JP6161851B1 - 電源回生コンバータおよびモータ制御装置 - Google Patents

電源回生コンバータおよびモータ制御装置 Download PDF

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Abstract

整流素子Ｄ１〜Ｄ６および回生用スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６を有して構成されるパワーモジュール２２、直流電源端子Ｐ，Ｎに接続され、交流直流変換動作時の直流電力を蓄積する平滑コンデンサ２１、直流電源端子と平滑コンデンサ２１との間に流れる母線電流を検出する母線電流検出部２５、入力電源３の位相を検出する電源位相検出部２４、電源位相検出部２４が検出した電源位相に基づいて回生用スイッチング素子のオンオフ制御を行うベース駆動信号を生成するベース駆動信号生成部２６、母線電流検出部２５の検出結果およびベース駆動信号に基づいて電源回生動作の開始処理／停止処理を行う回生制御部２７および母線電流検出部２５の検出結果に基づいて電源回生コンバータ１の過負荷を検出する過負荷検出部２８を備える。

Description

本発明は、工作機械、製造機械、ロボット等の産業機械に使用される電源回生コンバータおよび当該電源回生コンバータを備えたモータ制御装置に関する。
一般的に、モータは加速時に電力を消費し、減速時にはモータ回転中に発生している誘導起電力を低減させる必要があるため発電機として動作する。なお、以降の説明の便宜上、モータの加速動作を「モータ力行」もしくは単に「力行」と称し、モータの減速動作を「モータ回生」もしくは単に「回生」と称する。
工作機械、製造機械、ロボット等の産業機械は、駆動軸にモータが搭載され（以降、この構成を「軸構成」と称する）、駆動軸がモータにより駆動される。このような産業機械に適用されるモータに対し、当該モータを制御するためのモータ制御装置は、入力電源である交流電源から印加される交流電圧を直流電圧に変換する整流装置と、整流装置によって変換された直流電圧を交流電圧に変換し、当該交流電圧を制御対象であるモータに印加してモータの可変速制御を行うモータ駆動装置と、を備えて構成される。
整流装置は、一般的に、ダイオード等の整流素子でブリッジ整流回路を構成して成るパワーモジュールと、パワーモジュールの出力を平滑化する平滑コンデンサと、を備えて構成される。入力電源からの交流電圧がパワーモジュールの交流入力端子に印加され、パワーモジュールで交流−直流変換され、交流−直流変換された直流電圧が平滑コンデンサにて平滑化される。そのため、整流装置には、平滑化された直流電圧をモータ駆動装置に印加するための直流端子が設けられている。
モータ力行時は、整流装置により、入力電圧が交流−直流変換によって直流電圧に変換され、平滑コンデンサを介してモータ駆動装置に印加される。そして、モータ駆動装置により、平滑コンデンサからの直流電圧が直流−交流変換され、変換された交流電圧がモータに印加され、モータが駆動する。
モータ回生時は、モータで発生した誘導起電力（以降、「回生電力」と称する）が、モータ駆動装置によって交流−直流変換され、変換された直流電圧が平滑コンデンサに印加される。そのため、モータの回生電力が大きい場合、平滑コンデンサの端子間電圧が高くなり、平滑コンデンサの許容電圧またはパワーモジュールの許容電圧を超えると、平滑コンデンサまたはパワーモジュールが破損する可能性がある。
前述のようなモータ回生時に発生する回生電力の回収方式としては、抵抗器により熱消費させる抵抗回生方式、コンデンサに充電するコンデンサ回生方式、入力電源に回生電力を戻す電源回生方式等がある。近年、前述のような産業機械においては、省エネルギー化の流れがあり、電源回生方式を適用した整流装置の採用が多くなっている。
電源回生方式を適用した整流装置は、パワーモジュールとして、複数の整流素子と複数のスイッチング素子とによって電力の相互変換、すなわち交流−直流変換と直流−交流変換とを行うことができるパワーモジュールを適用したものである。すなわち電源回生方式を適用した整流装置は、モータ力行時は交流−直流変換装置として動作し、平滑コンデンサを介してモータ駆動に必要な電力をモータ駆動装置に供給し、モータ回生時は直流−交流変換装置として動作し、モータの回生電力を平滑コンデンサを介して入力電源に戻すことができる。
電源回生方式を適用した整流装置の制御方式には、ＰＷＭ制御を用いるＰＷＭ回生コンバータ方式と、１２０度通電回生方式とがある。ＰＷＭ回生コンバータ方式は、入力電源からの電流を正弦波にすることができるが、モータ力行時、モータ回生時に関わらずＰＷＭ動作を行うため、スイッチング損失によるパワーモジュールの発熱増加、それに伴う冷却機構の大型化によって、筐体そのものが大きくなるという欠点がある。また、ＰＷＭ動作に伴うスイッチングノイズの増大、当該スイッチングノイズを抑制するために入力フィルタの追加等が必要となり、コストが高くなるのが一般的である。
一方、１２０度通電回生方式の電源回生方式を適用した整流装置は、入力電源から印加される電圧（以降、適宜「電源電圧」と称する）の位相（以降、適宜「電圧位相」と称する）を検出し、電源電圧の１２０度の区間のみ入力電源に電力を回生する方式である。１２０度通電回生方式の場合、スイッチング素子のスイッチング動作は１２０度区間の開始時と終了時だけでよく、スイッチング損失がＰＷＭコンバータ方式と比較して大幅に低減できる。また、スイッチング動作回数が少ないため、スイッチングノイズも小さくなり、ＰＷＭコンバータ方式と比較して低コストで構成できる。また、ＰＷＭコンバータ方式の場合は、スイッチング動作が常時必要なのに対し、１２０度通電回生方式の場合、モータ力行時は、スイッチング動作による電源回生動作を停止させ、パワーモジュールの整流ブリッジ回路にて交流−直流変換を行うことで、スイッチング素子のスイッチング損失低減を図ることができる。そのため、前述のような産業機械においては、１２０度通電回生方式の電源回生方式を適用した整流装置の適用が多くなっている。なお、以降の説明の便宜上、電源回生方式を適用した整流装置を、「電源回生コンバータ」と称する。
前述のような産業機械において、複数のモータで軸構成される場合、複数のモータ駆動装置が必要になる。これに対し、電源回生コンバータは、モータ制御装置が配置される制御盤の省スペース化および低コスト化を図るために、１台設けられることが通常である。すなわち複数のモータ駆動装置に対し、電源回生コンバータは１台だけ設けられるのが一般的な構成となっている。
電源回生コンバータの出力電力は、接続されるモータ駆動装置がモータに供給する電力、すなわちモータの出力によって決定される。したがって、モータ駆動装置によって駆動されるモータの出力が大きければ、電源回生コンバータが供給する電力が大きくなり、電源回生コンバータの内部に搭載されるパワーモジュールには大きな電流が流れることになる。
電源回生コンバータの許容出力電力には、許容連続定格出力容量と許容最大出力容量とがある。許容連続定格出力容量は、電源回生コンバータが連続的にモータ駆動装置に供給可能な電力を表し、許容最大出力容量は、電源回生コンバータが供給可能な最大電力を表す。
電源回生コンバータを適用したモータ制御装置において、モータが許容出力電力を超えるような動作を行い、電源回生コンバータの許容供給出力電力を超えた状態を継続する場合、電源回生コンバータの寿命劣化が起こり、場合によっては破損のおそれもある。
そのため、産業機械に使用されるモータ制御装置において、電源回生コンバータの選定は、各モータの連続定格出力と各モータの最大出力とに基づいて行われる。具体的には、各モータの連続定格出力の総和と最大出力の総和とを算出し、それぞれが許容連続定格出力容量以内および許容最大出力容量以内となるような電源回生コンバータが選定されることになる。
上述のような電源回生コンバータの選定作業を実施すれば、電源回生コンバータが過負荷状態になるのを防ぐことができ、電源回生コンバータの寿命劣化および破損を防ぐことが可能となる。一方、このような選定手法では、各モータの連続定格出力総和が許容連続定格出力容量以内であっても、各モータの最大出力総和が許容最大出力容量を超えた場合には、容量の大きな電源回生コンバータが選定されることになる。また、各モータの最大出力総和は許容最大出力容量以内であっても、各モータの連続定格出力総和が許容連続定格出力容量を超えた場合には、同様に、容量の大きな電源回生コンバータを選定する必要があり、制御盤が大型化し、モータ制御装置のコストアップにつながるケースがある。
一般的に、ブレーカー等の保護装置、入力電源と電源回生コンバータとを接続するための動力線として使用される電線、および、入力電源側に配置され電源容量を確保するためのトランスといった付属機器類は、選定された電源回生コンバータの容量に基づいて選定され、電源回生コンバータの許容連続定格出力容量によって決定される。容量の大きな電源回生コンバータが選定された場合、容量の大きなブレーカーやトランスを選定し、電線径の大きな動力線を使用することとなり、モータ制御装置のコストアップだけでなく、産業機械全体のコストアップにもつながることになる。
また、前述した電源回生コンバータの選定作業において、モータの連続定格出力、モータの最大出力は、モータ制御装置を提供するメーカーが予め設定した値を使用することが一般的であるため、過剰なマージンを持つ電源回生コンバータが設定される可能性が高くなる。例えば、複数のサーボモータとスピンドルモータとで構成される工作機械の場合、全モータの最大出力動作が重なるようなケースは少ない。また、工作機械においては、サーボモータが連続定格出力で動作するケースも少ないため、電源回生コンバータの容量は、各モータの実動作と比較して大きくなるケースが多くなると予想される。
しかしながら、各モータが想定外の動作を行い、全モータの連続定格出力合計値および各モータの最大出力合計値が、電源回生コンバータの許容出力電力容量を超えた場合（以降、「過負荷状態」と称する）、電源回生コンバータに悪影響を与える可能性がある。そのため、想定外の動作があっても問題が発生しないように、前述した電源回生コンバータの選定手法を採用しており、産業機械のコストダウンの妨げになっている。
このような課題に対し、下記特許文献１には、整流装置の入力側に流れる交流電流を監視し、この交流電流が予め定められた判定値の範囲外にあるとき、モータ動作指令で規定されていたトルク指令よりも制限されたトルク指令でモータが動作するよう、モータ駆動装置により供給される交流電力を制御する技術が開示されている。
特開２０１３−１５３６０７号公報
上記特許文献１に記載された技術であれば、整流装置の供給する電力は、整流装置の容量を超えることはなくなり、必要以上に大きな容量の整流装置を選定する必要がなくなると記載されている。
しかしながら、特許文献１に記載された技術は、整流装置に入力された交流電流を検出する必要があるため、入力電源が三相交流電源である場合、少なくとも２つの交流電流を検出する必要があり、電流検出器が２つ以上必要となる。
後述する本発明から理解できることではあるが、電源回生機能を備える整流装置において、２つ以上の電流検出器を有することなく、所望する機能を実現することが可能である。すなわち、電源回生機能を有するモータ制御装置において、従来技術では、２つ以上の電流検出器が必要となり、コスト増になるという課題が存在する。
また、電源回生コンバータでは、モータ力行時の電力変換動作である直流−交流変換動作に、モータ回生時の電力変換動作である交流−直流変換動作が加わる。そのため、電源回生コンバータにおいて過負荷保護を行う場合、電流検出器の増加が単なる個数の増加に留まらず、過負荷保護制御の複雑化に直結するという課題も存在する。
本発明は、上記を鑑みてなされたものであり、過負荷保護を簡易且つ低コストで実現することができる電源回生コンバータおよびモータ制御装置を提供することを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係る電源回生コンバータは、直流電源端子を有すると共に、複数の整流素子および複数の回生用スイッチング素子を有するパワーモジュールおよび直流電源端子に接続され、交流直流変換動作時の直流電力を蓄積する平滑コンデンサを備える。また、電源回生コンバータは、パワーモジュールの直流電源端子と平滑コンデンサとの間に流れる母線電流を検出する母線電流検出部を備える。電源回生コンバータは、さらに、入力電源の位相を検出する電源位相検出部、電源位相検出部が検出した電源位相に基づいて回生用スイッチング素子のオンオフ制御を行うベース駆動信号を生成するベース駆動信号生成部、母線電流検出部の検出結果およびベース駆動信号に基づいて電源回生動作の開始処理および停止処理を行う回生制御部、ならびに、母線電流検出部の検出結果に基づいて電源回生コンバータが瞬時過負荷状態であるか否かを検出する過負荷検出部を備える。
本発明によれば、電源回生コンバータの過負荷保護を簡易且つ低コストで実現することができる、という効果を奏する。
実施の形態１に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図 電源位相検出部およびベース駆動信号生成部の動作を示すタイムチャート モータ力行時の動作を説明する回路図 モータ力行時の波形を示すタイムチャート モータ回生時動作を説明する回路図 モータ回生時の波形を示すタイムチャート モータ動作時の挙動を示す波形図 モータ力行時の電源１周期あたりに流れる整流電流および母線電流を示す波形図 モータ回生時の電源１周期あたりに流れる回生電流および母線電流を示す波形図 パワーモジュールを用いた電力変換装置の構成例を示す断面図 電力変換装置の熱伝導モデルを示す回路図 パワーモジュールにおける短時間の温度上昇を示す波形図 パワーモジュールにおける長時間の温度上昇を示す波形図 実施の形態１における過負荷検出部の構成例を示すブロック図 実施の形態２に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図 実施の形態２に係る過負荷検出部の構成例を示すブロック図 パワー素子の発生損失とケース温度上昇の関係を示す波形図 整流素子に電流が流れたときのケース温度上昇を示す波形図 実施の形態３に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図 実施の形態３に係るモータ制御装置の動作を示すフローチャート 実施の形態４に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図 実施の形態４に係るモータ制御装置の動作を示すフローチャート 実施の形態５に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図 実施の形態５に係るモータ制御装置の動作を示すフローチャート 実施の形態６に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図 実施の形態６に係る回生制御部の構成例を示すブロック図 モータが減速動作を行った際の挙動を示す要部波形図 実施の形態７に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図 電源インピーダンスのインダクタンス成分Ｌｉｎが（０．２×Ｌ）のときの要部波形図 図２９に示したＲ相電流Ｉｒの拡大波形図 電源インピーダンスのインダクタンス成分Ｌｉｎが（１×Ｌ）のときの要部波形図 図３１に示したＲ相電流Ｉｒの拡大波形図 電源インピーダンスのインダクタンス成分Ｌｉｎが（５×Ｌ）のときの要部波形図 図３３に示したＲ相電流Ｉｒの拡大波形図 実施の形態７に係る回生制御部の構成例を示すブロック図 実施の形態７で適用した回生制御部を用いた場合の回生動作時の挙動を示す要部波形図（Ｌｉｎ＝０．２×Ｌ） 実施の形態７で適用した回生制御部を用いた場合の回生動作時の挙動を示す要部波形図（Ｌｉｎ＝１×Ｌ） 実施の形態７で適用した回生制御部を用いた場合の回生動作時の挙動を示す要部波形図（Ｌｉｎ＝５×Ｌ） 実施の形態６で適用した回生制御部を用いた場合の回生動作時の挙動を比較例として示す要部波形図（Ｌｉｎ＝０．２×Ｌ） 実施の形態６で適用した回生制御部を用いた場合の回生動作時の挙動を比較例として示す要部波形図（Ｌｉｎ＝１×Ｌ） 実施の形態６で適用した回生制御部を用いた場合の回生動作時の挙動を比較例として示す要部波形図（Ｌｉｎ＝５×Ｌ） 実施の形態８に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図 整流素子に電流が流れたときのケース−ジャンクション間温度上昇を示す波形図 パワーモジュールを構成する各パワー素子の発生損失とケース−ジャンクション間温度上昇との関係を示す波形図 実施の形態８におけるモータ力行時の波形を示すタイムチャート 実施の形態８におけるモータ回生時の波形を示すタイムチャート 実施の形態８における過負荷検出部の構成例を示すブロック図 実施の形態８における判定部の構成例を示すブロック図 実施の形態９に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図 実施の形態１０に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図 実施の形態１０に係るモータ制御装置の動作を示すフローチャート 実施の形態１１に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図 実施の形態１１に係るモータ制御装置の動作を示すフローチャート 実施の形態１２に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図 実施の形態１２に係るモータ制御装置の動作を示すフローチャート
以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係るモータ制御装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
まず、実施の形態１に係るモータ制御装置の構成について説明する。図１は、実施の形態１に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。実施の形態１に係るモータ制御装置は、図１に示すように、モータ５を可変速制御するモータ駆動装置４と、三相（Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相）の交流電圧を発生する三相交流電源である入力電源３とモータ駆動装置４との間に配置され、モータ駆動装置４に直流電力を供給すると共に、モータ減速時に発生する回生電力を入力電源３に返すことができる電源回生コンバータ１とを備えて構成される。モータ駆動装置４は、電源回生コンバータ１から直流電力の供給を受けてモータ５を可変速制御する。
電源回生コンバータ１は、平滑コンデンサ２１と、整流素子（Ｄ１〜Ｄ６）と回生用スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）とを並列接続した６個のパワー素子をブリッジ接続したパワーモジュール２２と、平滑コンデンサ２１の端子間電圧を検出するＰＮ母線電圧検出部２３、入力電源３の電源位相を検出する電源位相検出部２４と、パワーモジュール２２のＰ端子、平滑コンデンサ２１、パワーモジュール２２のＮ端子間に流れる母線電流を検出する母線電流検出部２５と、電源位相検出部２４に基づいてパワーモジュール２２の回生用スイッチング素子に対するオン制御信号またはオフ制御信号（以降、「ベース駆動信号」と称する）を生成するベース駆動信号生成部２６と、母線電流検出部２５の出力信号とＰＮ母線電圧検出部２３の出力信号とに基づいてベース駆動信号生成部２６から伝達されたベース駆動信号生成部２６の出力信号を、回生用スイッチング素子の駆動回路（図示せず）に出力するか否か、換言すればベース駆動信号生成部２６の出力信号を遮断するか否かを制御する回生制御部２７と、母線電流検出部２５の出力信号に基づいて電源回生コンバータの過負荷を検出し、過負荷検出信号を、モータ駆動装置４またはモータ駆動装置４にモータ動作指令を出力する上位制御装置に出力する過負荷検出部２８と、を備えて構成される。
パワーモジュール２２は、交流電源端子１１，１２，１３ならびに直流電源端子であるＰ端子およびＮ端子を備えている。交流電源端子１１，１２，１３は、リアクトル２を介して入力電源３のＲ電源端子、Ｓ電源端子、Ｔ電源端子にそれぞれ接続される。パワーモジュール２２のＰ端子は平滑コンデンサ２１の高電位側に接続されると共に、モータ駆動装置４の直流電源端子１７に接続される。また、パワーモジュール２２のＮ端子は平滑コンデンサ２１の低電位側に接続されると共に、モータ駆動装置４の直流電源端子１８に接続される。
ＰＮ母線電圧検出部２３は、平滑コンデンサ２１の両端電圧を、Ｐ母線７０ＰとＮ母線７０Ｎとの間の母線電圧として検出する。図１の構成の場合、平滑コンデンサ２１の両端電圧は、パワーモジュール２２のＰ端子とＮ端子との間の電圧（以降、適宜「母線電圧」と称する）ＶＰＮに実質的に等しい。すなわち、ＰＮ母線電圧検出部２３は、平滑コンデンサ２１の両端電圧を検出することで、パワーモジュール２２とモータ駆動装置４とを電気的に接続するためのＰＮ母線間の電圧を検出する。
母線電流検出部２５は、Ｐ母線７０Ｐにおける平滑コンデンサ２１の電気的接続点８０Ｐとパワーモジュール２２のＰ端子との間に配置され、パワーモジュール２２のＰ端子、平滑コンデンサ２１、パワーモジュール２２のＮ端子間に流れる電流（以降、適宜「母線電流」と称する）ＩＰＮを検出する。なお、母線電流検出部２５を、Ｎ母線７０Ｎにおける平滑コンデンサ２１の電気的接続点８０Ｎとパワーモジュール２２のＮ端子との間に配置してもよい。
次に、パワーモジュール２２の内部の構成について説明する。前述のように、パワーモジュール２２を構成するパワー素子は、複数の整流素子（Ｄ１〜Ｄ６）と回生用スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）によって構成される。パワーモジュール２２のＰ端子とＮ端子との間には、直列接続した回生用スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２、回生用スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４、回生用スイッチング素子Ｓ５，Ｓ６の３組が並列に接続される。Ｐ端子には、上アームを構成する回生用スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５のコレクタ端子が接続され、Ｎ端子には、下アームを構成する回生用スイッチング素子Ｓ２，Ｓ４，Ｓ６のエミッタ端子が接続される。そして、回生用スイッチング素子Ｓ１のエミッタ端子と回生用スイッチング素子Ｓ２のコレクタ端子は、交流電源端子１１に接続される。同様に、回生用スイッチング素子Ｓ３のエミッタ端子と回生用スイッチング素子Ｓ４のコレクタ端子とは、交流電源端子１２に接続され、回生用スイッチング素子Ｓ５のエミッタ端子と回生用スイッチング素子Ｓ６のコレクタ端子とは、交流電源端子１３に接続される。なお、これらの回生用スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６には、整流素子Ｄ１〜Ｄ６のそれぞれが並列に接続される。整流素子のアノード端子は回生用スイッチング素子のエミッタ端子に接続され、整流素子のカソード端子は回生用スイッチング素子のコレクタ端子に接続される。図１より、パワーモジュール２２の交流電源端子１１，１２，１３は、リアクトル２を介して入力電源３のＲ相電源端子、Ｓ相電源端子、Ｔ相電源端子に電気的に接続されているため、整流素子Ｄ１と回生用スイッチング素子Ｓ１はＲ相Ｐ側用のパワー素子、整流素子Ｄ２と回生用スイッチング素子Ｓ２はＲ相Ｎ側用のパワー素子、整流素子Ｄ３と回生用スイッチング素子Ｓ３はＳ相Ｐ側用のパワー素子、整流素子Ｄ４と回生用スイッチング素子Ｓ４はＳ相Ｎ側用のパワー素子、整流素子Ｄ５と回生用スイッチング素子Ｓ５はＴ相Ｐ側用のパワー素子、整流素子Ｄ６と回生用スイッチング素子Ｓ６はＴ相Ｎ側用のパワー素子を構成することになる。なお、図１では、入力電源３が３相交流電源である場合を例示しているが、単相電源を用いてもよい。単相電源の場合、パワーモジュール２２は４つのパワー素子で構成することができる。
