TWI623187B - 電源再生變換器及馬達控制裝置 - Google Patents

電源再生變換器及馬達控制裝置 Download PDF

Info

Publication number
TWI623187B
TWI623187B TW105127018A TW105127018A TWI623187B TW I623187 B TWI623187 B TW I623187B TW 105127018 A TW105127018 A TW 105127018A TW 105127018 A TW105127018 A TW 105127018A TW I623187 B TWI623187 B TW I623187B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
motor
power
regeneration
overload
detection unit
Prior art date
Application number
TW105127018A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201729530A (zh
Inventor
林良知
堤下洋治
原川雅哉
野尻祐二
Original Assignee
三菱電機股份有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機股份有限公司 filed Critical 三菱電機股份有限公司
Publication of TW201729530A publication Critical patent/TW201729530A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI623187B publication Critical patent/TWI623187B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02K—DYNAMO-ELECTRIC MACHINES
    • H02K47/00—Dynamo-electric converters
    • H02K47/02—AC/DC converters or vice versa
    • H02K47/04—Motor/generators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
    • H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M5/4585—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/21—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/217—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M7/219—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P11/00—Arrangements for controlling dynamo-electric converters
    • H02P11/06—Arrangements for controlling dynamo-electric converters for controlling dynamo-electric converters having an ac output
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/02—Providing protection against overload without automatic interruption of supply
    • H02P29/024—Detecting a fault condition, e.g. short circuit, locked rotor, open circuit or loss of load
    • H02P29/027—Detecting a fault condition, e.g. short circuit, locked rotor, open circuit or loss of load the fault being an over-current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/02—Providing protection against overload without automatic interruption of supply
    • H02P29/032—Preventing damage to the motor, e.g. setting individual current limits for different drive conditions
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P9/00—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output
    • H02P9/10—Control effected upon generator excitation circuit to reduce harmful effects of overloads or transients, e.g. sudden application of load, sudden removal of load, sudden change of load
    • H02P9/107—Control effected upon generator excitation circuit to reduce harmful effects of overloads or transients, e.g. sudden application of load, sudden removal of load, sudden change of load for limiting effects of overloads
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0016—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters
    • H02M1/0022—Control circuits providing compensation of output voltage deviations using feedforward of disturbance parameters the disturbance parameters being input voltage fluctuations
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/327—Means for protecting converters other than automatic disconnection against abnormal temperatures
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2201/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the converter used
    • H02P2201/03—AC-DC converter stage controlled to provide a defined DC link voltage

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)
  • Rectifiers (AREA)
  • Control Of Multiple Motors (AREA)

Abstract

本發明的電源再生變換器係具備：功率模組22，係構成為具有整流元件D1至D6及再生用開關元件S1至S6；平流電容器21，係連接至直流電源端子P、N，蓄積交流直流轉換動作時的直流電力；母線電流檢測部25，係檢測流通在直流電源端子與平流電容器21之間的母線電流；電源相位檢測部24，係檢測輸入電源3的相位；基極驅動信號產生部26，係根據電源相位檢測部24檢測出的電源相位，產生進行再生用開關元件之導通關斷控制的基極驅動信號；再生控制部27，係根據母線電流檢測部25的檢測結果及基極驅動信號，進行電源再生動作的開始處理/停止處理；及過負載檢測部28，係根據母線電流檢測部25的檢測結果，檢測電源再生變換器1的過負載。

Description

電源再生變換器及馬達控制裝置
本發明係有關工具機、製造機械、機器人(robot)等產業機械所使用的電源再生變換器(converter)及具備該電源再生變換器的馬達控制裝置。
一般而言，馬達係在加速時消耗電力，在減速時則由於必須令在馬達轉動中產生的感應電動勢減少而作為發電機動作。另外，以下，為了說明上的方便，將馬達的加速動作稱為「馬達動力運轉」或簡稱為「動力運轉」，將馬達的減速動作稱為「馬達再生」或簡稱為「再生」。
工具機、製造機械、機器人等產業機械係在驅動軸搭載馬達(以下，將此結構稱為「軸結構」)，藉由馬達驅動驅動軸。針對此類產業機械所使用的馬達，控制該馬達之用的馬達控制裝置係構成為具備：整流裝置，係將從輸入電源即交流電源施加的交流電壓轉換成直流電壓；及馬達驅動裝置，係將藉由整流裝置轉換出的直流電壓轉換成交流電壓，將該交流電壓施加至控制對象即馬達，進行馬達的可變速控制。
一般而言，整流裝置係構成為具備：功率模組(power module)，係以二極體(diode)等整流元件構成橋式(bridge)整流電路而成；及平流電容器，係將功率模組的輸出予以平流化。來自輸入電源的交流電壓係施加至功率模組的交流輸入端子，以功率模組進行交流-直流轉換，經交流-直流轉換後的直流電壓再以平流電容器予以平流化。因此，在整流裝置係設有供將經平流化的直流電壓施加至馬達驅動裝置之用的直流端子。
於馬達動力運轉時，係以整流裝置，將輸入電壓藉由交流-直流轉換轉換成直流電壓，再透過平流電容器施加至馬達驅動裝置。接著，以馬達驅動裝置，將來自平流電容器的直流電壓進行直流-交流轉換，將轉換出的交流電壓施加至馬達而驅動馬達。
於馬達再生時，係將馬達產生的感應電動勢(以下，稱為「再生電力」)以馬達驅動裝置進行交流-直流轉換，將所轉換出的直流電壓施加至平流電容器。因此，當馬達的再生電力大時，平流電容器的端子間電壓會變高，一旦超過平流電容器的容許電壓或功率模組的容許電壓，平流電容器或功率模組便有損壞的可能。
就如前述的於馬達再生時產生的再生電力的回收方式而言，係有：藉由電阻器進行熱消耗的電阻器再生方式、充電至電容器的電容器再生方式、將再生電力回送至輸入電源的電源再生方式等。近年來，在如前述的產業機械出現了節能化的潮流，使用電源再生方式的整流 裝置愈來愈多人採用。
關於使用電源再生方式的整流裝置，就功率模組而言，係使用能夠藉由複數個整流元件與複數個開關(switching)元件進行電力的相互轉換、亦即交流-直流轉換與直流-交流轉換的功率模組。亦即，使用電源再生方式的整流裝置係能夠於馬達動力運轉時作為交流-直流轉換裝置動作，透過平流電容器將馬達驅動所必要的電力供給至馬達驅動裝置；於馬達再生時作為直流-交流轉換裝置動作，透過平流電容器將馬達的再生電力回送至輸入電源。
使用電源再生方式的整流裝置的控制方式係有：使用PWM(Pulse Width Modulation；脈波寬度調變)控制的PWM再生變換器方式、及120度通電再生方式。關於PWM再生變換器方式，係能夠將來自輸入電源的電流調變成正弦波，但由於不論是馬達動力運轉時、馬達再生時皆進行PWM動作，故因開關損失造成的功率模組的發熱增加，冷卻機構的大型化伴之而生，而有導致機體本身變大的缺點。此外，PWM動作所伴隨的開關雜訊(switching noise)增大，為了抑制該開關雜訊而必須進行輸入濾波器(filter)的增設等，成本(cost)提高是常態。
另一方面，使用120度通電再生方式之電源再生方式的整流裝置係檢測從輸入電源施加的電壓(以下，適當稱為「電源電壓」)的相位(以下，適當稱為「電壓相位」)而僅在電源電壓的120度之區間將電力再生至輸入電源之方式。在120度通電再生方式的情形中，開關元 件的開關動作係只要在120度區間的開始時與結束時即可，相較於PWM變換器方式，能夠大幅降低開關損失。此外，由於開關動作次數少，故開關雜訊亦變小，相較於PWM變換器方式，能夠以低成本構成。此外，在PWM變換器方式的情形中，開關動作為持續必要，相對於此，在120度通電再生方式的情形中，於馬達動力運轉時係令藉由開關動作而進行的電源再生動作停止，以功率模組的橋式整流電路進行交流-直流轉換，藉此，能夠謀求開關元件的開關損失降低。因此，在如前述的產業機械中，有許多人使用採用120度通電再生方式之電源再生方式的整流裝置。另外，以下，為了說明上的方便，將使用電源再生方式的整流裝置稱為「電源再生變換器」。
在如前述的產業機械中，當複數個馬達構成為軸結構時，需要有複數個馬達驅動裝置。相對於此，為了謀求配置馬達控制裝置的控制盤的省空間化及低成本化，電源再生變換器通常係設置一台。亦即，相對於複數個馬達驅動裝置，電源再生變換器僅設置一台，此為一般性的構成。
電源再生變換器的輸出電力係取決於所連接的馬達驅動裝置供給至馬達的電力、亦即馬達的輸出。因此，只要由馬達驅動裝置驅動的馬達的輸出大，電源再生變換器供給的電力便變大，電源再生變換器內部搭載的功率模組便會有大電流流通。
電源再生變換器的容許輸出電力係有容許 連續額定輸出容量及容許最大輸出容量。容許連續額定輸出容量係代表電源再生變換器能夠連續供給至馬達驅動裝置的電力，容許最大輸出容量係代表電源再生變換器能夠供給的最大電力。
在使用電源再生變換器的馬達控制裝置中，當馬達進行會超過容許輸出電力的動作，超過電源再生變換器的容許供給輸出電力的狀態持續維持時，會引起電源再生變換器的壽命劣化，視情形有造成損壞之虞。
因此，在產業機械所使用的馬達控制裝置，電源再生變換器的選用係根據各馬達的連續額定輸出與各馬達的最大輸出來進行。具體而言，係算出各馬達的連續額定輸出的總和與最大輸出的總和，選用分別會成為容許連續額定輸出容量以內及容許最大輸出容量以內的電源再生變換器。
只要實施如上述的電源再生變換器的選用作業，便能夠防止電源再生變換器成為過負載狀態，從而能夠防止電源再生變換器的壽命劣化及損壞。另一方面，在如上述的選用手法中，當雖然各馬達的連續額定輸出總和為容許連續額定輸出容量以內，但各馬達的最大輸出總和超過容許最大輸出容量時，係選用容量大的電源再生變換器。此外，當雖然各馬達的最大輸出總和為容許最大輸出容量以內，但各馬達的連續額定輸出總和超過容許連續額定輸出容量時，同樣必須選擇容量大的電源再生變換器，有控制盤大型化導致馬達控制裝置的成本上升的情況。
一般而言，斷路器(breaker)等保護裝置、作為連接輸入電源與電源再生變換器之用的動力線使用的電線、及配置在輸入電源側供確保電源容量之用的變壓器(transformer)之類的附屬機器類，係根據所選用的電源再生變換器的容量來選用，取決於電源再生變換器的容許連續額定輸出容量。當選用的是容量大的電源再生變換器時，便選用容量大的斷路器和變壓器、使用電線線徑大的動力線，不僅導致馬達控制裝置的成本上升，亦導致產業機械整體的成本上升。
此外，在前述的電源再生變換器的選用作業中，馬達的連續額定輸出、馬達的最大輸出一般係使用供應馬達控制裝置的廠商所預設的值，因此高度可能會設定具有過大餘裕(margin)的電源再生變換器。例如，在以複數個伺服馬達(servo motor)與主軸馬達(spindle motor)構成的工具機的情形中，全部的馬達同時發生最大輸出動作的情況很少。此外，在工具機中，伺服馬達以連續額定輸出進行動作的情況亦很少，因此，可預期多數的情況是電源再生變換器的容量比各馬達的實際動作大。
