動用電機システムを構成するモータジェネレータの回転速度の変化に対する三相短絡時のモータジェネレータの制動トルク，三相短絡電流の波高値，モータジェネレータの誘起電圧の波高値のそれぞれの変化を示す特性図。 図１の車両駆動用電機システムを構成するモータジェネレータの電流（ｄ，ｑの各軸の電流及びｕ，ｖ，ｗの各相の電流），モータジェネレータのトルクのそれぞれの計測波形の時間変化を示す波形図であって、モータ駆動から三相短絡（惰行運転状態）を経てモータ駆動復帰（加速運転状態）に至る連続した波形変化を示す。 図１の車両駆動用電機システムを構成するモータジェネレータモータと変速機とデファレンシャルグアとの機械的な接続関係を説明するための説明図。 図４の三相短絡（惰行運転状態）からモータ駆動復帰（加速運転状態）に至るときのトルク抑制方法を説明するための模式図。 図６のトルク抑制方法の効果を説明するための波形図であって、図１の車両駆動用電機システムを構成するモータジェネレータの電流（ｕ，ｖ，ｗの各相の電流），モータジェネレータのトルク、図１の車両駆動用電機システムを構成するインバータ装置のスイッチング半導体素子を駆動するためのゲート信号，インバータ装置のスイッチング半導体素子のスイッチング方式である１相変調の変調度のそれぞれの時間変化を示す。 図１の車両駆動用電機システムを構成するインバータ装置のスイッチング半導体素子のスイッチング方式である三相短絡と一相変調とを交互に繰り返すときの制御方法を説明するための説明図であって、インバータ装置とモータジェネレータとの電気的な回路構成、ｕ，ｖ，ｗの各相の電圧及びｕｖ，ｖｗ，ｗｕの各線間の電圧の電気角変化の波形を示す。 図８のＡ−Ｂ区間において三相短絡（惰行運転）する場合のｕ，ｖ，ｗの各相の電圧及びｕｖ，ｖｗ，ｗｕの各線間の電圧の電気角変化の波形を示す波形図。

以下、本発明の実施例を説明する。

以下に説明する実施例では、本発明を、シリーズハイブリッド方式の駆動システムを備えた車両のモータジェネレータ駆動システムに適用した場合を例に挙げて説明する。

シリーズハイブリッド方式の駆動システムは、内燃機関であるエンジンの回転動力を用いて発電機を駆動し、この駆動によって発生した電力を用いてモータジェネレータを駆動し、この駆動によって発生した回転動力を用いて駆動輪を駆動する、いわゆるエンジンから駆動輪までのエネルギーの流れがシリーズになるように構成されている。

ハイブリッド方式の駆動システムとしては、内燃機関であるエンジンとモータジェネレータとを駆動輪に対してエネルギーの流れ的に並列に配置（構造的には、動力伝達制御機構であるクラッチを介してエンジンとモータジェネレータとを機械的に直列に接続）し、エンジンの回転動力による駆動輪の駆動，モータジェネレータの回転動力による駆動輪の駆動、及びエンジンと電動発電機の両方の回転動力による駆動輪の駆動ができるように構成されたパラレルハイブリッド方式のものや、上記パラレルハイブリッド方式と上記シリーズハイブリッド方式とを組み合わせたシリーズ・パラレルハイブリッド方式（エンジンの回転動力の一部を発電用モータジェネレータに分配して発電させ、これにより得られた電力により駆動用モータジェネレータを駆動できるように、遊星歯車機構などの動力伝達機構を用いてエンジンと２つのモータジェネレータとを機械的に接続した方式）のものがある。

以下に説明する実施例の構成は、それらのハイブリッド方式の駆動システムを備えた車両のモータジェネレータ駆動システムに適用しても構わない。

車両としては、上記ハイブリッド方式の駆動システムを備えたハイブリッド自動車，ハイブリッドバス（乗合車両），ハイブリッドトラック（貨物車両），ハイブリッド電車などの鉄道車両，荷物の積み下ろし作業に用いられるフォークリフトトラック，土木作業や建設作業に用いられ、それらの作業に必要な装置を搭載した特殊車両などがある。

以下に説明する実施例では、シリーズハイブリッド方式の駆動システムを備えた車両のうち、ハイブリッド自動車を例に挙げて説明する。

また、以下に説明する実施例の構成は、電動力を唯一の動力源とする駆動システムを備えた純粋な電気自動車のモータジェネレータ駆動システムに適用しても構わない。

さらに、以下において説明する実施例の構成は、車両のモータジェネレータ駆動システムとは別のモータ駆動システム、例えば工場機器の駆動に用いられる産業用モータ駆動システムや家庭用電気製品の駆動に用いられる家庭用モータ駆動システムに適用してもよい。特に界磁に永久磁石を用いた回転電機の駆動システムにとって好適である。

近年、エンジンとモータジェネレータとを車両の動力源として備えたハイブリッド自動車，モータを車両の唯一の動力源とする純粋な電気自動車の導入により、地球環境に与える負荷を低減することが期待されているが、ここ数年、地球温暖化に対する問題が深刻化してきており、その原因となる温室効果ガス（二酸化炭素など）の排出を更に規制する要求が社会的に高まってきている。このようなことから、最近では、ハイブリッド自動車や純粋な電気自動車の導入を更に促進すること、それらに搭載される駆動システムとして、高効率で、かつバッテリの無駄な電力消費を抑制することができる省エネシステムの実現が要求されている。

特にシリーズ方式の駆動システムを備えたハイブリッド自動車では、エンジンの回転動力を用いて発電機を駆動し、この駆動によって発生した直流電力をバッテリに充電すると共に、バッテリに充電された直流電力をインバータ装置に供給して交流電力に変換し、この変換された交流電力をモータジェネレータに供給してモータジェネレータを駆動し、車両を走行させる、というように、車両の始動から加速，巡航，減速，制動など、車両のあらゆる運転シーンにおいてモータジェネレータが使用されることから、電力損失が少なく高効率な駆動システムの実現が要求されている。これと同様の要求は、バッテリを、家庭のコンセントを用いて商用電源から充電する、或いは電気スタンドの急速充電器によって充電すると共に、バッテリから供給された電力によってモータジェネレータを駆動して車両を常時走行させる純粋な電気自動車の駆動システムに対しても同様に言える。