電源位相検出部２４は、入力電源３の各電源電圧（以降、適宜「Ｒ相電圧ＶＲ」、「Ｓ相電圧ＶＳ」、「Ｔ相電圧ＶＴ」と表記する）を取り込み、入力電源３の電源位相を検出する。なお、入力電源３の電源電圧に代えて、リアクトル２とパワーモジュール２２の交流電源端子１１，１２，１３との間の電圧を取り込んでもよい。
電源位相検出部２４は、検出した電源位相を出力信号としてベース駆動信号生成部２６に出力する。ベース駆動信号生成部２６は、電源位相に基づいて回生用スイッチング素子（Ｓ１〜Ｓ６）を駆動するためのベース駆動信号を生成して回生制御部２７への出力信号とする。図１の構成の場合、ベース駆動信号は６種類あり、Ｒ相Ｐ側用の回生用スイッチング素子Ｓ１のベース駆動信号をＳＲＰ、Ｒ相Ｎ側用の回生用スイッチング素子Ｓ２のベース駆動信号をＳＲＮ、Ｓ相Ｐ側用の回生用スイッチング素子Ｓ３のベース駆動信号をＳＳＰ、Ｓ相Ｎ側用の回生用スイッチング素子Ｓ４のベース駆動信号をＳＳＮ、Ｔ相Ｐ側用の回生用スイッチング素子Ｓ５のベース駆動信号をＳＴＰ、Ｔ相Ｎ側用の回生用スイッチング素子Ｓ６のベース駆動信号をＳＴＮとして、６種類のベース駆動信号を区別する。
回生制御部２７には、母線電流検出部２５が検出した母線電流ＩＰＮ、ＰＮ母線電圧検出部２３が検出した母線電圧ＶＰＮ、ベース駆動信号生成部２６の出力信号であるベース駆動信号（ＳＲＰ，ＳＲＮ，ＳＳＰ，ＳＳＮ，ＳＴＰ，ＳＴＮ、以下「ＳＲＰ〜ＳＴＮ」とも表記）が入力される。回生制御部２７は、母線電流ＩＰＮおよび母線電圧ＶＰＮに基づいて、ベース駆動信号生成部２６から伝達されたベース駆動信号ＳＲＰ〜ＳＴＮを出力するか、遮断するかの判定を行い、出力すると判定した場合には、図示を省略した駆動回路にベース駆動信号ＳＲＰ〜ＳＴＮを出力する。なお、回生制御部２７の更なる詳細な動作については、実施の形態６に記載の回生制御部２７Ａ、実施の形態７に記載の回生制御部２７Ｂに置き換えて後述する。
次に、電源位相検出部２４およびベース駆動信号生成部２６の動作について、図２を用いて説明する。図２は、電源位相検出部２４およびベース駆動信号生成部２６の動作を示すタイムチャートである。図２では、上段側から、電源電圧の線間電圧波形（ＶＲ−Ｓ，ＶＳ―Ｔ，ＶＴ−Ｒ，ＶＳ−Ｒ，ＶＴ−Ｓ，ＶＲ−Ｔ）、電源位相検出信号、各回生用スイッチング素子を駆動するためのベース駆動信号（ＳＲＰ，ＳＲＮ，ＳＳＰ，ＳＳＮ，ＳＴＰ，ＳＴＮ）ならびにＲ相、Ｔ相およびＳ相に流れる回生電流（Ｉｒｒ，Ｉｓｒ，Ｉｔｒ）の時間変化を示している。なお、回生電流とは、回生動作時に回生用スイッチング素子を介して流れる電流である。
まず、電源位相検出部２４の動作について説明する。電源位相検出部２４には、前述したＲ相電圧ＶＲ、Ｓ相電圧ＶＳ、Ｔ相電圧ＶＴが入力される。電源位相検出部２４は、Ｒ相電圧ＶＲ、Ｓ相電圧ＶＳ、Ｔ相電圧ＶＴに基づいて、Ｒ−Ｓ線間電圧ＶＲ−Ｓ、Ｓ−Ｔ線間電圧ＶＳ−Ｔ、Ｔ−Ｒ線間電圧ＶＴ−Ｒ、Ｓ−Ｒ線間電圧ＶＳ−Ｒ、Ｔ−Ｓ線間電圧ＶＴ−Ｓ、Ｒ−Ｔ線間電圧ＶＲ−Ｔを検出して各線間電圧のゼロクロス点を抽出し、抽出したゼロクロス点を電源位相検出信号として扱う。電源位相検出部２４が抽出した電源位相検出信号は、ベース駆動信号生成部２６へ出力される。なお、Ｒ−Ｓ線間電圧ＶＲ−Ｓは、Ｓ相を基準としてＲ相との電圧差を検出したものであるのに対し、Ｓ−Ｒ線間電圧ＶＳ−ＲはＲ相を基準としてＳ相との電圧差を検出したものであり、Ｒ−Ｓ線間電圧ＶＲ−ＳとＳ−Ｒ線間電圧ＶＳ−Ｒとは電圧位相が１８０度ずれている。他のものの定義および関係も同様であり、Ｓ−Ｔ線間電圧ＶＳ−Ｔは、Ｔ相を基準としてＳ相との電圧差を検出したものであるのに対し、Ｔ−Ｓ線間電圧ＶＴ−ＳはＳ相を基準としてＴ相との電圧差を検出したものであり、Ｓ−Ｔ線間電圧ＶＳ−ＴとＴ−Ｓ線間電圧ＶＴ−Ｓとは電圧位相が１８０度ずれている。また、Ｔ−Ｒ線間電圧ＶＴ−Ｒは、Ｒ相を基準としてＴ相との電圧差を検出したものであるのに対し、Ｒ−Ｔ線間電圧ＶＲ−ＴはＴ相を基準としてＲ相との電圧差を検出したものであり、Ｔ−Ｒ線間電圧ＶＴ−ＲとＲ−Ｔ線間電圧ＶＲ−Ｔとは電圧位相が１８０度ずれている。
電源位相検出信号の具体例は図２に示す通りである。図２では、電源位相検出信号として、上側から、Ｒ−Ｓ線間位相検出信号、Ｓ−Ｒ線間位相検出信号、Ｓ−Ｔ線間位相検出信号、Ｔ−Ｓ線間位相検出信号、Ｔ−Ｒ線間位相検出信号およびＲ−Ｔ線間位相検出信号を示している。例えば、Ｒ−Ｓ線間位相検出信号は、Ｒ−Ｓ線間電圧ＶＲ−ＳとＳ−Ｒ線間電圧ＶＳ−Ｒとの差が正の区間（位相区間）ではＨ、負の区間（位相区間）ではＬとなるように、各線間電圧に対応付けた電源位相検出信号を生成する。三相交流電源の線間電圧波形は、ほぼ正弦波であり、最大値から見た左右の波形が対象であるため、位相検出信号のＨの位相区間の中央で線間電圧波形の電位は最大となり、位相検出信号のＬの位相区間の中央で線間電圧波形の電位は最小となる。よって、各位相検出信号により、最大電位を示す相と最小電位を示す相とを算出することができる。
次に、ベース駆動信号生成部２６の動作について説明する。前述のように、ベース駆動信号生成部２６は、電源位相検出部２４の出力である電源位相検出信号に基づいて、パワーモジュール２２の回生用スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に対するベース駆動信号を生成する機能を備えている。ベース駆動信号生成部２６は、入力された位相検出信号に基づいて、以下に示すベース駆動信号を生成する（図２参照）。
＜Ｒ−Ｓ線間電圧ＶＲ−Ｓの電位が最大の場合＞
ベース駆動信号ＳＲＰ，ＳＳＮをＨとし、Ｒ相Ｐ側の回生用スイッチング素子Ｓ１とＳ相Ｎ側の回生用スイッチング素子Ｓ４とをオン制御
＜Ｓ−Ｔ線間電圧ＶＳ−Ｔの電位が最大の場合＞
ベース駆動信号ＳＳＰ，ＳＴＮをＨとし、Ｓ相Ｐ側の回生用スイッチング素子Ｓ３とＴ相Ｎ側の回生用スイッチング素子Ｓ６とをオン制御
＜Ｔ−Ｒ線間電圧ＶＴ−Ｒの電位が最大の場合＞
ベース駆動信号ＳＴＰ，ＳＲＮをＨとし、Ｔ相Ｐ側の回生用スイッチング素子Ｓ５とＲ相Ｎ側の回生用スイッチング素子Ｓ２とをオン制御
＜Ｓ−Ｒ線間電圧ＶＳ−Ｒの電位が最大の場合＞
ベース駆動信号ＳＳＰ，ＳＲＮをＨとし、Ｓ相Ｐ側の回生用スイッチング素子Ｓ３とＲ相Ｎ側の回生用スイッチング素子Ｓ２とをオン制御
＜Ｔ−Ｓ線間電圧ＶＴ−Ｓの電位が最大の場合＞
ベース駆動信号ＳＴＰ，ＳＳＮをＨとし、Ｔ相Ｐ側の回生用スイッチング素子Ｓ５とＳ相Ｎ側の回生用スイッチング素子Ｓ４とをオン制御
＜Ｒ−Ｔ線間電圧ＶＲ−Ｔの電位が最大の場合＞
ベース駆動信号ＳＲＰ，ＳＴＮをＨとし、Ｒ相Ｐ側の回生用スイッチング素子Ｓ１とＴ相Ｎ側の回生用スイッチング素子Ｓ６とをオン制御
次に、パワーモジュール２２を構成する回生用スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がベース駆動信号に基づいて、オン動作またはオフ動作（以降、「スイッチング動作」と総称する）するときに流れる電流について、図２を用いて説明する。なお、図１には、入力電源３から電源回生コンバータ１に向かう向きの矢印で示したＲ相電流Ｉｒ、Ｓ相電流Ｉｓ、Ｔ相電流Ｉｔを示しているが、矢印で示す向きに流れる電流をプラス方向の電流として扱い、波形もそれに従って表記する。
前述のように、回生用スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６がスイッチング動作するときには、図２の下段部に示すような、Ｒ相回生電流Ｉｒｒ、Ｓ相回生電流ＩｓｒおよびＴ相回生電流Ｉｔｒが流れる。
図２において、時刻ｔ２０〜ｔ４０では、Ｒ−Ｓ線間電圧ＶＲ−Ｓの電位が最大となるため、前述のように回生用スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４をオン駆動させ、他の回生用スイッチング素子はオフ駆動とする。このようにすれば、平滑コンデンサ２１と入力電源３のＲ−Ｓ間は、リアクトル２で電源インピーダンスを介して接続された状態となり、オン駆動された回生用スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４を介する電流がＲ相とＳ相とに流れる。同様に時刻ｔ４０〜ｔ６０では、Ｒ−Ｔ線間電圧ＶＲ−Ｔの電位が最大となるため、回生用スイッチング素子Ｓ１，Ｓ６をオン駆動させ、他の回生用スイッチング素子はオフ駆動とする。このようにすれば、平滑コンデンサ２１と入力電源３のＲ−Ｔ間は、リアクトル２で電源インピーダンスを介して接続された状態となり、オン駆動された回生用スイッチング素子Ｓ１，Ｓ６を介する回生電流がＲ相とＴ相とに流れる。
なお、前述のようなスイッチング動作をしても、平滑コンデンサ２１の端子間電圧と入力電源３の電圧との間に、“平滑コンデンサ２１の端子間電圧＞入力電源３の電圧”という関係がないと、回生電流は流れない。回生電流は、平滑コンデンサ２１の電圧と入力電源３の電圧差を利用しつつ、リアクトル２によるインピーダンスにて電流制限をかけながら、回生電流を流している。
次に、力行動作について説明する。図３は、モータ力行時の動作を説明する回路図である。モータ力行時において、モータ駆動装置４は、電源回生コンバータ１の平滑コンデンサ２１の直流電源を使用して、モータ５に交流電力を供給し、可変速制御を行う。この際、平滑コンデンサ２１の電圧が低下する。“入力電源３の電圧＞平滑コンデンサ２１の端子間電圧”となった際、入力電源３からリアクトル２、パワーモジュール２２を介して平滑コンデンサ２１に直流電力が供給される。この際、電源回生コンバータ１のパワーモジュール２２を構成している整流素子Ｄ１〜Ｄ６には電流が流れる。
図４は、モータ力行時の波形を示すタイムチャートである。図４では、上段側から、電源電圧の線間電圧波形（ＶＲ−Ｓ，ＶＳ―Ｔ，ＶＴ−Ｒ，ＶＳ−Ｒ，ＶＴ−Ｓ，ＶＲ−Ｔ）、Ｒ相、Ｔ相およびＳ相に流れる力行電流（Ｉｒｐ，Ｉｓｐ，Ｉｔｐ）、整流素子Ｄ１〜Ｄ６に流れる整流電流（ＩＤ１，ＩＤ２，ＩＤ３，ＩＤ４，ＩＤ５，ＩＤ６）ならびに母線電流ＩＰＮの時間変化を示している。図４より、モータ力行時は、以下の動作となる。
＜Ｒ−Ｓ線間電圧ＶＲ−Ｓの電位が最大の場合＞
整流素子Ｄ１，Ｄ４が導通して整流電流ＩＤ１，ＩＤ４が流れ、プラス方向のＲ相力行電流Ｉｒｐと、マイナス方向のＳ相力行電流Ｉｓｐとが流れる。
＜Ｓ−Ｔ線間電圧ＶＳ−Ｔの電位が最大の場合＞
整流素子Ｄ３と整流素子Ｄ６が導通して整流電流ＩＤ３，ＩＤ６が流れ、プラス方向のＳ相力行電流Ｉｓｐと、マイナス方向のＴ相力行電流Ｉｔｐとが流れる。
＜Ｔ−Ｒ線間電圧ＶＴ−Ｒの電位が最大の場合＞
整流素子Ｄ２，Ｄ５が導通して整流電流ＩＤ２，ＩＤ５が流れ、プラス方向のＴ相力行電流Ｉｔｐと、マイナス方向のＲ相力行電流Ｉｒｐとが流れる。
＜Ｓ−Ｒ線間電圧ＶＳ−Ｒの電位が最大の場合＞
整流素子Ｄ２，Ｄ３が導通して整流電流ＩＤ２，ＩＤ３が流れ、プラス方向のＳ相力行電流Ｉｓｐと、マイナス方向のＲ相力行電流Ｉｒｐとが流れる。
＜Ｔ−Ｓ線間電圧ＶＴ−Ｓの電位が最大の場合＞
整流素子Ｄ４，Ｄ５が導通して整流電流ＩＤ４，ＩＤ５が流れ、プラス方向のＴ相力行電流Ｉｔｐと、マイナス方向のＳ相力行電流Ｉｓｐとが流れる。
＜Ｒ−Ｔ線間電圧ＶＲ−Ｔの電位が最大の場合＞
整流素子Ｄ１，Ｄ６が導通して整流電流ＩＤ１，ＩＤ６が流れ、プラス方向のＲ相力行電流Ｉｒｐと、マイナス方向のＴ相力行電流Ｉｔｐとが流れる。
パワーモジュール２２内の整流素子Ｄ１〜Ｄ６は、入力電源３の電源周期に対し、１／３の期間だけ導通して整流電流を流している。また、この半分の期間、すなわち入力電源３の電源周期の１／６の期間で、電位が最大となる線間電圧が切り替わるため、導通する整流素子も切り替わる。例えば、時刻ｔ２０〜ｔ６０を見ると、時刻ｔ２０〜ｔ４０では、整流素子Ｄ１，Ｄ４が導通して整流電流が流れ、時刻ｔ４０〜ｔ６０においては、整流素子Ｄ１，Ｄ６が導通して整流電流が流れていることが分かる。これに対し、パワーモジュール２２のＰ端子と平滑コンデンサ２１との間に流れる母線電流ＩＰＮは、整流素子Ｄ１，Ｄ３，Ｄ５（またはＤ２，Ｄ４，Ｄ６）に流れる電流を合計した電流が流れていることが分かる。
次に、モータ回生時の電源回生動作について説明する。図５は、モータ回生時の動作を説明する回路図であり、詳細には、モータ回生時に電源回生コンバータ１がスイッチング動作により電源回生動作を行っている際の動作を説明する図である。
モータ回生時、モータ駆動装置４は、交流−直流変換動作を行って、モータ回生電力を平滑コンデンサ２１に供給する。この動作によって、平滑コンデンサ２１の端子間電圧は上昇する。入力電源３の電源電圧よりも平滑コンデンサ２１の端子間電圧が大きくなり、平滑コンデンサ２１の端子間電圧と入力電源３の電源電圧との間の電圧差が予め定められた値以上となった際に、パワーモジュール２２の回生用スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のスイッチング動作による電源回生動作を開始すると、平滑コンデンサ２１の直流電力は直流−交流変換され、変換された回生電力がリアクトル２を介して入力電源３に供給される。この際、回生用スイッチング素子（図５の例では、回生用スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４）に電流が流れる。
図６は、モータ回生時に電源回生動作を行っているときの波形を示すタイムチャートである。図６では、上段側から、電源電圧の線間電圧波形（ＶＲ−Ｓ，ＶＳ―Ｔ，ＶＴ−Ｒ，ＶＳ−Ｒ，ＶＴ−Ｓ，ＶＲ−Ｔ）、Ｒ相、Ｔ相およびＳ相に流れる回生電流（Ｉｒｒ，Ｉｓｒ，Ｉｔｒ）、回生用スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に流れる回生電流（ＩＳ１，ＩＳ２，ＩＳ３，ＩＳ４，ＩＳ５，ＩＳ６）ならびに母線電流ＩＰＮの時間変化を示している。図６より、モータ回生時は、以下の動作となる。
＜Ｒ−Ｓ線間電圧ＶＲ−Ｓの電位が最大の場合＞
回生用スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４が導通して回生電流ＩＳ１，ＩＳ４が流れ、マイナス方向のＲ相回生電流Ｉｒｒと、プラス方向のＳ相回生電流Ｉｓｒとが流れる。
＜Ｓ−Ｔ線間電圧ＶＳ−Ｔの電位が最大の場合＞
回生用スイッチング素子Ｓ３，Ｓ６が導通して回生電流ＩＳ３，ＩＳ６が流れ、マイナス方向のＳ相回生電流Ｉｓｒと、プラス方向のＴ相回生電流Ｉｔｒとが流れる。
＜Ｔ−Ｒ線間電圧ＶＴ−Ｒの電位が最大の場合＞
回生用スイッチング素子Ｓ２，Ｓ５が導通して回生電流ＩＳ２，ＩＳ５が流れ、マイナス方向のＴ相回生電流Ｉｔｒと、プラス方向のＲ相回生電流Ｉｒｒとが流れる。
＜Ｓ−Ｒ線間電圧ＶＳ−Ｒの電位が最大の場合＞
回生用スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３が導通して回生電流ＩＳ２，ＩＳ３が流れ、マイナス方向のＳ相回生電流Ｉｓｒと、プラス方向のＲ相回生電流Ｉｒｒとが流れる。
＜Ｔ−Ｓ線間電圧ＶＴ−Ｓの電位が最大の場合＞
回生用スイッチング素子Ｓ４，Ｓ５が導通して回生電流ＩＳ４，ＩＳ５が流れ、マイナス方向のＴ相回生電流Ｉｔｒと、プラス方向のＳ相回生電流Ｉｓｒとが流れる。
＜Ｒ−Ｔ線間電圧ＶＲ−Ｔの電位が最大の場合＞
回生用スイッチング素子Ｓ１，Ｓ６が導通して回生電流ＩＳ１，ＩＳ６が流れ、マイナス方向のＲ相回生電流Ｉｒｒと、プラス方向のＴ相回生電流Ｉｔｒとが流れる。
パワーモジュール２２内の回生用スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６は、入力電源３の電源周期に対し、１／３の期間だけ導通して回生電流を流している。また、この半分の期間、すなわち入力電源３の電源周期の１／６の期間で、電位が最大となる線間電圧が切り替わるため、導通する回生用スイッチング素子も切り替わる。例えば、時刻ｔ２０〜ｔ６０を見ると、時刻ｔ２０〜ｔ４０では、回生用スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４が導通して回生電流が流れ、時刻ｔ４０〜ｔ６０においては、回生用スイッチング素子Ｓ１，Ｓ６が導通して回生電流が流れていることが分かる。これに対し、パワーモジュール２２のＰ端子と平滑コンデンサ２１の間に流れる母線電流ＩＰＮは、回生用スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５（またはＳ２，Ｓ４，Ｓ６）に流れる電流を合計した電流が流れていることが分かる。
次に、モータ力行時またはモータ回生時に電源回生コンバータ１が供給する電力について説明する。図７は、モータ動作時の挙動を示す波形図であり、横軸には時間をとり、上段側から、モータ速度Ｎ、モータトルクＴｏｕｔ、モータ出力Ｐｏｕｔ、平滑コンデンサ２１の端子間電圧（以降、「コンデンサ電圧」と称する）ＶＤＣおよび母線電流ＩＰＮを示している。
まず、図７のｔ００〜ｔ０１区間について説明する。この区間は、モータ力行区間である。時刻ｔ００はモータが加速し始めた時刻であり、時刻ｔ０１はモータ速度Ｎが目標速度に到達した時刻である。モータトルクＴｏｕｔにより、モータ速度Ｎおよびモータ出力Ｐｏｕｔが大きくなる。モータ出力Ｐｏｕｔが大きくなるにつれて、母線電流ＩＰＮが大きくなっている。モータトルクＴｏｕｔが低減してくると、モータ出力Ｐｏｕｔが一定になり、母線電流ＩＰＮのピーク値も一定になる。
図７のｔ０１〜ｔ０２区間について説明する。この区間は、モータ速度Ｎが一定速度になっている区間である。時刻ｔ００〜ｔ０１区間と違いモータ出力Ｐｏｕｔが低い値であるため、母線電流ＩＰＮは、ほとんど流れていない状態が示されている。
図７のｔ０２〜ｔ０３区間について説明する。この区間は、モータ回生区間である。時刻ｔ０２はモータが減速し始めた時刻であり、時刻ｔ０３はモータが停止した時刻である。モータが減速し始めると、モータの回生電力が平滑コンデンサ２１に流れ込み、端子間電圧ＶＤＣが上昇する。端子間電圧ＶＤＣが予め定められた値を超えると、電源回生コンバータ１は電源回生動作を開始する。電源回生コンバータ１の電源回生動作によって、母線電流ＩＰＮに回生電流が流れ、コンデンサ電圧ＶＤＣは低減する。時刻ｔ０２においては、モータ減速時のモータ出力Ｐｏｕｔ、すなわちモータの回生電力の絶対値が大きく大きな回生電流が流れるが、モータ速度Ｎが低減するにつれてモータ出力Ｐｏｕｔの絶対値小さくなり、回生電流も小さくなる。
図７より、モータ出力Ｐｏｕｔにより母線電流ＩＰＮが決定されることが分かる。すなわち、モータ出力Ｐｏｕｔと母線電流ＩＰＮには比例関係が成り立っている。なお、母線電流ＩＰＮとＲ相電流Ｉｒ、Ｓ相電流ＩｓおよびＴ相電流Ｉｔとの間には図４および図６を基に説明した関係があり、モータ出力Ｐｏｕｔと母線電流ＩＰＮとの関係は、モータ出力ＰｏｕｔとＲ相電流Ｉｒ、Ｓ相電流ＩｓおよびＴ相電流Ｉｔとの関係と同様に扱うことができる。
次に、モータ力行時またはモータ回生時に電源回生コンバータ１が供給する電力を算出する。モータ５の出力をＰｏｕｔ［Ｗ］、モータトルクをＴｏｕｔ［Ｎ・ｍ］、モータ速度をＮ［ｒ／ｍｉｎ］、円周率をπとすると、モータ出力Ｐｏｕｔは以下の数式で表すことができる。
Ｐｏｕｔ＝Ｔｏｕｔ×Ｎ／６０×２×π…（１）
モータ出力Ｐｏｕｔに対し、電源回生コンバータ１が供給する必要がある電力を必要供給電力Ｐｉｎ［ｗ］とし、入力電力に対する出力電力の比、すなわち出力電力／入力電力比の値をηとすると、必要供給電力Ｐｉｎは以下の数式で表すことができる。
Ｐｉｎ＝Ｐｏｕｔ／η…（２）
また、母線電流ＩＰＮの平均値を母線平均電流ＩＰＮａｖｅで表すと、母線平均電流ＩＰＮａｖｅ［Ａ］は、コンデンサ電圧ＶＤＣ［Ｖ］を用いて以下の数式で表すことができる。
ＩＰＮａｖｅ＝Ｐｉｎ／ＶＤＣ…（３）
式（２）、式（３）から以下の数式を導き出すことができる。
ＩＰＮａｖｅ＝Ｐｏｕｔ／（η×ＶＤＣ）…（４）
以上のように、モータ出力Ｐｏｕｔから、母線平均電流ＩＰＮａｖｅを算出することができる。式（４）の母線平均電流は、図７のモータ力行時およびモータ回生時に流れる母線電流ＩＰＮの平均値を表している。式（４）は、モータ出力Ｐｏｕｔが大きくなると、Ｒ相電流Ｉｒ、Ｓ相電流Ｉｓ、ｔ相電流Ｉｔおよび母線電流ＩＰＮが大きくなり、パワーモジュール２２を構成する各パワー素子に流れる電流値も大きくなることを示している。
図８に、モータ力行時の電源１周期あたりに流れる整流電流ＩＤおよび母線電流ＩＰＮの波形を示す。上段部が整流電流ＩＤであり、下段部が母線電流ＩＰＮである。整流電流ＩＤは、図４と同様に、電源１周期Ｔに対してＴ／３だけ整流素子に電流が流れる波形となる。ここで、下段部の波形において、電流波形を正弦半波とみなし、母線電流ＩＰＮおよび整流電流ＩＤの電流ピーク値をＩＤｐｅａｋ１とすると、以下の数式を導き出すことができる。
ＩＤｐｅａｋ１＝ＩＰＮａｖｅ×π／２…（５）
式（４）、式（５）から以下の数式を導き出すことができる。
ＩＤｐｅａｋ１＝π×Ｐｏｕｔ／（２×η×ＶＤＣ）…（６）
図９に、モータ回生時の電源１周期あたりに流れる回生電流ＩＳおよび母線電流ＩＰＮの波形を示す。上段部が回生電流ＩＳであり、下段部が母線電流ＩＰＮである。回生電流ＩＳは、図６と同様に、電源１周期Ｔに対してＴ／３だけ回生用スイッチング素子に電流が流れる波形である。ここで、モータ回生時に流れる実際の電流波形は、入力電源の電源インピーダンスの影響で変化するが、図９のように母線平均電流ＩＰＮａｖｅを基準とする回生時電流ピーク値ＩＳｐｅａｋ１の比率をα（αは１以上の実数）とすると、以下の数式で表すことができる。
ＩＳｐｅａｋ１＝α×ＩＰＮａｖｅ…（７）
式（４）および式（７）から以下の数式を導き出すことができる。
ＩＳｐｅａｋ１＝α×Ｐｏｕｔ／（η×ＶＤＣ）…（８）
式（６）および式（８）より、モータ力行時またはモータ回生時に、モータ出力Ｐｏｕｔが大きくなると、力行時電流ピーク値ＩＤｐｅａｋ１または回生時電流ピーク値ＩＳｐｅａｋ１も大きくなる。この際、パワーモジュール２２を構成する各素子に流れる電流も大きくなる。図４および図６からも分かるように、母線電流ＩＰＮの電流ピーク値と各素子に流れる電流のピーク値が同じ値になり、モータ出力Ｐｏｕｔが大きくなると、電流のピーク値も大きくなる。
電源回生コンバータ１の容量は、前述のように許容連続定格出力容量と、許容最大出力容量とによって決定され、許容連続定格出力容量および許容最大出力容量共にパワーモジュール２２の特性によって決定される。