然而，當各馬達進行設想之外的動作、全部的馬達的連續額定輸出合計值及各馬達的最大輸出合計值超過電源再生變換器的容許輸出電力容量時(以下，稱為「過負載狀態」)，有可能給電源再生變換器帶來不良影響。因此，為了即使有設想之外的動作也不會引發問題而採用前述的電源再生變換器的選用手法，但這妨害了產業 機械成本的降低。
針對如上述的課題，在下述的專利文獻1中係揭示了一種技術：監視流向整流裝置輸入側的交流電流，當該交流電流落在預設的判定值的範圍外時，令馬達以比以馬達動作指令所規定的轉矩(torque)指令限制更多的轉矩指令進行動作，來控制由馬達驅動裝置供給的交流電力。
[先前技術文獻] [專利文獻]
專利文獻1：日本國特開2013-153607號公報
上述專利文獻1記載，若為上述專利文獻1記載的技術，則整流裝置所供給的電力便不會超過整流裝置的容量，不需選用過度大容量的整流裝置。
然而，專利文獻1記載的技術係必須檢測輸入至整流裝置的交流電流，故當輸入電源為三相交流電源時，至少必須檢測兩個交流電流，需要兩個以上的電流檢測器。
從後述的本發明將能夠理解，在具備電源再生功能的整流裝置中，不需具有兩個以上電流檢測器即能夠實現所期望的功能。亦即，在具有電源再生功能的馬達控制裝置中，習知技術係需要兩個以上的電流檢測器， 存在成本增加的課題。
此外，在電源再生變換器中，係在馬達動力運轉時的電力轉換動作即直流-交流轉換動作加上馬達再生時的電力轉換動作即交流-直流轉換動作。因此，當在電源再生變換器進行過負載保護時，電流檢測器的增加並非僅單純是個數的增加，還存在直接牽涉到過負載保護控制複雜化的課題。
本發明乃係鑒於上述情事而研創完成者，目的在於提供能夠簡易且低成本地實現過負載保護的電源再生變換器及馬達控制裝置。
為了解決前述課題、達成目的，本發明的電源再生變換器係具備：功率模組，係具有直流電源端子，並且具有複數個整流元件及複數個再生用開關元件；及平流電容器，係連接至直流電源端子，蓄積交流直流轉換動作時的直流電力。此外，電源再生變換器復具備：母線電流檢測部，係檢測流通於功率模組的直流電源端子與平流電容器之間的母線電流。電源再生變換器復具備：電源相位檢測部，係檢測輸入電源的相位；基極(base)驅動信號產生部，係根據電源相位檢測部檢測出的電源相位，產生進行再生用開關元件之導通關斷(on/off)控制的基極驅動信號；再生控制部，係根據母線電流檢測部的檢測結果及基極驅動信號，進行電源再生動作的開始處理及停止處理；及過負載檢測部，係根據母線電流檢測部的檢測結果，檢 測電源再生變換器是否為瞬時過負載狀態。
依據本發明，達到能夠簡易且低成本地實現電源再生變換器的過負載保護之效果。
1‧‧‧電源再生變換器
1A‧‧‧變換器控制部
2‧‧‧電抗器
3‧‧‧輸入電源
4、400‧‧‧馬達驅動裝置
4A、400A‧‧‧馬達控制部
4B、28、28A至28C‧‧‧過負載檢測部
5、500‧‧‧馬達
11至13‧‧‧交流電源端子
17至20‧‧‧直流電源端子
21‧‧‧平流電容器
22‧‧‧功率模組
23‧‧‧PN母線電壓檢測部
24‧‧‧電源相位檢測部
25‧‧‧母線電流檢測部
26‧‧‧基極驅動信號產生部
27、27A、27B‧‧‧再生控制部
29、30、34、65、66、68‧‧‧比較器
31、45、62、69‧‧‧邏輯或電路
32‧‧‧絕對值算出部
33、43、67‧‧‧濾波器部
37、37A、38a、38b、39a、39b‧‧‧通訊路徑
41‧‧‧乘法運算部
42‧‧‧電流抽出部
44‧‧‧判定部
44A至44L‧‧‧比較器
45‧‧‧邏輯或電路
60‧‧‧再生開始判定部
61、61B‧‧‧再生停止判定部
63‧‧‧NPN電晶體
64‧‧‧減法器
70N‧‧‧N母線
70P‧‧‧P母線
80P、80N‧‧‧電性連接點
100‧‧‧上位控制裝置
200‧‧‧散熱器
201‧‧‧功率元件
202‧‧‧電力用絕緣基板
203‧‧‧導線
204‧‧‧金屬底板
205‧‧‧功率元件電力損失源
206‧‧‧殼體-接點間熱阻Rj-c
207‧‧‧散熱器-殼體間熱阻Rc-h
208‧‧‧散熱器-周圍溫度間熱阻Rh-a
D1至D6‧‧‧整流元件
ID‧‧‧馬達動力運轉時於電源一週期流 通的整流電流
ID1至ID6‧‧‧流通於整流元件D1至D6的整流電流
IDpeak1‧‧‧動力運轉時電流峰值
IPN‧‧‧母線電流
IPNave‧‧‧母線平均電流
IPNmax‧‧‧母線電流上限值
IPNmin‧‧‧母線電流下限值
Iaveref‧‧‧臨限電流
Ir‧‧‧R相電流
Iref‧‧‧臨限電流
Irefave‧‧‧臨限平均電流
Irp‧‧‧R相動力運轉電流
Irr‧‧‧R相再生電流
Is‧‧‧S相電流
Isp‧‧‧S相動力運轉電流
Isr‧‧‧S相再生電流
It‧‧‧T相電流
Itp‧‧‧T相動力運轉電流
Itr‧‧‧T相再生電流
IS‧‧‧馬達再生時於電源一週期流通的再生電流
IS1至IS6‧‧‧流通於再生用開關元件S1至S6的再生電流
ISpeak1‧‧‧再生時電流峰值
N‧‧‧馬達速度
N‧‧‧功率模組的N端子(直流電源端子)
P‧‧‧功率元件的產生損失
P‧‧‧功率模組的P端子(直流電源端子)
Pout‧‧‧馬達輸出
Pp‧‧‧電力損失
R‧‧‧R相
Ron‧‧‧再生啟動信號
S‧‧‧S相
S1至S6‧‧‧再生用開關元件
S101至S107、S201至S209、S301至S316、S401至S409、S501至S509、S601至S618‧‧‧步驟
SRN‧‧‧R相N側用的再生用開關元件的基極驅動信號
SRP‧‧‧R相P側用的再生用開關元件的基極驅動信號
SSN‧‧‧S相N側用的再生用開關元件的基極驅動信號
SSP‧‧‧S相P側用的再生用開關元件的基極驅動信號
STN‧‧‧T相N側用的再生用開關元件的基極驅動信號
STP‧‧‧T相P側用的再生用開關元件的基極驅動信號
t00至t03、t10、t20 t30、t40、t50、t60、t70、t80、t90、t110、T100‧‧‧時刻
t2‧‧‧功率元件導通週期
T‧‧‧電源一週期
T‧‧‧T相
Ta‧‧‧周圍溫度
Tc‧‧‧殼體溫度
Tj‧‧‧接點溫度
Tout‧‧‧馬達轉矩
Tdemax‧‧‧整流元件容許溫度
Vref‧‧‧基準電壓
Vo‧‧‧臨限電壓
VDC‧‧‧電容器電壓
VPN‧‧‧母線電壓
VR‧‧‧R相電壓
VR-S‧‧‧R-S線間電壓
VR-T‧‧‧R-T線間電壓
VS‧‧‧S相電壓
VS-R‧‧‧S-R線間電壓
VS-T‧‧‧S-T線間電壓
VT‧‧‧T相電壓
VT-R‧‧‧T-R線間電壓
VT-S‧‧‧T-S線間電壓
△Tc‧‧‧殼體溫升
△Tcmax‧‧‧容許最大殼體溫升
△Tdc‧‧‧因整流元件產生的損失而引起的殼體溫升
△Tdce‧‧‧殼體溫升推定值
△Tdj-c‧‧‧殼體溫度-接點間溫度
△Tdj-ce‧‧‧殼體-接點間溫升算出值
△Tj‧‧‧接點溫升
△Tj-c‧‧‧殼體-接點間溫度
△Tsc‧‧‧因再生用開關元件產生的損失而引起的殼體溫升
△V‧‧‧差電壓
第1圖係顯示實施形態1的馬達控制裝置的構成之方塊(block)圖。
第2圖係顯示電源相位檢測部及基極驅動信號產生部的動作之時序圖(time chart)。
第3圖係說明馬達動力運轉時的動作之電路圖。
第4圖係顯示馬達動力運轉時的波形之時序圖。
第5圖係說明馬達再生時的動作之電路圖。
第6圖係顯示馬達再生時的波形之時序圖。
第7圖係顯示馬達動作時的行為之波形圖。
第8圖係顯示馬達動力運轉時於電源一週期流通的整流電流及母線電流之波形圖。
第9圖係顯示馬達再生時於電源一週期流通的再生電流及母線電流之波形圖。
第10圖係顯示使用功率模組的電力轉換裝置的構成例之剖面圖。
第11圖係顯示電力轉換裝置的熱傳遞模型(model)之電路圖。
第12圖係顯示功率模組的短時間的溫升之波形圖。
第13圖係顯示功率模組的長時間的溫升之波形圖。
第14圖係顯示實施形態1的過負載檢測部的構成例之方塊圖。
第15圖係顯示實施形態2的馬達控制裝置的構成之方塊圖。
第16圖係顯示實施形態2的過負載檢測部的構成例之方塊圖。
第17圖係顯示功率元件的產生損失與殼體(case)溫升的關係之波形圖。
第18圖係顯示電流流通於整流元件時的殼體溫升之波形圖。
第19圖係顯示實施形態3的馬達控制裝置的構成之方塊圖。
第20圖係顯示實施形態3的馬達控制裝置的動作之流程圖(flow chart)。
第21圖係顯示實施形態4的馬達控制裝置的構成之方塊圖。
第22圖係顯示實施形態4的馬達控制裝置的動作之流程圖。
第23圖係顯示實施形態5的馬達控制裝置的構成之方塊圖。
第24圖係顯示實施形態5的馬達控制裝置的動作之流程圖。
第25圖係顯示實施形態6的馬達控制裝置的構成之方 塊圖。
第26圖係顯示實施形態6的再生控制部的構成例之方塊圖。
第27圖係顯示馬達進行減速動作時的行為之主要部波形圖。
第28圖係顯示實施形態7的馬達控制裝置的構成之方塊圖。
第29圖係電源阻抗(impedance)的電感(inductance)成分Lin為(0.2×L)時的主要部波形圖。
第30圖係第29圖中所示R相電流Ir的波形放大圖。
第31圖係電源阻抗的電感成分Lin為(1×L)時的主要部波形圖。
第32圖係第31圖中所示R相電流Ir的波形放大圖。
第33圖係電源阻抗的電感成分Lin為(5×L)時的主要部波形圖。
第34圖係第33圖中所示R相電流Ir的波形放大圖。
第35圖係顯示實施形態7的再生控制部的構成例之方塊圖。
第36圖係顯示使用實施形態7所使用的再生控制部時的再生動作時的行為之主要部波形圖(Lin=0.2×L)。
第37圖係顯示使用實施形態7所使用的再生控制部時的再生動作時的行為之主要部波形圖(Lin=1×L)。
第38圖係顯示使用實施形態7所使用的再生控制部時的再生動作時的行為之主要部波形圖(Lin=5×L)。
第39圖係顯示作為比較例而使用實施形態6所使用的再生控制部時的再生動作時的行為之主要部波形圖(Lin=0.2×L)。
第40圖係顯示作為比較例而使用實施形態6所使用的再生控制部時的再生動作時的行為之主要部波形圖(Lin=1×L)。
第41圖係顯示作為比較例而使用實施形態6所使用的再生控制部時的再生動作時的行為之主要部波形圖(Lin=5×L)。
第42圖係顯示實施形態8的馬達控制裝置的構成之方塊圖。
第43圖係顯示電流流通於整流元件時的殼體-接點間溫升之波形圖。
第44圖係顯示構成功率模組的各功率元件的產生損失與殼體-接點間溫升的關係之波形圖。
第45圖係顯示實施形態8的馬達動力運轉時的波形之時序圖。
第46圖係顯示實施形態8的馬達再生時的波形之時序圖。
第47圖係顯示實施形態8的過負載檢測部的構成例之方塊圖。
第48圖係顯示實施形態8的判定部的構成例之方塊圖。
第49圖係顯示實施形態9的馬達控制裝置的構成之方 塊圖。
第50圖係顯示實施形態10的馬達控制裝置的構成之方塊圖。
第51圖係顯示實施形態10的馬達控制裝置的動作之流程圖。
第52圖係顯示實施形態11的馬達控制裝置的構成之方塊圖。
第53圖係顯示實施形態11的馬達控制裝置的動作之流程圖。
第54圖係顯示實施形態12的馬達控制裝置的構成之方塊圖。
第55圖係顯示實施形態12的馬達控制裝置的動作之流程圖。
以下，參照添附圖式，針對本發明實施形態的馬達控制裝置進行說明。另外，本發明並不受以下所示的實施形態所限定。
實施形態1.
首先，針對實施形態1的馬達控制裝置的構成進行說明。第1圖係顯示實施形態1的馬達控制裝置的構成之方塊圖。如第1圖所示，實施形態1的馬達控制裝置係構成為具備：馬達驅動裝置4，係對馬達5進行可變速控制；電源再生變換器1，係配置在產生三相(R相、S相、T相)交流電壓的三相交流電源即輸入電源3與馬達驅動裝置4 之間，將直流電力供給至馬達驅動裝置4，並且能夠將馬達減速時產生的再生電力回送至輸入電源3。馬達驅動裝置4係從電源再生變換器1接受直流電力的供給，對馬達5進行可變速控制。
電源再生變換器1係構成為具備：平流電容器21；功率模組22，係將並聯連接整流元件(D1至D6)與再生用開關元件(S1至S6)而成的六個功率元件連接成橋式電路；PN母線電壓檢測部23，係檢測平流電容器21的端子間電壓；電源相位檢測部24，係檢測輸入電源3的電源相位；母線電流檢測部25，係檢測流通於功率模組22的P端子、平流電容器21、功率模組22的N端子間的母線電流；基極驅動信號產生部26，係根據電源相位檢測部24，產生針對功率模組22的再生用開關元件之導通控制信號或關斷控制信號(以下，稱為「基極驅動信號」)；再生控制部27，係根據母線電流檢測部25的輸出信號與PN母線電壓檢測部23的輸出信號，控制是否將從基極驅動信號產生部26傳遞來的基極驅動信號產生部26的輸出信號輸出至再生用開關元件的驅動電路(未圖示)，換言之，控制是否遮斷基極驅動信號產生部26的輸出信號；及過負載檢測部28，係根據母線電流檢測部25的輸出信號，檢測電源再生變換器的過負載，將過負載檢測信號輸出至馬達驅動裝置4或輸出馬達動作指令至馬達驅動裝置4的上位控制裝置。
功率模組22係具備交流電源端子11、12、 13及直流電源端子即P端子及N端子。交流電源端子11、12、13係透過電抗器(reactor)2而分別連接至輸入電源3的R電源端子、S電源端子、T電源端子。功率模組22的P端子係連接至平流電容器21的高電位側，並且連接至馬達驅動裝置4的直流電源端子17。此外，功率模組22的N端子係連接至平流電容器21的低電位側，並且連接至馬達驅動裝置4的直流電源端子18。
PN母線電壓檢測部23係檢測平流電容器21的兩端電壓，作為P母線70P與N母線70N之間的母線電壓。在第1圖的構成的情形中，平流電容器21的兩端電壓係實質相等於功率模組22的P端子與N端子之間的電壓(以下，適當稱為「母線電壓」)VPN。亦即，PN母線電壓檢測部23係藉由檢測平流電容器21的兩端電壓，而檢測將功率模組22與馬達驅動裝置4電性連接之用的PN母線間的電壓。
母線電流檢測部25係配置在平流電容器21於P母線70P上的電性連接點80P與功率模組22的P端子之間，檢測流通於功率模組22的P端子、平流電容器21、功率模組22的N端子間的電流(以下，適當稱為「母線電流」)IPN。另外，亦可將母線電流檢測部25配置在平流電容器21於N母線70N上的電性連接點80N與功率模組22的N端子之間。
接著，針對功率模組22內部的構成進行說明。如前述，構成功率模組22的功率元件係由複數個整流 元件(D1至D6)與再生用開關元件(S1至S6)構成。在功率模組22的P端子與N端子之間係有三組串聯連接的再生用開關元件S1、S2、再生用開關元件S3、S4、再生用開關元件S5、S6並聯連接。在P端子係連接構成上臂(arm)的再生用開關元件S1、S3、S5的集極(collector)端子，在N端子係連接構成下臂的再生用開關元件S2、S4、S6的射極(emitter)端子。此外，再生用開關元件S1的射極端子與再生用開關元件S2的集極端子係連接至交流電源端子11。同樣地，再生用開關元件S3的射極端子與再生用開關元件S4的集極端子係連接至交流電源端子12，再生用開關元件S5的射極端子與再生用開關元件S6的集極端子係連接至交流電源端子13。另外，在該些再生用開關元件S1至S6係並聯連接整流元件D1至D6的各者。整流元件的陽極(anode)端子係連接至再生用開關元件的射極端子，整流元件的陰極(cathode)端子係連接至再生用開關元件的集極端子。從第1圖，功率模組22的交流電源端子11至13係透過電抗器2而電性連接至輸入電源3的R相電源端子、S相電源端子、T相電源端子，故整流元件D1與再生用開關元件S1係構成R相P側用的功率元件、整流元件D2與再生用開關元件S2係構成R相N側用的功率元件、整流元件D3與再生用開關元件S3係構成S相P側用的功率元件、整流元件D4與再生用開關元件S4係構成S相N側用的功率元件、整流元件D5與再生用開關元件S5係構成T相P側用的功率元件、整流元件D6與再生用開關元件S6 係構成T相N側用的功率元件。另外，在第1圖中雖係例示輸入電源3為三相交流電源時的情形，但亦可使用單相電源。當為單相電源時，功率模組22係能夠以四個功率元件構成。
電源相位檢測部24係取得輸入電源3的各電源電壓(以下，適當表記為「R相電壓VR」、「S相電壓VS」、「T相電壓VT」)，檢測輸入電源3的電源相位。另外，亦可改為取得電抗器2與功率模組22的交流電源端子11、12、13之間的電壓取代輸入電源3的電源電壓。