ハイブリッド自動車や純粋な電気自動車の駆動システムには、永久磁石により発生するトルクと、リラクタンストルク（回転子を通る磁束が場所的に疎密となることで発生するトルク）とを合成した駆動トルクを出力できる永久磁石型同期電動機、とりわけ回転子鉄心の内部に永久磁石を埋め込んだ型の同期電動機（以下、「ＩＰＭ」と記述する）が多く採用されている。ＩＰＭは、車両の低速域や中速域において高効率に駆動できるので、上記要求に応えることができる。その一方でＩＰＭは、車両の高速域になると、永久磁石が作る誘起電圧が高くなり、バッテリ電圧と誘起電圧の差が減少するほど、電流が流れに難くなるという課題が生じる。このため、ＩＰＭを車両の高速域において駆動するときには、弱め界磁制御と呼ばれる位相制御（誘起電圧に対してＩＰＭへの印加電圧の位相を進める制御）を行い、誘起電圧を抑制することが行われている。

弱め界磁制御は、駆動力に寄与しない無効電流をＩＰＭに対して流すという制御である。このため、弱め界磁制御を行うことは、システムの効率を低下させることになると共に、無効電力を流すのに必要な電力をバッテリから無駄に消費することになる。このようなことから、ＩＰＭを搭載した駆動システムにおいて、高効率で、かつバッテリの無駄な電力消費を抑制することができる省エネシステムを実現するためには、車両の高速巡航時におけるＩＰＭの連続的な駆動を抑え、弱め界磁制御による無効電流の消費を低減させることが好ましい。

そこで、以下に説明する実施例では、ＩＰＭの誘起電圧がバッテリ電圧よりも大きくなり、無効電流成分を含む駆動電力をＩＰＭに供給してＩＰＭの誘起電圧を抑えながらＩＰＭを駆動しているハイブリッド自動車の高速巡航中に、バッテリからＩＰＭに対する電力供給をオフにする期間をインバータ装置によって間欠的に形成し、ＩＰＭから出力されるモータトルクが零になるようにＩＰＭの駆動を制御しながら車両が走行する惰行走行を間欠的に行う。このようにすれば、弱め界磁制御時の無効電流成分を含む駆動電力の消費を抑えることができる。従って、以下に説明する実施例では、高効率で、かつバッテリの無駄な電力消費を抑制することができる省エネシステムを実現できる。

バッテリからＩＰＭに対する電力供給のオフは、インバータ装置の全相の上アーム又は下アームのスイッチング半導体素子をオンさせる三相短絡制御によって実現できる。三相短絡ではモータトルクが発生しないので、車両は惰行走行するが、短絡電流により電動機の巻線抵抗内で損失が生じ、発熱損失によってＩＰＭ及びインバータ装置の温度が上昇するという課題が生じる。しかし、以下に説明する実施例では、三相短絡を間欠的に行うので、損失の発生や発熱損失によるＩＰＭ及びインバータ装置の温度上昇を低減することができる。また、三相短絡ではＩＰＭに生制動力が生じるが、以下に説明する実施例では、三相短絡を間欠的に行うので、ハイブリッド自動車の走行に対するその制動力の影響を抑制することができる。

バッテリからＩＰＭに対する電力供給をオフする手法としては、バッテリとインバータ装置との間に介在させたリレーを遮断させることが考えられる。このような手法によれば、モータトルクをゼロにしてハイブリッド自動車を惰行走行させることができ、しかも、三相短絡のようにＩＰＭに対して短絡（循環）電流が流れることがないので、損失の発生や発熱損失によるＩＰＭ及びインバータ装置の温度上昇がない。惰行走行では、走行抵抗や路面の摩擦によってハイブリッド自動車の速度が低下する。このため、惰行走行後、ハイブリッド自動車を再加速させる必要がある。ところが、モータトルクがゼロの状態から急加速しようとしてリレーを投入し、モータ電流を零状態から所定値まで増加させようとしても、モータ電流の立ち上がりには時間がかかり、これが時間遅延となる。従って、リレーを遮断する手法では応答遅れの課題が生じる。自動車では応答性が重要な性能指標であり、無視することはできない。しかし、以下に説明する実施例では、インバータ装置のスイッチング制御による三相短絡によって、バッテリからＩＰＭに対する電力供給をオフにするので、リレーを遮断する手法のような応答遅れを生じることがない。また、リレーを遮断する手法では、接点を開閉する際にサージやアークが発生し、使用回数が多いと接点の寿命が懸念されるが、以下に説明する実施例ではそのような懸念もない。

インバータ装置のスイッチング制御による間欠制御では、バッテリからＩＰＭに供給する電流をインバータ装置の三相短絡で遮断する第１制御モードと、ＩＰＭから出力するトルクを一旦抑制し、その後増加させる第２制御モードとを交互に繰り返して、バッテリからＩＰＭに対する電力供給をオフにする期間を間欠的に形成している。このようにすれば、惰行走行から加速走行に復帰させるときに生じるトルクの振動を抑制することができる。

また、以下に説明する実施例では、インバータ装置が出力される交流電流一周期に対して所定の電気角タイミングで、全相の上アーム又は下アームのスイッチング半導体素子をオンさせる三相短絡モードを形成して、バッテリからＩＰＭに対する電力供給をオフにすると共に、インバータ装置の１相出力が予め決められた相順で他の２相とは異なる上アーム又は下アームのスイッチング半導体素子がオンし、このオン期間の長さによってインバータ装置が出力される交流電流の振幅を変える一相制御モードを形成して、三相短絡モードと一相制御モードとを交互に切り替えている。

さらに、以下に説明する実施例では、路面の勾配及び道路の距離を含む地形情報，運転者のアクセル操作から判断される情報，ＩＰＭのトルク及び回転数に関する状態の少なくとも一つに基づいて、三相短絡モードを、インバータ装置が出力される交流電流一周期以上継続する期間を間欠的に形成している。

さらに、以下に説明する実施例では、インバータ装置が出力される交流電流一周期以上継続する三相短絡では、間欠の度に、オンさせる全相の上アーム又は下アームのスイッチング半導体素子を交互に切り替えている。

さらに、以下に説明する実施例では、路面の勾配及び道路の距離を含む地形情報，運転者のアクセル操作から判断される情報，ＩＰＭのトルク及び回転数の関する状態の少なくとも一つに基づいて、車両の走行中にＩＰＭのトルクが零になるように制御して車両を惰行走行させる期間を判断し、惰行走行と車両の加速走行とを交互に繰り返して車両を走行させている。惰行走行は、運転者が予め操作する結果に基づいて行わせてもよい。