図１０に、パワーモジュールを用いた電力変換装置の構成例を示す。パワーモジュールは、熱膨張率の異なる様々な材料で構成される。図１０に示す例で説明すると、パワーモジュール２２は、放熱を行うための金属ベース板２０４、回路パターンを有する電力用絶縁基板２０２、ワイヤ２０３、そしてパワー素子２０１によって構成されている。金属ベース板２０４の上に電力用絶縁基板２０２がハンダ付け、あるいは金属接合され、パワー素子２０１は電力用絶縁基板２０２にハンダ付けされている。電力用絶縁基板２０２の別の回路パターンとパワー素子２０１とを接続するため、パワー素子２０１とワイヤ２０３はハンダにてボンディングされる。電源回生コンバータ、モータ駆動装置といった電力変換装置は、一般的に発熱するパワーモジュールを冷却するため、ヒートシンクを使用する。金属ベース板２０４を放熱用のサーマルグリスを介して（図示せず）ヒートシンク２００に接して接続させて構成する。パワーモジュール２２の各部の温度は、パワー素子２０１とワイヤ２０３の接合部の温度をジャンクション温度Ｔｊ、金属ベース板２０４における側面または下面の温度をケース温度Ｔｃと定義して扱うのが一般的である。
パワーモジュールの各部の温度は、（パワー素子の発生電力損失）×（各部の熱抵抗）＋（周囲温度）で算出することができる。熱抵抗は、温度の伝えにくさを表す値で、単位時間における発熱量あたりの温度上昇量を意味している。熱抵抗が小さいほど放熱性が良いということを示しており、単位は「℃／Ｗ」となる。（パワー素子の発生電力損失）を（電流）、（各部の熱抵抗）を（電気抵抗）、（周囲温度）を（バイアス電圧）に置き換えると、上記熱計算は、電気回路のオームの法則に置き換えることができる。
そのため、前述のようなパワー素子で構成されるパワーモジュールを用いた電力変換装置の熱伝導は、電気回路モデルに置き換えることができ、熱伝導モデルとしての電気回路モデルを用いて各部の温度上昇を算出することが一般的である。
図１１に、電力変換装置の熱伝導モデルを示す。図１１に示す熱伝導モデルでは、熱源であるパワー素子の電力損失を電流源（以降、「パワー素子電力損失源２０５」と表記）とみなし、パワー素子電力損失源２０５のプラス端子からケース−ジャンクション間熱抵抗Ｒｊ−ｃ２０６、ヒートシンク−ケース間熱抵抗Ｒｃ−ｈ２０７、ヒートシンク−周囲温度間熱抵抗Ｒｈ−ａ２０８の順に接続され、ヒートシンク−周囲温度間熱抵抗Ｒｈ−ａ２０８の一端が、パワー素子電力損失源２０５のマイナス端子に接続されている。パワー素子電力損失源２０５のプラス端子とケース−ジャンクション間熱抵抗Ｒｊ−ｃ２０６との接続点の温度をジャンクション温度Ｔｊ、ケース−ジャンクション間熱抵抗Ｒｊ−ｃ２０６とヒートシンク−ケース間熱抵抗Ｒｃ−ｈ２０７との接続点の温度をケース温度Ｔｃ、ヒートシンク−ケース間熱抵抗Ｒｃ−ｈ２０７とヒートシンク−周囲温度間熱抵抗Ｒｈ−ａ２０８との接続点の温度をヒートシンク温度Ｔｈ、ヒートシンク−周囲温度間熱抵抗Ｒｈ−ａ２０８とパワー素子電力損失源２０５のマイナス端子との接続点の温度を周囲温度Ｔａとみなすことができ、電気回路モデルにおけるオームの法則を用いて、パワー素子で発生した電力損失と、各部の熱抵抗値とから各部の温度を算出することができる。
例えば、パワー素子で発生した電力損失がＰｐであり、周囲温度Ｔａ、パワー素子のケース−ジャンクション間熱抵抗Ｒｊ−ｃ、パワー素子のヒートシンク−ケース間熱抵抗Ｒｃ−ｈ、パワー素子のヒートシンク−周囲温度間熱抵抗Ｒｈ−ａとしてパワー素子のジャンクション温度Ｔｊを算出する場合、図１１から以下の数式を導きだすことができる。
Ｔｊ＝（Ｒｊ−ｃ＋Ｒｃ−ｈ＋Ｒｈ−ａ）×Ｐｐ＋Ｔａ…（９）
パワー素子の発生電力損失に起因するケース温度Ｔｃも式（９）と同様に次式で算出することができる。
Ｔｃ＝（Ｒｃ−ｈ＋Ｒｈ−ａ）×Ｐｐ＋Ｔａ…（１０）
ジャンクション温度Ｔｊ、ケース温度Ｔｃの周囲温度Ｔａからの温度上昇値をそれぞれジャンクション温度上昇ΔＴｊとケース温度上昇ΔＴｃと定義すると、これらΔＴｊ，ΔＴｃは、以下の数式で表すことができる。
ΔＴｊ＝（Ｒｊ−ｃ＋Ｒｃ−ｈ＋Ｒｈ−ａ）×Ｐｐ＋Ｔａ−Ｔａ
＝（Ｒｊ−ｃ＋Ｒｃ−ｈ＋Ｒｈ−ａ）×Ｐｐ …（１１）
ΔＴｃ＝（Ｒｃ−ｈ＋Ｒｈ−ａ）×Ｐｐ＋Ｔａ−Ｔａ
＝（Ｒｃ−ｈ＋Ｒｈ−ａ）×Ｐｐ …（１２）
ジャンクション温度Ｔｊとケース温度Ｔｃの温度差をケース−ジャンクション間温度ΔＴｊ−ｃと定義すると、以下の数式で表すことができる。
ΔＴｊ−ｃ＝Ｔｊ−Ｔｃ
＝（Ｒｊ−ｃ＋Ｒｃ−ｈ＋Ｒｈ−ａ）×Ｐｐ＋Ｔａ
−（Ｒｃ−ｈ＋Ｒｈ−ａ）×Ｐｐ＋Ｔａ
＝Ｒｊ−ｃ×Ｐｐ
＝ΔＴｊ−ΔＴｃ …（１３）
よって、ジャンクション温度上昇ΔＴｊは、ケース−ジャンクション間温度ΔＴｊ−ｃおよびケース温度上昇ΔＴｃを用いて以下の数式で表すことができる。
ΔＴｊ＝ΔＴｊ−ｃ＋ΔＴｃ
＝Ｒｊ−ｃ×Ｐｐ＋ΔＴｃ…（１４）
図１０に示す、パワーモジュール２２のパワー素子２０１を導通させ電流を流したときの温度上昇について図１２および図１３を参照して説明する。図１２および図１３は、パワーモジュールの温度上昇を示す波形図であり、特に図１２は、短時間の温度上昇の様子を示し、図１３は長時間の温度上昇の様子を示している。図１２および図１３共に、上段側から、電力損失Ｐｐ、ジャンクション温度上昇ΔＴｊ、ケース温度上昇ΔＴｃおよびケース−ジャンクション間温度ΔＴｊ−ｃの時間変化を示している。
図１２では、周期ｔ２の期間において、１／３周期の間、パワー素子を導通させて電流を流し、残りの２／３周期は、パワー素子を遮断し電流を遮断するという動作を１０サイクル繰り返し行った際の挙動であり、図１３は、１／３周期導通させ、２／３周期は遮断するという動作を５００００サイクル実施し、残りの５００００サイクルはパワー素子の導通を完全に遮断させた場合の挙動を示している。なお、図１２および図１３において、ケース−ジャンクション間温度ΔＴｊ−ｃの縦軸のレンジは、ジャンクション温度上昇ΔＴｊおよびケース温度上昇ΔＴｃの５倍のレンジにして示している。図１２および図１３から以下のことが分かる。
（１）ジャンクション温度上昇ΔＴｊ、ケース温度上昇ΔＴｃの順で温度が上昇する。
（２）短時間動作においては、ケース−ジャンクション間温度上昇ΔＴｊ−ｃの温度上昇に伴い、ジャンクション温度上昇ΔＴｊは温度が上昇しているのに対し、ケース温度上昇ΔＴｃはほとんど上昇していない（図１２参照）。
（３）長時間動作においては、ケース−ジャンクション間温度上昇ΔＴｊ−ｃは飽和しているのに対し、ケース温度上昇ΔＴｃの温度上昇にあわせてジャンクション温度上昇ΔＴｊも温度が上昇している（図１３参照）。
式（９）〜式（１４）は各部の熱抵抗を一定として扱っている。熱抵抗が一定であれば、温度上昇値は、（パワー素子の発生電力損失）×（熱抵抗）であるため、パワー素子の発生電力損失に比例した波形となるはずであるが、図１２および図１３をみても分かるように、パワー素子の発生電力損失に比例した波形とはなっていない。これは、各部の熱抵抗値が一定ではなく、電力損失の印加時間にともなって熱抵抗値が変化するためである（以降、この特性を「過渡熱抵抗特性」と称する）。
前述のように、ケース−ジャンクション間温度ΔＴｊ−ｃは短時間で飽和する。これは、ケース−ジャンクション間熱抵抗Ｒｊ−ｃが、パワー素子の特性、パワーモジュールの構成により決定される過渡熱抵抗特性であり、短時間で熱抵抗値が一定になる特性であるためである。これに対し、ケース温度上昇ΔＴｃは温度上昇に長時間を要しているが、これは、ヒートシンク−ケース間熱抵抗Ｒｃ−ｈとヒートシンク−周囲温度間熱抵抗Ｒｈ−ａとがヒートシンクの冷却性能により決定される過渡熱抵抗特性であり、熱時定数が長く飽和までに長時間を要するためである。
式（９）〜（１４）からパワーモジュールの各部の温度上昇を算出できるのは、長時間動作により、各部の熱抵抗が一定とみなせるケースであり、短時間動作の場合の各部の温度上昇は、式（９）〜（１４）で算出した値よりも小さくなる。
ところで、前述のような電力変換装置に用いられるパワーモジュールは、前述のような熱膨張係数の違いによる温度変化により、異種金属接合部に応力歪が生じ、この応力の繰り返しにより、やがては疲労破壊に至る。そのため、パワーモジュールには、温度変化による熱ストレスで発生する疲労寿命、すなわち熱ストレス寿命が存在する。パワーモジュールの熱ストレス寿命の判定には、一般的に、ケース温度上昇ΔＴｃおよびジャンクション温度上昇ΔＴｊが用いられる。
パワー素子に電流が流れると、パワー素子は発熱し、ケース温度上昇ΔＴｃおよびジャンクション温度上昇ΔＴｊは共に上昇する。図１２および図１３を見ても分かるように、一般的に、パワーモジュールを用いる電力変換装置は、ケース温度上昇ΔＴｃに対してジャンクション温度上昇ΔＴｊは短時間で温度上昇をする。そのため、短時間でパワー素子に過大な電流の導通および遮断が繰り返されると、ケース温度上昇ΔＴｃの変化は少ないが、ジャンクション温度上昇ΔＴｊのみ大きく変動する。これはケース−ジャンクション間温度ΔＴｊ−ｃの温度上昇が大きくなるためである。短時間でジャンクション温度Ｔｊが大きく変動するケースにおける寿命はパワーサイクル寿命と称されるが、このパワーサイクル寿命は、ジャンクション温度の変化であるジャンクション温度上昇ΔＴｊを用いてサイクル数が規定されることが一般的である。
パワーサイクル寿命の対語として、サーマルサイクル寿命と称される寿命がある。サーマルサイクル寿命とは、長時間の動作で、ケース−ジャンクション間温度Ｔｊ−ｃがほぼ一定で飽和した状態となり、ケース温度Ｔｃとジャンクション温度Ｔｊとの温度差が少なく、ケース温度Ｔｃが上昇するケースでの寿命を示すものである。そのため、サーマルサイクル寿命はケース温度の変化であるΔＴｃを用いてサイクル数が規定されることが一般的である。また、サーマルサイクル寿命は、パワーモジュールを用いる電力変換装置の冷却性能に大きく依存している。
前述のようにパワーサイクル寿命は、前述のように短時間動作の寿命を示すものであり、電源回生コンバータにおいては、許容最大出力を決定するものである。そのため、パワーサイクル寿命の確保は、パワー素子の許容最大電流値Ｉｍａｘによって規定することができる。
一方、サーマルサイクル寿命は、前述のように長時間動作の寿命を示すものであり、電源回生コンバータにおいては、許容連続定格出力を決定するものである。そのため、サーマルサイクル寿命の確保は、パワーモジュールの許容最大ケース温度上昇ΔＴｃｍａｘによって規定することができる。
前述の考え方を電源回生コンバータ１に当てはめると以下の通りである。電源回生コンバータ１の許容連続定格出力容量はパワーモジュール２２の許容最大ケース温度上昇ΔＴｃｍａｘにより決定され、電源回生コンバータ１の許容最大出力容量はパワーモジュール２２の許容最大電流値Ｉｍａｘにより決定される。そのため、許容連続定格出力容量は、許容最大ケース温度上昇Ｔｃｍａｘ以下となるように、モータの定常的動作を満足させる必要がある。一方、許容最大出力容量は、パワーモジュール２２のパワー素子の許容最大電流値Ｉｍａｘ以下となるように、モータの最大出力を抑制する必要がある。
次に、パワーモジュール２２の温度上昇の原理について説明する。図４および図６に示されるように、電源回生コンバータ１内のパワーモジュール２２を構成する各パワー素子は、入力電源３の電源周期に対し、１／３の期間だけ導通して電流を流す。ここで、モータ力行時に、各整流素子に流れる電流をＩＤ［Ａ］、各整流素子の順電圧をＶＦ［Ｖ］とすると、各整流素子の発生損失ＰＤ［Ｗ］は以下の数式で表すことができる。なお、１２０度通電方式の電源回生コンバータの場合、導通損失と比較してスイッチング損失の影響は軽微であるため無視するものとする。
ＰＤ＝ＩＤ×ＶＦ…（１５）
パワーモジュール２２において、各整流素子のケース−ジャンクション間の熱抵抗をＲｄ（ｊ−ｃ）［℃／Ｗ］、ケース温度をＴｄｃ［℃］とすると、整流素子のジャンクション温度Ｔｄｊ［℃］は以下の数式で表すことができる。
Ｔｄｊ＝ＰＤ×Ｒｄ（ｊ−ｃ）＋Ｔｄｃ…（１６）
式（１５）および式（１６）から以下の数式を導き出すことができる。
Ｔｄｊ＝ＩＤ×ＶＦ×Ｒｄ（ｊ−ｃ）＋Ｔｄｃ…（１７）
式（１７）よりケース温度−ジャンクション間温度ΔＴｄｊ−ｃ［Ｋ］は、以下の数式で表すことができる。
ΔＴｄｊ−ｃ＝Ｔｄｊ−Ｔｄｃ
＝ＩＤ×ＶＦ×Ｒｄ（ｊ−ｃ）…（１８）
次に、モータ回生時の回生用スイッチング素子の温度上昇について説明する。モータ回生時に、スイッチング動作により回生電流が流れる場合、各回生用スイッチング素子に電流が流れる期間は、入力電源３の電源周期に対し、１／３の期間だけである。モータ回生時に、回生用スイッチング素子に流れる電流をＩＳ［Ａ］、回生用スイッチング素子の飽和電圧をＶｃｅ（ｓａｔ）［Ｖ］とすると、各回生用スイッチング素子の発生損失ＰＳ［Ｗ］は以下の数式で表すことができる。なお、１２０度通電方式の電源回生コンバータの場合、導通損失と比較してスイッチング損失の影響は軽微であるため無視するものとする。
ＰＳ＝ＩＳ×Ｖｃｅ（ｓａｔ）…（１９）
パワーモジュール２２において、各回生用スイッチング素子のケース−ジャンクション間の熱抵抗をＲｓ（ｊ−ｃ）［℃／Ｗ］、ケース温度をＴｓｃ［℃］とすると、回生用スイッチング素子のジャンクション温度Ｔｓｊ［℃］は以下の数式で表すことができる。
Ｔｓｊ＝ＰＳ×Ｒｓ（ｊ−ｃ）＋Ｔｓｃ…（２０）
よって、式（２０）に式（１９）を代入することで以下の数式を導き出すことができる。
Ｔｓｊ＝ＩＳ×Ｖｃｅ（ｓａｔ）×Ｒｓ（ｊ−ｃ）＋Ｔｓｃ…（２１）
式（２１）よりケース−ジャンクション間温度ΔＴｓｊ−ｃ［Ｋ］は以下の数式で表すことができる。
ΔＴＳｊ−ｃ＝Ｔｓｊ−Ｔｓｃ
＝ＩＳ×Ｖｃｅ（ｓａｔ）×Ｒｓ（ｊ−ｃ）…（２２）
前述のようにパワーモジュール２２の構成するパワー素子に短時間で過大な電流が流れると、ケース温度上昇ΔＴｃの上昇に対し、ジャンクション温度上昇ΔＴｊの上昇が大きくなり、ジャンクション温度上昇ΔＴｊが過大になる。これは、ケース−ジャンクション間温度ΔＴｊ−ｃが過大になるということと等価である。このような場合、パワーサイクル寿命に起因する寿命劣化が想定され、パワーモジュール２２が想定よりも早く破損する可能性がある。
ところで、整流素子の順電圧ＶＦおよびケース−ジャンクション間熱抵抗Ｒｄ（ｊ−ｃ）、回生用スイッチング素子の飽和電圧Ｖｃｅ（ｓａｔ）およびケース−ジャンクション間熱抵抗Ｒｓ（ｊ−ｃ）は、パワーモジュール２２の電気的特性および構造により、予め既知のものであるため、式（１８）と式（２２）とから、力行動作時および回生動作時におけるパワーモジュール２２の許容最大電流を算出することができる。
次に、過負荷検出部２８について説明する。過負荷検出部２８は、母線電流検出部２５の出力信号である母線電流ＩＰＮに基づいて、電源回生コンバータ１が過負荷であるか否かを検出する。図１４に過負荷検出部２８の一構成例を示す。
過負荷検出部２８は、図１４に示すように、比較器２９、比較器３０および論理和回路３１を備えて構成される。比較器２９のマイナス入力端子には母線電流上限値ＩＰＮｍａｘが入力され、比較器２９のプラス入力端子には母線電流ＩＰＮが入力される。また、比較器３０のプラス入力端子には母線電流下限値ＩＰＮｍｉｎが入力され、比較器３０のマイナス入力端子には母線電流ＩＰＮが入力される。比較器２９および比較器３０の各出力信号は論理和回路３１の入力端子に入力され、論理和回路３１の出力信号を過負荷検出部２８の出力信号として扱う。ここで、過負荷検出部２８が“論理１”もしくは“論理Ｈ”（以下単に「Ｈ」と表記）を出力した場合、電源回生コンバータ１が過負荷状態であると判定し、過負荷検出部２８が“論理０”もしくは“論理Ｌ”（以下単に「Ｌ」と表記）を出力した場合、電源回生コンバータ１は過負荷状態ではないと判定する。
母線電流上限値ＩＰＮｍａｘは、前述の式（１８）に基づいて決定され、力行動作時の許容最大電流値と等価である。母線電流下限値ＩＰＮｍｉｎは、前述の式（２２）に基づいて決定され、回生動作時の許容最大電流値の符号をマイナスにしたものと等価である。
前述の構成より、母線電流ＩＰＮが、母線電流上限値ＩＰＮｍａｘ以上となった場合、比較器２９はＨを出力し、論理和回路３１にＨが入力される。これにより論理和回路３１はＨを出力し、過負荷検出部２８はＨを出力する。また、母線電流ＩＰＮが、母線電流下限値ＩＰＮｍｉｎ以下となった場合、比較器３０はＨを出力し、論理和回路３１にＨが入力される。これにより論理和回路３１はＨを出力し、過負荷検出部２８はＨを出力する。
図４および図６をみても分かるように、前述の母線電流ＩＰＮを監視することで、モータ力行時またはモータ回生時に関わらず、パワーモジュール２２を構成する各素子に流れる電流を監視することができる。前述の過負荷検出部２８は母線電流ＩＰＮを監視するように構成されており、電源回生コンバータ１が過負荷状態であるか否かを判定することができる。パワーモジュール２２の力行時許容電流をＩＰＮｍａｘ、回生時許容電流をＩＰＮｍｉｎとし、ＩＰＮ≧ＩＰＮｍａｘあるいはＩＰＮ≦ＩＰＮｍｉｎとなったら過負荷検出部２８がＨを出力し、過負荷状態となったものと判定する。
以上のように、実施の形態１に係るモータ制御装置では、母線電流ＩＰＮを監視することで、モータ力行時、モータ回生時の電流値を監視し、パワーモジュール２２の許容最大電流値以下で電源回生コンバータ１が動作しているか否かを判定する、すなわち電源回生コンバータ１が瞬時過負荷状態であるか否かを判定するようにしている。
実施の形態１の構成であれば、電流検出手段を母線電流検出のみに設ければよいため、前述の従来技術と比較して電流検出手段の個数を削減でき、コスト面で優位になる。一般的に、電源回生コンバータは、入力電源から電源回生コンバータに入力される入力電流を監視し、入力電流−直流電流変換手段を備える必要があるが、本実施の形態では直流電流を検出する構成であるため、入力電流−直流電流変換手段は不要となり、システムを簡易化することができる。なお、電源回生動作の停止処理の詳細については後述する。
また、実施の形態１に係るモータ制御装置は、電源回生コンバータ１に用いられているパワーモジュール２２のパワーサイクル寿命に基づいて構成されており、モータ出力Ｐｏｕｔが想定を超える過大な出力で動作した場合の検出に適している。なお、ＩＰＮｍａｘおよびＩＰＮｍｉｎは前述の式（１８）および式（２２）に基づいて決定しているが、マージンを確保するために１以下の正の実数を乗算して式（１８）および式（２２）で算出される値よりも小さい値にしてもよい。
以上説明したように、実施の形態１に係るモータ制御装置によれば、システムを複雑化することなく、電源回生コンバータの過負荷を検出することができると共に、電流検出手段の削減と入力電流−交流電流変換手段の削減による省部品化による低コストかつ信頼性の高い電源回生コンバータを実現することができる。
実施の形態２．
図１５は、実施の形態２に係る電源回生コンバータを含むモータ制御装置を示すブロック図である。なお、図１５では、図１に示した実施の形態１に係る構成要素と同一または同等である構成要素には同一の符号を付している。ここでは、実施の形態２に関わる部分を中心に説明する。図１５において、実施の形態２に係る電源回生コンバータでは、図１に示した構成において、過負荷検出部２８に代えて過負荷検出部２８Ａが設けられている。
過負荷検出部２８Ａについて説明する。過負荷検出部２８Ａは、モータ５の連続的動作が、電源回生コンバータ１の許容連続定格出力容量を超えた場合に定常時過負荷状態を判定する機能を備え、この判定機能をパワーモジュール２２のサーマルサイクル寿命に基づいて構成している。
図１６は過負荷検出部２８Ａの構成例を示すブロック図である。過負荷検出部２８Ａは、図１６に示すように、絶対値算出部３２、フィルタ部３３および比較器３４を備えて構成される。
過負荷検出部２８Ａでは、母線電流検出部２５によって検出された母線電流ＩＰＮが絶対値算出部３２に入力される。絶対値算出部３２は、母線電流絶対値｜ＩＰＮ｜を算出する。算出された母線電流絶対値｜ＩＰＮ｜はフィルタ部３３に入力される。フィルタ部３３は、母線平均電流絶対値｜ＩＰＮａｖｅ｜を算出する。算出された母線平均電流絶対値｜ＩＰＮａｖｅ｜は比較器３４のプラス端子に入力される。比較器３４のマイナス端子には閾平均電流絶対値｜Ｉｒｅｆａｖｅ｜が入力されており、母線平均電流絶対値｜ＩＰＮａｖｅ｜と閾平均電流絶対値｜Ｉｒｅｆａｖｅ｜との大小関係を表す信号が比較器３４の出力信号となり、比較器３４の出力信号が過負荷検出部２８Ａの出力信号となる。
フィルタ部３３は、前述のように、母線電流絶対値｜ＩＰＮ｜から母線平均電流絶対値｜ＩＰＮａｖｅ｜を算出する機能を備えているが、この機能は移動平均フィルタまたはＩＩＲフィルタによって実現することができる。
次に、過負荷検出部２８Ａの動作について説明する。過負荷検出部２８Ａは、母線電流検出部２５によって検出された母線電流ＩＰＮに基づいて、電源回生コンバータ１が過負荷であるか否かを検出する。前述の構成により、母線平均電流絶対値｜ＩＰＮａｖｅ｜が閾平均電流絶対値｜Ｉｒｅｆａｖｅ｜以上となった場合、比較器３４はＨを出力するため、過負荷検出部２８ＡはＨを出力する。
前述の式（３）から分かるように、母線平均電流ＩＰＮａｖｅおよびコンデンサ電圧ＶＤＣを基に電源回生コンバータ１がモータ駆動装置４に供給する電力Ｐｉｎを算出することができる。また、式（３）より、電源回生コンバータ１がモータ駆動装置４に供給する電力Ｐｉｎを変化させないとき、コンデンサ電圧ＶＤＣが大きければ、母線平均電流ＩＰＮａｖｅを小さくすることができる。一方、電源回生コンバータ１の動作の場合、パワーモジュール２２を構成するパワー素子のスイッチング動作回数は少なく、導通時間が長いという特徴がある。よって、電源回生コンバータ１におけるパワーモジュール２２の発生損失は、導通損失が支配的であり、導通損失への関与が高い母線平均電流ＩＰＮａｖｅが支配的である。そのため、コンデンサ電圧ＶＤＣとして想定される最低電圧の場合に基づいて算出される母線平均電流ＩＰＮａｖｅを用いる。
次に、フィルタ部３３について説明する。フィルタ部３３は、前述のように、母線電流絶対値｜ＩＰＮ｜から母線平均電流絶対値｜ＩＰＮａｖｅ｜を算出する機能を備えており、この機能は、移動平均フィルタまたはＩＩＲフィルタによって構成することができる。ここでは、１次遅れのＩＩＲフィルタを想定する。ＩＩＲフィルタで構成するフィルタ部３３の伝達関数をＧ１（ｓ）とすると、伝達関数Ｇ１（ｓ）は、ｓをラプラス演算子、時定数ｔｓ１として、以下の数式で表すことができる。
Ｇ１（ｓ）＝１／（ｔｓ１×ｓ＋１）…（２３）
また、電源回生コンバータ１の許容連続定格出力容量をＰｉｎａｖｅ、平滑コンデンサ２１の端子間最小電圧をＶＤＣｍｉｎとすると、許容母線電流平均値Ｉａｖｅｍａｘは、以下の数式で表すことができる。
Ｉａｖｅｍａｘ＝Ｐｉｎａｖｅ／ＶＤＣｍｉｎ…（２４）
前述のように、電源回生コンバータ１の許容連続定格出力容量は、パワーモジュール２２のケース温度上昇ΔＴｃが、許容最大ケース温度上昇ΔＴｃｍａｘ以下となるようなモータの定常的動作でなければならない。
次に、電源回生コンバータ１に用いられるパワーモジュール２２のケース温度上昇ΔＴｃの温度上昇について説明する。前述のようにパワーモジュールを用いた電力変換装置では、ジャンクション温度Ｔｊ、ケース温度Ｔｃの順で上昇し、ヒートシンクの冷却性能でジャンクション温度Ｔｊおよびケース温度Ｔｃの飽和温度が決定される。ヒートシンクの冷却性能が高ければ、熱時定数は長くなり、ケース温度Ｔｃは上昇しにくくなり、ジャンクション温度Ｔｊ、ケース温度Ｔｃ共に飽和温度は低くなる。