電源相位檢測部24係將所檢測出的電源相位作為輸出信號，輸出至基極驅動信號產生部26。基極驅動信號產生部26係根據電源相位，產生驅動再生用開關元件(S1至S6)之用的基極驅動信號，作為給再生控制部27的輸出信號。在第1圖的構成的情形中，基極驅動信號有六種，將R相P側用的再生用開關元件S1的基極驅動信號設為SRP、將R相N側用的再生用開關元件S2的基極驅動信號設為SRN、將S相P側用的再生用開關元件S3的基極驅動信號設為SSP、將S相N側用的再生用開關元件S4的基極驅動信號設為SSN、將T相P側用的再生用開關元件S5的基極驅動信號設為STP、將T相N側用的再生用開關元件S6的基極驅動信號設為STN，以區分六種基極驅動信號。
在再生控制部27係輸入母線電流檢測部25所檢測出的母線電流IPN、PN母線電壓檢測部23所檢測 出的母線電壓VPN、基極驅動信號產生部26的輸出信號即基極驅動信號(SRP、SRN、SSP、SSN、STP、STN，以下，亦表記為「SRP至STN」)。再生控制部27係根據母線電流IPN及母線電壓VPN，進行將從基極驅動信號產生部26傳遞來的基極驅動信號SRP至STN予以輸出還是予以遮斷之判定，當判定為進行輸出時，係將基極驅動信號SRP至STN輸出至省略圖示的驅動電路。另外，關於再生控制部27的更詳細動作，待於後置換成實施形態6記載的再生控制部27A、實施形態7記載的再生控制部27B時說明。
接著，針對電源相位檢測部24及基極驅動信號產生部26的動作，利用第2圖進行說明。第2圖係顯示電源相位檢測部24及基極驅動信號產生部26的動作之時序圖。在第2圖中，從上段側起依序顯示電源電壓的線間電壓波形(VR-S、VS-T、VT-R、VS-R、VT-S、VR-T)、電源相位檢測信號、驅動各再生用開關元件之用的基極驅動信號(SRP、SRN、SSP、SSN、STP、STN)、及流通於R相、T相及S相的再生電流(Irr、Isr、Itr)的時間性變化。另外，所謂的再生電流，係於再生動作時經由再生用開關元件流通的電流。
首先，針對電源相位檢測部24的動作進行說明。在電源相位檢測部24係輸入前述的R相電壓VR、S相電壓VS、T相電壓VT。電源相位檢測部24係根據R相電壓VR、S相電壓VS、T相電壓VT，檢測R-S線間電壓VR-S、S-T線間電壓VS-T、T-R線間電壓VT-R、S-R線 間電壓VS-R、T-S線間電壓VT-S、R-T線間電壓VR-T，抽出各線間電壓的零交叉點(Zero Cross Point)，將所抽出的零交叉點作為電源相位檢測信號使用。電源相位檢測部24所抽出的電源相位檢測信號係輸出至基極驅動信號產生部26。另外，R-S線間電壓VR-S乃係以S相為基準來檢測與R相間的電壓差而得，相對於此，S-R線間電壓VS-R乃係以R相為基準來檢測與S相間的電壓差而得，R-S線間電壓VR-S與S-R線間電壓VS-R的電壓相位係差180度。其餘各者的定義及關係亦類同，S-T線間電壓VS-T乃係以T相為基準來檢測與S相間的電壓差而得，相對於此，T-S線間電壓VT-S乃係以S相為基準來檢測與T相間的電壓差而得，S-T線間電壓VS-T與T-S線間電壓VT-S的電壓相位係差180度。此外，T-R線間電壓VT-R乃係以R相為基準來檢測與T相間的電壓差而得，相對於此，R-T線間電壓VR-T乃係以T相為基準來檢測與R相間的電壓差而得，T-R線間電壓VT-R與R-T線間電壓VR-T的電壓相位係差180度。
電源相位檢測信號的具體例係如同第2圖所示。在第2圖中，就電源相位檢測信號而言，從上側起依序顯示R-S線間相位檢測信號、S-R線間相位檢測信號、S-T線間相位檢測信號、T-S線間相位檢測信號、T-R線間相位檢測信號、及R-T線間相位檢測信號。例如，R-S線間相位檢測信號係以在R-S線間電壓VR-S與S-R線間電壓VS-R之差為正的區間(相位區間)成為H、在負的區間(相 位區間)成為L的方式，產生與各線間電壓建立有對應關係的電源相位檢測信號。三相交流電源的線間電壓波形係大致為正弦波，以最大值為中心所見的左右波形呈對稱，故在相位檢測信號的H的相位區間的中央，線間電壓波形的電位成為最大；在相位檢測信號的L的相位區間的中央，線間電壓波形的電位成為最小。因此，利用各相位檢測信號，能夠算出表示最大電位的相與表示最小電位的相。
接著，針對基極驅動信號產生部26的動作進行說明。如前述，基極驅動信號產生部26係具備根據電源相位檢測部24的輸出即電源相位檢測信號，產生針對功率模組22的再生用開關元件S1至S6之基極驅動信號的功能。基極驅動信號產生部26係根據輸入的相位檢測信號，產生以下所示的基極驅動信號(參照第2圖)。
<當R-S線間電壓VR-S的電位為最大時>
將基極驅動信號SRP、SSN設為H，對R相P側的再生用開關元件S1與S相N側的再生用開關元件S4進行導通控制。
<當S-T線間電壓VS-T的電位為最大時>
將基極驅動信號SSP、STN設為H，對S相P側的再生用開關元件S3與T相N側的再生用開關元件S6進行導通控制。
<當T-R線間電壓VT-R的電位為最大時>
將基極驅動信號STP、SRN設為H，對T相P側的再生用開關元件S5與R相N側的再生用開關元件S2進行導 通控制。
<當S-R線間電壓VS-R的電位為最大時>
將基極驅動信號SSP、SRN設為H，對S相P側的再生用開關元件S3與R相N側的再生用開關元件S2進行導通控制。
<當T-S線間電壓VT-S的電位為最大時>
將基極驅動信號STP、SSN設為H，對T相P側的再生用開關元件S5與S相N側的再生用開關元件S4進行導通控制。
<當R-T線間電壓VR-T的電位為最大時>
將基極驅動信號SRP、STN設為H，對R相P側的再生用開關元件S1與T相N側的再生用開關元件S6進行導通控制。
接著，針對構成功率模組22的再生用開關元件S1至S6根據基極驅動信號進行導通動作或關斷動作(以下，總稱為「開關動作」)時流通的電流，利用第2圖進行說明。另外，在第1圖係顯示以從輸入電源3朝向電源再生變換器1之方向的箭頭表示的R相電流Ir、S相電流Is、T相電流It，將朝箭頭所示方向流通的電流視為正(plus)方向的電流，波形亦依此表記。
如前述，再生用開關元件S1至S6進行開關動作時，係流通如第2圖的下段部所示的R相再生電流Irr、S相再生電流Isr及T相再生電流Itr。
第2圖中，在時刻t20至t40，係R-S線間 電壓VR-S的電位成為最大，故如前述令再生用開關元件S1、S4進行導通驅動，令其他再生用開關元件係進行關斷驅動。如此，平流電容器21與輸入電源3的R-S間係成為藉電抗器2而透過電源阻抗連接的狀態，在R相與S相流通透過導通驅動的再生用開關元件S1、S4流通的電流。同理，在時刻t40至t60中，係R-T線間電壓VR-T的電位成為最大，故令再生用開關元件S1、S6進行導通驅動，令其他再生用開關元件係進行關斷驅動。如此，平流電容器21與輸入電源3的R-T間係成為藉電抗器2而透過電源阻抗連接的狀態，在R相與T相流通透過導通驅動的再生用開關元件S1、S6流通的再生電流。
另外，即使進行如前述的開關動作，當平流電容器21的端子間電壓與輸入電源3的電壓之間不存在「平流電容器21的端子間電壓>輸入電源3的電壓」之關係，便不會流通再生電流。關於再生電流，係一邊利用平流電容器21的電壓與輸入電源3的電壓差，一邊以藉電抗器2形成的阻抗限制電流來流通再生電流。
接著，針對動力運轉動作進行說明。第3圖係說明馬達動力運轉時的動作之電路圖。於馬達動力運轉時，馬達驅動裝置4係使用電源再生變換器1的平流電容器21的直流電源，供給交流電力至馬達5，進行可變速控制。此時，平流電容器21的電壓係下降。當成為「輸入電源3的電壓>平流電容器21的端子間電壓」時，從輸入電源3透過電抗器2、功率模組22而供給直流電力至平流 電容器21。此時，在構成電源再生變換器1之功率模組22的整流元件D1至D6係流通電流。
第4圖係顯示馬達動力運轉時的波形之時序圖。在第4圖中，從上段側起依序顯示電源電壓的線間電壓波形(VR-S、VS-T、VT-R、VS-R、VT-S、VR-T)、流通於R相、T相及S相的動力運轉電流(Irp、Isp、Itp)、流通於整流元件D1至D6的整流電流(ID1至ID6)、及母線電流IPN的時間性變化。從第4圖，馬達動力運轉時係成為以下的動作。
<當R-S線間電壓VR-S的電位為最大時>
整流元件D1、D4導通而流通整流電流ID1、ID4，流通正方向的R相動力運轉電流Irp與負方向的S相動力運轉電流Isp。
<當S-T線間電壓VS-T的電位為最大時>
整流元件D3與整流元件D6導通而流通整流電流ID3、ID6，流通正方向的S相動力運轉電流Isp與負方向的T相動力運轉電流Itp。
<當T-R線間電壓VT-R的電位為最大時>
整流元件D2、D5導通而流通整流電流ID2、ID5，流通正方向的T相動力運轉電流Itp與負方向的R相動力運轉電流Irp。
<當S-R線間電壓VS-R的電位為最大時>
整流元件D2、D3導通而流通整流電流ID2、ID3，流通正方向的S相動力運轉電流Isp與負方向的R相動力運 轉電流Irp。
<當T-S線間電壓VT-S的電位為最大時>
整流元件D4、D5導通而流通整流電流ID4、ID5，流通正方向的T相動力運轉電流Itp與負方向的S相動力運轉電流Isp。
<當R-T線間電壓VR-T的電位為最大時>
整流元件D1、D6導通而流通整流電流ID1、ID6，流通正方向的R相動力運轉電流Irp與負方向的T相動力運轉電流Itp。
相對於輸入電源3的電源週期，功率模組22內的整流元件D1至D6係僅在1/3的期間導通使整流電流流通。此外，電位成為最大的線間電壓係以該一半的期間進行切換、亦即以輸入電源3的電源週期的1/6的期間進行切換，故導通的整流元件亦進行切換。例如，若著眼於時刻t20至t60，可知在時刻t20至t40係整流元件D1、D4導通而流通整流電流，在時刻t40至t60係整流元件D1、D6導通而流通整流電流。相對於此，可知流通於功率模組22的P端子與平流電容器21之間的母線電流IPN係流通整流元件D1、D3、D5(或D2、D4、D6)所流通的電流加總之電流。
接著，針對馬達再生時的電源再生動作進行說明。第5圖係說明馬達再生時的動作之電路圖，詳細而言，係說明馬達再生時，電源再生變換器1藉由開關動作進行電源再生動作時的動作之圖。
馬達再生時，馬達驅動裝置4係進行交流-直流轉換動作，將馬達再生電力供給至平流電容器21。藉由該動作，平流電容器21的端子間電壓係上升。當平流電容器21的端子間電壓變得比輸入電源3的電源電壓大，而平流電容器21的端子間電壓與輸入電源3的電源電壓之間的電壓差成為預設的值以上時，開始進行藉由功率模組22的再生用開關元件S1至S6的開關動作進行的電源再生動作，平流電容器21的直流電力便進行直流-交流轉換，轉換得的再生電力透過電抗器2供給至輸入電源3。此時，再生用開關元件(在第5圖的例子中為再生用開關元件S1、S4)流通電流。
第6圖係顯示馬達再生時進行電源再生動作時的波形之時序圖。在第6圖中係從上段側起依序顯示電源電壓的線間電壓波形(VR-S、VS-T、VT-R、VS-R、VT-S、VR-T)、流通於R相、T相及S相的再生電流(Irr、Isr、Itr)、流通於再生用開關元件S1至S6的再生電流(IS1至IS6)、及母線電流IPN的時間性變化。從第6圖，馬達再生時係成為以下的動作。
<當R-S線間電壓VR-S的電位為最大時>
再生用開關元件S1、S4導通而流通再生電流IS1、IS4，流通負方向的R相再生電流Irr與正方向的S相再生電流Isr。
<當S-T線間電壓VS-T的電位為最大時>
再生用開關元件S3、S6導通而流通再生電流IS3、 IS6，流通負方向的S相再生電流Isr與正方向的T相再生電流Itr。
<當T-R線間電壓VT-R的電位為最大時>
再生用開關元件S2、S5導通而流通再生電流IS2、IS5，流通負方向的T相再生電流Itr與正方向的R相再生電流Irr。
<當S-R線間電壓VS-R的電位為最大時>
再生用開關元件S2、S3導通而流通再生電流IS2、IS3，流通負方向的S相再生電流Isr與正方向的R相再生電流Irr。
<當T-S線間電壓VT-S的電位為最大時>
再生用開關元件S4、S5導通而流通再生電流IS4、IS5，流通負方向的T相再生電流Itr與正方向的S相再生電流Isr。
<當R-T線間電壓VR-T的電位為最大時>
再生用開關元件S1、S6導通而流通再生電流IS1、IS6，流通負方向的R相再生電流Irr與正方向的T相再生電流Itr。
相對於輸入電源3的電源週期，功率模組22內的再生用開關元件S1至S6係僅在1/3的期間導通使再生電流流通。此外，電位成為最大的線間電壓係以該一半的期間進行切換、亦即以輸入電源3的電源週期的1/6的期間進行切換，故導通的再生用開關元件亦進行切換。例如，若著眼於時刻t20至t60，可知在時刻t20至t40係 再生用開關元件S1、S4導通而流通再生電流，在時刻t40至t60係再生用開關元件S1、S6導通而流通再生電流。相對於此，可知流通於功率模組22的P端子與平流電容器21之間的母線電流IPN係流通再生用開關元件S1、S3、S5(或S2、S4、S6)所流通的電流加總之電流。
接著，針對馬達動力運轉時或馬達再生時電源再生變換器1供給的電力進行說明。第7圖係顯示馬達動作時的行為之波形圖，橫軸取時間，從上段側起依序顯示馬達速度N、馬達轉矩Tout、馬達輸出Pout、平流電容器21的端子間電壓(以下，稱為「電容器電壓」)VDC、及母線電流IPN。
首先，針對第7圖的t00至t01區間進行說明。該區間係馬達動力運轉區間。時刻t00係馬達開始加速的時刻，時刻t01係馬達速度N達到目標速度的時刻。藉由馬達轉矩Tout，馬達速度N及馬達輸出Pout係變大。隨著馬達輸出Pout變大，母線電流IPN變大。當馬達轉矩Tout一開始減少，馬達輸出Pout便成為固定值，母線電流IPN的峰(peak)值亦成為固定值。
針對第7圖的t01至t02區間進行說明。該區間係馬達速度N成了固定速度的區間。不同於時刻t00至t01區間，馬達輸出Pout為低值，故母線電流IPN係呈現幾乎沒有電流流通的狀態。
針對第7圖的t02至t03區間進行說明。該區間係馬達再生區間。時刻t02係馬達開始減速的時刻， 時刻t03係馬達停止的時刻。當馬達開始減速，馬達的再生電力便流入平流電容器21，端子間電壓VDC係上升。當端子間電壓VDC超過預設的值，電源再生變換器1便開始進行電源再生動作。藉由電源再生變換器1的電源再生動作，母線電流IPN流通再生電流，電容器電壓VDC係下降。在時刻t02，馬達減速時的馬達輸出Pout的絕對值大、亦即馬達的再生電力的絕對值大，流通大的再生電流，但隨著馬達速度N降低，馬達輸出Pout的絕對值變小，再生電流亦變小。
從第7圖，可知母線電流IPN取決於馬達輸出Pout。亦即，馬達輸出Pout與母線電流IPN係成立比例關係。另外，在母線電流IPN與R相電流Ir、S相電流Is及T相電流It之間係存在以第4圖及第6圖為基礎所說明過的關係，馬達輸出Pout與母線電流IPN之關係係能夠視同於馬達輸出Pout與R相電流Ir、S相電流Is及T相電流It之關係。
接著，算出馬達動力運轉時或馬達再生時電源再生變換器1供給的電力。設馬達5的輸出為Pout[W]、設馬達轉矩為Tout[N‧m]、設馬達速度為N[r/min]、設圓周率為π，則馬達輸出Pout便能夠以如下所示的數式表示。
Pout=Tout×N/60×2×π…(1)
設針對馬達輸出Pout，電源再生變換器1 所供給的必要之電力為必要供給電力Pin[w]、設輸出電力相對於輸入電力之比亦即輸出電力/輸入電力比的值為η，則必要供給電力Pin便能夠以如下所示的數式表示。
Pin=Pout/η…(2)
此外，將母線電流IPN的平均值以母線平均電流IPNave表示，則母線平均電流IPNave[A]便能夠利用電容器電壓VDC[V]而以如下所示的數式表示。
IPNave=Pin/VDC…(3)
從式(2)、式(3)，能夠導出以下的數式。
IPNave=Pout/(η×VDC)…(4)
如上述，能夠從馬達輸出Pout算出母線平均電流IPNave。式(4)的母線平均電流係表示第7圖的馬達動力運轉時及馬達再生時流通的母線電流IPN的平均值。式(4)係表示：當馬達輸出Pout變大，R相電流Ir、S相電流Is、t相電流It及母線電流IPN便變大，流通於構成功率模組22的各功率元件的電流值亦變大。
第8圖顯示馬達動力運轉時於電源一週期流通的整流電流ID及母線電流IPN的波形。上段部為整流電流ID，下段部為母線電流IPN。整流電流ID係同第4圖，形成為相對於電源一週期T僅在T/3有電流流通於整流元件之波形。此處，在下段部的波形中，視電流波形為 正弦半波，設母線電流IPN及整流電流ID的電流峰值為IDpeak1，則能夠導出以下的數式。