運転者のアクセル操作から判断される情報は、アクセルの開度とその変化分に基づいて識別する。

ＩＰＭのトルク及び回転数の関する状態は、ＩＰＭの電流を二相変換したＩｑ成分とＩｄ成分の比から識別する。

以下に説明する実施例によれば、ＩＰＭのトルクをオフにする期間を間欠的に形成するので、高効率で、かつバッテリの無駄な電力消費を抑制することができる省エネシステムを実現できる。しかも、以下に説明する実施例によれば、間欠の比率によってＩＰＭの損失を抑制できると共に、三相短絡時にはＩＰＭに短絡電流を循環させ、加速時にはＩＰＭの電流を短絡電流値から出力すべきトルクに応じた値に応答性良く制御できる。さらに、以下に説明する実施例によれば、惰行走行から加速走行に復帰させる場合にはトルクの振動を抑制し、その直後には運転者の要求に応じたトルクに応答性良く制御することができる。

以下、図面を用いて、本発明の実施例を具体的に説明する。

最初に、図１を用いて、ハイブリッド自動車の駆動システムの構成を説明する。

図１はハイブリッド自動車の構成と制御に関するブロックを示す図であり、図１において、ハイブリッド電気自動車（以下、「ＨＥＶ」と記述する）は、モータジェネレータ（Ｍ／Ｇ１）４を動力源とする。モータジェネレータ４は、回転子に永久磁石を備えた同期機であり、運転方法によりモータとしても発電機としても動作するので、ここではモータジェネレータと記すこととする。モータジェネレータ４の固定子の電機子巻線に供給される交流電力がインバータ装置５によって制御されることによりモータジェネレータ４の駆動が制御される。インバータ装置５にはバッテリ６が電気的に接続されており、バッテリ６とインバータ装置５との相互において電力の授受が可能である。本実施形態のＨＥＶでは、動力によって駆動される主輪を前輪１とし、連れ回される従輪を後輪とする、いわゆる前輪駆動方式を採用しているが、この逆、すなわち後輪駆動方式を採用しても構わない。

車体のフロント部には前輪車軸が回転可能に軸支されている。前輪車軸の両端には１対の前輪１が設けられている。車体のリア部には後輪車軸（図示省略）が回転可能に軸支されている。後輪車軸の両端には１対の後輪が設けられている。

前輪車軸の中央部には前輪側デファレンシャルギア（以下、「前輪側ＤＥＦ」と記述する）２が設けられている。前輪車軸は前輪側ＤＥＦ２の出力側に機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ２の入力側には変速機３の出力軸が機械的に接続されている。前輪側ＤＥＦ２は、変速機３によって変速されて伝達された回転駆動力を左右の前輪車軸に分配する差動式動力分配機構である。変速機３の入力側にはモータジェネレータ４の出力側が機械的に接続されている。

モータジェネレータ４の入力側には、エンジン７の出力軸に発電機（ここではモータジェネレータＭ／Ｇ２と記載する）の回転軸が機械的に接続されている。発電機７は、回転子に永久磁石を備えた同期機か、磁石を具備しない誘導機のいずれでも良い。固定子の電機子巻線に供給される交流電力がインバータ装置９によって制御されることにより、発電電力が制御され、インバータ装置９から出力する直流電力でバッテリ６を充電する。

次に、図２を用いて、インバータ装置５の回路構成を説明する。

本実施例のインバータ装置５は、インバータ回路１４４と制御部１７０とコンデンサモジュール５００を有している。また、インバータ回路１４４は、上アームとして動作するＩＧＢＴ３２８（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）及びダイオード１５６と、下アームとして動作するＩＧＢＴ３３０及びダイオード１６６と、からなる上下アーム直列回路１５０を複数有し（図２の例では３つの上下アーム直列回路１５０，１５０，１５０）、それぞれの上下アーム直列回路１５０の中点部分（中間電極１６９）から交流端子１５９を通してモータジェネレータ４への交流電力線（交流バスバー）１８６と接続する構成である。また、制御部１７０はインバータ回路１４４を駆動制御するドライバ回路１７４と、ドライバ回路１７４へ信号線１７６を介して制御信号を供給する制御回路３１とを有している。

上アームと下アームのＩＧＢＴ３２８や３３０は、スイッチング用パワー半導体素子であり、ドライバ回路１７４から出力された駆動信号を受けて動作し、バッテリ６から供給された直流電力を三相交流電力に変換する。この変換された電力はモータジェネレータ４の電機子巻線に供給される。上述のとおり、インバータ装置５はモータジェネレータ４が発生する三相交流電力を直流電力に変換することもできる。

インバータ回路１４４は３相ブリッジ回路により構成されており、３相分の上下アーム直列回路１５０，１５０，１５０がそれぞれ、バッテリ６の正極側と負極側に電気的に接続されている直流正極端子３１４と直流負極端子３１６の間に電気的に並列に接続されている。ここで、上下アーム直列回路１５０はアームと呼称されており、上アーム側のスイッチング用パワー半導体素子３２８及びダイオード１５６と下アーム側のスイッチング用パワー半導体素子３３０及びダイオード１６６を備えている。

本実施例では、スイッチング用パワー半導体素子としてＩＧＢＴ３２８や３３０を用いることを例示している。ＩＧＢＴ３２８や３３０は、コレクタ電極１５３，１６３，エミッタ電極（信号用エミッタ電極端子１５５，１６５），ゲート電極（ゲート電極端子１５４，１６４）を備えている。ＩＧＢＴ３２８，３３０のコレクタ電極１５３，１６３とエミッタ電極との間にはダイオード１５６，１６６が図示するように電気的に接続されている。ダイオード１５６，１６６は、カソード電極及びアノード電極の２つの電極を備えており、ＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極からコレクタ電極に向かう方向が順方向となるように、カソード電極がＩＧＢＴ３２８，３３０のコレクタ電極に、アノード電極がＩＧＢＴ３２８，３３０のエミッタ電極にそれぞれ電気的に接続されている。スイッチング用パワー半導体素子としてはＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ）を用いてもよい。この場合はダイオード１５６やダイオード１６６は不要となる。

上下アーム直列回路１５０は、モータジェネレータ１９２の電機子巻線の各相巻線に対応して３相分設けられている。３つの上下アーム直列回路１５０，１５０，１５０はそれぞれ、ＩＧＢＴ３２８のエミッタ電極とＩＧＢＴ３３０のコレクタ電極１６３を接続する中間電極１６９，交流端子１５９を介してモータジェネレータ１９２へのＵ相，Ｖ相，Ｗ相を形成している。上下アーム直列回路同士は電気的に並列接続されている。上アームのＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３は正極端子（Ｐ端子）１５７を介してコンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極に、下アームのＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極は負極端子（Ｎ端子）１５８を介してコンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極にそれぞれ電気的に接続（直流バスバーで接続）されている。各アームの中点部分（上アームのＩＧＢＴ３２８のエミッタ電極と下アームのＩＧＢＴ３３０のコレクタ電極との接続部分）にあたる中間電極１６９は、モータジェネレータ４の電機子巻線の対応する相巻線に交流コネクタ１８８を介して電気的に接続されている。