ところで、ヒートシンクの冷却性能は、電力変換装置の設計段階および性能評価段階で把握することが可能である。また、ケース−ジャンクション間熱抵抗Ｒ（ｊ−ｃ）についても設計段階で把握することが可能である。そのため、パワーモジュール２２の発生損失とヒートシンクの冷却性能から、モータ長時間動作時におけるパワーモジュール２２のケース温度上昇ΔＴｃを算出することが可能となる。
図１７には、パワー素子の発生損失Ｐとケース温度ΔＴｃの関係を示している。図１７において、上段部には、ステップ的に変化する発生損失Ｐの波形が示されている。下段部には、パワー素子の発生損失Ｐがステップ的に変化した場合のケース温度上昇ΔＴｃを示している。図１７からも分かるように、ケース温度上昇ΔＴｃの変化特性は、数次の遅れフィルタ（例えばＩＩＲフィルタ）に近いものになっている。
図１７に示したパワー素子の発生損失Ｐとケース温度上昇ΔＴｃの関係を示した図より、パワー素子の発生損失Ｐ（ｓ）を入力、ケース温度上昇ΔＴｃ（ｓ）を出力とするときの伝達特性を１次遅れ系の伝達特性を持つ数式で近似する。ラプラス演算子をｓ、正の実数である換算定数をα、時定数をｔｃ１として、ケース温度上昇ΔＴｃを以下の数式で表す。
ΔＴｃ（ｓ）＝α／（１＋ｓ×ｔｃ１）×Ｐ（ｓ）…（２５）
上記式（２５）における換算定数αはパワー素子の発生損失Ｐが一定であった場合に飽和するケース温度上昇値Ｔｃｍから算出したもので、以下の数式で表すことができる。
α＝Ｔｃｍ／Ｐ…（２６）
パワー素子の発生平均損失をＰａｖｅとすると、式（２６）から、ケース温度上昇値ΔＴｃは以下の数式で表すことができる。
ΔＴｃ＝α×Ｐａｖｅ…（２７）
前述のように設計段階および製品評価段階において、式（２５）に示すような熱時定数および換算定数に基づいた伝達特性を使用し、さらにパワー素子のＰａｖｅを検出すればケース温度上昇ΔＴｃを算出することができる。
パワーモジュール２２のパワー素子の発生損失Ｐは、式（１５）および式（１９）を見ても分かるように、パワー素子に流れる電流から算出することが可能である。パワーモジュール２２のパワー素子である整流素子および回生用スイッチング素子の発生損失を時間ｔの関数で表すためにＰＤ（ｔ）、ＰＳ（ｔ）と表記する。
整流素子に流れる電流をＩＤ（ｔ）とすると、整流素子の発生損失ＰＤ（ｔ）は、式（１５）を用いて以下の数式で表すことができる。
ＰＤ（ｔ）＝ＶＦ×ＩＤ（ｔ）…（２８）
同様に、回生用スイッチング素子に流れる電流をＩＳ（ｔ）とすると、回生用スイッチング素子の発生損失ＰＳ（ｔ）は、式（１９）を用いて以下の数式で表すことができる。
ＰＳ（ｔ）＝Ｖｃｅ（ｓａｔ）×ＩＳ（ｔ）…（２９）
式（２８）および式（２９）をそれぞれラプラス変換すると、以下の数式で表すことができる。
ＰＤ（ｓ）＝ＶＦ×ＩＤ（ｓ）…（３０）
ＰＳ（ｓ）＝Ｖｃｅ（ｓａｔ）×ＩＳ（ｓ）…（３１）
式（３０）を式（２５）に入力することで、以下に示す数式を導き出すことができる。
ΔＴｄｃ（ｓ）＝α／（１＋ｓ×ｔｃ１）×ＶＦ×ＩＤ（ｓ）…（３２）
上記式（３２）を用いれば、整流素子で発生する損失に起因するケース温度上昇ΔＴｄｃを算出することができる。
また、式（３１）を式（２５）に入力することで、以下に示す数式を導き出すことができる。
ΔＴｓｃ（ｓ）＝α／（１＋ｓ×ｔｃ１）×Ｖｃｅ（ｓａｔ）×ＩＳ（ｓ）…（３３）
上記式（３３）を用いれば、回生用スイッチング素子で発生する損失に起因するケース温度上昇ΔＴｓｃを算出することができる。
ところで、長時間動作時におけるパワーモジュールの温度上昇は、平均発生損失から算出することが一般的であり、また、平均発生損失は、各パワー素子に流れる電流の平均値、すなわち平均電流を用いて算出することが一般的である。整流素子に流れる平均電流をＩＤａｖｅ、回生用スイッチング素子に流れる平均電流をＩＳａｖｅとすると、時定数ｔｃ１よりも十分に長い、長時間動作におけるケース温度上昇ΔＴｄｃ，ΔＴｓｃは、それぞれ以下の数式で表すことができる。
ΔＴｄｃ＝α×ＶＦ×ＩＤａｖｅ…（３４）
ΔＴｓｃ＝α×Ｖｃｅ（ｓａｔ）×ＩＳａｖｅ…（３５）
また、式（３２）〜式（３５）により、以下の数式を導き出すことができる。
ＩＤａｖｅ（ｓ）＝ＩＤ（ｓ）／（１＋ｓ×ｔｃ１）…（３６）
ＩＳａｖｅ（ｓ）＝ＩＳ（ｓ）／（１＋ｓ×ｔｃ１）…（３７）
式（３６）および式（３７）は、ヒートシンクの冷却性能に基づいて算出された時定数ｔｃ１の１次遅れフィルタによって、整流素子に流れる平均電流ＩＤａｖｅ（ｓ）および回生用スイッチング素子に流れる平均電流ＩＳａｖｅ（ｓ）のそれぞれが算出できることを示している。
前述の式（３２）および式（３３）により、整流素子に流れる整流電流ＩＤや回生用スイッチング素子に流れる回生電流ＩＳから整流素子の発生電力損失に起因するケース温度上昇ΔＴｄｃや、回生用スイッチング素子の発生電力損失に起因するケース温度上昇ΔＴｓｃを算出することができる。
しかしながら、本実施の形態では、母線電流ＩＰＮのみ検出しているため、式（３２）〜式（３７）をそのまま使用することはできない。そこで、母線電流ＩＰＮと、ケース温度上昇ΔＴｃとの関係について検討する。
図４および図６から、各整流素子および各回生用スイッチング素子の導通期間は、母線電流ＩＰＮの１／３となっている。母線平均電流ＩＰＮａｖｅは、式（３）より算出されているが、各整流素子の平均電流ＩＤａｖｅおよび各回生用スイッチング素子の平均電流ＩＳａｖｅは、それぞれ以下の数式で表すことができる。
ＩＤａｖｅ＝１／３×ＩＰＮａｖｅ
＝１／３×Ｐｏｕｔ／（η×ＶＤＣ）…（３８）
ＩＳａｖｅ＝１／３×ＩＰＮａｖｅ
＝１／３×Ｐｏｕｔ／（η×ＶＤＣ）…（３９）
式（３８）および式（３９）から整流素子の平均損失ＰＤａｖｅおよび回生用スイッチング素子の平均損失ＰＳａｖｅは、それぞれ以下の数式で表すことができる。
ＰＤａｖｅ＝１／３×ＩＰＮａｖｅ×ＶＦ…（４０）
ＰＳａｖｅ＝１／３×ＩＰＮａｖｅ×Ｖｃｅ（ｓａｔ）…（４１）
前述した式（２７）より、パワー素子の発生平均損失Ｐａｖｅが分かれば、ケース温度上昇値ΔＴｃを算出することができる。
まず、式（２７）および式（４０）から、整流素子の損失に起因するケース温度上昇値ΔＴｄｃは、以下の数式で推定することができる。
ΔＴｄｃ＝α×ＰＤａｖｅ
＝α×１／３×ＩＰＮａｖｅ×ＶＦ…（４２）
また、式（２７）および式（４１）から、回生用スイッチング素子の損失に起因するケース温度上昇値ΔＴｓｃは、以下の数式で推定することができる。
ΔＴｓｃ＝α×ＰＳａｖｅ
＝α×１／３×ＩＰＮａｖｅ×Ｖｃｅ（ｓａｔ）…（４３）
式（４２）には母線平均電流ＩＰＮａｖｅが含まれており、式（４２）を用いて整流素子に起因するケース温度上昇値ΔＴｄｃを推定することができる。また、式（４３）にも母線平均電流ＩＰＮａｖｅが含まれており、式（４３）を用いて回生用スイッチング素子に起因するケース温度上昇値ΔＴｓｃを推定することができる。すなわち、前述の入力電流を検出せずとも母線電流ＩＰＮを検出することで、整流素子の損失に起因するケース温度上昇値ΔＴｄｃおよび回生用スイッチング素子の損失に起因するケース温度上昇値ΔＴｓｃの推定が可能となる。
また、ヒートシンクの冷却性能に基づいて算出された時定数ｔｃ１の１次遅れフィルタおよび母線電流ＩＰＮを用いて、母線平均電流ＩＰＮａｖｅは以下の数式で表される。
ＩＰＮａｖｅ（ｓ）＝ＩＰＮ（ｓ）／（１＋ｓ×ｔｃ１）…（４４）
式（４２）および式（４３）から、整流素子の損失に起因するケース温度上昇値ΔＴｄｃは、以下の数式で表すことができる。
ΔＴｄｃ（ｓ）＝α×１／３×ＩＰＮａｖｅ（ｓ）×ＶＦ…（４５）
また、式（４２）および式（４４）から、回生用スイッチング素子の損失に起因するケース温度上昇値ΔＴｓｃは、以下の数式で表すことができる。
ΔＴｓｃ（ｓ）＝α×１／３×ＩＰＮａｖｅ（ｓ）×Ｖｃｅ（ｓａｔ）
…（４６）
図１８は、整流素子に電流が流れたときのケース温度上昇ΔＴｄｃを示す波形図である。図１８では、上段部から、母線電流ＩＰＮ、整流電流ＩＤ、ケース温度上昇ΔＴｄｃの順に示している。また、図１８の下段部では、ケース温度上昇ΔＴｄｃを実線で示し、式（４５）に基づいて算出したケース温度上昇推定値ΔＴｄｃｅを破線で示している。
図１８の下段部において、実際のケース温度上昇ΔＴｄｃとケース温度上昇推定値ΔＴｄｃｅとは、中心値はほぼ一致している。このことから、母線電流ＩＰＮを検出することでもケース温度上昇ΔＴｄｃを精度よく算出することが可能となる。なお、ここでは、整流素子に電流が流れた場合を図示しているが、回生用スイッチング素子の場合でも同様の結果になる。
図１６に戻り、過負荷検出部２８Ａの動作を再度説明する。フィルタ部３３の伝達関数は式（２３）で示す通り、時定数ｔｓ１の１次遅れフィルタで表されるが、この時定数ｔｓ１は、電源回生コンバータ１で使用されるヒートシンクの冷却性能に基づいて算出した値を用いればよい。また、図１６において、比較器３４のマイナス端子に入力される閾平均電流絶対値Ｉｒｅｆａｖｅは、予め式（４２）および式（４３）に基づいて算出した値を用いればよい。
図１６に示す過負荷検出部２８Ａでは、絶対値算出部３２により母線電流ＩＰＮの絶対値である母線電流絶対値｜ＩＰＮ｜を算出し、｜ＩＰＮ｜に基づいて定常時過負荷検出を行っている。
前述のように、電源回生コンバータ１は、力行動作時は整流素子Ｄ１〜Ｄ６の何れかに電流を流し、回生動作時は回生用スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６の何れかに電流を流す。力行動作時、母線電流ＩＰＮは、パワーモジュール２２のＰ端子から平滑コンデンサ２１を介し、パワーモジュール２２のＮ端子に向かう向きの電流が流れる。これに対し、回生動作時では、母線電流ＩＰＮは、パワーモジュール２２のＮ端子から平滑コンデンサ２１を介し、パワーモジュール２２のＰ端子に向かう向きの電流が流れる。実施の形態１，２のように、母線電流検出部２５をパワーモジュール２２のＰ端子と平滑コンデンサ２１との間に配置した場合、力行動作と回生動作とで母線電流ＩＰＮの流れる方向が変わる。
力行動作時は整流素子Ｄ１〜Ｄ６が発熱し、回生動作時は回生用スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６が発熱するため、検出された母線電流ＩＰＮに基づいて、ケース温度上昇ΔＴｄｃ，ΔＴｓｃをそれぞれ求める方法も考えられる。しかしながら、一般的にパワーモジュールは、回生用スイッチング素子と整流素子とが密接して配置されており、回生用スイッチング素子と整流素子との間には熱干渉が存在する。例えば、力行動作により整流素子だけでなく回生用スイッチング素子の温度も上昇し、回生動作により回生用スイッチング素子だけでなく整流素子の温度も上昇する。そのため、実施の形態２において、過負荷検出部２８Ａは、母線電流ＩＰＮが流れた場合、電流の流れる方向によらず、整流素子と回生用スイッチング素子が共に発熱し温度上昇が発生するものとして母線電流絶対値｜ＩＰＮ｜を用いて構成している。
母線電流絶対値｜ＩＰＮ｜を用いることで、パワーモジュール２２のケース温度上昇ΔＴｃを推定すると共に、モータ５の連続的動作を監視することができる。
実施の形態２は、母線電流ＩＰＮを監視することで、パワーモジュール２２のケース温度上昇ΔＴｃが許容ケース温度上昇値以内におさまるように、モータ５が動作しているか否かを判定する、すなわち電源回生コンバータ１が定常時過負荷状態であるか否かを判定するようにしている。
実施の形態２であれば、実施の形態１と同様に、電流検出手段を母線電流検出のみに設ければよいため、前述の従来技術と比較して電流検出手段の個数を削減でき、コスト面で優位になる。入力電流−直流電流変換手段も不要となり、システムを簡易化することができる。
実施の形態２は、電源回生コンバータ１に用いられているパワーモジュール２２のサーマルサイクル寿命に基づいて構成されており、モータ５の連続的動作が、想定を超える動作をした場合の検出に適している。閾平均電流絶対値Ｉｒｅｆａｖｅは、前述の式（４２）および式（４３）に基づいて決定しているが、マージンを確保するために式（４２）および式（４３）で算出される値よりも小さな値にしてもよい。
また、実施の形態１で示した瞬時過負荷検出に適した過負荷検出部２８と、実施の形態２で示した定常時過負荷検出に適した過負荷検出部２８Ａを組み合せて、瞬時過負荷検出および定常時過負荷検出の何れも検出できる過負荷検出部を構成してもよい。
実施の形態３．
図１９は、実施の形態３に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図１９では図１（実施の形態１）または図１５（実施の形態２）に示した構成要素と同一または同等である構成要素には同一の符号を付している。図１９は、図１または図１５と同様の構成であるが、ＰＮ母線電圧検出部２３、電源位相検出部２４、ベース駆動信号生成部２６および回生制御部２７の図示は省略する一方で、モータ駆動装置４の内部にモータ制御部４Ａを追加している。
モータ制御部４Ａは、モータ５に任意の交流電力を供給し、モータ５を可変速制御する機能を備える。電源回生コンバータ１内の過負荷検出部２８の出力は、通信経路３７を介してモータ制御部４Ａに入力される構成である。なお、図１９では、実施の形態１で説明した過負荷検出部２８、すなわち瞬時過負荷状態を判定する機能を備えた過負荷検出部２８を用いているが、実施の形態２で説明した過負荷検出部２８Ａ、すなわち定常時過負荷状態を判定する機能を備えた過負荷検出部２８Ａに置き換えてもよいし、瞬時過負荷状態の判定機能および定常時過負荷状態の判定機能の双方を備えた過負荷検出部を用いて構成してもよい。
母線電流検出部２５は、パワーモジュール２２のＰ端子、平滑コンデンサ２１、パワーモジュール２２のＮ端子間に流れる母線電流ＩＰＮを検出し、検出した母線電流ＩＰＮの検出値を過負荷検出部２８に入力する。過負荷検出部２８は、母線電流ＩＰＮに基づいて電源回生コンバータ１の過負荷状態を判定する。電源回生コンバータ１が過負荷状態であると判定され、過負荷検出部２８がＨを出力した場合、モータ制御部４Ａは、モータ５の出力を低下させるように交流電力を制御する。
モータ５の出力を低下させるための手法として、以下の手法が例示される。
（ｉ）予めモータ動作指令で定められたトルク指令よりも制限されたトルク指令でモータ５を動作するように制御する。
（ii）予めモータ動作指令で定められた回転指令よりも制限された回転指令でモータ５を動作するように制御する。
（iii）モータ５をフリーランさせるように制御する。具体的には、モータ駆動装置４の内部に設けられる図示しないスイッチング素子をオンオフ制御するスイッチング動作を停止させ、モータ５がフリーな状態にする。
次に、実施の形態３に係るモータ制御装置の動作について、図１９および図２０を参照して説明する。図２０は、実施の形態３に係るモータ制御装置の動作を示すフローチャートである。なお、図２０では、符号の表記を省略している。
母線電流検出部２５は、前述のように母線電流ＩＰＮを検出する（ステップＳ１０１）。過負荷検出部２８は、母線電流ＩＰＮに基づき、電源回生コンバータ１が過負荷状態であるか否かを判定する（ステップＳ１０２）。過負荷検出部２８は、通信経路３７により判定結果をモータ駆動装置４内部のモータ制御部４Ａに通知する（ステップＳ１０３）。以上のステップＳ１０１〜Ｓ１０３の処理が電源回生コンバータ１の処理であり、電源回生コンバータ１は、ステップＳ１０１〜Ｓ１０３の処理を繰り返し実行する。
モータ制御部４Ａは、過負荷検出部２８の判定結果を受信する（ステップＳ１０４）。モータ制御部４Ａは、受信した判定結果に基づき、電源回生コンバータ１が過負荷状態であるか否か判定する（ステップＳ１０５）。受信した判定結果が過負荷状態である旨を表す信号（実施の形態３の例では“Ｈ”の信号）の場合（ステップＳ１０５，Ｙｅｓ）、モータ５の出力が制限されるようにモータ駆動装置４からのモータ出力を制限し（ステップＳ１０６）、モータ出力を制限した交流電力をモータ５に対し出力する（ステップＳ１０７）。なお、受信した判定結果が過負荷状態ではない旨を表す信号（実施の形態３の例では“Ｌ”の信号）の場合（ステップＳ１０５，Ｎｏ）、ステップＳ１０６の処理を行わずにステップＳ１０７に移行する。すなわち、受信した判定結果が過負荷状態ではない場合、モータ５の出力を制限せずに、通常の制御動作における交流電力をモータ５に対し出力する（ステップＳ１０７）。以上のステップＳ１０４〜Ｓ１０７の処理がモータ制御部４Ａの処理であり、モータ制御部４Ａは、ステップＳ１０４〜Ｓ１０７の処理を繰り返し実行する。
実施の形態３によれば、モータ５の動作が想定を超える動作を行い、電源回生コンバータ１が過負荷状態であった場合でも、モータ駆動装置４がモータ５の出力を低下させるように交流電力を制御するため、電源回生コンバータ１の過負荷状態を解消することができ、電源回生コンバータ１の寿命劣化、破損といった悪影響をシステム停止させることなく解消することができる。そのため、容量の小さい電源回生コンバータを選定することができ、産業機械の低コスト化に寄与することができる。
実施の形態４．
図２１は、実施の形態４に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図２１では、図１９に示した実施の形態３の構成において、上位制御装置１００、モータ駆動装置４００およびモータ５に代えたモータ５００が追加されている。上位制御装置１００は、通信経路３８ａ，３８ｂを介してモータ駆動装置４，４００にモータ動作指令を出力する機能を備え、モータ駆動装置４，４００のそれぞれにモータ動作指令を出力している。電源回生コンバータ１内の過負荷検出部２８の出力は、通信経路３７を介して上位制御装置１００に入力される。モータ駆動装置４００は、直流電源端子１９，２０とモータ制御部４００Ａを備え、直流電源端子１９，２０はモータ駆動装置４の直流電源端子１７，１８と接続され、電源回生コンバータ１内の平滑コンデンサ２１とも接続される。モータ制御部４００Ａは、モータ５００に任意の交流電力を供給し可変速制御を行う。なお、図２１では、瞬時過負荷検出に適した過負荷検出部２８としているが、過負荷検出部２８を定常時過負荷検出に適した過負荷検出部２８Ａ（実施の形態２、図１６）に置き換えてもよいし、瞬時過負荷検出および定常時過負荷検出の双方の機能を備えた過負荷検出部を用いて構成してもよい。
母線電流検出部２５は、パワーモジュール２２のＰ端子、平滑コンデンサ２１、パワーモジュール２２のＮ端子間に流れる母線電流ＩＰＮを検出し、検出した母線電流ＩＰＮの検出値を過負荷検出部２８に入力する。過負荷検出部２８は、母線電流ＩＰＮに基づいて電源回生コンバータ１の過負荷状態を判定する。電源回生コンバータ１が過負荷状態であると判定されると、過負荷状態である旨の信号Ｈが、通信経路３７を介して上位制御装置１００に通知される。上位制御装置１００は、モータ駆動装置４のモータ制御部４Ａおよびモータ駆動装置４００のモータ制御部４００Ａの少なくとも１つに対し、対応する通信経路３８ａ，３８ｂの双方もしくは何れか一方を使用して、制御対象であるモータの出力を制限したモータ動作指令を生成するように指示する。モータ制御部４Ａおよびモータ制御部４００Ａのうちの少なくとも１つは、受信したモータ動作指令に基づいて、モータ５またはモータ５００の出力を低下させるように交流電力を制御する。
以下、具体的な例を挙げて説明する。ここでは、スピンドルモータとサーボモータを備えた工作機械を例にとり、モータ５がスピンドルモータであり、モータ５００がサーボモータであるとする。なお、上位制御装置１００は、工作機械に設けられていてもよいし、工作機械に設けられていなくてもよい。
（ｉ）上位制御装置１００は、スピンドルモータであるモータ５の出力を低下させるモータ動作指令をモータ制御部４Ａに出力する。
（ii）上位制御装置１００は、サイクルタイムを長くしないようにするため、スピンドルモータであるモータ５と比較して、加減速時間が短いサーボモータであるモータ５００の出力を制限することを決定する。上位制御装置１００は、スピンドルモータであるモータ５の出力は維持し、サーボモータであるモータ５００の出力を制限するモータ動作指令をモータ制御部４Ａおよびモータ制御部４００Ａに出力する。
次に、実施の形態４に係るモータ制御装置の動作について、図２１および図２２を参照して説明する。図２２は、実施の形態４に係るモータ制御装置の動作を示すフローチャートである。なお、図２２では、符号の表記を省略している。
母線電流検出部２５は、前述のように母線電流ＩＰＮを検出する（ステップＳ２０１）。過負荷検出部２８は、母線電流ＩＰＮに基づき、電源回生コンバータ１が過負荷状態であるか否かを判定する（ステップＳ２０２）。過負荷検出部２８は、通信経路３７により判定結果を上位制御装置１００に通知する（ステップＳ２０３）。以上のステップＳ２０１〜Ｓ２０３の処理が電源回生コンバータ１の処理であり、電源回生コンバータ１は、ステップＳ２０１〜Ｓ２０３の処理を繰り返し実行する。
上位制御装置１００は、過負荷検出部２８の判定結果を受信する（ステップＳ２０４）。上位制御装置１００は、受信した判定結果に基づき、電源回生コンバータ１が過負荷状態であるか否か判定する（ステップＳ２０５）。受信した判定結果が過負荷状態である旨を表す信号（実施の形態４の例では“Ｈ”の信号）の場合（ステップＳ２０５，Ｙｅｓ）、モータ５およびモータ５００のうちの少なくとも１つの出力を制限することを決定し（ステップＳ２０６）、制御対象であるモータを駆動するモータ制御装置に対してモータ出力を制限したモータ動作指令を出力する（ステップＳ２０７）。なお、受信した判定結果が過負荷状態ではない旨を表す信号（実施の形態４の例では“Ｌ”の信号）の場合（ステップＳ２０５，Ｎｏ）、ステップＳ２０６の処理を行わずにステップＳ２０７に移行する。すなわち、受信した判定結果が過負荷状態ではない場合、モータ５およびモータ５００に対する出力制限は行わず、通常のモータ動作指令を出力する（ステップＳ２０７）。以上のステップＳ２０４〜Ｓ２０７の処理が上位制御装置１００の処理であり、上位制御装置１００は、ステップＳ２０４〜Ｓ２０７の処理を繰り返し実行する。
モータ駆動装置４のモータ制御部４Ａおよびモータ駆動装置４００のモータ制御部４００Ａは、上位制御装置１００からのモータ動作指令を受信し（ステップＳ２０８）、受信したモータ動作指令に応じた交流電力がモータ５およびモータ５００に出力されるように動作する（ステップＳ２０９）。以上のステップＳ２０８，Ｓ２０９の処理がモータ制御部４Ａ，４００Ａの処理であり、モータ制御部４Ａ，４００Ａは、ステップＳ２０８，Ｓ２０９の処理を繰り返し実行する。
実施の形態４によれば、モータ５およびモータ５００の動作が想定を超える動作を行い、電源回生コンバータ１が過負荷状態であった場合でも、上位制御装置１００がモータ５およびモータ５００のうちの少なくとも１つの出力を制限するモータ動作指令を該当するモータ制御装置に出力し、当該モータ制御装置が制御対象のモータ出力を低下させるように交流電力を制御するため、電源回生コンバータ１の過負荷状態を解消することができ、電源回生コンバータ１の寿命劣化、破損といった悪影響をシステム停止させることなく解消することができる。また、工作機械のような複数のモータを使用する産業機械においては、サイクルタイムが長くなるのを防ぐように、モータ動作指令を出力することで、サイクルタイムを維持しながら、電源回生コンバータ１の過負荷状態を解消することができる。そのため、容量の小さい電源回生コンバータを選定することができ、産業機械の低コスト化に寄与することができる。
実施の形態５.