IDpeak1=IPNave×π/2…(5)
從式(4)、式(5)，能夠導出以下的數式。
IDpeak1=π×Pout/(2×η×VDC)…(6)
第9圖顯示馬達再生時於電源一週期流通的再生電流IS及母線電流IPN的波形。上段部為再生電流IS，下段部為母線電流IPN。再生電流IS係同第6圖，形成為相對於電源一週期T僅在T/3有電流流通於再生用開關元件之波形。此處，馬達再生時流通的實際的電流波形係受輸入電源的電源阻抗的影響而變化，如第9圖所示，當將再生時電流峰值ISpeak1以母線平均電流IPNave為基準之比率設為α(α為1以上的實數)，則能夠以以下的數式表示。
ISpeak1=α×IPNave…(7)
從式(4)及式(7)，能夠導出以下的數式。
ISpeak1=α×Pout/(η×VDC)…(8)
從式(6)及式(8)可知，馬達動力運轉時或馬達再生時，當馬達輸出Pout變大，動力運轉時電流峰值IDpeak1或再生時電流峰值ISpeak1便亦變大。此時，流通 於構成功率模組22的各元件的電流亦變大。從第4圖及第6圖亦可知，母線電流IPN的電流峰值與流通於各元件的電流的峰值為相同值，當馬達輸出Pout變大，電流的峰值亦變大。
電源再生變換器1的容量係如前述，取決於容許連續額定輸出容量與容許最大輸出容量，容許連續額定輸出容量及容許最大輸出容量皆取決於功率模組22的特性。
第10圖顯示使用功率模組的電力轉換裝置的構成例。功率模組係以熱膨脹率相異的各種材料構成。若以第10圖所示的例子進行說明，功率模組22係由進行散熱之用的金屬底(base)板204、具有電路圖案(pattern)的電力用絕緣基板202、導線(wire)203、及功率元件201構成。電力用絕緣基板202以焊接或金屬接合方式接合於金屬底板204上，功率元件201係焊接於電力用絕緣基板202。為了將功率元件201與電力用絕緣基板202的別的電路圖案連接，功率元件201與導線203係以焊料結合(bonding)。為了冷卻發熱的功率模組，一般而言，電源再生變換器、馬達驅動裝置等電力轉換裝置係使用散熱器(heat sink)。構成為將金屬底板204中介散熱用的散熱膏(thermal grease)(未圖示)相接於散熱器200而令兩者連接。關於功率模組22各部的溫度，一般係將功率元件201與導線203的接合部的溫度定義為接點(junction)溫度Tj，將金屬底板204的側面或底面的溫度定義為殼體溫度Tc來使 用。
功率模組各部的溫度係能夠以(功率元件的產生電力損失)×(各部的熱阻)+(周圍溫度)來算出。熱阻乃係表示溫度的傳遞難度之值，指單位時間發熱量的溫升量。熱阻愈小代表散熱性愈佳，單位為「℃/W」。若將(功率元件的產生電力損失)置換成(電流)、將(各部的熱阻)置換成(電阻)、將(周圍溫度)置換成(偏壓(bias)電壓)，則上述熱計算便能夠置換成電路的歐姆定律。
因此，一般而言，當電力轉換裝置使用以如前述的功率元件構成的功率模組時，其熱傳遞係能夠置換成電路模型，使用作為熱傳遞模型的電路模型來算出各部的溫度上升。
第11圖顯示電力轉換裝置的熱傳遞模型。在第11圖所示的熱傳遞模型中，係將熱源即功率元件的電力損失視為電流源(以下，表記為「功率元件電力損失源205」)，從功率元件電力損失源205的正端子起依序連接殼體-接點間熱阻Rj-c 206、散熱器-殼體間熱阻Rc-h 207、散熱器-周圍溫度間熱阻Rh-a 208，散熱器-周圍溫度間熱阻Rh-a 208的一端係連接至功率元件電力損失源205的負端子。功率元件電力損失源205的正端子與殼體-接點間熱阻Rj-c 206的連接點的溫度能夠視為接點溫度Tj，殼體-接點間熱阻Rj-c 206與散熱器-殼體間熱阻Rc-h 207的連接點的溫度能夠視為殼體溫度Tc，散熱器-殼體間熱阻Rc-h 207與散熱器-周圍溫度間熱阻Rh-a 208的連接點的溫度能 夠視為散熱器溫度Th，散熱器-周圍溫度間熱阻Rh-a 208與功率元件電力損失源205的負端子的連接點的溫度能夠視為周圍溫度Ta，利用電路模型的歐姆定律，便能夠從功率元件產生的電力損失、各部的熱阻值算出各部的溫度。
例如，當功率元件產生的電力損失為Pp，利用周圍溫度Ta、功率元件的殼體-接點間熱阻Rj-c、功率元件的散熱器-殼體間熱阻Rc-h、功率元件的散熱器-周圍溫度間熱阻Rh-a來算出功率元件的接點溫度Tj時，能夠從第11圖導出以下的數式。
Tj=(Rj-c+Rc-h+Rh-a)×Pp+Ta…(9)
因功率元件的產生電力損失而引起的殼體溫度Tc亦能夠類同於式(9)以下式算出。
Tc=(Rc-h+Rh-a)×Pp+Ta…(10)
將與接點溫度Tj、殼體溫度Tc的周圍溫度Ta相比的溫升值分別定義為接點溫升△Tj與殼體溫升△Tc，則該些△Tj、△Tc係能夠以以下的數式表示。
△Tj=(Rj-c+Rc-h+Rh-a)×Pp+Ta-Ta=(Rj-c+Rc-h+Rh-a)×Pp…(11)
△Tc=(Rc-h+Rh-a)×Pp+Ta-Ta=(Rc-h+Rh-a)×Pp…(12)
將接點溫度Tj與殼體溫度Tc的溫度差定義 為殼體-接點間溫度△Tj-c，則能夠以以下的數式表示。
△Tj-c=Tj-Tc=(Rj-c+Rc-h+Rh-a)×Pp+Ta-(Rc-h+Rh-a)×Pp+Ta=Rj-c×Pp=△Tj-△Tc…(13)
因此，接點溫升△Tj係能夠利用殼體-接點間溫度△Tj-c及殼體溫升△Tc而以以下的數式表示。
△Tj=△Tj-c+△Tc=Rj-c×Pp+△Tc…(14)
針對令第10圖所示的功率模組22的功率元件201導通而流通電流時的溫升，參照第12圖及第13圖進行說明。第12圖及第13圖係顯示功率模組的溫升之波形圖，具體而言，第12圖係顯示短時間的溫升的樣子，第13圖係顯示長時間的溫升的樣子。第12圖及第13圖皆係從上段側起依序顯示電力損失Pp、接點溫升△Tj、殼體溫升△Tc、及殼體-接點間溫度△Tj-c的時間性變化。
第12圖係顯示令功率元件導通週期t2的期間中的1/3週期的期間而流通電流、其餘2/3週期將功率元件遮斷而遮斷電流之動作重複進行10個循環(cycle)時的行為，第13圖係顯示將導通1/3週期、遮斷2/3週期之動作實施50000個循環，剩下的50000個循環令功率元件的導通完全遮斷時的行為。另外，在第12圖及第13圖中， 殼體-接點間溫度△Tj-c的縱軸的值域(range)係採用5倍於接點溫升△Tj及殼體溫升△Tc的值域進行顯示。從第12圖及第13圖可得知以下事項。
(1)溫度以接點溫升△Tj、殼體溫升△Tc的順序上升。
(2)在短時間動作中，隨著殼體-接點間溫升△Tj-c的溫升，接點溫升△Tj的溫度係上升，相對於此，殼體溫升△Tc係幾乎沒有上升(參照第12圖)。
(3)在長時間動作中，殼體-接點間溫升△Tj-c係達到了飽和，相對於此，接點溫升△Tj的溫度係對應於殼體溫升△Tc的溫升而亦上升(參照第13圖)。
式(9)至式(14)係將各部的熱阻視為定值。若熱阻為定值，則溫升值便為(功率元件的產生電力損失)×(熱阻)，故理應形成與功率元件的產生電力損失成比例的波形，但觀看第12圖及第13圖亦可知，並未形成與功率元件的產生電力損失成比例的波形。這是因為各部的熱阻值並非定值，熱阻值會隨著電力損失的施加時間而變化之故(以下，將此特性稱為「暫態熱阻特性」)。
如前述，殼體-接點間溫度△Tj-c係在短時間內達到飽和。這是因為殼體-接點間熱阻Rj-c屬於取決於功率元件的特性、功率模組之構成的暫態熱阻特性，為熱阻值在短時間內成為定值的特性之故。相對於此，殼體溫升△Tc的溫升需要長時間，這是因為散熱器-殼體間熱阻Rc-h與散熱器-周圍溫度間熱阻Rh-a屬於取決於散熱器 之冷卻性能的暫態熱阻特性，熱時間常數長，達到飽和需要長時間之故。
能夠從式(9)至(14)算出功率模組各部的溫升的情況係藉由長時間動作而能夠將各部的熱阻視為定值的情況，在短時間動作時，各部的溫升係比以式(9)至(14)算出的值小。
此外，如前述的電力轉換裝置使用的功率模組係因如前述的熱膨脹係數之相異所造成的溫度變化，而在異種金屬接合部發生應力應變，該應力的反覆發生終將造成疲勞破壞。因此，在功率模組係存在因溫度變化造成的熱應力而發生的疲勞壽命、亦即熱應力壽命。功率模組的熱應力壽命的判定一般而言係使用殼體溫升△Tc及接點溫升△Tj。
當功率元件流通電流，功率元件便會發熱，殼體溫升△Tc及接點溫升△Tj皆上升。觀看第12圖及第13圖亦可知，一般而言，在使用功率模組的電力轉換裝置中，相對於殼體溫升△Tc，接點溫升△Tj係在短時間內升溫。因此，當在短時間內於功率元件反覆進行過大電流的導通及遮斷，殼體溫升△Tc的變化便少，僅接點溫升△Tj大幅變動。這是因為殼體-接點間溫度△Tj-c的溫升變大之故。接點溫度Tj在短時間內大幅變動之情況下的壽命稱為功率循環壽命，此功率循環壽命一般係使用接點溫度的變化即接點溫升△Tj來規定循環數。
就功率循環壽命的相對詞而言，有稱為熱 循環壽命的壽命。所謂的熱循環壽命，係指長時間的動作下，殼體-接點間溫度Tj-c成為幾乎固定且飽和的狀態，殼體溫度Tc與接點溫度Tj的溫度差少、殼體溫度Tc上升之情況下的壽命。因此，熱循環壽命一般係使用殼體溫度的變化即△Tc來規定循環數。此外，熱循環壽命係高度依存於使用功率模組的電力轉換裝置的冷卻性能。
如前述，功率循環壽命係如前述指短時間動作的壽命，係在電源再生變換器中決定容許最大輸出者。因此，功率循環壽命的確保係能夠藉由功率元件的容許最大電流值Imax來規定。
另一方面，熱循環壽命係如前述指長時間動作的壽命，係在電源再生變換器中決定容許連續額定輸出者。因此，熱循環壽命的確保係能夠藉由功率模組的容許最大殼體溫升△Tcmax來規定。
將前述概念套入電源再生變換器1，便如下述。即，電源再生變換器1的容許連續額定輸出容量係取決於功率模組22的容許最大殼體溫升△Tcmax，電源再生變換器1的容許最大輸出容量係取決於功率模組22的容許最大電流值Imax。因此，關於容許連續額定輸出容量，係必須以成為容許最大殼體溫升Tcmax以下之方式滿足馬達的穩態的動作。另一方面，關於容許最大輸出容量，係必須以成為功率模組22的功率元件的容許最大電流值Imax以下之方式抑制馬達的最大輸出。
接著，針對功率模組22的溫度上升的原理 進行說明。如第4圖及第6圖所示，相對於輸入電源3的電源週期，構成電源再生變換器1內的功率模組22的各功率元件係僅在1/3的期間導通使電流流通。此處，設馬達動力運轉時流通於各整流元件的電流為ID[A]、設各整流元件的順向電壓為VF[V]，則各整流元件的產生損失PD[W]係能夠以以下的數式表示。另外，當為120度通電方式的電源再生變換器時，開關損失的影響相較於導通損失的影響屬輕微，故予以忽略。
PD=ID×VF…(15)
設功率模組22中各整流元件的殼體-接點間的熱阻為Rd(j-c)[℃/W]、設殼體溫度為Tdc[℃]，則整流元件的接點溫度Tdj[℃]係能夠以以下的數式表示。
Tdj=PD×Rd(j-c)+Tdc…(16)
從式(15)及式(16)，能夠導出以下的數式。
Tdj=ID×VF×Rd(j-c)+Tdc…(17)
從式(17)，殼體溫度-接點間溫度△Tdj-c[K]係能夠以以下的數式表示。
△Tdj-c=Tdj-Tdc=ID×VF×Rd(j-c)…(18)
接著，針對馬達再生時的再生用開關元件 的溫度上升進行說明。於馬達再生時，當藉由開關動作使再生電流流通時，關於電流流通於各再生用開關元件的期間，相對於輸入電源3的電源週期，係僅1/3的期間。設馬達再生時流通於再生用開關元件的電流為IS[A]、設再生用開關元件的飽和電壓為Vce(sat)[V]，則各再生用開關元件的產生損失PS[W]係能夠以以下的數式表示。另外，當為120度通電方式的電源再生變換器時，開關損失的影響相較於導通損失的影響屬輕微，故予以忽略。
PS=IS×Vce(sat)…(19)
設功率模組22中各再生用開關元件的殼體-接點間的熱阻為Rs(j-c)[℃/W]、設殼體溫度為Tsc[℃]，則再生用開關元件的接點溫度Tsj[℃]係能夠以以下的數式表示。
Tsj=PS×Rs(j-c)+Tsc…(20)
因此，藉由將式(19)代入式(20)，便能夠導出以下的數式。
Tsj=IS×Vce(sat)×Rs(j-c)+Tsc…(21)
從式(21)，殼體-接點間溫度△Tsj-c[K]係能夠以以下的數式表示。
△TSj-c=Tsj-Tsc =IS×Vce(sat)×Rs(j-c)…(22)
如前述，當在短時間內於構成功率模組22的功率元件流通過大電流，相對於殼體溫升△Tc的上升，接點溫升△Tj的上升加鉅，接點溫升△Tj便變得過大。這等同於殼體-接點間溫度△Tj-c變得過大。在此情形中，設想會有起因於功率循環壽命的壽命劣化，功率模組22有可能比設想的還早損壞。
此外，整流元件的順向電壓VF及殼體-接點間熱阻Rd(j-c)、再生用開關元件的飽和電壓Vce(sat)及殼體-接點間熱阻Rs(j-c)乃係透過功率模組22的電性特性及構造而預先已知，故從式(18)與式(22)，能夠算出動力運轉動作時及再生動作時的功率模組22的容許最大電流。
接著，針對過負載檢測部28進行說明。過負載檢測部28係根據母線電流檢測部23的輸出信號即母線電流IPN，檢測電源再生變換器1是否為過負載。第14圖顯示過負載檢測部28的一構成例。
如第14圖所示，過負載檢測部28係構成為具備比較器29、比較器30及邏輯或電路31。在比較器29的反相(-)輸入端子係輸入母線電流上限值IPNmax，在比較器29的非反相(+)輸入端子係輸入母線電流IPN。此外，在比較器30的非反相輸入端子係輸入母線電流下限值IPNmin，在比較器30的反相輸入端子係輸入母線電流IPN。比較器29及比較器30的各輸出信號係輸入至邏輯或電路31的輸入端子，以邏輯或電路31的輸出信號作為過 負載檢測部28的輸出信號。此處，當過負載檢測部28輸出「邏輯1」或「邏輯H」(以下，簡單表記為「H」)時，判定為電源再生變換器1是過負載狀態，當過負載檢測部28輸出「邏輯0」或「邏輯L」(以下，簡單表記為「L」)時，判定為電源再生變換器1不是過負載狀態。
母線電流上限值IPNmax係根據前述的式(18)而決定，等同於動力運轉動作時的容許最大電流值。母線電流下限值IPNmin係根據前述的式(22)而決定，等同於將再生動作時的容許最大電流值的正負號設為負號。
藉由前述的構成，當母線電流IPN成為母線電流上限值IPNmax以上時，比較器29係輸出H，在邏輯或電路31輸入H。藉此，邏輯或電路31係輸出H，過負載檢測部28係輸出H。此外，當母線電流IPN成為母線電流下限值IPNmin以下時，比較器30係輸出H，在邏輯或電路31輸入H。藉此，邏輯或電路31係輸出H，過負載檢測部28係輸出H。
觀看第4圖及第6圖亦可知，藉由監視前述的母線電流IPN，不論是馬達動力運轉時或馬達再生時皆能夠監視流通於構成功率模組22的各元件的電流。前述的過負載檢測部28係構成為監視母線電流IPN，能夠判定電源再生變換器1是否為過負載狀態。設功率模組22的動力運轉時容許電流為IPNmax、設再生時容許電流為IPNmin，若成為IPN≧IPNmax或IPN≦IPNmin，過負載檢測部28便輸出H，判定為成為過負載狀態。
如上述，在實施形態1的馬達控制裝置中係構成為：藉由監視母線電流IPN，而監視馬達動力運轉時、馬達再生時的電流值，判定電源再生變換器1是否以功率模組22的容許最大電流值以下動作，亦即判定電源再生變換器1是否為瞬時過負載狀態。
若為實施形態1的構成，係只要在母線電流檢測設置電流檢測手段即可，故相較於前述的習知技術，能夠削減電流檢測手段的個數，在成本面具有優勢。一般而言，電源再生變換器係監視從輸入電源輸入至電源再生變換器的輸入電流，必須具備輸入電流-直流電流轉換手段，而在本實施形態中乃係檢測直流電流的構成，故不需要輸入電流-直流電流轉換手段，能夠將系統(system)予以簡易化。另外，針對電源再生動作的停止處理的詳情係於後說明。
此外，實施形態1的馬達控制裝置係根據電源再生變換器1所使用的功率模組22的功率循環壽命而構成，適於馬達輸出Pout以超過設想的過大輸出進行動作的情形的檢測。另外，IPNmax及IPNmin雖係根據前述的式(18)及式(22)而決定，但為了確保餘裕，亦可乘以1以下的正實數而採用比以式(18)及式(22)算出的值還小的值。
如上述說明，依據實施形態1的馬達控制裝置，能夠不使系統複雜化即檢測電源再生變換器的過負載，並且能夠實現藉由電流檢測手段的削減與輸入電流-交流電流轉換手段的削減達到的省零件化所達到的低成本 且可靠度高的電源再生變換器。
實施形態2.