コンデンサモジュール５００は、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチング動作によって生じる直流電圧の変動を抑制する平滑回路を構成するためのものである。コンデンサモジュール５００の正極側コンデンサ電極にはバッテリ６の正極側が、コンデンサモジュール５００の負極側コンデンサ電極にはバッテリ６の負極側がそれぞれ直流コネクタ１３８を介して電気的に接続されている。これにより、コンデンサモジュール５００は、上アームＩＧＢＴ３２８のコレクタ電極１５３とバッテリ６の正極側との間と、下アームＩＧＢＴ３３０のエミッタ電極とバッテリ６の負極側との間で接続され、バッテリ６と上下アーム直列回路１５０に対して電気的に並列接続される。図１に示すように、バッテリ６とインバータ装置５の間にはリレー手段１１を備え、異常が生じたときにはリレー手段１１でバッテリ６とインバータ装置５を電気的に遮断する。

制御部１７０はＩＧＢＴ３２８，３３０を作動させるためのものであり、他の制御装置やセンサなどからの入力情報に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを制御するためのタイミング信号を生成する制御回路３１と、制御回路３１から出力されたタイミング信号に基づいて、ＩＧＢＴ３２８，３３０をスイッチング動作させるためのドライブ信号を生成するドライブ回路１７４とを備えている。

制御回路３１はＩＧＢＴ３２８，３３０のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータ（以下、「マイコン」と記述する）を備えている。マイコンには入力情報として、モータジェネレータ４に対して要求される目標トルク値、上下アーム直列回路１５０からモータジェネレータ４の電機子巻線に供給される電流値、及びモータジェネレータ４の回転子の磁極位置が入力されている。制御回路３１の構成に関しては図１を用いて説明する。

目標トルク値は、運転者が操作するアクセル１６の開度やその他の情報から上位の制御装置１７が加減速の指令値を出力する。一方、車両の速度検出手段１５から出力された速度検出信号Ｖｓｐをフィードバック結果として、トルク指令手段１８がモータジェネレータ４に対するトルク指令値、及び電流指令値を演算する。トルク指令手段１８は他にモータジェネレータ４に設けられた回転磁極センサ１４から出力された磁極検出信号を磁極位置演算手段２１を介して演算された磁極位置θと角速度ωを演算に用いると共に、バッテリ６の状態を検出するバッテリコントローラ１０が出力するバッテリ６に関する情報を参照して、モータジェネレータ４に対するトルク指令値、及び電流指令値を演算する。また、モータジェネレータ４の電流値は、電流センサ１３から出力されたＵ，Ｖ，Ｗ３相分の電流検出信号から電流の３相／２相変換手段２２でｄ，ｑ軸の電流指令値に変換する。図１の実施形態では３相の電流値を検出する場合を例に挙げて説明するが、２相分の電流値を検出するようにしても構わない。

電流制御手段１９は、トルク指令手段１８から伝えられた目標トルク値から、モータジェネレータ４のｄ，ｑ軸の電流指令値を演算し、この演算されたｄ，ｑ軸の電流指令値と、３相／２相変換手段２２から伝えられたｄ，ｑ軸の電流検出値との差分に基づいてｄ，ｑ軸の電圧指令値を演算し、電圧指令手段２０は１９で演算されたｄ，ｑ軸の電圧指令値を、検出された磁極位置に基づいてＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令値に変換する。そして、ＰＷＭ発生器２４は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令値に基づく基本波（正弦波）と搬送波（三角波）との比較に基づいてパルス状の変調波を生成し、この生成された変調波をＰＷＭ（パルス幅変調）信号としてドライバ回路１７４に出力する。

ドライバ回路１７４は、下アームを駆動する場合、ＰＷＭ信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する下アームのＩＧＢＴ３３０のゲート電極に、上アームを駆動する場合、ＰＷＭ信号の基準電位のレベルを上アームの基準電位のレベルにシフトしてからＰＷＭ信号を増幅し、これをドライブ信号として、対応する上アームのＩＧＢＴ３２８のゲート電極にそれぞれ出力する。これにより、各ＩＧＢＴ３２８，３３０は、入力されたドライブ信号に基づいてスイッチング動作する。

次に、ハイブリッド自動車の高速巡航時の惰行制御に関して述べる。上位からの情報として地形情報２６が与えられる。この地形情報は、地図情報や道路の高低・傾斜度に関する情報、そして現在の車両の位置情報など様々であり、主にナビゲーション装置から与えられる情報である。間欠運転判断手段２７は、地形情報２６，上位の制御装置１７が出力する加減速の指令値，トルク指令手段１８が出力するモータジェネレータ４に対するトルク指令値と電流指令値，そしてバッテリコントローラ１０が出力するバッテリ６に関する情報から車両を惰行させるか否かを判断する。特に車両がほぼ一定速な運転状態にあり、地形情報２６から暫く高速巡航が持続すると判断されると、惰行運転に入る。

惰行運転させる場合は、カウンタ２８を起動して間欠運転した回数を記憶する。そして、三相短絡判断手段２９でインバータ装置の上アームＩＧＢＴ３２８、或いは下アームＩＧＢＴ３３０のいずれを三相短絡させるかを判断する。カウンタ２８は、三相短絡の度に、上アーム或いは下アームのオンさせる側を切り替えるために備えており、図１に示すように、カウンタを用いずにオンさせる側を切り替えても構わない。尚、三相短絡の動作は、図３と図４を用いて詳細に述べるので、ここでは構成だけを説明する。三相短絡判断手段２９が三相短絡を判断した場合は、ドライバ回路１７４前段の切り替え器２５でＰＷＭ発生器２４からのゲート信号から上アーム或いは下アームの三相短絡に信号を切り替える。切り替えられた信号はドライバ回路１７４によってインバータのＩＧＢＴをそれぞれ駆動する。