図２３は、実施の形態５に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図２３では、図２１に示した実施の形態４の構成と同一もしくは同等であるが、電源回生コンバータ１の内部にコンバータ制御部１Ａを追加し、コンバータ制御部１Ａの内部に過負荷検出部２８Ｂを設けている。過負荷検出部２８Ｂは、前述したように瞬時過負荷検出および定常時過負荷検出の双方の機能を備えた過負荷検出部である。また、上位制御装置１００、モータ駆動装置４００、モータ駆動装置４および電源回生コンバータ１の通信経路をデイジーチェーン接続している。具体的には、電源回生コンバータ１のコンバータ制御部１Ａとモータ駆動装置４のモータ制御部４Ａとの間は通信経路３７で接続し、モータ駆動装置４のモータ制御部４Ａとモータ駆動装置４００のモータ制御部４００Ａとの間は通信経路３９ａで接続し、モータ駆動装置４００のモータ制御部４００Ａと上位制御装置１００との間は通信経路３９ｂで接続している。このように構成されたモータ制御装置では、例えば、上位制御装置１００からモータ駆動装置４に対し出力されるモータ動作指令は、モータ駆動装置４００のモータ制御部４００Ａを介してモータ駆動装置４のモータ制御部４Ａに入力されることになる。
前述のような産業機械において、瞬時過負荷状態は、複数のモータが大出力で動作するケースが一般的である。ここで、複数のサーボモータとスピンドルモータによって構成される工作機械を例にとる。スピンドルモータをモータ５、サーボモータをモータ５００として考える。工作機械においては、複数のサーボモータとスピンドルモータが同時加速動作や同時減速動作を行う運転があり、サーボモータやスピンドルモータがそれぞれ最大出力で動作すると、上記のような同時加減速動作において各モータの最大出力が重なり、電源回生コンバータが供給する電力が大きくなる。
また、上記のような同時加減速動作が起こると、パワーモジュール２２に短時間に過大な電流が流れ続けることになる。パワーモジュール２２に短時間に過大な電流が流れ続けると、パワーモジュール２２のパワーサイクル寿命によりパワーモジュール２２の寿命劣化が急速に進むことになる。
ところで、工作機械では、サーボモータと比較してスピンドルモータの出力が大きいのが一般的である。このため、電源回生コンバータが各モータ駆動装置に供給する電力は、スピンドルモータ駆動装置が占める割合が大きくなる。上記のような同時加減速動作の場合、上位制御装置１００を介さずにスピンドルモータであるモータ５の出力を低減させることで、パワーモジュール２２に流れる電流を素早く低減させることができる。
一方、定常時過負荷状態は、パワーモジュール２２に過大な電流が流れるというよりは、運転サイクルが厳しく、パワーモジュール２２のケース温度上昇ΔＴｃが厳しいケースである。このようなケースにおいては、運転サイクルの見直しが必須であり、上位制御装置１００を介して、スピンドルモータであるモータ５またはサーボモータであるモータ５００、あるいは両者に対するモータ動作指令の見直しにより、長時間動作におけるモータ平均出力の総和の低減を図るのが適している。
次に、実施の形態５に係るモータ制御装置の動作について、図２３および図２４の図面を参照して説明する。図２４は、実施の形態５に係るモータ制御装置の動作を示すフローチャートである。
母線電流検出部２５は、前述のように母線電流ＩＰＮを検出する（ステップＳ３０１）。過負荷検出部２８Ｂは、母線電流ＩＰＮに基づき、電源回生コンバータ１が瞬時過負荷状態であるか、定常時過負荷状態であるか、あるいは異常なしであるかを判定する（ステップＳ３０２）。過負荷検出部２８Ｂは、通信経路３７により判定結果をモータ制御部４Ａに通知する（ステップＳ３０３）。以上のステップＳ３０１〜Ｓ３０３の処理が電源回生コンバータ１の処理であり、電源回生コンバータ１は、ステップＳ３０１〜Ｓ３０３の処理を繰り返し実行する。
モータ制御部４Ａは、過負荷検出部２８Ｂの判定結果を受信する（ステップＳ３０４）。過負荷検出部２８Ｂは、受信した判定結果に基づき、電源回生コンバータ１が瞬時過負荷状態であるか否かを判定する（ステップＳ３０５）。受信した判定結果が瞬時過負荷状態である旨を表す信号の場合（ステップＳ３０５，Ｙｅｓ）、モータ５の出力が制限されるようにモータ駆動装置４からのモータ出力を制限し（ステップＳ３０６）、モータ出力を制限した交流電力をモータ５に対し出力する（ステップＳ３０７）。なお、受信した判定結果が瞬時過負荷状態ではない旨を表す信号の場合（ステップＳ３０５，Ｎｏ）、ステップＳ３０６の処理を行わずにステップＳ３０７に移行する。すなわち、受信した判定結果が瞬時過負荷状態ではない場合、モータ５の出力を制限せずに、通常の制御動作における交流電力をモータ５に対し出力する（ステップＳ３０７）。なお、モータ制御部４Ａは、過負荷検出部２８Ｂの判定結果をモータ制御部４００Ａに通知する（ステップＳ３０８）。以上のステップＳ３０４〜Ｓ３０８の処理がモータ制御部４Ａの処理であり、モータ制御部４Ａは、ステップＳ３０４〜Ｓ３０８の処理を繰り返し実行する。
モータ制御部４００Ａは、通信経路３９ａにより過負荷検出部２８Ｂの判定結果をモータ制御部４Ａから受信し（ステップＳ３０９）、当該判定結果を通信経路３９ｂにより上位制御装置１００に通知する（ステップＳ３１０）。以上のステップＳ３０９，Ｓ３１０の処理がモータ制御部４００Ａの処理であり、モータ制御部４００Ａは、ステップＳ３０９，Ｓ３１０の処理を繰り返し実行する。
上位制御装置１００は、過負荷検出部２８Ｂの判定結果をモータ制御部４００Ａから受信する（ステップＳ３１１）。上位制御装置１００は、受信した判定結果に基づき、電源回生コンバータ１が瞬時過負荷状態であるか否か判定する（ステップＳ３１２）。受信した判定結果が瞬時過負荷状態である旨を表す信号の場合（ステップＳ３１２，Ｙｅｓ）、モータ５００の出力を制限することを決定し（ステップＳ３１３）、モータ５００を制御するモータ制御部４００Ａに対してモータ出力を制限したモータ動作指令を出力する（ステップＳ３１６）。一方、受信した判定結果が瞬時過負荷状態ではない旨の信号の場合（ステップＳ３１２，Ｎｏ）、さらに電源回生コンバータ１が定常時過負荷状態であるか否か判定する（ステップＳ３１４）。受信した判定結果が定常時過負荷状態である旨を表す信号の場合（ステップＳ３１４，Ｙｅｓ）、各軸の運転サイクルの変更を決定し（ステップＳ３１５）、モータ５００を制御するモータ制御部４００Ａに対して、モータ５００の平均出力を抑制するように変更されたモータ動作指令を出力する（ステップＳ３１６）。なお、受信した判定結果が定常時過負荷状態ではない旨の信号の場合（ステップＳ３１４，Ｎｏ）、ステップＳ３１５の処理を行わずにステップＳ３１６に移行する。以上のステップＳ３１１〜Ｓ３１６の処理が上位制御装置１００の処理であり、上位制御装置１００は、ステップＳ３１１〜Ｓ３１６の処理を繰り返し実行する。
以上の制御を要約すると以下の通りである。まず、瞬時過負荷状態と判定された場合、上位制御装置１００を介さずにモータ制御部４Ａにてモータ出力を制限するようにモータ５に対し交流電力を出力する。この制御と並行して、モータ制御部４００Ａおよび上位制御装置１００に対し、瞬時過負荷状態であることを通知する。上位制御装置１００は、判定結果に基づき、モータ５００のモータ動作の出力を制限するように、モータ５００に対するモータ動作指令を生成し、モータ駆動装置４００に出力する。モータ駆動装置４では、一旦、モータ５の出力を制限して瞬時過負荷状態を回避し、その後、上位制御装置１００にて改めてモータ動作指令の見直しを図る。
一方、定常時過負荷状態と判定された場合、モータ制御部４Ａは、上位制御装置１００から出力されたモータ動作指令に基づいた動作指令を続け、これと並行して、モータ制御部４００Ａおよび上位制御装置１００に対し、定常時過負荷状態であることを通知する。上位制御装置１００は、判定結果に基づき、モータ５００のモータ動作における平均出力を制限するようにモータ動作指令を生成し、モータ駆動装置４００に出力する。
なお、上記の説明では、瞬時過負荷状態と判定された場合にモータ５に対する出力制限を行い、定常時過負荷状態と判定された場合にモータ５００に対する出力制限を行うように説明したが、瞬時過負荷状態と判定された場合にモータ５およびモータ５００の双方に対する出力制限を行ってもよい。また、定常時過負荷状態と判定された場合にモータ５およびモータ５００の双方に対する出力制限を行ってもよい。
また、過負荷検出部２８Ｂにより、瞬時過負荷状態の検出と、定常時過負荷状態の検出をそれぞれ行うことができるが、過負荷状態の通知方法については、それぞれ過負荷検出専用の通信ラインを設けてもよいし、シリアル通信等で過負荷状態を通知する方式でもよい。
実施の形態５によれば、電源回生コンバータ１が瞬時過負荷状態である場合には、すばやくモータ出力を低減させることができる。また、電源回生コンバータ１が定常時過負荷状態である場合には、上位制御装置１００から各モータ駆動装置に出力されるモータ動作指令の見直しにより厳しい運転サイクルを改善し、パワーモジュール２２のケース温度上昇ΔＴｃを低減させることができる。これらの制御により、電源回生コンバータ１の寿命劣化、破損といった悪影響をシステム停止させることなく解消することができる。また、工作機械のような複数のモータを使用する産業機械においては、サイクルタイムが長くなるのを防ぐように、モータ動作指令を出力することで、サイクルタイムを維持しながら、電源回生コンバータ１の過負荷状態を解消することができる。そのため、容量の小さい電源回生コンバータを選定することができ、産業機械の低コスト化に寄与することができる。
実施の形態６．
図２５は、実施の形態６に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図２５では、図１に示した実施の形態１の構成要素と同一または同等である構成要素には同一の符号を付している。ここでは、実施の形態６に関わる部分を中心に説明する。図２５において、実施の形態６に係る電源回生コンバータでは、図１に示した構成において、回生制御部２７に代えて回生制御部２７Ａが設けられている。
回生制御部２７Ａについて説明する。図２６は、回生制御部２７Ａの構成例を示すブロック図である。回生制御部２７Ａは、図２６に示すように、回生開始判定部６０、回生停止判定部６１、論理和回路６２およびＮＰＮトランジスタ６３を備えて構成される。
回生制御部２７Ａでは、ＰＮ母線電圧検出部２３によって検出された母線電圧ＶＰＮが回生開始判定部６０に入力され、母線電流検出部２５によって検出された母線電流ＩＰＮが回生停止判定部６１に入力される。回生開始判定部６０および回生停止判定部６１の各出力信号は論理和回路６２に入力され、論理和回路６２の回生オン信号Ｒｏｎが、ＮＰＮトランジスタ６３のベース端子に印加される。ＮＰＮトランジスタ６３のコレクタ端子には、ベース駆動信号生成部２６の出力であるベース駆動信号が入力され、ＮＰＮトランジスタ６３のエミッタ端子は、パワーモジュール２２を駆動する駆動回路（図示せず）に入力される。
次に、回生開始判定部６０および回生停止判定部６１の構成および動作について説明する。
まず、回生開始判定部６０は、母線電圧ＶＰＮに基づいて回生動作を開始するか否かを判定する機能を備える。回生開始判定部６０は、減算器６４および比較器６５を備えて構成される。減算器６４のプラス端子には母線電圧ＶＰＮが入力され、減算器６４のマイナス端子には入力電源３の電源電圧に基づいた基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。減算器６４は、母線電圧ＶＰＮと基準電圧Ｖｒｅｆの差分である差電圧ΔＶを算出する。差電圧ΔＶは、比較器６５のプラス端子に入力される。比較器６５のマイナス端子には閾電圧Ｖｏが入力されており、差電圧ΔＶと閾電圧Ｖｏとの大小関係を表す信号が比較器６５の出力信号となり、比較器６５の出力信号が回生開始判定部６０の出力信号となる。
前述の構成により、差電圧ΔＶが閾電圧Ｖｏ以上となった場合、比較器６５はＨを出力するため、回生開始判定部６０はＨを出力する。回生開始判定部６０がＨを出力することは、母線電圧ＶＰＮが基準電圧Ｖｒｅｆより閾電圧Ｖｏ以上となったら、回生動作を開始するということを意味している。なお、本構成の場合、回生動作の開始後において、すぐに差電圧ΔＶ＜閾電圧Ｖｏの関係となってしまう。そのため、比較器６４にヒステリシス機能を持たせたり、比較器６５の出力にワンショットトリガ回路を持たせたり、回生動作開始後、しばらくの期間は、回生動作が続くようにする構成とする。また、基準電圧Ｖｒｅｆについては、入力電源３から入力電源電圧を検出して生成する手法、ＰＮ母線電圧検出部２３の出力信号である母線電圧ＶＰＮに基づいて生成する手法などがあるが、何れの手法も公知であり、ここでの詳細な説明は省略する。
回生停止判定部６１は、母線電流ＩＰＮに基づいて回生動作を停止するか否かを判定する機能を備える。回生停止判定部６１は、比較器６６を備えて構成される。比較器６６のプラス端子には閾電流Ｉｒｅｆが入力され、比較器６６のマイナス端子には母線電流ＩＰＮが入力される。閾電流Ｉｒｅｆと母線電流ＩＰＮとの大小関係を表す信号が比較器６６の出力信号となり、比較器６６の出力信号が回生停止判定部６１の出力信号となる。
前述の構成により、母線電流ＩＰＮが閾電流Ｉｒｅｆ以下となった場合、比較器６６はＨを出力するため、回生停止判定部６１はＨを出力する。
次に、回生制御部２７Ａの動作について説明する。前述のように論理和回路６２には、回生開始判定部６０および回生停止判定部６１の各出力信号が入力される。何れかの信号がＨの場合、論理和回路６２はＨを出力する。論理和回路６２がＨを出力すると、ＮＰＮトランジスタ６３がオンし、ベース駆動信号がパワーモジュール２２の駆動回路に入力され、パワーモジュール２２の各スイッチング素子がベース駆動信号に基づいてオンまたはオフ動作を行い、回生動作を行う。一方、論理和回路６２がＬを出力すると、ＮＰＮトランジスタ６３がオフし、パワーモジュール２２の駆動回路に供給されていたベース駆動信号が遮断され、パワーモジュール２２の各スイッチング素子はすべてオフとなり、回生動作を停止する。前述の構成から、回生開始判定部６０と回生停止判定部６１のどちらかがＨを出力している限りにおいて、論理和回路６２はＨを出力する。すなわち、回生開始判定部６０および回生停止判定部６１のうちの少なくとも一方がＨを出力すれば、回生動作を継続し、回生開始判定部６０および回生停止判定部６１の双方がＬを出力すれば、回生動作が停止する。
ところで、母線電流ＩＰＮは、前述のように力行時は正の方向に電流が流れ、回生時は負の方向に電流が流れる。モータ５の回生エネルギーが減少してくると、回生電流が低下、すなわち母線電流ＩＰＮも低下していく。そして、コンデンサ電圧ＶＤＣが低下し、やがて入力電源３の電源電圧＞コンデンサ電圧ＶＤＣとなり、母線電流ＩＰＮは正の方向に電流が流れ始める。そのため、回生エネルギーの減少を検出するため、図２６の構成では、回生停止判定部６１の閾電流Ｉｒｅｆを正の値に設定する。
図２７は、モータ５が減速動作を行った際の挙動を示す要部波形図である。図２７では、横軸には時間をとり、上段側から、モータ出力Ｐｏｕｔ、コンデンサ電圧ＶＤＣ、母線電流ＩＰＮおよび回生オン信号Ｒｏｎの各波形を示している。
モータ５が減速を開始すると、コンデンサ電圧ＶＤＣが上昇する。回生開始判定部６０によりＶＤＣが閾値を超えると、回生開始判定部６０はＨを出力し、回生オン信号ＲｏｎはＨを出力する。これにより、回生制御部２７Ａからパワーモジュール２２の駆動回路にベース駆動信号が出力され、電源回生動作が開始され、母線電流ＩＰＮに負の向きの回生電流が流れる。モータ出力Ｐｏｕｔが減少、すなわちモータ５の回生エネルギーが減少してくると、回生電流は低下し、やがて入力電源３の電源電圧＞ＶＤＣとなり、母線電流ＩＰＮに正の電流、すなわち力行電流が流れ始める。母線電流ＩＰＮに流れる電流がＩｒｅｆよりも大きくなると、回生停止判定部６１はＬを出力、すなわち回生オン信号ＲｏｎはＬの出力となり、回生動作を停止する。
実施の形態６によれば、パワーモジュール２２と平滑コンデンサ２１との間に流れる母線電流を監視し、母線電流の流れる方向（正の電流、負の電流）に基づいて回生動作の停止を判断することで、入力電流を監視せずとも電源回生コンバータ１としての動作を実現することができる。これにより、電流検出手段の個数の削減と共に、入力電流−直流電流変換手段も不要となり、低コストかつ簡易な構成で回生制御を実現することができる。
実施の形態７．
図２８は、実施の形態７に係るモータ制御装置を示すブロック図である。図２８では、図２５に示した実施の形態６の構成要素と同一または同等である構成要素には同一の符号を付している。ここでは、実施の形態７に関わる部分を中心に説明する。図２８において、実施の形態７に係る電源回生コンバータでは、図２５に示した構成において、回生制御部２７Ａに代えて回生制御部２７Ｂが設けられている。
実施の形態６では、パワーモジュール２２と平滑コンデンサ２１との間に流れる母線電流の流れる方向に基づいて回生動作の停止を判断しているが、入力電源３の電源事情または入力電源３の電源インピーダンスによっては、モータ５の回生エネルギーがまだ大きい状態でも回生動作を停止してしまうことが予想される。
図２９〜図３４は、電源インピーダンスの変化による回生動作時の挙動を説明するための要部波形図である。回生動作時の挙動は、電源インピーダンスのインダクタンスの影響を受け易い。そこで、Ｌをインダクタンス成分の基本成分とし、Ｌｉｎを電源インピーダンスのインダクタンス成分とするとき、電源インピーダンスのインダクタンス成分Ｌｉｎの値を変化させたときの挙動について考察する。
図２９〜図３４のうち、図２９は電源インピーダンスのインダクタンス成分Ｌｉｎ＝０．２×Ｌのときの波形図であり、上段部からＲ−Ｓ線間電圧ＶＲ−Ｓ、回生用スイッチング素子Ｓ１を駆動するためのベース駆動信号、すなわちＳ相上アームベース駆動信号ＳＲＰ、回生用スイッチング素子Ｓ２を駆動するためのベース駆動信号、すなわちＳ相下アームベース駆動信号ＳＲＮおよびＲ相電流Ｉｒを示している。また、図３０は、図２９に示したＲ相電流Ｉｒを拡大した波形図である。図３１〜図３４も同様であり、図３１は電源インピーダンスのインダクタンス成分Ｌｉｎ＝１×Ｌのときの波形図であり、図３２は図３１に示されるＲ相電流Ｉｒの拡大波形図である。また、図３３は電源インピーダンスのインダクタンス成分Ｌｉｎ＝５×Ｌのときの波形図であり、図３４は図３３に示されるＲ相電流Ｉｒの拡大波形図である。
モータ５を減速させる際に発生する回生電力により、コンデンサ電圧ＶＤＣが上昇する。回生制御部２７Ａの動作により回生動作が開始され、各回生用スイッチング素子を駆動する駆動回路にベース駆動信号が入力される。ベース駆動信号ＳＲＰ，ＳＳＮ（ＳＳＮは図２９，３１，３３では不図示）により、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンすると、負のＲ相電流Ｉｒが流れる。前述のように、図２９および図３０は、電源インピーダンスが低い（Ｌｉｎ＝０．２×Ｌ）場合の波形であり、電流が流れやすい状態であるため、例えばベース駆動信号ＳＲＰがＨを出力している間、回生電流が流れたあとに力行電流が流れている（図３０の破線円部を参照）。これに対し、図３１および図３２、ならびに、図３３および図３４は回生用スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオンしている間は、力行電流は流れていない。これらのことから、電源インピーダンスが低い場合、回生動作中にも関わらず力行電流が流れることが分かる。なお、図２９〜図３４では、Ｒ相電流Ｉｒのみを示しているが、Ｓ相電流ＩｓおよびＴ相電流Ｉｔも同様の波形になる。
実施の形態７では、電源インピーダンスに影響されず、モータ５の回生エネルギー減少後に確実に回生動作の停止を行うことができる回生制御を実現するため、回生制御部２７Ｂを適用する。図３５は、回生制御部２７Ｂの構成例を示すブロック図である。図２６に示す回生制御部２７Ａのブロック図と比較して、回生停止判定部６１を回生停止判定部６１Ｂに置き換えている。
回生停止判定部６１Ｂは、比較器６６、フィルタ部６７、比較器６８および論理和回路６９を備えて構成される。比較器６６のプラス端子には閾電流Ｉｒｅｆが入力され、比較器６６のマイナス端子には母線電流ＩＰＮが入力される。母線電流ＩＰＮはフィルタ部６７に入力され、母線平均電流ＩＰＮａｖｅを算出する。比較器６８のプラス端子には閾電流Ｉａｖｅｒｅｆが入力され、比較器６８のマイナス端子にはフィルタ部６７の出力である母線平均電流ＩＰＮａｖｅが入力される。比較器６６および比較器６８の各出力は論理和回路６９に入力され、論理和回路６９の出力信号が回生停止判定部６１Ｂの出力信号となる。
フィルタ部６７は、移動平均フィルタまたはＩＩＲローパスフィルタ等によって構成され、高周波のリップル成分、ノイズ成分を除去し、母線電流ＩＰＮの平均化処理を行う。
回生停止判定部６１Ｂでは、母線電流ＩＰＮと、母線平均電流ＩＰＮａｖｅに基づいて回生動作を停止するか否かを判定する。回生停止判定部６１Ｂの構成によれば、母線電流ＩＰＮが閾電流Ｉｒｅｆより大きくなっても、母線平均電流ＩＰＮａｖｅが閾電流Ｉａｖｅｒｅｆより大きくなければ、論理和回路６９はＨを出力するので、回生動作を停止しない仕組みとなっている。また、母線平均電流ＩＰＮａｖｅが閾電流Ｉａｖｅｒｅｆを超えても、母線電流ＩＰＮが閾電流Ｉｒｅｆを超えていなければ、論理和回路６９はＨを出力するので回生動作を停止しない。逆に見れば、母線電流ＩＰＮが閾電流Ｉｒｅｆを超え、且つ、母線平均電流ＩＰＮａｖｅが閾電流Ｉａｖｅｒｅｆを超えた場合のみ回生動作を停止する。