第15圖係顯示含有實施形態2的電源再生變換器的馬達控制裝置之方塊圖。另外，在第15圖中，對於與第1圖所示實施形態1的構成要素相同或同等的構成要素係標註相同的元件符號。此處，係以與實施形態2有關的部分為中心進行說明。在第15圖中，實施形態2的電源再生變換器係在第1圖所示的構成中改為設置過負載檢測部28A取代過負載檢測部28。
針對過負載檢測部28A進行說明。過負載檢測部28A係具備在馬達5的連續性動作超過電源再生變換器1的容許連續額定輸出容量時判定穩態時過負載狀態的功能，根據功率模組22的熱循環壽命來構成該判定功能。
第16圖係顯示過負載檢測部28A的構成例之方塊圖。如第16圖所示，過負載檢測部28A係構成為具備絕對值算出部32、濾波器部33及比較器34。
在過負載檢測部28A，由母線電流檢測部25檢測出的母線電流IPN輸入至絕對值算出部32。絕對值算出部32係算出母線電流絕對值|IPN|。所算出的母線電流絕對值|IPN|係輸入至濾波器部33。濾波器部33係算出母線平均電流絕對值|IPNave|。所算出的母線平均電流絕對值|IPNave|係輸入至比較器34的非反相端子。比較器34的反相端子係輸入有臨限平均電流絕對值|Irefave|，表示母線平 均電流絕對值|IPNave|與臨限平均電流絕對值|Irefave|之大小關係的信號成為比較器34的輸出信號，比較器34的輸出信號成為過負載檢測部28A的輸出信號。
濾波器部33係如前述具備從母線電流絕對值|IPN|算出母線平均電流絕對值|IPNave|的功能，該功能係能夠藉由移動平均濾波器或IIR濾波器來實現。
接著，針對過負載檢測部28A的動作進行說明。過負載檢測部28A係根據由母線電流檢測部25檢測出的母線電流IPN，檢測電源再生變換器1是否為過負載。藉由前述的構成，當母線平均電流絕對值|IPNave|成為臨限平均電流絕對值|Irefave|以上時，比較器34係輸出H輸出，故過負載檢測部28A係輸出H。
如從前述的式(3)可知，能夠以母線平均電流IPNave及電容器電壓VDC為基礎來算出電源再生變換器1供給至馬達驅動裝置4的電力Pin。此外，從式(3)，當使電源再生變換器1供給至馬達驅動裝置4的電力Pin不變化時，只要電容器電壓VIDC愈大，便能夠使母線平均電流IPNave愈小。另一方面，在電源再生變換器1的動作時，係有構成功率模組22的功率元件的開關動作次數少、導通時間長的特徵。因此，電源再生變換器1的功率模組22的產生損失乃係受導通損失主導，受與導通損失高度相關的母線平均電流IPNave主導。因此，使用根據就電容器電壓VDC設想的最低電壓的情形算出的母線平均電流IPNave。
接著，針對濾波器部33進行說明。濾波器部33係如前述具備從母線電流絕對值|IPN|算出母線平均電流絕對值|IPNave|的功能，該功能係能夠藉由移動平均濾波器或IIR濾波器來構成。此處，係設想使用一階延遲的IIR濾波器。設以IIR濾波器構成的濾波器部33的轉換函數為G1(s)，設拉普拉斯(Laplace)運算子s、時間常數ts1，轉換函數G1(s)係能夠以以下的數式表示。
G1(s)=1/(ts1×s+1)…(23)
此外，設電源再生變換器1的容許連續額定輸出容量為Pinave、設平流電容器21的端子間最小電壓為VDCmin，則容許母線電流平均值Iavemax係能夠以以下的數式表示。
Iavemax=Pinave/VDCmin…(24)
如前述，電源再生變換器1的容許連續額定輸出容量係必須為使功率模組22的殼體溫升△Tc成為容許最大殼體溫升△Tcmax以下的馬達的穩態的動作。
接著，針對電源再生變換器1所使用的功率模組22的殼體溫升△Tc的溫度上升進行說明。如前述，在使用功率模組的電力轉換裝置中，接點溫度Tj、殼體溫度Tc依序上升，接點溫度Tj及殼體溫度Tc的飽和溫度由散熱器的冷卻性能決定。散熱器的冷卻性能愈好，熱時間常數愈長，殼體溫度Tc愈不易上升，接點溫度Tj、殼體 溫度Tc的飽和溫度皆愈低。
此外，散熱器的冷卻性能係能夠在電力轉換裝置的設計階段及性能評價階段掌握。此外，針對殼體-接點間熱阻R(j-c)亦能夠在設計階段掌握。因此，能夠從功率模組22的產生損失與散熱器的冷卻性能算出馬達長時間動作時的功率模組22的殼體溫升△Tc。
第17圖係顯示功率元件的產生損失P與殼體溫度△Tc的關係。在第17圖中，上段部係顯示步階(step)狀變化的產生損失P的波形。下段部係顯示功率元件的產生損失P步階狀變化時的殼體溫升△Tc。亦如從第17圖可知，殼體溫升△Tc的變化特性係近似多階的延遲濾波器(例如IIR濾波器)。
從第17圖所示的功率元件的產生損失P與殼體溫升△Tc之關係，對輸入功率元件的產生損失P(s)、輸出殼體溫升△Tc(s)時的轉換特性，以具有一階延遲系統的轉換特性之數式進行近似。設拉普拉斯運算子為s、設屬於正實數的換算常數為α、設時間常數為tc1，以以下的數式表示殼體溫升△Tc。
△Tc(s)=α/(1+s×tc1)×P(s)…(25)
上述式(25)中的換算常數α係從當功率元件的產生損失P為固定時飽和的殼體溫升值Tcm算出，能夠以以下的數式表示。
α=Tcm/P…(26)
設功率元件的產生平均損失為Pave，則從式(26)，殼體溫升值△Tc係能夠以以下的數式表示。
△Tc=α×Pave…(27)
如前述，在設計階段及製品評價階段，只要使用如式(25)所示的根據熱時間常數及換算常數而得的轉換特性，進一步檢測功率元件的Pave，便能夠算出殼體溫升△Tc。
從觀看式(15)及式(19)亦可知，功率模組22的功率元件的產生損失P係能夠從流通於功率元件的電流算出。為了將功率模組22的功率元件即整流元件及再生用開關元件的產生損失以時間t的函數表示，表記為PD(t)、PS(t)。
設流通於整流元件的電流為ID(t)，則整流元件的產生損失PD(t)係能夠使用式(15)而以以下的數式表示。
PD(t)=VF×ID(t)…(28)
同樣地，設流通於再生用開關元件的電流為IS(t)，再生用開關元件的產生損失PS(t)係能夠使用式(19)而以以下的數式表示。
PS(t)=Vce(sat)×IS(t)…(29)
將式(28)及式(29)分別進行拉普拉斯轉換，則能夠以以下的數式表示。
PD(s)=VF×ID(s)…(30)
PS(s)=Vce(sat)×IS(s)…(31)
藉由將式(30)輸入式(25)，能夠導出下示的數式。
△Tdc(s)=α/(1+s×tc1)×VF×ID(s)…(32)
只要使用上述式(32)，便能夠算出因整流元件產生的損失而引起的殼體溫升△Tdc。
此外，藉由將式(31)輸入式(25)，能夠導出下示的數式。
△Tsc(s)=α/(1+s×tc1)×Vce(sat)×IS(s)…(33)
只要使用上述式(33)，便能夠算出因再生用開關元件產生的損失而引起的殼體溫升△Tsc。
此外，長時間動作時的功率模組的溫度上升一般係從平均產生損失算出，此外，平均產生損失一般係使用流通於各功率元件的電流的平均值算出、亦即使用平均電流算出。當設流通於整流元件的平均電流為IDave、設流通於再生用開關元件的平均電流為ISave，則遠比時間常數tc1長的長時間動作時的殼體溫升△Tdc、△Tsc係分別能夠以以下的數式表示。
△Tdc=α×VF×IDave…(34)
△Tsc=α×Vce(sat)×ISave…(35)
此外，藉由式(32)至式(35)，能夠導出以下的數式。
IDave(s)=ID(s)/(1+s×tc1)…(36)
ISave(s)=IS(s)/(1+s×tc1)…(37)
式(36)及式(37)係顯示能夠藉由根據散熱器的冷卻性能算出的時間常數tc1的一階延遲濾波器，算出流通於整流元件的平均電流IDave(s)及流通於再生用開關元件的平均電流ISave(s)的各者。
藉由前述的式(32)及式(33)，能夠從流通於整流元件的整流電流ID和流通於再生用開關元件的再生電流IS，算出因整流元件的產生電力損失引起的殼體溫升△Tdc和因再生用開關元件的產生電力損失引起的殼體溫升△Tsc。
然而，由於在本實施形態中係僅檢測母線電流IPN，故無法直接使用式(32)至式(37)。有鑑於此，針對母線電流IPN與殼體溫升△Tc之關係進行探討。
從第4圖及第6圖，各整流元件及各再生用開關元件的導通期間係為母線電流IPN的1/3。母線平均電流IPNave係從式(3)算出，而各整流元件的平均電流IDave及各再生用開關元件的平均電流ISave係分別能夠以 以下的數式表示。
IDave=1/3×IPNave=1/3×Pout/(η×VDC)…(38)
ISave=1/3×IPNave=1/3×Pout/(η×VDC)…(39)
從式(38)及式(39)，整流元件的平均損失PDave及再生用開關元件的平均損失PSave係分別能夠以以下的數式表示。
PDave=1/3×IPNave×VF…(40)
PSave=1/3×IPNave×Vce(sat)…(41)
從前述的式(27)，只要知道功率元件的產生平均損失Pave，便能夠算出殼體溫升值△Tc。
首先，從式(27)及式(40)，因整流元件的損失引起的殼體溫升值△Tdc係能夠以以下的數式推定。
△Tdc=α×PDave=α×1/3×IPNave×VF…(42)
此外，從式(27)及式(41)，因再生用開關元件的損失引起的殼體溫升值△Tsc係能夠以以下的數式推定。
△Tsc=α×PSave =α×1/3×IPNave×Vce(sat)…(43)
式(42)中係含有母線平均電流IPNave，能夠使用式(42)推定因整流元件引起的殼體溫升值△Tdc。此外，式(43)中亦含有母線平均電流IPNave，能夠使用式(43)推定因再生用開關元件引起的殼體溫升值△Tsc。亦即，即使不檢測前述的輸入電流，仍能夠藉由檢測母線電流IPN，進行因整流元件的損失引起的殼體溫升值△Tdc及因再生用開關元件的損失引起的殼體溫升值△Tsc之推定。
此外，使用根據散熱器的冷卻性能算出的時間常數tc1的一階延遲濾波器及母線電流IPN，母線平均電流IPNave係以以下的數式表示。
IPNave(s)=IPN(s)/(1+s×tc1)…(44)
從式(42)及式(43)，因整流元件的損失引起的殼體溫升值△Tdc係能夠以以下的數式表示。
△Tdc(s)=α×1/3×IPNave(s)×VF…(45)
此外，從式(42)及式(44)，因再生用開關元件的損失引起的殼體溫升值△Tsc係能夠以以下的數式表示。
△Tac(s)=α×1/3×IPNave(s)×Vce(sat)…(46)
第18圖係顯示電流流通於整流元件時的殼體溫升△Tdc之波形圖。在第18圖中係從上段部起依序顯 示母線電流IPN、整流電流ID、殼體溫升△Tdc。此外，在第18圖的下段部係以實線顯示殼體溫升△Tdc，以虛線顯示根據式(45)算出的殼體溫升推定值△Tdce。
在第18圖的下段部，實際的殼體溫升△Tdc與殼體溫升推定值△Tdce兩者的中心值係幾乎一致。依此，藉由檢測母線電流IPN同樣能夠高精度地算出殼體溫升△Tdc。另外，此處雖係圖示電流流通於整流元件的情形，但再生用開關元件的情形亦為同樣的結果。
回到第16圖，再次說明過負載檢測部28A的動作。濾波器部33的轉換函數係如式(23)所示，以時間常數ts1的一階延遲濾波器表示，該時間常數ts1係只要使用根據電源再生變換器1所使用的散熱器的冷卻性能算出的值即可。此外，在第16圖中，輸入至比較器34的反相端子的臨限平均電流絕對值Irefave係只要使用預先根據式(42)及式(43)算出的值即可。
在第16圖所示的過負載檢測部28A中，係藉由絕對值算出部32算出母線電流IPN的絕對值即母線電流絕對值|IPN|，根據|IPN|進行穩態時過負載檢測。
如前述，電源再生變換器1係在動力運轉動作時係讓電流流通於整流元件D1至D6其中任一者，在再生動作時係讓電流流通於再生用開關元件S1至S6其中任一者。動力運轉動作時，母線電流IPN係流通從功率模組22的P端子透過平流電容器21流往功率模組22的N端子之方向的電流。相對於此，再生動作時，母線電流IPN係 流通從功率模組22的N端子透過平流電容器21流往功率模組22的P端子之方向的電流。如實施形態1、2所示，當將母線電流檢測部25配置在功率模組22的P端子與平流電容器21之間時，母線電流IPN的流動方向因動力運轉動作與再生動作而改變。
由於在動力運轉動作時係整流元件D1至D6發熱，在再生動作時係再生用開關元件S1至S6發熱，故亦可考慮根據所檢測出的母線電流IPN分別求取殼體溫升△Tdc、△Tsc的方法。然而，一般而言，功率模組中，再生用開關元件與整流元件係密接配置，再生用開關元件與整流元件之間係存在熱干擾。例如，動力運轉動作不僅使整流元件的溫度上升，亦使再生用開關元件的溫度上升；再生動作不僅使再生用開關元件的溫度上升，亦使整流元件的溫度上升。因此，在實施形態2中，過負載檢測部28A係構成為當母線電流IPN流通時，以整流元件與再生用開關元件無關於電流的流通方向皆發熱而引發溫度上升，而使用母線電流絕對值|IPN|。
藉由使用母線電流絕對值|IPN|，推定功率模組22的殼體溫升△Tc，並且能夠監視馬達5的連續性動作。
實施形態2係構成為：藉由監視母線電流IPN，判定馬達5是否以將功率模組22的殼體溫升△Tc控制在容許殼體溫升值以內的方式動作、亦即判定電源再生變換器1是否為穩態時過負載狀態。
若為實施形態2，同實施形態1，只要在母線電流檢測設置電流檢測手段即可，故相較於前述的習知技術，能夠削減電流檢測手段的個數，在成本面具有優勢。亦不需輸入電流-直流電流轉換手段，能夠將系統予以簡易化。
實施形態2係根據電源再生變換器1所使用的功率模組22的熱循環壽命而構成，適於馬達5的連續性動作進行超過設想的動作時的檢測。臨限平均電流絕對值Irefave雖係根據前述的式(42)及式(43)而決定，但為了確保餘裕，亦可採用比以式(42)及式(43)算出的值還小的值。
此外，亦可構成為將實施形態1中所示的適於瞬時過負載檢測的過負載檢測部28與實施形態2中所示的適於穩態時過負載檢測的過負載檢測部28A組合起來，構成不論是瞬時過負載檢測或穩態時過負載檢測皆能夠進行檢測的過負載檢測部。
實施形態3.
第19圖係顯示實施形態3的馬達控制裝置的構成之方塊圖。在第19圖中，對於與第1圖(實施形態1)或第15圖(實施形態2)中所示構成要素相同或同等的構成要素係標註相同的元件符號。第19圖係與第1圖或第15圖為相同的構成，但省略了PN母線電壓檢測部23、電源相位檢測部24、基極驅動信號產生部26及再生控制部27的圖示，另一方面，在馬達驅動裝置4內部追加了馬達控制部4A。
馬達控制部4A係將任意的交流電力供給至 馬達5，具備對馬達5進行可變速控制的功能。電源再生變換器1內的過負載檢測部28的輸出係構成為透過通訊路徑37而輸入至馬達控制部4A。另外，在第19圖中雖係使用實施形態1中說明過的過負載檢測部28、亦即具備判定瞬時過負載狀態之功能的過負載檢測部28，但亦可置換成實施形態2中說明過的過負載檢測部28A、亦即具備判定穩態時過負載狀態之功能的過負載檢測部28A，亦可構成為使用具備瞬時過負載狀態的判定功能及穩態時過負載狀態的判定功能雙方的過負載檢測部。
母線電流檢測部25係檢測流通於功率模組22的P端子、平流電容器21、功率模組22的N端子間的母線電流IPN，將檢測出的母線電流IPN的檢測值輸入至過負載檢測部28。過負載檢測部28係根據母線電流IPN判定電源再生變換器1的過負載狀態。當判定為電源再生變換器1是過負載狀態，過負載檢測部28輸出H時，馬達控制部4A係以使馬達5的輸出降低的方式控制交流電力。
就使馬達5的輸出降低之用的手法而言，例示以下的手法。
(i)令馬達5以比預先以馬達動作指令規定的轉矩指令限制更多的轉矩指令進行動作的方式進行控制。
(ii)以令馬達5以比預先以馬達動作指令規定的轉動指令限制更多的轉動指令進行動作的方式進行控制。
(iii)以使馬達5進行自由運轉(free run)的方式進行控制。 具體而言，令對設置在馬達驅動裝置4內部的未圖示的開關元件進行導通關斷控制的開關動作停止，使馬達5成為自由運轉的狀態。
接著，針對實施形態3的馬達控制裝置的動作，參照第19圖及第20圖進行說明。第20圖係顯示實施形態3的馬達控制裝置的動作之流程圖。另外，在第20圖中係省略元件符號的表記。
母線電流檢測部25係如前述檢測母線電流IPN(步驟S101)。過負載檢測部28係根據母線電流IPN，判定電源再生變換器1是否為過負載狀態(步驟S102)。過負載檢測部28係藉由通訊路徑37將判定結果通知給馬達驅動裝置4內部的馬達控制部4A(步驟S103)。以上的步驟S101至S103的處理係電源再生變換器1的處理，電源再生變換器1係反覆執行步驟S101至S103的處理。
馬達控制部4A係接收過負載檢測部28的判定結果(步驟S104)。馬達控制部4A係根據所接收到的判定結果，判定電源再生變換器1是否為過負載狀態(步驟S105)。當所接收到的判定結果為代表是過負載狀態的信號(在實施形態3的例子中為「H」信號)時(步驟S105，「是」)，以使馬達5的輸出獲得限制之方式限制來自馬達驅動裝置4的馬達輸出(步驟S106)，將把馬達輸出進行限制後的交流電力對馬達5輸出(步驟S107)。另外，當所接收到的判定結果為代表不是過負載狀態的信號(在實施形態3的例子中為「L」信號)時(步驟S105，「否」)，不進行步驟S106 的處理，跳至步驟S107。亦即，當所接收到的判定結果不是過負載狀態時，不限制馬達5的輸出，將通常的控制動作下的交流電力對馬達5輸出(步驟S107)。以上的步驟S104至S107的處理係馬達控制部4A的處理，馬達控制部4A係反覆執行步驟S104至S107的處理。
依據實施形態3，即使當馬達5的動作進行超過設想的動作，電源再生變換器1為過負載狀態時，馬達驅動裝置4以使馬達5的輸出降低之方式控制交流電力，故能夠消除電源再生變換器1的過負載狀態，從而能夠不令系統停止即消除電源再生變換器1的壽命劣化、損壞等不良影響。因此，能夠選用容量小的電源再生變換器，從而能夠幫助產業機械的低成本化。
實施形態4.