間欠運転判断手段２７は、運転者がアクセル１６を強く踏み込み加速を要求したり、速度検出手段１５から出力された速度検出信号Ｖｓｐから車両の速度が目標とする値から低下し、再度の加速が必要と判断される場合などにおいて、三相短絡を停止して即座にモータジェネレータ４にトルク出力を指示する。この時、電圧指令計算手段３０で復帰時のトルク指令を演算する。この演算に関しては、図５を用いて詳細に述べる。電圧指令計算手段３０は、三相短絡からモータの加速状態に復帰する際に発生する電流の振動、或いはトルクの振動を抑制するために復帰直後は電圧指令手段２０の出力を一旦、低く抑えることが狙いである。切り替え手段２３は、復帰直後に一旦、電圧指令手段２０の出力から電圧指令計算手段３０の信号に切り替えることが機能である。

次に、三相短絡について述べる。最初に、永久磁石型同期モータの電圧方程式は次の（１）式と（２）式で表すことができる。

ここで、Ｖｄ：ｄ軸電圧，Ｖｑ：ｑ軸電圧，Ｉｄ：ｄ軸電流，Ｉｑ：ｑ軸電流，Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス，Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス，Ｒ：巻線抵抗，ω：回転角速度，Φ：磁束量，ｔ：時間，ｓ：微分演算子である。

次に、インバータの上アーム又は下アームいずれかのＩＧＢＴを全相オンにする三相短絡の条件では、
Ｖｄ＝Ｖｑ＝０
になる。

そして、定常状態（ｔ＝∞，Ｓ＝０）の条件を上記２式に当てはめると、次の（３），（４）式が得られる。

（３），（４）式を電流ＩｄとＩｑについて解くと、次の（５），（６）式が得られる。

（５），（６）式から電流の大きさＩを求めると、（７）式になる。

ここで、永久磁石型同期モータが高速回転する場合には、抵抗Ｒを無視することができ、電流Ｉは（８）式の実効値に収束する。

この（８）式から三相短絡時の電流は回転角速度ωに依存せず一定であり、磁束量Φとｄ軸インダクタンスＬｄの比で決まることが分かる。

図３にモータの回転速度ωｒｍに対する誘起電圧Ｅｐｋ（波高値）と三相短絡の電流波高値Ｉｐｋ（（８）式の実効値を波高値に換算）、そして三相短絡で発生するモータ制動トルクＴｒｑを示す。誘起電圧Ｅｐｋは速度ωｒｍに対して線形で増加する。一方、電流波高値Ｉｐｋは速度ωに依存せず一定である。

ここで、トルクについて考察する。モータに駆動トルクを発生させる場合は、バッテリからモータに電流を供給する。しかし、三相短絡時はモータの誘起電圧を電圧源として電流が流れ、電流はモータとインバータ間で還流する。電流の方向は駆動トルクの場合と逆になるので、三相短絡時のトルクは制動力になる。そのため、図３ではモータ制動トルクと表記した。（５）式で電流Ｉｄは分子にω²を含み速度ωに対して２乗で増加する。一方、（６）式で電流Ｉｑの分子はωであり、速度ωが増すほど電流Ｉｄに比べてＩｑは小さくなる。永久磁石モータのトルクはＩｑ成分だけでなくＩｄ成分も寄与するが、Ｉｄ成分はＩｑ成分との積でトルクになるため、Ｉｑが零でＩｄだけではトルクが発生しない。図３でモータ制動トルクが速度ωｒｍに対して指数関数的に減少するのは、Ｉｄに比べてＩｑが大幅に小さくなることが原因である。速度ωが５,０００rpm以上のトルクは、極低速時の−１００Ｎｍに対して１／１０以下に減少し、車両に影響する制動力は小さい。本実施例では、車両が高速巡航する状態で三相短絡を間欠的に行い、三相短絡期間中はバッテリからの電流供給を遮断し、制動力は発生するが車両の走行を妨げるほどの影響はなく、車両を慣性力で走行持続させることができることが狙いである。

次に、実際に三相短絡させた場合のモータトルクと電流成分の動作波形を図４に示す。図４でモータ電流Ｉｄ，Ｉｑ，Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗはいずれもモータ（以後、図１でモータジェネレータと呼称した４を簡易にモータと呼ぶ）の電流であり、図４中段のＩｕ，Ｉｖ，ＩｗはそれぞれＵ，Ｖ，Ｗ相の電流である。また、ＩｄとＩｑは図１の３相／２相変換手段２２でＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗの３相成分をｄ−ｑの２相成分に変換した結果の波形である。動作条件は５.２５秒の時刻から５.３秒までの間三相短絡させ、５.３秒からは再度、モータを駆動させる。

図４で三相短絡を開始した直後は電流が振動的になるが、約０.０２秒後には定常値に落ち着く。定常の状態ではＩｄが−１５０Ａ，Ｉｑがほぼ零でトルクも零になる。次に、５.３秒から再度、モータを駆動させるとモータ電流はＩｄ，Ｉｑ及びＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗの全てが振動的になり、この影響でトルクも振動性になる。この結果から三相短絡を間欠的に行うための課題は、三相短絡から駆動へ復帰させる際のトルク振動抑制であることが分かる。

そこで、機械系の慣性も考慮して三相短絡から駆動に復帰する際のトルク振動抑制を図５を用いて説明する。図５は、図１に示したモータジェネレータ４と変速機３、及びデフ２の機械的な接続を図示したものである。この図で、変速機３は簡易的に一組のギアで表した原理構成であり、ギア比をｋで表現する。この構成で運動方程式を作ると、次の（９）式で表すことができる。

ここで、Ｉｍ：モータ慣性，Ｉｒ：変速機とデフの負荷慣性，η：ギア効率，ｋ：変速比，Ｔｍ：モータトルク，Ｔｒ：変速機とデフの負荷トルク，ωｍ：モータの角速度である。

次に、負荷トルクは車両の走行条件や路面の摩擦、及び勾配から求めることができ、これを（１０）式で表す。

ここで、λａ：総変速比，ｍ：車重，ｖ：車速，ｒｗ：タイヤ半径，Ｒｓ：勾配抵抗，Ｒｒ：転がり抵抗，Ｒａ：空気抵抗である。

（１０）式を（９）式に代入し、ωｍに関して三相短絡から駆動に復帰する際の微分方程式を解く。初期条件として、三相短絡中はモータトルクが零であり、モータ角速度は惰行している車両の速度から決まる値とする。三相短絡から駆動に復帰する際に振動を抑制するためには、モータ角速度が復帰の前後でほぼ同じになるようにモータトルクを出すことが望ましい。微分方程式をモータ角速度が変化しないように解くと、次の（１１）式が得られる。