実施の形態７では、母線平均電流ＩＰＮａｖｅを回生停止の判定条件に加えたことで、図２９および図３０、ならびに、後述する図３９に示すような、電源インピーダンスが低く、モータ減速中にも関わらず力行電流が流れやすい場合でも、モータ５の減速中は回生動作を継続し、モータ５の回生エネルギーが０に近づいてからでも回生動作を停止することができる。
図３６〜図３８は、実施の形態７で適用した回生制御部２７Ｂを用いた場合の電源インピーダンスの変化による回生動作時の挙動を示した図である。図３６〜図３８のうち、図３６は電源インピーダンスのインダクタンス成分Ｌｉｎが０．２×Ｌの場合の要部の波形図であり、図３７は電源インピーダンスのインダクタンス成分Ｌｉｎが１×Ｌの場合の各部の波形図であり、図３８は電源インピーダンスのインダクタンス成分Ｌｉｎが５×Ｌの場合の各部の波形図である。何れの図面においても、上段側から、モータ出力Ｐｏｕｔ、母線電圧ＶＤＣ、母線電流ＩＰＮ、母線平均電流ＩＰＮａｖｅおよび回生オン信号Ｒｏｎの各波形を示している。
また、図３９〜図４１は、実施の形態６で適用した回生制御部２７Ａを用いた場合の電源インピーダンスの変化による回生動作時の挙動を比較例として示した図である。何れの図面も図３６〜図３８と同様であり、電源インピーダンスのインダクタンス成分Ｌｉｎが、０．２×Ｌ、１×Ｌおよび５×Ｌの順で示している。
回生制御部２７Ａを用いた場合、図４０および図４１に示す波形では見られないが、図３９に示す波形では、電源インピーダンスが低い影響で、回生動作の動作中において、母線電流ＩＰＮに正の電流が流れてしまう区間が存在する。この電流が閾電流Ｉｒｅｆよりも大きくなると、回生オン信号ＲｏｎはＬとなり、回生動作が停止する。このとき、モータ５は減速を続けているため、コンデンサ電圧ＶＤＣは上昇し、回生オン信号ＲｏｎはＨとなり、回生動作を再開する。すなわち、モータ５が減速している間、回生動作のオンオフを繰り返していることが分かる。
これに対し、回生制御部２７Ｂを用いた場合、図３６に示す電源インピーダンスが低い場合においても、図３７および図３８に示す場合と同様に、モータ出力Ｐｏｕｔが０に近づいてから回生オン信号ＲｏｎがＬを出力し、回生動作を停止していることが分かる。また、コンデンサ電圧ＶＤＣがばたつくこともなく、安定した回生動作が継続していることが分かる。
以上のことから、電源インピーダンスが比較的大きく、電源インピーダンスの影響を受けにくい場合には、実施の形態６で適用した回生制御部２７Ａを採用することで、低コストかつ回路規模の小さい電源回生コンバータの実現が可能となる。一方、電源インピーダンスが比較的小さく、電源インピーダンスの影響を無視できない場合には、実施の形態７で適用した回生制御部２７Ｂを採用することで、信頼性の高い電源回生コンバータの実現が可能となる。
以上説明したように、実施の形態７によれば、母線電流ＩＰＮだけでなく母線平均電流ＩＰＮａｖｅを回生動作の停止判断に使用することで、電源インピーダンスの影響を受けずにモータ減速中は回生動作を継続し、回生エネルギーが大きく減少してから回生動作を確実に停止することができる。これにより、電流検出手段の個数の削減と共に、入力電流−直流電流変換手段も不要で低コストかつ簡易な構成で回生制御を実現することが可能となる。
実施の形態８．
図４２は、実施の形態８に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図４２では、図１に示した実施の形態１の構成要素と同一または同等である構成要素には同一の符号を付している。ここでは、実施の形態８に関わる部分を中心に説明する。図４２において、実施の形態８に係る電源回生コンバータでは、図１に示した構成において、過負荷検出部２８に代えて過負荷検出部２８Ｃが設けられている。また、過負荷検出部２８Ｃには、母線電流検出部２５によって検出された母線電流ＩＰＮに加えて、ベース駆動信号生成部２６の出力信号であるベース駆動信号が入力されている。
実施の形態１では、過負荷検出部２８においてパワーモジュール２２と平滑コンデンサ２１との間に流れる母線電流ＩＰＮが予め定められた閾電流値以内であるか否かに基づいて瞬時過負荷を検出している。これは、パワーモジュール２２を構成する各パワー素子のケース−ジャンクション間熱抵抗Ｒｊ−ｃが一定であることを前提とした構成であり、前述の式（１３）（整流素子の場合は式（１８）、回生用スイッチング素子の場合は式（２２）から算出する）から求められるケース−ジャンクション間温度上昇ΔＴｊ−ｃに基づいた瞬時過負荷検出と等価である。
しかしながら、前述のようにケース−ジャンクション間熱抵抗Ｒｊ−ｃは、パワー素子が発生する電力損失の印加時間にともなって熱抵抗値が変化する特性である過渡熱抵抗特性を持っており、電力損失の印加時間が短時間の場合、実際の各パワー素子のケース−ジャンクション間温度上昇ΔＴｊ−ｃは、式（１３）よりも小さくなる。
図４３は、整流素子に電流が流れたときのケース−ジャンクション間温度上昇ΔＴｄｊ−ｃを示す波形図である。図４３は、上段部から、整流電流ＩＤ、ケース−ジャンクション間温度上昇ΔＴｄｊ−ｃの順で示している。また、図４３の下段部では、ケース−ジャンクション間温度上昇ΔＴｄｊ−ｃを実線で示し、式（１８）に基づいて算出したケース−ジャンクション間温度上昇算出値ΔＴｄｊ−ｃｅを破線で示している。
図４３の下段部において、実際のケース−ジャンクション間温度上昇ΔＴｄｊ−ｃに対し、ケース−ジャンクション間温度上昇算出値ΔＴｄｊ−ｃｅは、大きな値になっており、式（１８）を用いると、ケース−ジャンクション間温度上昇算出値ΔＴｄｊ−ｃｅを過剰に見積もってしまうことが分かる。なお、ここでは、整流素子に電流が流れた場合を図示しているが、回生用スイッチング素子の場合でも同様の結果となる。
実施の形態１の構成の場合、ケース−ジャンクション間熱抵抗Ｒｊ−ｃの過渡熱特性を考慮していないため、パワー素子のケース−ジャンクション間温度上昇ΔＴｊ−ｃにマージンがあるにも関わらず、過負荷検出部２８が過負荷と判定する。その場合、モータ出力を制限するように動作することになり、前述のような産業機械において、サイクルタイムが長くなるという不利益がある。
そこで、過負荷検出部２８Ｃでは、パワーモジュール２２を構成する各パワー素子のケース−ジャンクション間における過渡熱特性を考慮した瞬時過負荷を検出するようにしている。過負荷検出部２８Ｃの構成例や動作等の詳細については後述する。
図４４には、パワーモジュール２２を構成する各パワー素子の発生損失Ｐとケース−ジャンクション間温度上昇ΔＴｊ−ｃの関係を示している。図４４において、上段部には、ステップ的に変化する発生損失Ｐの波形が示されている。下段部には、パワー素子の発生損失Ｐがステップ的に変化した場合のケース−ジャンクション間温度上昇ΔＴｊ−ｃを示している。図４４からも分かるように、ケース−ジャンクション間温度上昇ΔＴｊ−ｃの変化特性は、数次の遅れフィルタ（例えばＩＩＲフィルタ）に近いものになっている。
このため、図４４に示したパワー素子の発生損失Ｐとケース−ジャンクション間温度上昇ΔＴｊ−ｃとの関係は、以下の数式で表すことができる。
ΔＴｊ−ｃ（ｓ）＝Ｇ２（ｓ）×Ｐ（ｓ）
＝β／（１＋ｓ×ｔｊ１）×Ｐ（ｓ）…（４９）
上記式（４９）において、ｓはラプラス演算子であり、Ｇ２（ｓ）（＝β／（１＋ｓ×ｔｊ１））は、パワー素子の発生損失Ｐ（ｓ）を入力、ケース−ジャンクション間温度上昇ΔＴｊ−ｃ（ｓ）を出力とするときの伝達特性を１次遅れ系の伝達関数を持つ数式で近似したときの伝達関数である。また、βは換算定数、ｔｊ１は時定数である。
上記式（４９）における換算定数βは、パワー素子の発生損失Ｐが一定であった場合に飽和するケース−ジャンクション間温度上昇値ΔＴｊ−ｃｍから算出したもので、以下の数式で表すことができる。
β＝ΔＴｊ−ｃｍ／Ｐ…（５０）
上記式（５０）で算出された換算定数βは、前述の式（１３）から以下のように表すことができる。
β＝ΔＴｊ−ｃｍ／Ｐ＝Ｒｊ−ｃ×Ｐ／Ｐ＝Ｒｊ−ｃ…（５１）
すなわち、換算定数βは、ケース−ジャンクション間熱抵抗Ｒｊ−ｃと等価となる。ケース−ジャンクション間熱抵抗Ｒｊ−ｃの過渡熱特性をＲｊ−ｃ（ｓ）、飽和時ケース−ジャンクション間熱抵抗をＲｊ−ｃｍとするとケース−ジャンクション間熱抵抗Ｒｊ−ｃの過渡熱特性Ｒｊ−ｃ（ｓ）は以下の数式で表すことができる。
Ｒｊ−ｃ（ｓ）＝Ｒｊ−ｃｍ／（１＋ｓ×ｔｊ１）…（５２）
式（４９）、式（５２）から過渡熱抵抗を考慮したケース−ジャンクション間温度上昇ΔＴｊ−ｃ（ｓ）は以下の数式で表すことができる。
ΔＴｊ−ｃ（ｓ）＝Ｒｊ−ｃｍ／（１＋ｓ×ｔｊ１）×Ｐ（ｓ）
…（５３）
ここで、前述の式（５３）における飽和時ケース−ジャンクション間熱抵抗Ｒｊ−ｃｍおよび時定数ｔｊ１は、設計段階時において既知の数値であるため、パワー素子の発生損失を入力すれば、過渡熱抵抗を考慮したケース−ジャンクション間温度ΔＴｊ−ｃは算出可能である。各パワー素子の発生損失は、前述の式（１５）および式（１９）から算出することが可能であり、各パワー素子に流れる電流を検出すればよい。しかしながら、実施の形態８においては、母線電流検出部２５で母線電流ＩＰＮを監視しているので、直接的に各パワー素子に流れる電流を検出することはできない。
そこで、母線電流ＩＰＮと各ベース駆動信号から各パワー素子に流れる電流を推定する方法について検討する。図４５は、モータ力行時の波形を示すタイムチャートである。図４５では、上段側から、電源電圧の線間電圧波形（ＶＲ−Ｓ，ＶＳ―Ｔ，ＶＴ−Ｒ，ＶＳ−Ｒ，ＶＴ−Ｓ，ＶＲ−Ｔ）、母線電流ＩＰＮ、ベース駆動信号生成部２６から出力されるベース駆動信号（ＳＲＰ，ＳＲＮ，ＳＳＰ，ＳＳＮ，ＳＴＰ，ＳＴＮ）、および整流素子Ｄ１〜Ｄ６に流れる整流電流（ＩＤ１，ＩＤ２，ＩＤ３，ＩＤ４，ＩＤ５，ＩＤ６）の時間変化を示している。図４５より、モータ力行時は、以下の動作となる。
＜Ｒ−Ｓ線間電圧ＶＲ−Ｓの電位が最大の場合＞
整流素子Ｄ１，Ｄ４が導通して整流電流ＩＤ１，ＩＤ４が流れる。このとき、ベース駆動信号ＳＲＰ，ＳＳＮは、Ｈを出力する。
＜Ｓ−Ｔ線間電圧ＶＳ−Ｔの電位が最大の場合＞
整流素子Ｄ３，Ｄ６が導通して整流電流ＩＤ３，ＩＤ６が流れる。このとき、ベース駆動信号ＳＳＰ，ＳＴＮは、Ｈを出力する。
＜Ｔ−Ｒ線間電圧ＶＴ−Ｒの電位が最大の場合＞
整流素子Ｄ２，Ｄ５が導通して整流電流ＩＤ２，ＩＤ５が流れる。このとき、ベース駆動信号ＳＴＰ，ＳＲＮは、Ｈを出力する。
＜Ｓ−Ｒ線間電圧ＶＳ−Ｒの電位が最大の場合＞
整流素子Ｄ２，Ｄ３が導通して整流電流ＩＤ２，ＩＤ３が流れる。このとき、ベース駆動信号ＳＳＰ，ＳＲＮは、Ｈを出力する。
＜Ｔ−Ｓ線間電圧ＶＴ−Ｓの電位が最大の場合＞
整流素子Ｄ４，Ｄ５が導通して整流電流ＩＤ４，ＩＤ５が流れる。このとき、ベース駆動信号ＳＴＰ，ＳＳＮは、Ｈを出力する。
＜Ｒ−Ｔ線間電圧ＶＲ−Ｔの電位が最大の場合＞
整流素子Ｄ１，Ｄ６が導通して整流電流ＩＤ１，ＩＤ６が流れる。このとき、ベース駆動信号ＳＲＰ，ＳＴＮは、Ｈを出力する。
図４５から分かるように、整流素子Ｄ１が導通するとき、ベース駆動信号ＳＲＰはＨを出力する。以下同様に、整流素子Ｄ２が導通するとき、ベース駆動信号ＳＲＮはＨを出力する。整流素子Ｄ３が導通するとき、ベース駆動信号ＳＳＰはＨを出力する。整流素子Ｄ４が導通するとき、ベース駆動信号ＳＳＮはＨを出力する。整流素子Ｄ５が導通するとき、ベース駆動信号ＳＴＰはＨを出力する。整流素子Ｄ６が導通するとき、ベース駆動信号ＳＴＮはＨを出力する。
また、図４と同様に、パワーモジュール２２のＰ端子と平滑コンデンサ２１との間に流れる母線電流ＩＰＮは、整流素子Ｄ１，Ｄ３，Ｄ５（またはＤ２，Ｄ４，Ｄ６）に流れる電流を合計した電流が流れている。
ここで、ベース駆動信号の出力信号において、Ｌ＝０、Ｈ＝１として扱うこととする。例えば、ベース駆動信号ＳＲＰと母線電流ＩＰＮとを乗算すると、乗算結果は整流素子Ｄ１に流れる電流と等価になる。図４５からも分かるように、他のベース駆動信号と母線電流ＩＰＮを乗算した場合も同様の結果になることは言うまでもない。
図４６は、モータ回生時に電源回生動作を行っているときの波形を示すタイムチャートである。図４６では、上段側から、電源電圧の線間電圧波形（ＶＲ−Ｓ，ＶＳ―Ｔ，ＶＴ−Ｒ，ＶＳ−Ｒ，ＶＴ−Ｓ，ＶＲ−Ｔ）、母線電流ＩＰＮ、ベース駆動信号生成部２６から出力されるベース駆動信号（ＳＲＰ，ＳＲＮ，ＳＳＰ，ＳＳＮ，ＳＴＰ，ＳＴＮ）、および回生用スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に流れる整流電流（ＩＳ１，ＩＳ２，ＩＳ３，ＩＳ４，ＩＳ５，ＩＳ６）の時間変化を示している。図４６より、モータ回生時は、以下の動作となる。
＜Ｒ−Ｓ線間電圧ＶＲ−Ｓの電位が最大の場合＞
回生用スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４が導通して回生電流ＩＳ１，ＩＳ４が流れる。このとき、ベース駆動信号ＳＲＰ，ＳＳＮは、Ｈを出力する。
＜Ｓ−Ｔ線間電圧ＶＳ−Ｔの電位が最大の場合＞
回生用スイッチング素子Ｓ３，Ｓ６が導通して回生電流ＩＳ３，ＩＳ６が流れる。このとき、ベース駆動信号ＳＳＰ，ＳＴＮは、Ｈを出力する。
＜Ｔ−Ｒ線間電圧ＶＴ−Ｒの電位が最大の場合＞
回生用スイッチング素子Ｓ２，Ｓ５が導通して回生電流ＩＳ２，ＩＳ５が流れる。このとき、ベース駆動信号ＳＴＰ，ＳＲＮは、Ｈを出力する。
＜Ｓ−Ｒ線間電圧ＶＳ−Ｒの電位が最大の場合＞
回生用スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３が導通して回生電流ＩＳ２，ＩＳ３が流れる。このとき、ベース駆動信号ＳＳＰ，ＳＲＮが、Ｈとなっている。
＜Ｔ−Ｓ線間電圧ＶＴ−Ｓの電位が最大の場合＞
回生用スイッチング素子Ｄ４，Ｄ５が導通して回生電流ＩＳ４，ＩＳ５が流れる。このとき、ベース駆動信号ＳＴＰ，ＳＳＮは、Ｈを出力する。
＜Ｒ−Ｔ線間電圧ＶＲ−Ｔの電位が最大の場合＞
回生用スイッチング素子Ｓ１，Ｓ６が導通して回生電流ＩＳ１，ＩＳ６が流れる。このとき、ベース駆動信号ＳＲＰ，ＳＴＮは、Ｈを出力する。
図４６から分かるように、回生用スイッチング素子Ｓ１が導通するとき、ベース駆動信号ＳＲＰはＨを出力する。以下同様に、回生用スイッチング素子Ｓ２が導通するとき、ベース駆動信号ＳＲＮはＨを出力する。回生用スイッチング素子Ｓ３が導通するとき、ベース駆動信号ＳＳＰはＨを出力する。回生用スイッチング素子Ｓ４が導通するとき、ベース駆動信号ＳＳＮはＨを出力する。回生用スイッチング素子Ｓ５が導通するとき、ベース駆動信号ＳＴＰはＨを出力する。回生用スイッチング素子Ｓ６が導通するとき、ベース駆動信号ＳＴＮはＨを出力する。
また、図６と同様に、パワーモジュール２２のＰ端子と平滑コンデンサ２１との間に流れる母線電流ＩＰＮは、回生用スイッチング素子Ｓ１，Ｓ３，Ｓ５（またはＳ２，Ｓ４，Ｓ６）に流れる電流を合計した電流が流れている。
ここで、ベース駆動信号の出力信号において、Ｌ＝０、Ｈ＝１として扱うこととする。例えば、ベース駆動信号ＳＲＰと母線電流ＩＰＮとを乗算すると、乗算結果は回生用スイッチング素子Ｓ１に流れる電流と等価になる。図４６からも分かるように、他のベース駆動信号と母線電流ＩＰＮを乗算した場合も同様の結果になることは言うまでもない。
以上より、モータ力行時、モータ回生時に関わらず、母線電流ＩＰＮと６つのベース駆動信号から各パワー素子に流れる電流を算出することができる。
次に、過負荷検出部２８Ｃについて説明する。過負荷検出部２８Ｃは、母線電流検出部２５の出力信号である母線電流ＩＰＮと、ベース駆動信号生成部２６の出力信号であるベース駆動信号とに基づいて、電源回生コンバータ１が瞬時過負荷状態であるか否かを検出する。図４７に過負荷検出部２８Ｃの一構成例を示す。
過負荷検出部２８Ｃは、図４７に示すように、乗算部４１、電流抽出部４２、フィルタ部４３および判定部４４を備えて構成される。乗算部４１および電流抽出部４２は、電流推定部として機能する。
乗算部４１には母線電流ＩＰＮと各ベース駆動信号とが入力され、乗算部４１の出力信号は、電流抽出部４２に入力される。電流抽出部４２の出力信号は、フィルタ部４３に入力され、フィルタ部４３の出力信号は、判定部４４に入力される。判定部４４の出力信号を過負荷検出部２８Ｃの出力信号として扱い、判定部４４の出力信号がＨであった場合、過負荷と判定する。
乗算部４１は、母線電流ＩＰＮと各ベース駆動信号とを乗算する機能を備える。ここで、各ベース駆動信号を、以下に示すｓ領域の関数行列Ｓ（ｓ）で表す。
ｓ領域の関数として表した母線電流ＩＰＮ（ｓ）と、上記式（５４）に示したベース駆動信号の関数行列Ｓ（ｓ）との乗算結果をＩ１（ｓ）とすると、Ｉ１（ｓ）は、以下の数式で表すことができる。
上記式（５５）において、ＩＲＰ１（ｓ）はＲ相Ｐ側、ＩＲＮ１（ｓ）はＲ相Ｎ側、ＩＳＰ１（ｓ）はＳ相Ｐ側、ＩＳＮ１（ｓ）はＳ相Ｎ側、ＩＴＰ１（ｓ）はＴ相Ｐ側、ＩＴＮ１（ｓ）はＴ相Ｎ側のそれぞれにおけるパワー素子（整流素子および回生用スイッチング素子）に流れる電流を表す関数である。これは、前述のように、各ベース駆動信号の出力をＬ＝０、Ｈ＝１とした場合、各ベース駆動信号と母線電流ＩＰＮとを乗算すると、ベース駆動信号がオンオフ動作を行う回生用スイッチング素子が配置された部分のパワー素子に流れる電流を算出することができるということと等価である。つまり、乗算部４１は、母線電流ＩＰＮと各ベース駆動信号を乗算して、ベース駆動信号がオンオフ動作を行う回生用スイッチング素子が配置された部分のパワー素子に流れる電流を算出する機能を備えており、それぞれが電流信号を表す６つの関数で構成された関数行列Ｉ１（ｓ）を出力する。
次に、電流抽出部４２について説明する。電流抽出部４２は、前述の関数行列Ｉ１（ｓ）から、各相の整流素子に流れる電流、および回生用スイッチング素子に流れる電流を抽出する機能を備える。
図４５および図４６から分かるように、関数行列Ｉ１（ｓ）を構成する各電流信号において、プラス方向に流れる電流は整流素子に流れる整流電流であり、マイナス方向に流れる電流は回生用スイッチング素子に流れる回生電流である。なお、図４２において、矢印で示すＲ相電流Ｉｒ、Ｓ相電流ＩｓおよびＴ相電流Ｉｔの方向がプラス方向である。よって、プラス方向に流れる電流を抽出すれば、整流素子に流れる整流電流を抽出したことになり、マイナス方向に流れる電流を抽出すれば、回生用スイッチング素子に流れる回生電流を抽出したことになる。
ここで、整流素子に流れる整流電流を抽出する機能を備える関数（以降、「整流電流抽出関数」と称する）をＳＡＴＤ（ｓ）で表すと、整流電流抽出関数ＳＡＴＤ（ｓ）への入力信号が０未満の場合、０を出力し、入力信号が０以上の場合は、入力信号をそのまま出力する。
また、回生用スイッチング素子に流れる回生電流を抽出する機能を備える関数（以降、「回生電流抽出関数」と称する）をＳＡＴＳ（ｓ）とすると、回生電流抽出関数ＳＡＴＳ（ｓ）への入力信号が０より大きい場合、０を出力し、入力信号が０以下の場合は、入力信号をそのまま出力する。
上記のように定義した、整流電流抽出関数ＳＡＴＤ（ｓ）と、回生電流抽出関数ＳＡＴＳ（ｓ）とを用いると、電流抽出部４２の機能を表す関数行列ＳＡＴ（ｓ）は、以下の数式で表すことができる。
上記式（５６）に示されるように、関数行列ＳＡＴ（ｓ）は１２行６列の関数行列で構成される。この関数行列ＳＡＴ（ｓ）に関数行列Ｉ１（ｓ）を乗算すると、各パワー素子にそれぞれ流れる電流を算出することができる。各パワー素子に流れる電流を表す関数行列をＩ２（ｓ）とすると、関数行列Ｉ２（ｓ）は、以下の数式で表すことができる。
上記式（５７）に示されるように、関数行列Ｉ２（ｓ）は１２行１列の関数行列となる。ここで、ＩＤ１ｅ（ｓ）は、Ｒ相Ｐ側の整流素子に流れる整流電流を算出したものであり、ＩＳ１ｅ（ｓ）は、Ｒ相Ｐ側の回生用スイッチング素子に流れる回生電流を算出したものである。以下同様に、ＩＤ２ｅ（ｓ）は、Ｒ相Ｎ側の整流素子に流れる整流電流を算出したものであり、ＩＳ２ｅ（ｓ）はＲ相Ｎ側の回生用スイッチング素子に流れる回生電流を算出したものである。ＩＤ３ｅ（ｓ）は、Ｓ相Ｐ側の整流素子に流れる整流電流を算出したものであり、ＩＳ３ｅ（ｓ）はＳ相Ｐ側の回生用スイッチング素子に流れる回生電流を算出したものである。ＩＤ４ｅ（ｓ）は、Ｓ相Ｎ側の整流素子に流れる整流電流を算出したものであり、ＩＳ４ｅ（ｓ）はＳ相Ｎ側の回生用スイッチング素子に流れる回生電流を算出したものである。ＩＤ５ｅ（ｓ）は、Ｔ相Ｐ側の整流素子に流れる整流電流を算出したものであり、ＩＳ５ｅ（ｓ）はＴ相Ｐ側の回生用スイッチング素子に流れる回生電流を算出したものである。ＩＤ６ｅ（ｓ）は、Ｔ相Ｎ側の整流素子に流れる整流電流を算出したものであり、ＩＳ６ｅ（ｓ）はＴ相Ｎ側の回生用スイッチング素子に流れる回生電流を算出したものである。
次に、フィルタ部４３について説明する。フィルタ部４３は、整流電流をフィルタリングする機能と、回生電流をフィルタリングする機能とを有する。ここで、整流電流算出値用のフィルタ関数（以降、「整流電流用フィルタ関数」と称する）をＦＤ（ｓ）とし、回生電流算出値用のフィルタ関数（以降、「回生電流用フィルタ関数」と称する）をＦＳ（ｓ）とすると、フィルタ部４３の機能を表す関数行列Ｆ（ｓ）は、以下の数式で表すことができる。
上記式（５８）に示されるように、関数行列Ｆ（ｓ）は１２行１２列の関数行列で構成される。この関数行列Ｆ（ｓ）に、前述の関数行列Ｉ２（ｓ）を乗算すると、フィルタ部４３の出力となる。フィルタ部４３の出力をＴｅ（ｓ）で表すと、Ｔｅ（ｓ）は、以下の数式で表すことができる。
また、整流素子の飽和時ケース−ジャンクション間熱抵抗をＲＤｊ−ｃｍとし、整流素子の順電圧をＶＦとし、時定数をｔＤ１とすると、整流電流用フィルタ関数ＦＤ（ｓ）は、以下の数式で表すことができる。
ＦＤ（ｓ）＝ＲＤｊ−ｃｍ×ＶＦ／（１＋ｔＤ１×ｓ）…（６０）
上記式（６０）に示されるように、整流電流用フィルタ関数ＦＤ（ｓ）は、時定数ｔＤ１の１次遅れフィルタに、飽和時ケース−ジャンクション間熱抵抗ＲＤｊ−ｃｍと、整流素子順電圧ＶＦとが、１次遅れフィルタのゲイン項として乗算された式となる。