第21圖係顯示實施形態4的馬達控制裝置的構成之方塊圖。在第21圖中，係在第19圖所示的實施形態3的構成中追加了上位控制裝置100、馬達驅動裝置400及取代馬達5的馬達500。上位控制裝置100係具備透過通訊路徑38a、38b將馬達動作指令輸出至馬達驅動裝置4、400的功能，將馬達動作指令輸出至馬達驅動裝置4、400的各者。電源再生變換器1內的過負載檢測部28的輸出係透過通訊路徑37輸入至上位控制裝置100。馬達驅動裝置400係具備直流電源端子19、20及馬達控制部400A，直流電源端子19、20係與馬達驅動裝置4的直流電源端子17、18連接，亦與電源再生變換器1內的平流電容器21連接。 馬達控制部400A係將任意的交流電力供給至馬達500，進行可變速控制。另外，在第21圖中雖係採用適於瞬時過負載檢測的過負載檢測部28，但亦可將過負載檢測部28置換成適於穩態時過負載檢測的過負載檢測部28A(實施形態2，第16圖)，亦可構成為使用具備瞬時過負載檢測及穩態時過負載檢測雙方功能的過負載檢測部。
母線電流檢測部25係檢測流通於功率模組22的P端子、平流電容器21、功率模組22的N端子間的母線電流IPN，將檢測出的母線電流IPN的檢測值輸入至過負載檢測部28。過負載檢測部28係根據母線電流IPN判定電源再生變換器1的過負載狀態。當判定為電源再生變換器1是過負載狀態，代表是過負載狀態的信號H便透過通訊路徑37通知給上位控制裝置100。上位控制裝置100係對馬達驅動裝置4的馬達控制部4A及馬達驅動裝置400的馬達控制部400A的至少一者，使用相對應的通訊路徑38a、38b雙方或其中任一者，下達產生把控制對象即馬達的輸出進行限制後的馬達動作指令之指示。馬達控制部4A及馬達控制部400A其中至少一者係根據所接收到的馬達動作指令，以使馬達5或馬達500的輸出降低之方式控制交流電力。
以下，舉具體例進行說明。此處，係以具備主軸馬達與伺服馬達的工具機為例，設馬達5為主軸馬達、設馬達500為伺服馬達。另外，上位控制裝置100係可設在工具機，亦可不設在工具機。
(i)上位控制裝置100係將使主軸馬達即馬達5的輸出降低的馬達動作指令輸出至馬達控制部4A。
(ii)上位控制裝置100係為了避免拉長循環時間(cycle time)，故決定限制加減速時間相較於主軸馬達即馬達5較短的伺服馬達即馬達500的輸出。上位控制裝置100係將維持主軸馬達即馬達5的輸出、把伺服馬達即馬達500的輸出進行限制的馬達動作指令輸出至馬達控制部4A及馬達控制部400A。
接著，針對實施形態4的馬達控制裝置的動作，參照第21圖及第22圖進行說明。第22圖係顯示實施形態4的馬達控制裝置的動作之流程圖。另外，在第22圖中係省略元件符號的表記。
母線電流檢測部25係如前述檢測母線電流IPN(步驟S201)。過負載檢測部28係根據母線電流IPN，判定電源再生變換器1是否為過負載狀態(步驟S202)。過負載檢測部28係藉由通訊路徑37將判定結果通知給上位控制裝置100(步驟S203)。以上的步驟S201至S203的處理係電源再生變換器1的處理，電源再生變換器1係反覆執行步驟S201至S203的處理。
上位控制裝置100係接收過負載檢測部28的判定結果(步驟S204)。上位控制裝置100係根據所接收到的判定結果，判定電源再生變換器1是否為過負載狀態(步驟S205)。當所接收到的判定結果為代表是過負載狀態 的信號(在實施形態4的例子中為「H」信號)時(步驟S205，「是」)，決定限制馬達5及馬達500其中至少一者的輸出(步驟S206)，將把馬達輸出進行限制後的馬達動作指令對驅動控制對象即馬達的馬達控制裝置輸出(步驟S207)。另外，當所接收到的判定結果為代表不是過負載狀態的信號(在實施形態4的例子中為「L」信號)時(步驟S205，「否」)，不進行步驟S206的處理，跳至步驟S207。亦即，當所接收到的判定結果不是過負載狀態時，不進行對馬達5及馬達500的輸出限制，輸出通常的馬達動作指令(步驟S207)。以上的步驟S204至S207的處理係上位控制裝置100的處理，上位控制裝置100係反覆執行步驟S204至S207的處理。
馬達驅動裝置4的馬達控制部4A及馬達驅動裝置400的馬達控制部400A係接收來自上位控制裝置100的馬達動作指令(步驟S208)，以使與所接收的馬達動作指令相應的交流電力輸出至馬達5及馬達500之方式動作(步驟S209)。以上的步驟S208、S209的處理係馬達控制部4A、400A的處理，馬達控制部4A、400A係反覆執行步驟S208、S209的處理。
依據實施形態4，即使當馬達5及馬達500的動作進行超過設想的動作，電源再生變換器1為過負載狀態時，上位控制裝置100將把馬達5及馬達500其中至少一者的輸出進行限制的馬達動作指令輸出至符合的馬達控制裝置，該馬達控制裝置以使控制對象的馬達輸出降低 的方式控制交流電力，故能夠消除電源再生變換器1的過負載狀態，從而能夠不令系統停止即消除電源再生變換器1的壽命劣化、損壞等不良影響。此外，在工具機之類使用複數個馬達的產業機械中，藉由以防止循環時間變長的方式輸出馬達動作指令，既維持循環時間，也能夠消除電源再生變換器1的過負載狀態。因此，能夠選用容量小的電源再生變換器，從而能夠幫助產業機械的低成本化。
實施形態5.
第23圖係顯示實施形態5的馬達控制裝置的構成之方塊圖。在第23圖中，係與第21圖所示實施形態4的構成相同或同等，但在電源再生變換器1內部追加了變換器控制部1A、在變換器控制部1A內部追加了過負載檢測部28B。過負載檢測部28B係如前述具備瞬時過負載檢測及穩態時過負載檢測雙方功能的過負載檢測部。此外，係將上位控制裝置100、馬達驅動裝置400、馬達驅動裝置4及電源再生變換器1的通訊路徑以菊鍊(daisy chain)的形式連接。具體而言，電源再生變換器1的變換器控制部1A與馬達驅動裝置4的馬達控制部4A之間係以通訊路徑37連接，馬達驅動裝置4的馬達控制部4A與馬達驅動裝置400的馬達控制部400A之間係以通訊路徑39a連接，馬達驅動裝置400的馬達控制部400A與上位控制裝置100之間係以通訊路徑39b連接。在如此構成的馬達控制裝置中，例如，從上位控制裝置100對馬達驅動裝置4輸出的馬達動作指令係透過馬達驅動裝置400的馬達控制部400A輸入至馬達 驅動裝置4的馬達控制部4A。
在如前述的產業機械中，瞬時過負載狀態一般為複數個馬達以大輸出進行動作的情況。此處，以由複數個伺服馬達與主軸馬達構成的工具機為例。設主軸馬達為馬達5、設伺服馬達為馬達500。在工具機，係有複數個伺服馬達與主軸馬達進行同時加速動作和同時減速動作的運轉，當伺服馬達和主軸馬達分別以最大輸出進行動作，各馬達的最大輸出在如上述的同時加減速動作中重疊，電源再生變換器供給的電力便變大。
此外，當如上述的同時加減速動作發生，在功率模組22便於短時間持續流通過大電流。當在功率模組22於短時間持續通過大電流，依功率模組22的功率循環壽命，功率模組22的壽命劣化便快速加劇。
此外，在工具機中，一般而言，相較於伺服馬達，主軸馬達的輸出較大。因此，關於電源再生變換器供給至各馬達驅動裝置的電力，主軸馬達驅動裝置佔的比例大。在如上述的同時加減速動作的情形中，藉由在不透過上位控制裝置100下使主軸馬達即馬達5的輸出降低，能夠使流通於功率模組22的電流迅速地降低。
另一方面，穩態時過負載狀態時，相較於功率模組22流通過大電流的情況，不如說是運轉循環嚴峻、功率模組22的殼體溫升△Tc嚴峻的情況。在此種情況中，需要重新檢討運轉循環，宜透過上位控制裝置100重新檢討對主軸馬達即馬達5或對伺服馬達即馬達500或 對雙方的馬達動作指令，謀求長時間動作時的馬達平均輸出的總和的降低。
接著，針對實施形態5的馬達控制裝置的動作，參照第23圖及第24圖的圖式進行說明。第24圖係顯示實施形態5的馬達控制裝置的動作之流程圖。
母線電流檢測部25係如前述檢測母線電流IPN(步驟S301)。過負載檢測部28B係根據母線電流IPN，判定電源再生變換器1是瞬時過負載狀態還是穩態時過負載狀態還是無異常(步驟S302)。過負載檢測部28B係藉由通訊路徑37將判定結果通知給馬達控制部4A(步驟S303)。以上的步驟S301至S303的處理係電源再生變換器1的處理，電源再生變換器1係反覆執行步驟S301至S303的處理。
馬達控制部4A係接收過負載檢測部28B的判定結果(步驟S304)。過負載檢測部28B係根據所接收到的判定結果，判定電源再生變換器1是否為瞬時過負載狀態(步驟S305)。當所接收到的判定結果為代表是瞬時過負載狀態的信號時(步驟S305，「是」)，以使馬達5的輸出獲得限制之方式限制來自馬達驅動裝置4的馬達輸出(步驟S306)，將把馬達輸出進行限制後的交流電力對馬達5輸出(步驟S307)。另外，當所接收到的判定結果為代表不是瞬時過負載狀態的信號時(步驟S305，「否」)，不進行步驟S306的處理，跳至步驟S307。亦即，當所接收到的判定結果不是瞬時過負載狀態時，不限制馬達5的輸出，將通常 的控制動作下的交流電力對馬達5輸出(步驟S307)。另外，馬達控制部4A係將過負載檢測部28B的判定結果通知給馬達控制部400A(步驟S308)。以上的步驟S304至S308的處理係馬達控制部4A的處理，馬達控制部4A係反覆執行步驟S304至S308的處理。
馬達控制部400A係藉由通訊路徑39a從馬達控制部4A接收過負載檢測部28B的判定結果(步驟S309)，將該判定結果藉由通訊路徑39b通知給上位控制裝置100(步驟S310)。以上的步驟S309、S310的處理係馬達控制部400A的處理，馬達控制部400A係反覆執行步驟S309、S310的處理。
上位控制裝置100係從馬達控制部400A接收過負載檢測部28B的判定結果(步驟S311)。上位控制裝置100係根據所接收到的判定結果，判定電源再生變換器1是否為瞬時過負載狀態(步驟S312)。當所接收到的判定結果為代表是瞬時過負載狀態的信號時(步驟S312，「是」)，決定限制馬達500的輸出(步驟S313)，將把馬達輸出進行限制後的馬達動作指令對控制馬達500的馬達控制部400A輸出(步驟S316)。另一方面，當所接收到的判定結果為代表不是瞬時過負載狀態的信號時(步驟S312，「否」)，再進一步判定電源再生變換器1是否為穩態時過負載狀態(步驟S314)。當所接收到的判定結果為代表是穩態時過負載狀態的信號時(步驟S314，「是」)，決定變更各軸的運轉循環(步驟S315)，對控制馬達500的馬達控制部 400A，輸出以抑制馬達500的平均輸出之方式進行變更的馬達動作指令(步驟S316)。另外，當所接收到的判定結果為代表不是穩態時過負載狀態的信號時(步驟S314，「否」)，不進行步驟S315的處理，跳至步驟S316。以上的步驟S311至S316的處理係上位控制裝置100的處理，上位控制裝置100係反覆執行步驟S311至S316的處理。
將上述之控制摘要如下。首先，當判定為瞬時過負載狀態時，在不透過上位控制裝置100下由馬達控制部4A以限制馬達輸出的方式對馬達5輸出交流電力。並行於上述控制，對馬達控制部400A及上位控制裝置100，通知是瞬時過負載狀態。上位控制裝置100係根據判定結果，以限制馬達500的馬達動作的輸出之方式產生對馬達500的馬達動作指令，輸出至馬達驅動裝置400。在馬達驅動裝置4中，係暫且限制馬達5的輸出而迴避瞬時過負載狀態，然後以上位控制裝置100重新檢討馬達動作指令。
另一方面，當判定為穩態時過負載狀態時，馬達控制部4A係將以從上位控制裝置100輸出的馬達動作指令為基礎的動作指令持續，並行於此，對馬達控制部400A及上位控制裝置100通知是穩態時過負載狀態。上位控制裝置100係根據判定結果，以限制馬達500的馬達動作的平均輸出之方式產生馬達動作指令，輸出至馬達驅動裝置400。
另外，在上述說明中雖係說明當判定為瞬 時過負載狀態時進行對馬達5的輸出限制，當判定為穩態時過負載狀態時進行對馬達500的輸出限制，但當判定為瞬時過負載狀態時亦可進行對馬達5及馬達500雙方的輸出限制。此外，當判定為穩態時過負載狀態時亦可進行對馬達5及馬達500雙方的輸出限制。
此外，雖能夠藉由過負載檢測部28B分別進行瞬時過負載狀態的檢測與穩態時過負載狀態的檢測，但針對過負載狀態的通知方法係亦可分別設置過負載檢測專用的通訊線路(line)，亦可為以串列(serial)通訊等來通知過負載狀態的方式。
依據實施形態5，當電源再生變換器1為瞬時過負載狀態時，能夠迅速地使馬達輸出降低。此外，當電源再生變換器1為穩態時過負載狀態時，藉由重新檢討從上位控制裝置100輸出至各馬達驅動裝置的馬達動作指令而改善嚴峻的運轉循環，能夠使功率模組22的殼體溫升△Tc降低。藉由上述控制，能夠不令系統停止即消除電源再生變換器1的壽命劣化、損壞等不良影響。此外，在工具機之類使用複數個馬達的產業機械中，藉由以防止循環時間變長的方式輸出馬達動作指令，既維持循環時間，也能夠消除電源再生變換器1的過負載狀態。因此，能夠選用容量小的電源再生變換器，從而能夠幫助產業機械的低成本化。
實施形態6.