本実施例では、惰行状態から加速に復帰する際に、図１に示したアクセル開度から決まる加速指令には直ぐに従わず、（１１）式で決まるモータトルクに一旦抑制し、その後、運転者が指示する加速に従うことが特徴である。この機能が図１の電圧指令計算手段３０に相当する。図６に復帰時のトルク抑制方法を模式図で示す。同図で破線に示すように、復帰時に運転者が指示する加速に従うようトルクを出そうとすると、図４のように電流やトルクの振動を招く。図６に示した復帰時にトルク抑制を実施した場合の結果を次の図７に示す。モータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗとモータトルクは図４と同じ条件で計算した。図６にはインバータ上アーム３２８のゲート信号を示した。下アームの信号は省略したが、上アームとは相補になっており、上が１（又はＨ）であれば下は０（又はＬ）になる。トルク出力の程度を表す変調度は、図１で電圧指令２０に応じてＰＷＭ発生手段２４で三角波と比較した結果であり、変調度が１の場合は最大出力に相当する。復帰時にトルク抑制をしない場合の結果は前述の図４であり、図７に示すようにトルク抑制をするとモータトルクと電流が振動しない。図６はトルク抑制を一旦階段状に絞る期間と、時間に応じて増加する期間に分けて表現したが、図７のように階段状の期間は無く、時間に応じて増加する期間だけでも良い。

このように三相短絡による惰行状態からトルク出力状態へ復帰させても振動が起きなければ、運転者が惰行を不快に感じることはなく、バッテリからの電力供給を抑制するために高速巡航時は積極的に惰行運転をさせることができる。前述のように、三相短絡はモータやインバータの過熱を招くことが懸念されたが、三相短絡を間欠的にして発熱状態を持続させないことで対処が可能になる。

次に、三相短絡による惰行運転に好適なモータ制御に関する発明を説明する。この制御方法の特徴を図８に示す。図８でインバータ５の各相出力をＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗと表せば、各相出力Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの値がいずれもＶｄｃ或いは０で等しい状態が１パルス飛ばしで発生する。尚、図８の横軸は電気角であり、０〜３６０°が電気的な一周期に相当する。各相出力がいずれもＶｄｃになる状態はインバータ５の上アームが全てオンになった三相短絡であり、同様に各相出力がいずれも０である状態はインバータ５の下アームが全てオンになった三相短絡である。一方、各相出力Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの差から求めた線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｖｗ，Ｖｗｕは、図８に示したようにパルス化されているが、三相交流の特徴である１２０°毎にずれた波形である。この電圧をモータ４の巻線に印加すると、線間電圧でパルスが無い期間も電流が三相短絡のパターンで還流的に流れるので、電流は平滑化された三相正弦波交流になる。

図８の制御は、三相短絡のパターンでバッテリからモータへ供給する電流を遮断し、Ｕ，Ｖ，Ｗのいずれか１相が他の２相と異なるスイッチ状態になる（例えば、ＵとＷは上アームがオンし、Ｖだけが下アームがオンするなど）ことで、バッテリからモータへ電流が供給される。出力の制御は、上記１相のパルス幅で制御する。言い換えると、図８の制御はバッテリからモータへ電流を供給させる１相変調と電流を遮断させる三相短絡を交互に切り替える方式である。

図８でＡからＢに至る期間を惰行運転する場合の信号パターンを次の図９に示す。図９はＡからＢに至る期間が各相の上アームがオンした三相短絡になる。Ａ−Ｂ期間を惰行させない図８に比べると、長い三相短絡期間が生じることが特徴である。特徴は本制御方式が１相変調と三相短絡を交互に切り替える方式であるので、図９の長い三相短絡期間（Ａ〜Ｂ）から復帰する場合でも、復帰時のＢを電気角で認識し、その角度に応じた図８の信号パターンに戻るだけであり、制御アルゴリズムが簡易になる。

先の図７に示した波形は図９の制御を適用した結果である。図７で述べた復帰直後（図７で５.３秒以降）のトルク抑制は、１相変調の変調度を一旦０に下げその後、所定の幅（図７で変調度が約０.４５）まで緩やかに増加させる。

図７で三相短絡期間以外は三相正弦波交流が問題無く流れているが、１相変調と三相短絡を切り替えた際には電流は振動しない。これは惰行期間（図７で５.２５〜５.３秒）以外の期間で１相変調の次に生じる三相短絡はパルス幅が時間的に短く、電流が（８）式に示した定常値に達する前の過渡状態で終わるため、三相正弦波の波形が維持される。

ここまで、三相短絡を間欠的に行う惰行運転について述べたが、図１の間欠運転判断手段２７は、前述のように地形情報２６を考慮して間欠させるか否かを判断する。この点に関して、（１０）式の負荷トルクから考察する。（１０）式で勾配抵抗Ｒｓは路面の傾斜角θに対してsinθに比例する。また、転がり抵抗Ｒｒは傾斜角θに対するcosθと路面の摩擦係数の積に比例する。即ち、傾斜角θが大きいと勾配抵抗Ｒｓは増え、転がり抵抗Ｒｒは減少する。平坦な道路では転がり抵抗Ｒｒは小さく、転がり抵抗Ｒｒは主に路面の摩擦係数に応じて変化する。また、空気抵抗Ｒａは車両の対空気速度の２乗に比例する。

（１０）式の負荷トルクが大きいと本発明の間欠運転をしている期間中に車両の速度が減速する。本実施例は負荷トルクが小さく、車両が高速で巡航する際に運転者からの操作が無くとも、自動的に間欠運転判断手段２７が判断して惰行運転に入る。尚、図１の実施例では記載を省略したが、モータジェネレータ４の温度を検出する温度検出手段を具備し、間欠運転判断手段２７に温度検出信号を伝達する。間欠運転判断手段２７では、モータジェネレータ４の温度が許容できる値を超える場合には、三相短絡を行わず間欠運転させない判断を実施する。

また、三相短絡を間欠運転させる際には、前述のように上アーム或いは下アームのいずれか一方を全相分オンする。三相短絡期間に毎回、同じアームをオンさせていると特定の相のインバータが損失で発熱する。そこで、間欠の度に三相短絡のオンさせるアームを切り替えることが望ましい。

更に、三相短絡時の電流成分ＩｄとＩｑは、（５），（６）式で述べたように速度ωに対する変化の違いがあることを述べた。この傾向は三相短絡させる以前も同様であり、Ｉｑに対してＩｄが相当大きい場合には車両が高速であり、且つＩｑが小さいことは加速トルクが必要とされておらず車両が巡航していることが分かる。そこで、ＩｄとＩｑの比から間欠運転を判断することも有効である。