例えば、整流電流用フィルタ関数ＦＤ（ｓ）に、前述した１２行１列の関数行列Ｉ２（ｓ）の第１要素であるＩＤ１ｅ（ｓ）を乗算し、乗算結果をＴＤ１ｅ（ｓ）とすると、ＴＤ１ｅ（ｓ）は、以下の数式で表すことができる。
ＴＤ１ｅ（ｓ）＝ＲＤｊ−ｃｍ×ＶＦ／（１＋ｔＤ１×ｓ）
×ＩＤ１ｅ（ｓ）…（６１）
ここで、前述した式（１５）を用いると、Ｒ相Ｐ側の整流素子Ｄ１における発生損失ＰＤ１ｅ（ｓ）は、以下の数式で表すことができる。
ＰＤ１ｅ（ｓ）＝ＶＦ×ＩＤ１ｅ（ｓ）…（６２）
式（６１）および式（６２）から、前述のＴＤ１ｅ（ｓ）は、以下の数式で表すことができる。
ＴＤ１ｅ（ｓ）＝ＲＤｊ−ｃｍ／（１＋ｔＤ１×ｓ）×ＰＤ１ｅ（ｓ）
…（６３）
式（５３）と式（６３）とを比較すると、式（６３）における時定数ｔＤ１を、式（５３）におけるケース−ジャンクション間の過渡熱時定数ｔｊ１に置き換えれば、前述の式（５３）で示した過渡熱抵抗を考慮したケース−ジャンクション間温度上昇を算出していることと等価になる。すなわち、整流電流用フィルタ関数ＦＤ（ｓ）は、整流素子に流れる電流を入力信号とし、出力信号は過渡熱抵抗を考慮した整流素子のケース−ジャンクション間温度上昇を算出していることになる。なお、式（６１）の右項にあるＩＤ１ｅ（ｓ）を、他の整流素子に流れる電流に置き換えれば、同様に過渡熱抵抗を考慮した他の整流素子のケース−ジャンクション間温度上昇を算出できることは言うまでもない。
以上により、式（５９）に示したＴＤ１ｅ（ｓ）は整流素子Ｄ１のケース−ジャンクション間推定温度上昇を表し、ＴＤ２ｅ（ｓ）は整流素子Ｄ２のケース−ジャンクション間推定温度上昇を表し、ＴＤ３ｅ（ｓ）は整流素子Ｄ３のケース−ジャンクション間推定温度上昇を表し、ＴＤ４ｅ（ｓ）は整流素子Ｄ４のケース−ジャンクション間推定温度上昇を表し、ＴＤ５ｅ（ｓ）は整流素子Ｄ５のケース−ジャンクション間推定温度上昇を表し、ＴＤ６ｅ（ｓ）は整流素子Ｄ６のケース−ジャンクション間推定温度上昇を表している。
次に、回生電流用フィルタ関数ＦＳ（ｓ）について説明する。回生用スイッチング素子Ｓ１の飽和時ケース−ジャンクション間熱抵抗をＲＳｊ−ｃｍとし、回生用スイッチング素子飽和電圧をＶｃｅ（ｓａｔ）とし、時定数をｔＳ１とすると、回生電流用フィルタ関数ＦＳ（ｓ）は、以下の数式で表すことができる。
ＦＳ（ｓ）＝ＲＳｊ−ｃｍ×Ｖｃｅ（ｓａｔ）／（１＋ｔＳ１×ｓ）
…（６４）
上記式（６４）に示されるように、回生電流用フィルタ関数ＦＳ（ｓ）は、時定数ｔＳ１の１次遅れフィルタに、飽和時ケース−ジャンクション間熱抵抗ＲＳｊ−ｃｍと、回生用スイッチング素子飽和電圧Ｖｃｅ（ｓａｔ）と、が１次遅れフィルタのゲイン項として乗算された構成となる。
例えば、回生電流用フィルタ関数ＦＳ（ｓ）に、前述した１２行１列の関数行列Ｉ２（ｓ）の第２要素であるＩＳ１ｅ（ｓ）を乗算し、乗算結果をＴＳ１ｅ（ｓ）とすると、ＴＳ１ｅ（ｓ）は、以下の数式で表すことができる。
ＴＳ１ｅ（ｓ）＝ＲＳｊ−ｃｍ×Ｖｃｅ（ｓａｔ）／（１＋ｔＳ１×ｓ）
×ＩＳ１ｅ（ｓ）…（６５）
ここで、前述した式（１９）を用いると、Ｒ相Ｐ側の回生用スイッチング素子Ｓ１における発生損失ＰＳ１ｅ（ｓ）は、以下の数式で表すことができる。
ＰＳ１ｅ（ｓ）＝Ｖｃｅ（ｓａｔ）×ＩＳ１ｅ（ｓ）…（６６）
式（６５）および式（６６）から、前述のＴＳ１ｅ（ｓ）は、以下の数式で表すことができる。
ＴＳ１ｅ（ｓ）＝ＲＳｊ−ｃｍ／（１＋ｔＳ１×ｓ）×ＰＳ１ｅ（ｓ）
…（６７）
式（６５）と式（６７）とを比較すると、式（６７）における時定数ｔＳ１を、式（５３）におけるケース−ジャンクション間の過渡熱時定数ｔｊ１に置き換えれば、前述の式（５３）で示した過渡熱抵抗を考慮したケース−ジャンクション間温度上昇を算出していることと等価になる。すなわち、回生電流用フィルタ関数ＦＳ（ｓ）は、回生用スイッチング素子に流れる電流を入力信号とし、出力信号は過渡熱抵抗を考慮した回生用スイッチング素子のケース−ジャンクション間温度上昇を算出していることになる。なお、式（６７）の右項にあるＩＳ１ｅ（ｓ）を他の回生用スイッチング素子に流れる電流に置き換えれば、同様に過渡熱抵抗を考慮した他の回生用スイッチング素子のケース−ジャンクション間温度上昇を算出できることは言うまでもない。
以上により、式（５９）に示したＴＳ１ｅ（ｓ）は回生用スイッチング素子Ｓ１のケース−ジャンクション間推定温度上昇を表し、ＴＳ２ｅ（ｓ）は回生用スイッチング素子Ｓ２のケース−ジャンクション間推定温度上昇を表し、ＴＳ３ｅ（ｓ）は回生用スイッチング素子Ｓ３のケース−ジャンクション間推定温度上昇を表し、ＴＳ４ｅ（ｓ）は回生用スイッチング素子Ｓ４のケース−ジャンクション間推定温度上昇を表し、ＴＳ５ｅ（ｓ）は回生用スイッチング素子Ｓ５のケース−ジャンクション間推定温度上昇を表し、ＴＳ６ｅ（ｓ）は回生用スイッチング素子Ｓ６のケース−ジャンクション間推定温度上昇を表している。
また、以上の説明の通り、フィルタ部４３は、各パワー素子に流れる算出された電流に基づいて、過渡熱抵抗を考慮した各パワー素子のケース−ジャンクション間温度上昇を推定する機能を備える。
次に、判定部４４について説明する。判定部４４は、前述のフィルタ部４３の出力である各パワー素子のケース−ジャンクション間推定温度上昇を示す関数行列Ｔｅ（ｓ）に基づいて、予め定められた閾温度との比較を行い、各パワー素子のケース−ジャンクション間温度が許容温度か否かを判定する機能を備える。
図４８に判定部の一構成例を示す。判定部４４は，図４８に示すように，比較器４４Ａ，４４Ｂ，４４Ｃ，４４Ｄ，４４Ｅ，４４Ｆ，４４Ｇ，４４Ｈ，４４Ｉ，４４Ｊ，４４Ｋ，４４Ｌ、および論理和回路４５から構成される。比較器４４Ａ，４４Ｃ，４４Ｅ，４４Ｇ，４４Ｉ，４４Ｋにおけるマイナス入力端子には、整流素子許容温度ＴＤｅｍａｘが入力される。比較器４４Ｂ，４４Ｄ，４４Ｆ，４４Ｈ，４４Ｊ，４４Ｌのマイナス入力端子には、回生用スイッチング素子許容温度ＴＳｅｍａｘが入力される。比較器４４Ａ，４４Ｃ，４４Ｅ，４４Ｇ，４４Ｉ，４４Ｋのプラス入力端子には、前述のＴＤ１ｅ（ｓ），ＴＤ２ｅ（ｓ），ＴＤ３ｅ（ｓ），ＴＤ４ｅ（ｓ），ＴＤ５ｅ（ｓ），ＴＤ６ｅ（ｓ）がそれぞれ入力され，比較器４４Ｂ，４４Ｄ，４４Ｆ，４４Ｈ，４４Ｊ，４４Ｌのプラス入力端子には、前述のＴＳ１ｅ（ｓ），ＴＳ２ｅ（ｓ），ＴＳ３ｅ（ｓ），ＴＳ４ｅ（ｓ），ＴＳ５ｅ（ｓ），ＴＳ６ｅ（ｓ）がそれぞれ入力される。比較器４４Ａ，４４Ｂ，４４Ｃ，４４Ｄ，４４Ｅ，４４Ｆ，４４Ｇ，４４Ｈ，４４Ｉ，４４Ｊ，４４Ｋ，４４Ｌの出力信号は、論理和回路４５に入力され，論理和回路の出力を過負荷検出部２８Ｃの出力信号として扱う。
図４８に示す構成において、各パワー素子のケース−ジャンクション間推定温度上昇が、予め定められた閾温度であるＴＤｅｍａｘ以上となった場合、または、ＴＳｅｍａｘ以上となった場合、各比較器はＨを出力する。論理和回路４５には１２個の信号が入力されるが、１つでもＨが入力されると、論理和回路４５、すなわち過負荷検出部２８Ｃは、Ｈを出力することになる。
以上のように、実施の形態８に係るモータ制御装置によれば、過負荷検出部２８Ｃは、母線電流ＩＰＮと各ベース駆動信号とに基づいて、過渡熱抵抗を考慮したケース−ジャンクション間温度上昇の推定結果に基づいて、瞬時過負荷を検出するようにしているので、工作機械、製造機械、ロボット等の産業機械を動作させる際に、不要なモータ出力の低減を減らすことができ、サイクルタイムが不要に長くなることを抑制することが可能となる。
なお、図４２では図示を省略しているが、実施の形態３と同様に、電源回生コンバータ１内の過負荷検出部２８Ｃの出力をモータ制御部４Ａに出力するようにしてもよいし、また、実施の形態４と同様に、電源回生コンバータ１内の過負荷検出部２８Ｃの出力を上位制御装置１００に出力するようにしてもよい。このように構成すれば、過負荷検出部２８Ｃの出力信号に基づいて、モータ制御部４Ａまたは上位制御装置１００は、モータ５の出力を低下させる電力制御が可能となる。
実施の形態９.
図４９は、実施の形態９に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図４９では、図１に示した実施の形態１の構成要素と同一または同等である構成要素には同一の符号を付している。ここでは、実施の形態９に関わる部分を中心に説明する。図４９において、実施の形態９に係る電源回生コンバータでは、図１に示した構成において、過負荷検出部２８が削除され、代わりに電源回生コンバータ１の内部に送信手段である送信部３６が追加され、モータ駆動装置４の内部に過負荷検出部４Ｂが追加されている。これにより、過負荷検出部４Ｂには、送信部３６および通信経路３７Ａを介して母線電流検出部２５の出力信号が入力される構成となっている。
過負荷検出部４Ｂは、母線電流検出部２５の出力信号である母線電流ＩＰＮに基づいて、電源回生コンバータ１が過負荷であるか否かを判定する。過負荷検出部４Ｂの内部構成は、瞬時過負荷状態を判定する構成、定常時過負荷状態を判定する構成、あるいは瞬時過負荷状態および定常時過負荷状態の双方を判定する構成の何れを用いて実現してもよい。
例えば、実施の形態１で示した過負荷検出部２８（例えば図１４）と同様の構成を採り、実施の形態１と同様に動作をさせることにより、モータ駆動装置４の内部にて、電源回生コンバータ１が瞬時過負荷状態か否かを判定することができる。また、例えば、実施の形態２で示した過負荷検出部２８Ａ（例えば図１６）と同様の構成を採り、実施の形態２と同様に動作をさせることにより、モータ駆動装置４の内部にて、電源回生コンバータ１が定常時過負荷状態か否かを判定することができる。また、瞬時過負荷状態の判定機能および定常時過負荷状態の判定機能の双方を備えた過負荷検出部を用いて構成してもよい。
実施の形態９の構成であれば、母線電流検出のみのために電流検出器を設ければよいので、従来技術と比較して電流検出器の個数を削減できる。また、入力電流を検出する場合、少なくとも２相の電流検出を行い、モータ駆動装置４に対し２つの検出結果を出力する必要があるため、通信経路が増加するが、母線電流検出のみであれば通信経路の増加を抑制することができる。
実施の形態１０.
図５０は、実施の形態１０に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図５０では、図１９に示した実施の形態３の構成要素と同一または同等である構成要素には同一の符号を付している。図５０は、図１９と同様の構成であるが、電源回生コンバータ１の内部に設けられていた過負荷検出部２８が削除され、代わりに電源回生コンバータ１の内部に送信手段である送信部３６が追加され、モータ駆動装置４の内部に過負荷検出部４Ｂが追加されている。
前述のようにモータ制御部４Ａは、モータ５に任意の交流電力を供給し、モータ５を可変速制御する機能を備える。電源回生コンバータ１における母線電流検出部２５の出力は、通信経路３７Ａを介して過負荷検出部４Ｂに入力される。そして、過負荷検出部４Ｂの出力は、モータ制御部４Ａに入力される構成である。なお、図５０で示した過負荷検出部４Ｂは、実施の形態９で説明したように、電源回生コンバータ１が瞬時過負荷状態であることを判定する構成、定常時過負荷状態であることを判定する構成としてもよいし、瞬時過負荷状態の判定機能および定常時過負荷状態の判定機能の双方を備えた過負荷検出部として構成してもよい。
母線電流検出部２５は、パワーモジュール２２のＰ端子、平滑コンデンサ２１、パワーモジュール２２のＮ端子間に流れる母線電流ＩＰＮを検出し、通信経路３７Ａを介して検出した母線電流ＩＰＮをモータ駆動装置４内の過負荷検出部４Ｂに入力する。過負荷検出部４Ｂは、母線電流ＩＰＮに基づいて電源回生コンバータ１の過負荷状態を判定する。電源回生コンバータ１が過負荷状態であると判定され、過負荷検出部４ＢがＨを出力した場合、モータ制御部４Ａは、モータ５の出力を低下させるように交流電力を制御する。モータ５の出力を低下させるように交流電力を制御する手法としては、前述の実施の形態３に示した手法が例示される。
次に、実施の形態１０に係るモータ制御装置の動作について、図５０および図５１を参照して説明する。図５１は、実施の形態１０に係るモータ制御装置の動作を示すフローチャートである。なお、図５１では、符号の表記を省略している。
電源回生コンバータ１において、母線電流検出部２５は、前述のように母線電流ＩＰＮを検出する（ステップＳ４０１）。母線電流検出部２５は、通信経路３７Ａにより検出した母線電流ＩＰＮの情報をモータ駆動装置４内部の過負荷検出部４Ｂに通知する（ステップＳ４０２）。以上のステップＳ４０１〜Ｓ４０２が電源回生コンバータ１の処理であり、電源回生コンバータ１は、ステップＳ４０１〜Ｓ４０２の処理を繰り返し実行する。
過負荷検出部４Ｂは、母線電流検出部２５の検出値である母線電流ＩＰＮの情報を受信する（ステップＳ４０３）。過負荷検出部４Ｂは、母線電流ＩＰＮに基づき、電源回生コンバータ１が過負荷状態であるか否かを判定し（ステップＳ４０４）、判定結果をモータ制御部４Ａに通知する（ステップＳ４０５）。モータ制御部４Ａは、過負荷検出部４Ｂの判定結果を受信する（ステップＳ４０６）。モータ制御部４Ａは、受信した判定結果に基づき、電源回生コンバータ１が過負荷状態であるか否かを判定する（ステップＳ４０７）。モータ制御部４Ａは、過負荷検出部４Ｂから受信した判定結果が過負荷状態である旨を表す信号（実施の形態１０の例では、“Ｈ”の信号）の場合（ステップＳ４０７，Ｙｅｓ）、モータ５の出力が制限されるようにモータ駆動装置４からのモータ出力を制限し、モータ出力を制限した交流電力をモータ５に対し出力する（ステップＳ４０８）。一方、受信した判定結果が過負荷状態ではない旨を表す信号（実施の形態１０の例では“Ｌ”の信号）の場合（ステップＳ４０７，Ｎｏ）、ステップＳ４０８の処理を行わずにステップＳ４０９に移行する。すなわち、受信した判定結果が過負荷状態ではない場合、モータ５の出力を制限しない通常の制御動作における交流電力をモータ５に対し出力する（ステップＳ４０９）。以上のステップＳ４０３〜Ｓ４０７の処理がモータ駆動装置４内部の、過負荷検出部４Ｂおよびモータ制御部４Ａの処理であり、過負荷検出部４Ｂまたはモータ制御部４Ａは、ステップＳ４０３〜Ｓ４０９の処理を繰り返し実行する。
実施の形態１０によれば、モータ５が想定を超える動作を行い、電源回生コンバータ１が過負荷状態であった場合でも、モータ駆動装置４がモータ５の出力を低下させるように交流電力を制御するため、電源回生コンバータ１の過負荷状態を解消することができ、電源回生コンバータ１の寿命劣化、破損といった悪影響をシステム停止させることなく解消させることができる。そのため、容量の小さい電源回生コンバータを選定することができ、産業機械の低コスト化に寄与することができる。
実施の形態１１．
図５２は、実施の形態１１に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図５２では、図２１で示した実施の形態４の構成において、電源回生コンバータ１の内部に設けられていた過負荷検出部２８が削除され、代わりに電源回生コンバータ１の内部に送信手段である送信部３６が追加されている。母線電流検出部２５の出力は、送信部３６および通信経路３７Ａを介して上位制御装置１００に入力され、上位制御装置１００において、電源回生コンバータ１が過負荷状態であるか否かが判定される構成となっている。なお、上位制御装置１００で実施する過負荷検出は、瞬時過負荷状態の判定を行う構成、定常時過負荷検出の判定を行う構成、あるいは、瞬時過負荷状態および定常時過負荷状態の双方の判定を行う構成の何れを採用してもよい。
母線電流検出部２５の出力信号である母線電流ＩＰＮの情報は、通信経路３７Ａを介して上位制御装置１００に入力される。上位制御装置１００は、電源回生コンバータ１の過負荷状態の判定を行う。電源回生コンバータ１が過負荷状態であると判定されると、上位制御装置１００は、モータ駆動装置４のモータ制御部４Ａおよびモータ駆動装置４００のモータ制御部４００Ａの少なくとも１つに対し、対応する通信経路３８ａ，３８ｂの双方もしくは何れか一方を使用して、制御対象であるモータ５またはモータ５００の出力を制限したモータ動作指令を出力する。モータ制御部４Ａおよびモータ制御部４００Ａのうち少なくとも１つは、受信したモータ動作指令に基づいて、モータ５またはモータ５００の出力を低下させるように交流電力を制御する。
次に、実施の形態１１に係るモータ制御装置の動作について、図５２および図５３を参照して説明する。図５３は、実施の形態１１に係るモータ制御装置の動作を示すフローチャートである。なお、図５３では、符号の表記を省略している。
電源回生コンバータ１において、母線電流検出部２５は、前述のように母線電流ＩＰＮを検出する（ステップＳ５０１）。母線電流検出部２５は、通信経路３７Ａにより母線電流ＩＰＮを上位制御装置１００に通知する（ステップＳ５０２）。以上のステップＳ５０１〜Ｓ５０２が電源回生コンバータ１の処理であり、電源回生コンバータ１は、ステップＳ５０１〜Ｓ５０２の処理を繰り返し実行する。
上位制御装置１００は、母線電流検出部２５の出力信号である母線電流ＩＰＮを受信する（ステップＳ５０３）。上位制御装置１００は、母線電流ＩＰＮに基づき、電源回生コンバータ１が過負荷状態であるか否かを判定する（ステップＳ５０４）。上位制御装置１００は、電源回生コンバータ１が過負荷状態であると判定した場合（ステップＳ５０５，Ｙｅｓ）、モータ５およびモータ５００のうち少なくとも１つの出力を制限することを決定し（Ｓ５０６）、制御対象であるモータを駆動するモータ駆動装置に対してモータ出力を制限したモータ動作指令を出力する（ステップＳ５０７）。なお、上位制御装置１００が、電源回生コンバータ１が過負荷状態ではないと判定した場合（ステップＳ５０５，Ｎｏ）、ステップＳ５０６の処理を行わずにステップＳ５０７に移行する。すなわち、上位制御装置１００が、電源回生コンバータ１が過負荷状態ではないと判定した場合、モータ５およびモータ５００に対する出力制限は行わず、通常のモータ動作指令を出力する（ステップＳ５０７）。以上のステップＳ５０３〜Ｓ５０７の処理が上位制御装置１００の処理であり、上位制御装置１００は、ステップＳ５０３〜Ｓ５０７の処理を繰り返し実行する。
モータ駆動装置４のモータ制御部４Ａおよびモータ駆動装置４００のモータ制御部４００Ａは、上位制御装置１００からのモータ動作指令を受信し（ステップＳ５０８）、受信したモータ動作指令に応じた交流電力がモータ５およびモータ５００に出力されるように動作する（ステップＳ５０９）。以上のステップＳ５０８，Ｓ５０９の処理がモータ制御部４Ａ，４００Ａの処理であり、モータ制御部４Ａ，４００Ａは、ステップＳ５０８，Ｓ５０９の処理を繰り返し実行する。
実施の形態１１によれば、モータ５およびモータ５００の動作が想定を超える動作を行い、電源回生コンバータ１が過負荷状態であった場合でも、上位制御装置１００がモータ５およびモータ５００のうち少なくとも１つの出力を制限するモータ動作指令を該当するモータ駆動装置に出力し、当該モータ駆動装置が制御対象のモータ出力を低下させるように交流電力を制御するため、電源回生コンバータ１の過負荷状態を解消することができ、電源回生コンバータ１の寿命劣化、破損といった悪影響をシステム停止させることなく解消することができる。また、工作機械のような複数のモータを使用する産業機械においては、サイクルタイムが長くなるのを防ぐように、モータ動作指令を出力することで、サイクルタイムを維持しながら、電源回生コンバータ１の過負荷状態を解消することができる。そのため、容量の小さい電源回生コンバータを選定することができ、産業機械の低コスト化に寄与することができる。
実施の形態１２．
図５４は、実施の形態１２に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。図５４では、図５２に示した実施の形態１１の構成と同一もしくは同等であるが、電源回生コンバータ１にコンバータ制御部１Ａ、モータ駆動装置４に過負荷検出部４Ｂを追加している。実施の形態１２において、過負荷検出部４Ｂは、瞬時過負荷検出および定常時過負荷検出の双方の機能を備えた過負荷検出部とする。また、上位制御装置１００、モータ駆動装置４００、モータ駆動装置４および電源回生コンバータ１の通信経路をデイジーチェーン接続している。具体的に説明すると、電源回生コンバータ１のコンバータ制御部１Ａとモータ駆動装置４のモータ制御部４Ａとの間は通信経路３７で接続し、モータ駆動装置４のモータ制御部４Ａとモータ駆動装置４００のモータ制御部４００Ａとの間は通信経路３９ａで接続し、モータ駆動装置４００のモータ制御部４００Ａと上位制御装置１００との間は通信経路３９ｂで接続している。このように構成されたモータ制御装置では、例えば、上位制御装置１００からモータ駆動装置４に対し出力されるモータ動作指令は、モータ駆動装置４００のモータ制御部４００Ａを介してモータ駆動装置４のモータ制御部４Ａに入力されることになる。また、母線電流検出部２５の出力信号は、電源回生コンバータ１のコンバータ制御部１Ａに入力されるとともに、通信経路３７Ａを介してモータ駆動装置４の過負荷検出部４Ｂに入力され、過負荷検出部４Ｂの出力信号はモータ制御部４Ａに入力される。
次に、実施の形態１２に係るモータ制御装置の動作について、図５４および図５５の図面を参照して説明する。図５５は、実施の形態１２に係るモータ制御装置の動作を示すフローチャートである。
電源回生コンバータ１において、母線電流検出部２５は、前述のように母線電流ＩＰＮを検出する（ステップＳ６０１）。母線電流検出部２５は、通信経路３７Ａにより母線電流ＩＰＮの情報をモータ駆動装置４内部の過負荷検出部４Ｂに通知する（ステップＳ６０２）。以上のステップＳ６０１〜Ｓ６０２が電源回生コンバータ１の処理であり、電源回生コンバータ１は、ステップＳ６０１〜Ｓ６０２の処理を繰り返し実行する。