第25圖係顯示實施形態6的馬達控制裝置的構成之方 塊圖。在第25圖中，對於與第1圖所示實施形態1的構成要素相同或同等的構成要素係標註相同的元件符號。此處，係以與實施形態6有關的部分為中心進行說明。在第25圖中，實施形態6的電源再生變換器係在第1圖所示的構成中改為設置再生控制部27A取代再生控制部27。
針對再生控制部27A進行說明。第26圖係顯示再生控制部27A的構成例之方塊圖。如第26圖所示，再生控制部27A係構成為具備再生開始判定部60、再生停止判定部61、邏輯或電路62及NPN電晶體(transistor)63。
在再生控制部27A中，藉由PN母線電壓檢測部23檢測出的母線電壓VPN輸入至再生開始判定部60，藉由母線電流檢測部23檢測出的母線電流IPN輸入至再生停止判定部61。再生開始判定部60及再生停止判定部61的各輸出信號係輸入至邏輯或電路62，邏輯或電路62的再生啟動信號Ron施加至NPN電晶體63的基極端子。在NPN電晶體63的集極端子係輸入基極驅動信號產生部26的輸出即基極驅動信號，NPN電晶體63的射極端子係輸入至驅動功率模組22的驅動電路(未圖示)。
接著，針對再生開始判定部60及再生停止判定部61的構成及動作進行說明。
首先，再生開始判定部60係具備根據母線電壓VPN判定是否開始再生動作的功能。再生開始判定部60係構成為具備減法器64及比較器65。在減法器64的正端子係輸入母線電壓VPN，在減法器64的負端子係輸入以 輸入電源3的電源電壓為基礎的基準電壓Vref。減法器64係算出母線電壓VPN與基準電壓Vref之差分即差電壓△V。差電壓△V係輸入至比較器65的非反相端子。在比較器65的反相端子係輸入臨限電壓Vo，表示差電壓△V與臨限電壓Vo之大小關係的信號成為比較器65的輸出信號，比較器65的輸出信號成為再生開始判定部60的輸出信號。
藉由前述構成，當差電壓△V成為臨限電壓Vo以上時，比較器65係輸出H，故再生開始判定部60係輸出H。再生開始判定部60輸出H係代表若母線電壓VPN成為比基準電壓Vref大臨限電壓Vo以上，便開始進行再生動作。另外，在本構成的情形中，再生動作開始後會立即成為差電壓△V<臨限電壓Vo的關係。因此，採用構成為令比較器64具有遲滯(hysteresis)功能或令比較器65的輸出具有單擊觸發器(one-shot trigger)電路，以使再生動作開始後等待短暫的期間再讓再生動作繼續。此外，針對基準電壓Vref的產生手法，從輸入電源3檢測輸入電源電壓來產生的手法、根據PN母線電壓檢測部23的輸出信號即母線電壓VPN來產生等，均為公知的手法，此處省略詳細的說明。
再生停止判定部61係具備根據母線電流IPN判定是否停止再生動作的功能。再生停止判定部61係構成為具備比較器66。在比較器66的非反相端子係輸入臨限電流Iref，在比較器66的反相端子係輸入母線電流 IPN。表示臨限電流Iref與母線電流IPN之大小關係的信號成為比較器66的輸出信號，比較器66的輸出信號成為再生停止判定部61的輸出信號。
藉由前述構成，當母線電流IPN成為臨限電流Iref以下時，比較器66係輸出H，故再生停止判定部61係輸出H。
接著，針對再生控制部27A的動作進行說明。如前述，在邏輯或電路62係輸入再生開始判定部60及再生停止判定部61的各輸出信號。當其中任一信號為H時，邏輯或電路62係輸出H。當邏輯或電路62輸出H，NPN電晶體63便導通，基極驅動信號輸入至功率模組22的驅動電路，功率模組22的各開關元件根據基極驅動信號進行導通或關斷動作，而進行再生動作。相對於此，當邏輯或電路62輸出L，NPN電晶體63便關斷，遮斷供給至功率模組22的驅動電路的基極驅動信號，功率模組22的各開關元件全部變為關斷，而停止再生動作。從前述構成，只要再生開始判定部60與再生停止判定部61其中一者輸出H，邏輯或電路62便輸出H。亦即，若再生開始判定部60及再生停止判定部61其中至少一者輸出H，再生動作就繼續進行，若再生開始判定部60及再生停止判定部61雙方輸出L，再生動作就停止。
此外，母線電流IPN係如前述，動力運轉時係流通正方向的電流，再生時係流通負方向的電流。當馬達5的再生能量一開始減少，再生電流便愈來愈減少、 亦即母線電流IPN亦愈來愈減少。此外，電容器電壓VDC係下降，不久成為輸入電源3的電源電壓>電容器電壓VDC，母線電流IPN係開始流通正方向的電流。因此，為了檢測再生能量的減少，在第26圖的構成中係將再生停止判定部61的臨限電流Iref設定為正的值。
第27圖係顯示馬達5進行減速動作時的行為之主要部波形圖。在第27圖中，橫軸取時間，從上段側起依序顯示馬達輸出Pout、電容器電壓VDC、母線電流IPN、及再生啟動信號Ron的各波形。
當馬達5開始減速，電容器電壓VDC便上升。藉由再生開始判定部60，當VDC超過臨限值，再生開始判定部60便輸出H，再生啟動信號Ron係輸出H。藉此，從再生控制部27A輸出基極驅動信號至功率模組22的驅動電路，電源再生動作開始進行，母線電流IPN流通負方向的再生電流。當馬達輸出Pout一開始減少、亦即馬達5的再生能量一開始減少，再生電流便下降，不久成為輸入電源3的電源電壓>VDC，母線電流IPN開始流通正的電流、亦即動力運轉電流。當母線電流IPN流通的電流變得比Iref大，再生停止判定部61便輸出L、亦即再生啟動信號Ron係變成輸出L，停止再生動作。
依據實施形態6，係監視流通於功率模組22與平流電容器21之間的母線電流，根據母線電流的流通方向(正的電流、負的電流)來判斷再生動作之停止，藉此，即使不監視輸入電流亦能夠實現作為電源再生變換器1的 動作。藉此，削減電流檢測手段的個數，並且亦不需輸入電流-直流電流轉換手段，能夠以低成本且簡易的構成實現再生控制。
實施形態7.
第28圖係顯示實施形態7的馬達控制裝置之方塊圖。在第28圖中，對於與第25圖所示實施形態6的構成要素相同或同等的構成要素係標註相同的元件符號。此處，係以與實施形態7有關的部分為中心進行說明。在第28圖中，實施形態7的電源再生變換器乃係在第25圖所示的構成中改為設置再生控制部27B取代再生控制部27A。
在實施形態6中雖係根據流通於功率模組22與平流電容器21之間的母線電流的流通方向來判斷再生動作之停止，但可預期因輸入電源3的電源因素或輸入電源3的電源阻抗，即使為馬達5的再生能量尚大的狀態仍會停止再生動作。
第29圖至第34圖係用以說明因電源阻抗的變化造成的再生動作時的行為的主要部波形圖。再生動作時的行為係容易受電源阻抗的電感的影響。因此，當設L為電感成分的基本成分、設Lin為電源阻抗的電感成分時，針對使電源阻抗的電感成分Lin的值變化時的行為進行考察。
第29圖至第34圖之中的第29圖係電源阻抗的電感成分Lin=0.2×L時的波形圖，從上段部起依序顯示R-S線間電壓VR-S、用以驅動再生用開關元件S1的基 極驅動信號亦即S相上臂基極驅動信號SRP、用以驅動再生用開關元件S2的基極驅動信號亦即S相下臂基極驅動信號SRN、及R相電流Ir。此外，第30圖係將第29圖中所示R相電流Ir的波形放大之圖。第31圖至第34圖係同上，第31圖係電源阻抗的電感成分Lin=1×L時的波形圖，第32圖係第31圖中所示R相電流Ir的波形放大圖。此外，第33圖係電源阻抗的電感成分Lin=5×L時的波形圖，第34圖係第33圖中所示R相電流Ir的波形放大圖。
藉由使馬達5減速時產生的再生電力，電容器電壓VDC係上升。藉由再生控制部27A的動作，再生動作開始進行，基極驅動信號輸入至驅動各再生用開關元件的驅動電路。當藉由基極驅動信號SRP、SSN(SSN在第29圖、第31圖、第33圖中未圖示)使開關元件S1、S4導通，便流通負的R相電流Ir。如前述，第29圖及第30圖係電源阻抗低(Lin=0.2×L)時的波形，為電流容易流通的狀態，故例如在基極驅動信號SRP輸出H的期間，在流通再生電後流通動力運轉電流(參照第30圖的虛線圓部)。相對於此，第31圖及第32圖以及第33圖及第34圖中，再生用開關元件S1、S4導通的期間並未流通動力運轉電流。依上述，當電源阻抗低時，就算是再生動作中還是會流通動力運轉電流。另外，在第29圖至第34圖中雖係僅顯示R相電流Ir，但S相電流Is及T相電流It亦成為同樣的波形。
在實施形態7中，為了實現不受電源阻抗影響、能夠在馬達5的再生能量減少後確實進行再生動作之 停止的再生控制，而使用再生控制部27B。第35圖係顯示再生控制部27B的構成例之方塊圖。相較於第26圖所示的再生控制部27A的方塊圖，再生停止判定部61置換成了再生停止判定部61B。
再生停止判定部61B係構成為具備比較器66、濾波器部67、比較器68及邏輯或電路69。在比較器66的非反相端子係輸入臨限電流Iref，在比較器66的反相端子係輸入母線電流IPN。母線電流IPN係輸入至濾波器部67，算出母線平均電流IPNave。在比較器68的非反相端子係輸入臨限電流Iaveref，在比較器68的反相端子係輸入濾波器部67的輸出即母線平均電流IPNave。比較器66及比較器68的各輸出係輸入至邏輯或電路69，邏輯或電路69的輸出信號成為再生停止判定部61B的輸出信號。
濾波器部67係由移動平均濾波器或IIR低通濾波器(low-pass filter)等構成，濾除高頻的漣波(ripple)成分、雜訊成分，進行母線電流IPN的平均化處理。
在再生停止判定部61B中，係根據母線電流IPN及母線平均電流IPNave判定是否停止再生動作。依據再生停止判定部61B的構成，形成下述的機制：即使母線電流IPN比臨限電流Iref大，只要母線平均電流IPNave不比臨限電流Iaveref大，邏輯或電路69就會輸出H，因此不會停止再生動作。此外，即使母線平均電流IPNave超過臨限電流Iaveref，只要母線電流IPN沒超過臨限電流Iref，邏輯或電路69就會輸出H，因此不會停止再生動作。 反過來說，只有在母線電流IPN超過臨限電流Iref且母線平均電流IPNave超過臨限電流Iaveref時才會停止再生動作。
在實施形態7中，係在再生停止的判定條件加入母線平均電流IPNave，藉此，在如第29圖及第30圖以及後述的第39圖所示的電源阻抗低、就算是馬達減速中還是容易流通動力運轉電流的情形中，於馬達5的減速中係仍繼續進行再生動作，能夠待馬達5的再生能量接近0才停止再生動作。
第36圖至第38圖係顯示使用實施形態7所使用的再生控制部27B時的因電源阻抗的變化造成的再生動作時的行為之圖。第36圖至第38圖之中的第36圖係電源阻抗的電感成分Lin為0.2×L時的主要部的波形圖，第37圖係電源阻抗的電感成分Lin為1×L時的各部的波形圖，第38圖係電源阻抗的電感成分Lin為5×L時的各部的波形圖。在任一圖式中皆係從上段側起依序顯示馬達輸出Pout、母線電壓VDC、母線電流IPN、母線平均電流IPNave、及再生啟動信號Ron的各波形。
此外，第39圖至第41圖係作為比較例而顯示使用實施形態6所使用的再生控制部27A時的因電源阻抗的變化造成的再生動作時的行為之圖。任一圖式皆類同第36圖至第38圖，且依序顯示電源阻抗的電感成分Lin為0.2×L、1×L及5×L。
使用再生控制部27A時，雖然在第40圖及 第41圖所示的波形中觀察不到，但在第39圖所示的波形中係存在因電源阻抗低的影響而在再生動作的動作中於母線電流IPN流通正的電流的區間。當該電流變得比臨限電流Iref大，再生啟動信號Ron便成為L，再生動作停止。此時，由於馬達5持續在減速，故電容器電壓VDC係上升，再生啟動信號Ron變成H，恢復進行再生動作。亦即，可知在馬達5減速的期間，反覆進行著再生動作的啟動/停止。
相對於此，使用再生控制部27B時，可知即使在第36圖所示的電源阻抗低的情形中，亦同第37圖及第38圖所示的情形，再生啟動信號Ron係待馬達輸出Pout接近0才輸出L，停止再生動作。此外，可知電容器電壓VDC也沒有抖動，持續進行著穩定的再生動作。
依上述，當電源阻抗較大、不易受電源阻抗影響時，藉由採用實施形態6中使用的再生控制部27A，能夠實現低成本且電路規模小的電源再生變換器。另一方面，當電源阻抗較小、能夠忽略電源阻抗的影響時，藉由採用實施形態7中使用的再生控制部27B，能夠實現可靠度高的電源再生變換器。
如上述說明，依據實施形態7，再生動作的停止判斷不僅使用母線電流IPN，還使用母線平均電流IPNave，藉此，不受電源阻抗的影響，馬達減速中係持續進行再生動作，待再生能量大幅減少後才確實地停止再生動作。藉此，削減電流檢測手段的個數，並且亦不需輸入 電流-直流電流轉換手段，能夠以低成本且簡易的構成實現再生控制。
實施形態8.
第42圖係顯示實施形態8的馬達控制裝置的構成之方塊圖。在第42圖中，對於與第1圖所示實施形態1的構成要素相同或同等的構成要素係標註相同的元件符號。此處，係以與實施形態8有關的部分為中心進行說明。在第42圖中，實施形態8的電源再生變換器係在第1圖所示的構成中改為設置過負載檢測部28C取代過負載檢測部28。此外，在過負載檢測部28C係除了輸入藉由母線電流檢測部25檢測出的母線電流IPN之外，還輸入基極驅動信號產生部26的輸出信號即基極驅動信號。
在實施形態1中，係在過負載檢測部28中根據流通於功率模組22與平流電容器21之間的母線電流IPN是否為預設的臨限電流值以內來檢測瞬時過負載。此係以構成功率模組22的各功率元件的殼體-接點間熱阻Rj-c為定值作為前提之構成，等同於以從前述的式(13)(為整流元件時係從式(18)算出，為再生用開關元件時係從式(22)算出)求取的殼體-接點間溫升△Tj-c為基礎的瞬時過負載檢測。
然而，如前述，殼體-接點間熱阻Rj-c係具有熱阻值伴隨功率元件產生的電力損失的施加時間而變化的特性即暫態熱阻特性，當電力損失的施加時間為短時間時，實際的各功率元件的殼體-接點間溫升△Tj-c係變得 比式(13)小。
第43圖係顯示電流流通於整流元件時的殼體-接點間溫升△Tdj-c之波形圖。第43圖係從上段部起依序顯示整流電流ID、殼體-接點間溫升△Tdj-c。此外，在第43圖的下段部，係以實線顯示殼體-接點間溫升△Tdj-c，以虛線顯示根據式(18)算出的殼體-接點間溫升算出值△Tdj-ce。
在第43圖的下段部中，相對於實際的殼體-接點間溫升△Tdj-c，殼體-接點間溫升算出值△Tdj-ce係成為相對大的值，可知使用式(18)會過度估算殼體-接點間溫升算出值△Tdj-ce。另外，此處雖係圖示電流流通於整流元件的情形，但在再生用開關元件的情形中亦為同樣的結果。
在實施形態1的構成的情形中，並未考慮到殼體-接點間熱阻Rj-c的暫態熱特性，故即便功率元件的殼體-接點間溫升△Tj-c存在餘裕，過負載檢測部28仍判定為過負載。此時，係成為以限定馬達輸出的方式進行動作，在如前述的產業機械中，有循環時間變長的弊處。
有鑑於此，在過負載檢測部28C中係構成為所檢測的瞬時過負載有把構成功率模組22的各功率元件的殼體-接點間的暫態熱特性納入考慮。針對過負載檢測部28C的構成例和動作等的詳情係於後說明。
第44圖係顯示構成功率模組22的各功率元件的產生損失P與殼體-接點間溫升△Tj-c的關係。第44 圖中，上段部係顯示步階狀變化的產生損失P的波形。下段部係顯示功率元件的產生損失P步階狀變化時的殼體-接點間溫升△Tj-c。亦如從第44圖可知，殼體-接點間溫升△Tj-c的變化特性係近似多階的延遲濾波器(例如IIR濾波器)。
因此，第44圖所示的功率元件的產生損失P與殼體-接點間溫升△Tj-c之關係係能夠以以下的數式表示。
△Tj-c(s)=G2(s)×P(s)=β/(1+s×tj1)×P(s)…(49)
在上述式(49)中，s為拉普拉斯運算子，G2(s)(=β/(1+s×tj1))係對輸入功率元件的產生損失P(s)、輸出殼體-接點間溫升△Tj-c(s)時的轉換特性，以具有一階延遲系統的轉換函數之數式進行近似而得的轉換函數。此外，β為換算常數、tj1為時間常數。
上述式(49)中的換算常數β乃係從當功率元件的產生損失P為固定時飽和的殼體-接點間溫升值△Tj-cm算出，能夠以以下的數式表示。
β=△Tj-cm/P…(50)
以上述式(50)算出的換算常數β係能夠從前述式(13)而表示如下式。
β=△Tj-cm/P=Rj-c×P/P=Rj-c…(51)
亦即，換算常數β係等同於殼體-接點間熱阻Rj-c。設殼體-接點間熱阻Rj-c的暫態熱特性為Rj-c(s)、設飽和時殼體-接點間熱阻為Rj-cm，則殼體-接點間熱阻Rj-c的暫態熱特性Rj-c(s)係能夠以以下的數式表示。