以上説明した実施例では、図１に記載したように、車両が間欠運転の開始を判断して自動的に惰行運転を行うことを述べたが、運転者が間欠運転判断手段２７と同様な判断を下して、操作するようにしても良い。

Claims (10)

1. 電源から供給された電力を制御してモータに供給する電気回路と、
   該電気回路の作動を制御するための指令信号を生成する制御回路と、を有し、
   前記制御回路は、前記モータの誘起電圧が前記電源の電圧よりも大きくなり、無効電流成分を含む電力を前記モータに供給して前記モータの誘起電圧を抑えながら前記モータを駆動している最中に、前記無効電流成分を含む電力が間欠的に遮断されるように前記指令信号を生成し、この生成された指令信号に基づいて前記電気回路の作動を制御し、
   前記電気回路は、複数のスイッチング半導体素子のスイッチングにより直流電力を交流電力に変換するスイッチング回路であって、上アーム用の前記スイッチング半導体素子と下アーム用の前記スイッチング半導体素子とを電気的に直列に接続した複数の直列回路が前記電源に対して電気的に並列に接続されることにより構成されており、
   前記モータは、前記交流電力を入力するための複数の入力端子を備えており、
   前記複数の直列回路は、前記複数の入力端子の数に対応して設けられており、
   前記複数の直列回路のそれぞれの前記上アーム用スイッチング半導体素子と前記下アーム用スイッチング半導体素子との間の中点は、対応する前記入力端子と電気的に接続されており、
   前記電力を遮断する場合には、前記複数の直列回路の全ての上アーム用スイッチング半導体素子或いは下アーム用スイッチング半導体素子を導通状態として、前記複数の入力端子を電気的に短絡状態とし、
   前記制御回路による制御モードとして、
   前記電気回路から出力される交流電流一周期に対して所定の電気角タイミングで前記複数の入力端子が電気的に短絡状態になるように前記電気回路の作動を制御する第１制御モードと、
   前記モータから出力されるトルクが一旦減少してから増加するように、前記複数の直列回路の一つの直列回路の上下アーム用スイッチング半導体素子のうち、残りの前記直列回路の導通状態にあるスイッチング半導体素子とは異なるアームのスイッチング半導体素子が、あらかじめ決められた直列回路の順番にしたがって導通状態とし、この導通期間の長さによって、前記電気回路から出力される交流電流の振幅が変わるように前記電気回路の作動を制御する第２制御モードと、を有し、
   前記電力を間欠的に遮断する場合には、前記第１制御モードと前記第２制御モードとを交互に繰り返す、
   ことを特徴とするモータの制御装置。
2. 請求項１に記載のモータの制御装置において、
   前記短絡状態が、前記電気回路から出力される交流電流一周期以上継続する場合には、間欠の度に、上アーム用スイッチング半導体素子と下アーム用スイッチング半導体素子とを交互に切り替えて導通状態とする、
   ことを特徴とするモータの制御装置。
3. バッテリから供給された直流電力を、複数のスイッチング半導体素子のスイッチング動作によって交流電力に変換し、この変換された交流電力を、車両の駆動源である永久磁石界磁式同期モータに供給する電力変換回路と、
   前記永久磁石界磁式同期モータに対する要求トルク指令値に基づいて、前記複数のスイッチング半導体素子のスイッチング動作を制御するためのスイッチング指令信号を生成し、この生成されたスイッチング指令信号を前記電力変換回路に出力する制御回路と、有し、
   前記永久磁石界磁式同期モータのトルクによって車両が走行している状態であって、前記永久磁石界磁式同期モータにおいて発生する誘起電圧が前記バッテリの電圧よりも大きくなり、前記永久磁石界磁式同期モータの永久磁石による界磁磁束を抑えるための弱め界磁電流成分を含む電力を前記永久磁石界磁式同期モータに供給して前記永久磁石界磁式同期モータを駆動させている状態にあるとき、前記制御回路は、前記弱め界磁電流成分を含む電力が間欠的に遮断されるように前記スイッチング指令信号を生成し、この生成されたスイッチング指令信号に基づいて前記複数のスイッチング半導体素子のスイッチング動作を制御し、
   前記電力変換回路は、上アーム用の前記スイッチング半導体素子と下アーム用の前記スイッチング半導体素子とを電気的に直列に接続した複数の直列回路が前記バッテリに対して電気的に並列に接続されることにより構成されており、
   前記複数の直列回路は、前記電力変換回路から出力された交流電力が入力される、前記永久磁石界磁式同期モータの電機子巻線の相数に対応して設けられており、
   前記複数の直列回路のそれぞれの前記上アーム用スイッチング半導体素子と前記下アーム用スイッチング半導体素子との間の中点は、対応する相の前記電機子巻線に電気的に接続されており、
   前記電力を遮断する場合には、前記複数の直列回路の全ての上アーム用スイッチング半導体素子或いは下アーム用スイッチング半導体素子を導通状態として、前記電力変換回路と前記電機子巻線との間に循環電流が流れる状態とし、
   前記制御回路による制御モードとして、
   前記電力変換回路から出力される交流電流一周期に対して所定の電気角タイミングで前記複数の直列回路の全ての上アーム用スイッチング半導体素子或いは下アーム用スイッチング半導体素子を導通状態として、前記電力変換回路と前記電機子巻線との間に循環電流が流れる状態になるように、前記電気回路の作動を制御する第１制御モードと、
   前記永久磁石界磁式同期モータから出力されるトルクが一旦減少してから増加するように、前記複数の直列回路のうちの一つの直列回路の上下アーム用スイッチング半導体素子のうち、残りの前記直列回路の導通状態にあるスイッチング半導体素子とは異なるアームのスイッチング半導体素子が、予め決められた、前記電機子巻線の相の順番にしたがって導通状態とし、この導通期間の長さによって、前記電力変換回路から出力される交流電流の振幅が変わるように、前記電気回路の作動を制御する第２制御モードと、を有し、
   前記弱め界磁電流成分を含む電力を間欠的に遮断する場合には、前記第１制御モードと前記第２制御モードとを交互に繰り返す、
   ことを特徴とするモータの制御装置。
4. 請求項３に記載のモータの制御装置において、
   前記循環電流を流す状態が、前記電力変換回路から出力される交流電流一周期以上継続する場合には、間欠の度に、上アーム用スイッチング半導体素子と下アーム用スイッチング半導体素子とを交互に切り替えて導通状態とする、
   ことを特徴とするモータの制御装置。
5. 駆動電力の供給を受けて駆動され、被駆動体を駆動するためのトルクを発生するモータと、