過負荷検出部４Ｂは、母線電流検出部２５の検出値である母線電流ＩＰＮの情報を受信する（ステップＳ６０３）。過負荷検出部４Ｂは、母線電流ＩＰＮに基づき、電源回生コンバータ１が瞬時過負荷状態であるか、定常時過負荷状態であるか、あるいは異常なしであるかを判定し（ステップＳ６０４）、判定結果をモータ制御部４Ａに通知する（ステップＳ６０５）。以上のステップＳ６０３〜Ｓ６０５がモータ駆動装置４における過負荷検出部４Ｂの処理であり、過負荷検出部４Ｂは、ステップＳ６０３〜Ｓ６０５の処理を繰り返し実行する。
モータ制御部４Ａは、過負荷検出部４Ｂの判定結果を受信する（ステップＳ６０６）。モータ制御部４Ａは、受信した判定結果に基づき、電源回生コンバータ１が瞬時過負荷状態であるか否かを判定する（ステップＳ６０７）。受信した判定結果が瞬時過負荷状態である旨を表す信号の場合（ステップＳ６０７，Ｙｅｓ）、モータ５の出力が制限されるようにモータ駆動装置４からのモータ出力を制限し（ステップＳ６０８）、モータ出力を制限した交流電力をモータ５に対し出力する（ステップＳ６０９）。なお、受信した判定結果が瞬時過負荷状態ではない旨を表す信号の場合（ステップＳ６０７，Ｎｏ）、ステップＳ６０８の処理を行わずにステップＳ６０９へ移行する。すなわち、受信した判定結果が瞬時過負荷状態ではない場合、モータ５の出力は制限せずに、通常の制御動作における交流電力をモータ５に対し出力する（ステップＳ６０９）。なお、モータ制御部４Ａは、過負荷検出部４Ｂの判定結果をモータ制御部４００Ａに通知する（ステップＳ６１０）。以上のステップＳ６０６〜Ｓ６１０がモータ駆動装置４におけるモータ制御部４Ａの処理であり、モータ制御部４Ａは、ステップＳ６０６〜Ｓ６１０の処理を繰り返し実行する。
モータ制御部４００Ａは、通信経路３９ａにより過負荷検出部４Ｂの判定結果をモータ制御部４Ａから受信し（ステップＳ６１１）、当該判定結果を通信経路３９ｂにより上位制御装置１００に通知する（ステップＳ６１２）。以上のステップＳ６１１，Ｓ６１２の処理がモータ制御部４００Ａの処理であり、モータ制御部４００Ａは、ステップＳ６１１，Ｓ６１２の処理を繰り返し実行する。
上位制御装置１００は、過負荷検出部４Ｂの判定結果をモータ制御部４００Ａから受信する（ステップＳ６１３）。上位制御装置１００は、受信した判定結果に基づき、電源回生コンバータ１が瞬時過負荷状態であるか否かを判定する（ステップＳ６１４）。受信した判定結果が瞬時過負荷状態である旨を表す信号の場合（ステップＳ６１４，Ｙｅｓ）、モータ５００の出力を制限することを決定し（ステップＳ６１５）、モータ５００を制御するモータ制御部４００Ａに対してモータ出力を制限したモータ動作指令を出力する（ステップＳ６１８）。一方、受信した判定結果が瞬時過負荷状態ではない旨の信号の場合（ステップＳ６１４，Ｎｏ）、さらに電源回生コンバータ１が定常時過負荷状態であるか否かを判定する（ステップＳ６１６）。受信した判定結果が定常時過負荷状態である旨を表す信号の場合（ステップＳ６１６，Ｙｅｓ）、各軸の運転サイクルの変更を決定し（ステップＳ６１７）、モータ５００を制御するモータ制御部４００Ａに対して、モータ５００の平均出力を抑制するように変更したモータ動作指令を出力する（ステップＳ６１８）。なお、受信した判定結果が定常時過負荷状態ではない旨の信号の場合（ステップＳ６１６，Ｎｏ）、ステップＳ６１７の処理を行わずにステップＳ６１８に移行する。以上のステップＳ６１３〜Ｓ６１８の処理が上位制御装置１００の処理であり、上位制御装置１００は、ステップＳ６１３〜Ｓ６１８の処理を繰り返し実行する。
以上の制御を要約すると以下の通りである。まず、瞬時過負荷状態と判定された場合、上位制御装置１００を介さずにモータ制御装置４Ａにてモータ出力を制限するようにモータ５に対し交流電力を出力する。この制御と平行して、モータ制御部４００Ａおよび上位制御装置１００に対し、瞬時過負荷状態であることを通知する。上位制御装置１００は、判定結果に基づき、モータ５００のモータ動作の出力を制限するように、モータ５００に対するモータ動作指令を生成し、モータ駆動装置４００内のモータ制御部４００Ａに出力する。モータ駆動装置４では、一旦、モータ５の出力を制限して瞬時過負荷状態を回避し、その後、上位制御装置１００にて改めてモータ動作指令の見直しを図る。
一方、定常時過負荷状態と判定された場合、モータ制御装置４Ａは、上位制御装置１００から出力されたモータ動作指令に基づいた動作指令を続け、これと平行して、モータ制御部４００Ａおよび上位制御装置１００に対し、定常時過負荷状態であることを通知する。上位制御装置１００は、判定結果に基づき、モータ５００のモータ動作における平均出力を制限するようにモータ動作指令を生成し、モータ駆動装置４００内のモータ制御部４００Ａに出力する。
なお、上記の説明では、瞬時過負荷状態と判定された場合にモータ５に対する出力制限を行い、定常時過負荷状態と判定された場合にモータ５００に対する出力制限を行うように説明したが、瞬時過負荷状態と判定された場合にモータ５およびモータ５００の双方に対する出力制限を行ってもよい。また、定常時過負荷と判定された場合にモータ５およびモータ５００双方に対する出力制限を行ってもよい。
また、過負荷検出部４Ｂにより、瞬時過負荷状態の検出と、定常時過負荷状態の検出をそれぞれ行うことができるが、過負荷状態の通知方法については、それぞれ過負荷検出専用の通信ラインを設けてもよいし、シリアル通信等で過負荷状態を通知する方式でもよい。
実施の形態１２によれば、電源回生コンバータ１が瞬時過負荷状態である場合には、すばやくモータ出力を低減させることができる。また、電源回生コンバータ１が定常時過負荷状態である場合には、上位制御装置１００から各モータ駆動装置に出力されるモータ動作指令の見直しにより厳しい運転サイクルを改善し、パワーモジュール２２のケース温度上昇ΔＴｃを低減させることができる。これらの制御により、電源回生コンバータ１の寿命劣化、破損といった悪影響をシステム停止させることなく解消することができる。また、工作機械のような複数のモータを使用する産業機械においては、サイクルタイムが長くなるのを防ぐように、モータ動作指令を出力することで、サイクルタイムを維持しながら、電源回生コンバータ１の過負荷状態を解消することができる。そのため、容量の小さい電源回生コンバータを選定することができ、産業機械の低コスト化に寄与することができる。
なお、以上の実施の形態１〜１２に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
１ 電源回生コンバータ、１Ａ コンバータ制御部、２ リアクトル、３ 入力電源、４，４００ モータ駆動装置、４Ａ，４００Ａ モータ制御部、５，５００ モータ、１１，１２，１３ 交流電源端子、１７，１８，１９，２０ 直流電源端子、２１ 平滑コンデンサ、２２ パワーモジュール、２３ ＰＮ母線電圧検出部、２４ 電源位相検出部、２５ 母線電流検出部、２６ ベース駆動信号生成部、２７，２７Ａ，２７Ｂ 回生制御部、４Ｂ，２８，２８Ａ，２８Ｂ，２８Ｃ 過負荷検出部、２９，３０，３４，６５，６６，６８ 比較器、３１，６２，６９ 論理和回路、３２ 絶対値算出部、３３，４３，６７ フィルタ部、３７，３７Ａ，３８ａ，３８ｂ，３９ａ，３９ｂ 通信経路、４１ 乗算部、４２ 電流抽出部、４４ 判定部、４４Ａ，４４Ｂ，４４Ｃ，４４Ｄ，４４Ｅ，４４Ｆ，４４Ｇ，４４Ｈ，４４Ｉ，４４Ｊ，４４Ｋ，４４Ｌ 比較器、４５ 論理和回路、６０ 回生開始判定部、６１，６１Ｂ 回生停止判定部、６３ ＮＰＮトランジスタ、６４ 減算器、７０Ｐ Ｐ母線、７０Ｎ Ｎ母線、８０Ｐ，８０Ｎ 電気的接続点、１００ 上位制御装置、２００ ヒートシンク、２０１ パワー素子、２０２ 電力用絶縁基板、２０３ ワイヤ、２０４ 金属ベース板、２０５ パワー素子電力損失源、２０６ ケース−ジャンクション間熱抵抗Ｒｊ−ｃ、２０７ ヒートシンク−ケース間熱抵抗Ｒｃ−ｈ、２０８ ヒートシンク−周囲温度間熱抵抗Ｒｈ−ａ、Ｄ１〜Ｄ６ 整流素子、Ｓ１〜Ｓ６ 回生用スイッチング素子、Ｐ パワーモジュール２２のＰ端子（直流電源端子）、Ｎ パワーモジュール２２のＮ端子（直流電源端子）。

Claims (36)

  1. 入力電源とモータを可変速制御するモータ駆動装置との間に配置される電源回生コンバータにおいて、
    直流電源端子を有すると共に、複数の整流素子および複数の回生用スイッチング素子を有するパワーモジュールと、
    前記直流電源端子に接続され、交流直流変換動作時の直流電力を蓄積する平滑コンデンサと、
    前記直流電源端子と前記平滑コンデンサとの間に流れる母線電流を検出する母線電流検出部と、
    前記入力電源の位相を検出する電源位相検出部と、
    前記電源位相検出部が検出した電源位相に基づいて前記回生用スイッチング素子のオンオフ制御を行うベース駆動信号を生成するベース駆動信号生成部と、
    前記母線電流検出部の検出結果および前記ベース駆動信号に基づいて、電源回生動作の開始処理および停止処理を行う回生制御部と、
    前記母線電流検出部の検出結果に基づいて、前記電源回生コンバータの力行動作時および回生動作時における瞬時過負荷状態を検出する過負荷検出部と、
    を備えたことを特徴とする電源回生コンバータ。
  2. 前記過負荷検出部は、前記電源回生コンバータが前記瞬時過負荷状態であるか否かの判定に加え、前記母線電流検出部の検出結果に基づいて定常時過負荷状態であるか否かを判定し、前記過負荷検出部の判定結果を、前記モータ駆動装置または前記モータ駆動装置にモータ動作指令を出力する上位制御装置に出力することを特徴とする請求項１に記載の電源回生コンバータ。
  3. 前記過負荷検出部は、前記母線電流検出部の検出結果が、予め定められた許容母線電流下限値より大きく許容母線電流上限値より小さい場合は、前記電源回生コンバータは瞬時過負荷状態で動作していないと判定し、許容母線電流下限値以下、または許容母線電流上限値以上となった場合は、前記電源回生コンバータは瞬時過負荷状態で動作していると判定することを特徴とする請求項１または２に記載の電源回生コンバータ。
  4. 前記過負荷検出部は、
    前記母線電流検出部の検出結果に基づいて、検出結果の絶対値を算出する母線電流絶対値算出部と、
    前記母線電流絶対値算出部の算出結果を入力し平均化するフィルタ部と、
    を有して構成され、
    前記フィルタ部の出力結果が、予め定められた許容母線電流絶対値以上となった場合は、前記電源回生コンバータは定常時過負荷状態で動作していると判定することを特徴とする請求項１または２に記載の電源回生コンバータ。
  5. 前記フィルタ部は、数次のＩＩＲフィルタまたはＦＩＲフィルタで構成されることを特徴とする請求項４に記載の電源回生コンバータ。
  6. 前記回生制御部は、電源回生動作中において、前記母線電流検出部が検出した母線電流が予め定められた閾値を超えた場合に、電源回生動作を停止するか否かを判定する回生停止判定部を備えたことを特徴とする請求項１から５の何れか１項に記載の電源回生コンバータ。
  7. 前記回生停止判定部は、電源回生動作中において、前記母線電流検出部が検出した母線電流が予め定められた閾値を超え、かつ、前記母線電流の検出値の平均化処理を行った母線平均電流が予め定められた閾値を超えた場合に、電源回生動作を停止することを特徴とする請求項６に記載の電源回生コンバータ。
  8. 前記平均化処理は、数次のＩＩＲフィルタまたはＦＩＲフィルタで実施することを特徴とする請求項７に記載の電源回生コンバータ。
  9. 入力電源とモータを可変速制御するモータ駆動装置との間に配置される電源回生コンバータにおいて、
    直流電源端子を有すると共に、複数の整流素子および複数の回生用スイッチング素子を有するパワーモジュールと、
    前記直流電源端子に接続され、交流直流変換動作時の直流電力を蓄積する平滑コンデンサと、
    前記直流電源端子と前記平滑コンデンサとの間に流れる母線電流を検出する母線電流検出部と、
    前記入力電源の位相を検出する電源位相検出部と、
    前記電源位相検出部が検出した電源位相に基づいて前記回生用スイッチング素子のオンオフ制御を行うベース駆動信号を生成するベース駆動信号生成部と、
    前記母線電流検出部の検出結果および前記ベース駆動信号に基づいて、電源回生動作の開始処理および停止処理を行う回生制御部と、
    前記母線電流検出部の検出結果および前記ベース駆動信号に基づいて、前記電源回生コンバータの力行動作時および回生動作時における瞬時過負荷状態を検出する過負荷検出部と、
    を備えたことを特徴とする電源回生コンバータ。
  10. 前記過負荷検出部は、前記母線電流検出部の検出結果および前記ベース駆動信号に基づいて、前記電源回生コンバータが瞬時過負荷状態であるか否かを判定し、当該判定結果を、前記モータ駆動装置または前記モータ駆動装置にモータ動作指令を出力する上位制御装置に出力することを特徴とする請求項９に記載の電源回生コンバータ。
  11. 前記過負荷検出部は、前記母線電流検出部の検出結果と前記ベース駆動信号に基づいて、前記パワーモジュールを構成する整流素子と回生用スイッチング素子に流れる電流を推定することを特徴とする請求項９に記載の電源回生コンバータ。
  12. 前記過負荷検出部は、前記母線電流検出部の検出結果と前記ベース駆動信号に基づいて前記パワーモジュールを構成する複数の整流素子と複数の回生用スイッチング素子に流れる電流を推定する電流推定部と、前記電流推定部の出力信号を平均化するフィルタ部と、
    を有して構成され、
    前記フィルタ部の出力結果が、予め定められた許容値以上となった場合は、電源回生コンバータは瞬時過負荷状態で動作していると判定することを特徴とする請求項９に記載の電源回生コンバータ。
  13. 前記フィルタ部は、数次のＩＩＲフィルタまたはＦＩＲフィルタで構成されることを特徴とする請求項１２に記載の電源回生コンバータ。
  14. 前記母線電流検出部の検出結果を前記モータ駆動装置に送信する送信手段を備えたことを特徴とする請求項１または９に記載の電源回生コンバータ。
  15. 請求項１から８の何れか１項に記載の電源回生コンバータと、前記電源回生コンバータから直流電力の供給を受けてモータを可変速制御するモータ駆動装置と、を備えたことを特徴とするモータ制御装置。
  16. 前記モータ駆動装置は、前記モータのトルクを制限することによって前記モータの出力を制限することを特徴とする請求項１５に記載のモータ制御装置。
  17. 前記モータ駆動装置は、前記モータの回転速度を制限することによって前記モータの出力を制限することを特徴とする請求項１５に記載のモータ制御装置。
  18. 前記モータ駆動装置は、前記モータがフリーランするように制御することによって前記モータの出力を制限することを特徴とする請求項１５に記載のモータ制御装置。
  19. 前記モータ駆動装置は、前記過負荷検出部の判定結果が過負荷であると判定された場合は、上位制御装置から出力されたモータ動作指令よりも前記モータの出力を制限するモータ動作となるように前記モータの可変速制御を行うことを特徴とする請求項１５に記載のモータ制御装置。
  20. 前記過負荷検出部の判定結果が過負荷であると判定された場合は、前記モータの出力を制限するモータ動作となるようにモータ動作指令を変更し、上位制御装置を介して前記モータ駆動装置に出力するように制御することを特徴とする請求項１５に記載のモータ制御装置。
  21. 上位制御装置、前記モータ駆動装置および前記電源回生コンバータの順で通信経路がデイジーチェーン接続され、前記過負荷検出部が瞬時過負荷状態を検出し、前記過負荷検出部から前記モータ駆動装置に判定結果が通知されると、前記モータ駆動装置は、前記上位制御装置から出力されたモータ動作指令よりも前記モータの出力を制限するモータ動作となるように、前記モータの可変速制御を行うと共に、前記上位制御装置に前記過負荷検出部の判定結果を通知し、前記上位制御装置は当該判定結果を受信し、瞬時過負荷状態であった場合には前記モータの出力を制限するモータ動作となるようにモータ動作指令を変更し、前記モータ駆動装置に出力するように制御することを特徴とする請求項１５に記載のモータ制御装置。
  22. 上位制御装置、前記モータ駆動装置および前記電源回生コンバータの順で通信経路がデイジーチェーン接続され、前記過負荷検出部が定常時過負荷状態を検出し、前記過負荷検出部から前記モータ駆動装置に判定結果が通知されると、前記モータ駆動装置は、前記上位制御装置から出力されたモータ動作指令に基づいてモータの可変速制御を行うと共に、前記上位制御装置に前記過負荷検出部の判定結果を通知し、前記上位制御装置は当該判定結果を受信し、定常時過負荷状態であった場合、前記モータの平均出力を抑制するように運転サイクルを変更し、前記モータ駆動装置に出力するように制御することを特徴とする請求項１５に記載のモータ制御装置。
  23. 前記モータは、工作機械に具備されるサーボモータとスピンドルモータであり、
    前記過負荷検出部の判定結果が過負荷であると判定された場合、前記モータ駆動装置は、上位制御装置から出力されるモータ動作指令よりも出力を制限するモータ動作となるように前記スピンドルモータの可変速制御を行うことを特徴とする請求項１５に記載のモータ制御装置。
  24. 前記モータは、工作機械に具備されるサーボモータとスピンドルモータであり、
    前記過負荷検出部の判定結果が過負荷であると判定された場合、上位制御装置は、前記サーボモータの出力を制限するようにモータ動作指令を変更し、前記サーボモータを駆動するモータ駆動装置にモータ動作指令を出力することを特徴とする請求項１５に記載のモータ制御装置。
  25. 請求項１４に記載の電源回生コンバータと、前記電源回生コンバータから直流電力の供給を受けてモータを可変速制御するモータ駆動装置と、を備えたことを特徴とするモータ制御装置。
  26. 前記モータ駆動装置は、前記送信手段によって送信された前記母線電流検出部の検出結果に基づいて、前記電源回生コンバータの過負荷を検出する過負荷検出部を備えたことを特徴とする請求項２５に記載のモータ制御装置。
  27. 前記過負荷検出部は、前記送信手段によって送信された前記母線電流検出部の検出結果に基づいて、前記電源回生コンバータが瞬時過負荷状態であるか否か、定常時過負荷状態であるか否かの少なくとも１つを判定し、当該判定結果を、前記モータ駆動装置にモータ動作指令を出力する上位制御装置に出力することを特徴とする請求項２６に記載のモータ制御装置。
  28. 前記過負荷検出部は、前記送信手段によって送信された前記母線電流検出部の検出結果が、予め定められた許容母線電流下限値より大きく許容母線電流上限値より小さい場合は、前記電源回生コンバータは瞬時過負荷状態で動作していないと判定し、許容母線電流下限値以下、または許容母線電流上限値以上となった場合は、前記電源回生コンバータは瞬時過負荷状態で動作していることを特徴とする請求項２７に記載のモータ制御装置。
  29. 前記過負荷検出部は、前記送信手段によって送信された前記母線電流検出部の検出結果に基づいて、検出結果の絶対値を算出する母線電流絶対値算出部と、前記母線電流絶対値算出部の算出結果を入力し平均化するフィルタ部と、を有して構成され、
    前記フィルタ部の出力結果が、予め定められた許容母線電流絶対値以上となった場合は、前記電源回生コンバータは定常時過負荷状態で動作していると判定することを特徴とする請求項２７に記載のモータ制御装置。
  30. 前記フィルタ部は、数次のＩＩＲフィルタまたはＦＩＲフィルタで構成されることを特徴とする請求項２９に記載のモータ制御装置。
  31. 上位制御装置は、前記母線電流検出部の検出結果に基づいて過負荷検出を行い、判定結果が過負荷であると判定された場合は、前記モータの出力を制限するモータ動作となるようにモータ動作指令を変更し、前記モータ駆動装置にモータ動作指令を出力することを特徴とする請求項２６に記載のモータ制御装置。
  32. 上位制御装置、前記モータ駆動装置および前記電源回生コンバータの順で通信経路がデイジーチェーン接続され、前記モータ駆動装置にて、瞬時過負荷状態を検出すると、前記モータ駆動装置は、前記上位制御装置から出力されたモータ動作指令よりも前記モータの出力を制限するモータ動作となるように、前記モータの可変速制御を行うと共に、前記上位制御装置に前記過負荷検出部の判定結果を通知し、前記上位制御装置は当該結果を受信し、瞬時過負荷状態であった場合には前記モータ動作指令を変更し、前記モータ駆動装置に出力するように制御することを特徴とする請求項２６に記載のモータ制御装置。
  33. 上位制御装置、前記モータ駆動装置および前記電源回生コンバータの順で通信経路がデイジーチェーン接続され、前記モータ駆動装置にて定常時過負荷状態を検出し、前記過負荷検出部から前記モータ駆動装置に判定結果が通知されると、前記モータ駆動装置は、前記上位制御装置から出力されたモータ動作指令に基づいてモータの可変速制御を行うと共に、前記上位制御装置に前記過負荷検出部の判定結果を通知し、前記上位制御装置は当該判定結果を受信し、定常時過負荷状態であった場合、前記モータの平均出力を抑制するように運転サイクルを変更し、前記モータ駆動装置に出力するように制御することを特徴とする請求項２６に記載のモータ制御装置。
  34. 前記モータ駆動装置は、前記モータのトルクを制限することによって前記モータの出力を制限することを特徴とする請求項２５に記載のモータ制御装置。
  35. 前記モータ駆動装置は、前記モータの回転速度を制限することによって前記モータの出力を制限することを特徴とする請求項２５に記載のモータ制御装置。
  36. 前記モータ駆動装置は、前記モータがフリーランするように制御することによって前記モータの出力を制限することを特徴とする請求項２５に記載のモータ制御装置。
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