   該モータの電源から供給された電力を制御して前記モータに供給し、前記モータの駆動を制御する制御装置と、を有し、
   前記制御装置は、複数のスイッチング半導体素子のスイッチングにより直流電力を交流電力に変換すると共に、上アーム用の前記スイッチング半導体素子と下アーム用の前記スイッチング半導体素子とを電気的に直列に接続した複数の直列回路が前記電源に対して電気的に並列に接続されることにより構成されたスイッチング回路を備えており、
   前記モータは、前記交流電力を入力するための複数の入力端子を備えており、
   前記複数の直列回路は、前記複数の入力端子の数に対応して設けられており、
   前記複数の直列回路のそれぞれの前記上アーム用スイッチング半導体素子と前記下アーム用スイッチング半導体素子との間の中点は、対応する前記入力端子と電気的に接続されており、
   前記制御装置から出力される交流電流一周期に対して所定の電気角タイミングで前記複数の直列回路の全ての上アーム用スイッチング半導体素子或いは下アーム用スイッチング半導体素子を導通状態として、前記モータの複数の入力端子を電気的に短絡する第１運転モードと、
   前記モータから出力されるトルクを一旦減少させてから増加するように、前記複数の直列回路のうちの一つの直列回路の上下アーム用スイッチング半導体素子のうち、残りの前記直列回路の導通状態にあるスイッチング半導体素子とは異なるアームのスイッチング半導体素子を、予め決められた直列回路の順番にしたがって導通状態とし、この導通期間の長さによって、前記制御装置から出力される交流電流の振幅を変えて、前記モータを作動させる第２運転モードと、を有し、
   前記モータの誘起電圧が前記電源の電圧よりも大きくなり、無効電流成分を含む電力を前記モータに供給して前記モータの誘起電圧を抑えながら前記モータを駆動する運転領域では、前記第１運転モードと前記第２運転モードとを交互に繰り返す、
   ことを特徴とするモータシステム。
6. 請求項５に記載のモータシステムにおいて、
   前記短絡状態が、前記制御装置から出力される交流電流一周期以上継続する場合には、間欠の度に、上アーム用スイッチング半導体素子と下アーム用スイッチング半導体素子とを交互に切り替えて導通状態とする、
   ことを特徴とするモータシステム。
7. 車両の駆動源として車両に搭載された永久磁石界磁式同期モータと、
   前記永久磁石界磁式同期モータの駆動電源として車両に搭載されたバッテリから供給された直流電力を交流電力に変換し、この変換された交流電力を前記永久磁石界磁式同期モータの駆動電力として前記永久磁石界磁式同期モータに供給し、前記永久磁石界磁式同期モータの駆動を制御するインバータ装置と、を有し、
   前記インバータ装置は、
   複数のスイッチング半導体素子を備え、前記複数のスイッチング半導体素子のスイッチング動作によって前記直流電力を前記交流電力に変換する電力変換回路と、
   前記永久磁石界磁式同期モータに対する要求トルク指令値に基づいて、前記複数のスイッチング半導体素子のスイッチング動作を制御するためのスイッチング指令信号を生成し、この生成されたスイッチング指令信号を前記電力変換回路に出力する制御回路と、有しており、
   前記電力変換回路は、上アーム用の前記スイッチング半導体素子と下アーム用の前記スイッチング半導体素子とを電気的に直列に接続した複数の直列回路が前記バッテリに対して電気的に並列に接続されることにより構成されており、
   前記複数の直列回路は、前記電力変換回路から出力された交流電力が入力される、前記永久磁石界磁式同期モータの電機子巻線の相数に対応して設けられており、
   前記複数の直列回路のそれぞれの前記上アーム用スイッチング半導体素子と前記下アーム用スイッチング半導体素子との間の中点は、対応する相の前記電機子巻線に電気的に接続されており、
   前記電力変換回路から出力される交流電流一周期に対して所定の電気角タイミングで前記複数の直列回路の全ての上アーム用スイッチング半導体素子或いは下アーム用スイッチング半導体素子を導通状態として、前記電力変換回路と前記電機子巻線との間に循環電流を流す第１運転モードと、
   前記永久磁石界磁式同期モータから出力されるトルクを一旦減少させてから増加するように、前記複数の直列回路のうちの一つの直列回路の上下アーム用スイッチング半導体素子のうち、残りの前記直列回路の導通状態にあるスイッチング半導体素子とは異なるアームのスイッチング半導体素子を、予め決められた、前記電機子巻線の相の順番にしたがって導通状態とし、この導通期間の長さによって、前記電力変換回路から出力される交流電流の振幅を変えて、前記モータを作動させる第２運転モードと、を有し、
   前記弱め界磁電流成分を含む電力を間欠的に遮断しながら前記永久磁石界磁式同期モータを駆動する運転領域では、前記第１運転モードと前記第２運転モードとを交互に繰り返す、
   前記永久磁石界磁式同期モータのトルクによって車両が走行している状態であって、前記永久磁石界磁式同期モータにおいて発生する誘起電圧が前記バッテリの電圧よりも大きくなり、前記永久磁石界磁式同期モータの永久磁石による界磁磁束を抑えるための弱め界磁電流成分を含む電力を前記永久磁石界磁式同期モータに供給して前記永久磁石界磁式同期モータを駆動させている状態にあるとき、前記第１運転モードと前記第２運転モードとを交互に繰り返す、
   ことを特徴とするモータシステム。
8. 請求項７に記載のモータシステムにおいて、
   前記循環電流を流す状態が、前記電力変換回路から出力される交流電流一周期以上継続する場合には、間欠の度に、上アーム用スイッチング半導体素子と下アーム用スイッチング半導体素子とを交互に切り替えて導通状態とする、
   ことを特徴とするモータシステム。
9. 請求項７に記載のモータシステムにおいて、
   車両が走行する路面の勾配及び車両が走行する道路の距離を含む地形情報，運転者のアクセル操作から判断される情報，前記モータのトルク及び回転数に関する情報の少なくとも一つに基づいて、前記循環電流を流す状態が、前記電力変換回路から出力される交流電流一周期以上継続する期間を間欠的に形成する、
   ことを特徴とするモータシステム。
10. 請求項９に記載のモータシステムにおいて、
    前記運転者のアクセル操作から判断される情報は、前記アクセルの開度とその変化分を基に識別し、
    前記モータのトルク及び回転数に関する状態は、前記モータの電流を二相変換したＩｑ成分とＩｄ成分の比から識別する、
    ことを特徴とするモータシステム。

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