Rj-c(s)=Rj-cm/(1+s×tj1)…(52)
從式(49)、式(52)，考慮到暫態熱阻的殼體-接點間溫升△Tj-c(s)係能夠以以下的數式表示。
△Tj-c(s)=Rj-cm/(1+s×tj1)×P(s)…(53)
此處，前述式(53)中的飽和時殼體-接點間熱阻Rj-cm及時間常數tj1係在設計階段時即已知的數值，故只要輸入功率元件的產生損失，考慮到暫態熱阻的殼體-接點間溫度△Tj-c便能夠算出。各功率元件的產生損失係能夠從前述式(15)及式(19)算出，只要檢測流通於各功率元件的電流即可。然而，在實施形態8中係以母線電流檢測部25監視母線電流IPN，因此無法直接檢測流通於各功率元件的電流。
有鑑於此，針對從母線電流IPN與各基極驅動信號推定流通於各功率元件的電流之方法進行探討。第45圖係顯示馬達動力運轉時的波形之時序圖。在第45圖中，係從上段側起依序顯示電源電壓的線間電壓波形(VR-S、VS-T、VT-R、VS-R、VT-S、VR-T)、母線電流IPN、 從基極驅動信號產生部26輸出的基極驅動信號(SRP、SRN、SSP、SSN、STP、STN)、及流通於整流元件D1至D6的整流電流(ID1至ID6)的時間性變化。從第45圖，馬達動力運轉時係成為以下的動作。
<當R-S線間電壓VR-S的電位為最大時>
整流元件D1、D4導通而流通整流電流ID1、ID4。此時，基極驅動信號SRP、SSN係輸出H。
<當S-T線間電壓VS-T的電位為最大時>
整流元件D3、D6導通而流通整流電流ID3、ID6。此時，基極驅動信號SSP、STN係輸出H。
<當T-R線間電壓VT-R的電位為最大時>
整流元件D2、D5導通而流通整流電流ID2、ID5。此時，基極驅動信號STP、SRN係輸出H。
<當S-R線間電壓VS-R的電位為最大時>
整流元件D2、D3導通而流通整流電流ID2、ID3。此時，基極驅動信號SSP、SRN係輸出H。
<當T-S線間電壓VT-S的電位為最大時>
整流元件D4、D5導通而流通整流電流ID4、ID5。此時，基極驅動信號STP、SSN係輸出H。
<當R-T線間電壓VR-T的電位為最大時>
整流元件D1、D6導通而流通整流電流ID1、ID6。此時，基極驅動信號SRP、STN係輸出H。
如從第45圖可知，整流元件D1導通時，基極驅動信號SRP係輸出H。以下同樣地，整流元件D2 導通時，基極驅動信號SRN係輸出H。整流元件D3導通時，基極驅動信號SSP係輸出H。整流元件D4導通時，基極驅動信號SSN係輸出H。整流元件D5導通時，基極驅動信號STP係輸出H。整流元件D6導通時，基極驅動信號STN係輸出H。
此外，同第4圖，流通於功率模組22的P端子與平流電容器21之間的母線電流IPN係流通整流元件D1、D3、D5(或D2、D4、D6)所流通的電流加總之電流。
此處，在基極驅動信號的輸出信號中，設L=0、H=1。例如，若將基極驅動信號SRP與母線電流IPN相乘，則相乘結果係等同於流通於整流元件D1的電流。亦如從第45圖可知，將其他基極驅動信號與母線電流IPN相乘時亦獲得相同的結果，此當無庸贅言。
第46圖係顯示馬達再生時進行電源再生動作時的波形之時序圖。在第46圖中係從上段側起依序顯示電源電壓的線間電壓波形(VR-S、VS-T、VT-R、VS-R、VT-S、VR-T)、母線電流IPN、從基極驅動信號產生部26輸出的基極驅動信號(SRP、SRN、SSP、SSN、STP、STN)、及流通於再生用開關元件S1至S6的整流電流(IS1至IS6)的時間性變化。從第46圖，馬達再生時係成為以下的動作。
<當R-S線間電壓VR-S的電位為最大時>
再生用開關元件S1、S4導通而流通再生電流IS1、IS4。此時，基極驅動信號SRP、SSN係輸出H。
<當S-T線間電壓VS-T的電位為最大時>
再生用開關元件S3、S6導通而流通再生電流IS3、IS6。此時，基極驅動信號SSP、STN係輸出H。
<當T-R線間電壓VT-R的電位為最大時>
再生用開關元件S2、S5導通而流通再生電流IS2、IS5。此時，基極驅動信號STP、SRN係輸出H。
<當S-R線間電壓VS-R的電位為最大時>
再生用開關元件S2、S3導通而流通再生電流IS2、IS3。此時，基極驅動信號SSP、SRN係成為H。
<當T-S線間電壓VT-S的電位為最大時>
再生用開關元件D4、D5導通而流通再生電流IS4、IS5。此時，基極驅動信號STP、SSN係輸出H。
<當R-T線間電壓VR-T的電位為最大時>
再生用開關元件S1、S6導通而流通再生電流IS1、IS6。此時，基極驅動信號SRP、STN係輸出H。
如從第46圖可知，再生用開關元件S1導通時，基極驅動信號SRP係輸出H。以下同樣地，再生用開關元件S2導通時，基極驅動信號SRN係輸出H。再生用開關元件S3導通時，基極驅動信號SSP係輸出H。再生用開關元件S4導通時，基極驅動信號SSN係輸出H。再生用開關元件S5導通時，基極驅動信號STP係輸出H。再生用開關元件S6導通時，基極驅動信號STN係輸出H。
此外，同第6圖，流通於功率模組22的P端子與平流電容器21之間的母線電流IPN係流通再生用開關元件S1、S3、S5(或S2、S4、S6)所流通的電流加總之電 流。
此處，在基極驅動信號的輸出信號中，設L=0、H=1。例如，若將基極驅動信號SRP與母線電流IPN相乘，則相乘結果係等同於流通於再生用開關元件S1的電流。亦如從第46圖可知，將其他基極驅動信號與母線電流IPN相乘時亦獲得相同的結果，此當無庸贅言。
依上述，不論是馬達動力運轉時、馬達再生時，皆能夠從母線電流IPN與六個基極驅動信號算出流通於各功率元件的電流。
接著，針對過負載檢測部28C進行說明。過負載檢測部28C係根據母線電流檢測部25的輸出信號即母線電流IPN與基極驅動信號產生部26的輸出信號即基極驅動信號，檢測電源再生變換器1是否為瞬時過負載狀態。第47圖顯示過負載檢測部28C的一構成例。
如第47圖所示，過負載檢測部28C係構成為具備乘法運算部41、電流抽出部42、濾波器部43及判定部44。乘法運算部41及電流抽出部42係作為電流推定部發揮功能。
在乘法運算部41係輸入母線電流IPN與各基極驅動信號，乘法運算部41的輸出信號係輸入至電流抽出部42。電流抽出部42的輸出信號係輸入至濾波器部43，濾波器部43的輸出信號係輸入至判定部44。將判定部44的輸出信號作為過負載檢測部28C的輸出信號使用，當判定部44的輸出信號為H時，判定為過負載。
乘法運算部41係具備將母線電流IPN與各基極驅動信號相乘的功能。此處，將各基極驅動信號以下示的s區域的函數矩陣S(s)表示。
設以s區域的函數表示的母線電流IPN(s)與上述式(54)顯示的基極驅動信號的函數矩陣S(s)之相乘結果為I1(s)，則I1(s)係能夠以以下的數式表示。
在上述式(55)中，IRP1(s)係表示流通於R相P側的功率元件(整流元件及再生用開關元件)的電流之函數、IRN1(s)係表示流通於R相N側的功率元件的電流之函數、ISP1(s)係表示流通於S相P側的功率元件的電流之函數、ISN1(s)係表示流通於S相N側的功率元件的電流之函數、ITP1(s)係表示流通於T相P側的功率元件的電流之函 數、ITN1(s)係表示流通於T相N側各個的功率元件的電流之函數(整流元件及再生用開關元件)。此係如前述，等同於當將各基極驅動信號的輸出設L=0、H=1時，當將各基極驅動信號與母線電流IPN相乘，便能夠算出流通於由基極驅動信號進行導通關斷動作的再生用開關元件所配置之部分的功率元件的電流。亦即，乘法運算部41係具備將母線電流IPN與各基極驅動信號相乘，算出流通於由基極驅動信號進行導通關斷動作的再生用開關元件所配置之部分的功率元件的電流之功能，輸出以分別表示電流信號的六個函數構成的函數矩陣I1(s)。
接著，針對電流抽出部42進行說明。電流抽出部42係具備從前述的函數矩陣I1(s)抽出流通於各相的整流元件的電流、及流通於再生用開關元件的電流之功能。
如從第45圖及第46圖可知，在構成函數矩陣I1(s)的各電流信號中，朝正方向流通的電流係流通於整流元件的整流電流，朝負方向流通的電流係流通於再生用開關元件的再生電流。另外，在第42圖中，以箭頭表示的R相電流Ir、S相電流Is及T相電流It的方向為正方向。因此，只要抽出朝正方向流通的電流，即為抽出流通於整流元件的整流電流；只要抽出朝負方向流通的電流，即為抽出流通於再生用開關元件的再生電流。
此處，將具備抽出流通於整流元件的整流電流之功能的函數(以下，稱為「整流電流抽出函數」)以 SATD(s)表示，則當輸入至整流電流抽出函數SATD(s)的輸入信號未達0時，輸出0，當輸入信號為0以上時係直接將輸入信號輸出。
此外，設具備抽出流通於再生用開關元件的再生電流之功能的函數(以下，稱為「再生電流抽出函數」)為SATS(s)，則當輸入至再生電流抽出函數SATS(s)的輸入信號比0大時，輸出0，當輸入信號為0以下時係直接將輸入信號輸出。
使用如上述定義的整流電流抽出函數SATD(s)及再生電流抽出函數SATS(s)，則表示電流抽出部42之功能的函數矩陣SAT(s)係能夠以以下的數式表示。
如上述式(56)所示，函數矩陣SAT(s)係以12列6行的函數矩陣構成。在該函數矩陣SAT(s)乘上函數矩陣I1(s)，便能夠算出分別流通於各功率元件的電流。設表 示流通於各功率元件之電流的函數矩陣為I2(s)，則函數矩陣I2(s)係能夠以以下的數式表示。
如上述式(57)所示，函數矩陣I2(s)係成為12列1行的函數矩陣。此處，ID1e(s)係算出流通於R相P側的整流元件的整流電流者，IS1e(s)係算出流通於R相P側的再生用開關元件的再生電流者。以下同樣地，ID2e(s) 係算出流通於R相N側的整流元件的整流電流者，IS2e(s)係算出流通於R相N側的再生用開關元件的再生電流者。ID3e(s)係算出流通於S相P側的整流元件的整流電流者，IS3e(s)係算出流通於S相P側的再生用開關元件的再生電流者。ID4e(s)係算出流通於S相N側的整流元件的整流電流者，IS4e(s)係算出流通於S相N側的再生用開關元件的再生電流者。ID5e(s)係算出流通於T相P側的整流元件的整流電流者，IS5e(s)係算出流通於T相P側的再生用開關元件的再生電流者。ID6e(s)係算出流通於T相N側的整流元件的整流電流者，IS6e(s)係算出流通於T相N側的再生用開關元件的再生電流者。
接著，針對濾波器部43進行說明。濾波器部43係具有濾波整流電流的功能、及濾波再生電流的功能。此處，設整流電流算出值用的濾波器函數(以下，稱為「整流電流用濾波器函數」)為FD(s)、設再生電流算出值用的濾波器函數(以下，稱為「再生電流用濾波器函數」)為FS(s)，則表示濾波器部43之功能的函數矩陣F(s)係能夠以以下的數式表示。
[數式5]
如上述式(58)所示，函數矩陣F(s)係以12列12行的函數矩陣構成。在該函數矩陣F(s)乘上前述的函數矩陣12(s)，則成為濾波器部43的輸出。將濾波器部43的輸出以Te(s)表示，則Te(s)係能夠以以下的數式表示。
[數式6]
此外，設整流元件的飽和時殼體-接點間熱阻為RDj-cm、設整流元件的順向電壓為VF、設時間常數為tD1，則整流電流用濾波器函數FD(s)係能夠以以下的數式表示。
FD(s)=RDj-cm×VF/(1+tD1×s)…(60)
如上述式(60)所示，整流電流用濾波器函數FD(s)係成為在時間常數tD1的一階延遲濾波器乘上作為一階延遲濾波器之增益(gain)項的飽和時殼體-接點間熱阻RDj-cm及整流元件順向電壓VF而成之式。
例如，在整流電流用濾波器函數FD(s)乘上前述的12列1行的函數矩陣I2(s)的第1要素即ID1e(s)，設相乘結果為TD1e(s)，則TD1e(s)係能夠以以下的數式表示。
TD1e(s)=RDj-cm×VF/(1+tD1×s)×ID1e(s)…(61)
此處，使用前述的式(15)，則R相P側的整流元件D1的產生損失PD1e(s)係能夠以以下的數式表示。
PD1e(s)=VF×ID1e(s)…(62)
從式(61)及式(62)，前述的TD1e(s)係能夠以以下的數式表示。
TD1e(s)=RDj-cm/(1+tD1×s)×PD1e(s)…(63)
比較式(53)與式(63)，則若將式(63)中的時間常數tD1置換成式(53)中的殼體-接點間的暫態熱時間常數tj1，便等同於算出以前述的式(53)表示的考慮到暫態熱阻的殼體-接點間溫升。亦即，整流電流用濾波器函數FD(s)係以流通於整流元件的電流為輸入信號，輸出信號係成為算出考慮到暫態熱阻的整流元件的殼體-接點間溫升。另外，若將位在式(61)右項的ID1e(s)置換成流通於其他整流元件的電流，便同樣能夠算出考慮到暫態熱阻的其他整流元件的殼體-接點間溫升，此當無庸贅言。
由上述，式(59)中所示的TD1e(s)係表示整 流元件D1的殼體-接點間推定溫升，TD2e(s)係表示整流元件D2的殼體-接點間推定溫升，TD3e(s)係表示整流元件D3的殼體-接點間推定溫升，TD4e(s)係表示整流元件D4的殼體-接點間推定溫升，TD5e(s)係表示整流元件D5的殼體-接點間推定溫升，TD6e(s)係表示整流元件D6的殼體-接點間推定溫升。
接著，針對再生電流用濾波器函數FS(s)進行說明。設再生用開關元件S1的飽和時殼體-接點間熱阻為RSj-cm、設再生用開關元件飽和電壓為Vce(sat)、設時間常數為tS1，則再生電流用濾波器函數FS(s)係能夠以以下的數式表示。
FS(s)=RSj-cm×Vce(sat)/(1+tS1×s)…(64)
如上述式(64)所示，再生電流用濾波器函數FS(s)係成為在時間常數tS1的一階延遲濾波器乘上作為一階延遲濾波器之增益項的飽和時殼體-接點間熱阻RSj-cm及再生用開關元件飽和電壓Vce(sat)而成之構成。
例如，在再生電流用濾波器函數FS(s)乘上前述的12列1行的函數矩陣I2(s)的第2要素即IS1e(s)，設相乘結果為TS1e(s)，則TS1e(s)係能夠以以下的數式表示。
TS1e(s)=RSj-cm×Vce(sat)/(1+tS1×s)×IS1e(s)…(65)
此處，使用前述的式(19)，則R相P側的再 生用開關元件S1的產生損失PS1e(s)係能夠以以下的數式表示。
PS1e(s)=Vce(sat)×IS1e(s)…(66)
從式(65)及式(66)，前述的TS1e(s)係能夠以以下的數式表示。
TS1e(s)=RSj-cm/(1+tS1×s)×PS1e(s)…(67)
比較式(65)與式(67)，則若將式(67)中的時間常數tS1置換成式(53)中的殼體-接點間的暫態熱時間常數tj1，便等同於算出以前述的式(53)表示的考慮到暫態熱阻的殼體-接點間溫升。亦即，再生電流用濾波器函數FS(s)係以流通於再生用開關元件的電流為輸入信號，輸出信號係成為算出考慮到暫態熱阻的再生用開關元件的殼體-接點間溫升。另外，若將位在式(67)右項的IS1e(s)置換成流通於其他再生用開關元件的電流，便同樣能夠算出考慮到暫態熱阻的其他再生用開關元件的殼體-接點間溫升，此當無庸贅言。
由以上，式(59)中所示的TS1e(s)係表示再生用開關元件S1的殼體-接點間推定溫升，TS2e(s)係表示再生用開關元件S2的殼體-接點間推定溫升，TS3e(s)係表示再生用開關元件S3的殼體-接點間推定溫升，TS4e(s)係表示再生用開關元件S4的殼體-接點間推定溫升，TS5e(s)係表示再生用開關元件S5的殼體-接點間推定溫升，TS6e(s) 係表示再生用開關元件S6的殼體-接點間推定溫升。
此外，如以上的說明所述，濾波器部43係具備根據流通於各功率元件的所算出的電流，推定考慮到暫態熱阻的各功率元件的殼體-接點間溫升之功能。
接著，針對判定部44進行說明。判定部44係具備下述功能：根據前述的濾波器部43的輸出即表示各功率元件的殼體-接點間推定溫升的函數矩陣Te(s)，進行與預設的臨限溫度間的比較，判定各功率元件的殼體-接點間溫度是否為容許溫度。
第48圖顯示判定部的一構成例。如第48圖所示，判定部44係由比較器44A至44L及邏輯或電路45構成。在比較器44A、44C、44E、44G、44I、44K的反相輸入端子係輸入整流元件容許溫度TDemax。在比較器44B、44D、44F、44H、44J、44L的反相輸入端子係輸入再生用開關元件容許溫度TSemax。在比較器44A、44C、44E、44G、44I、44K的非反相輸入端子係分別輸入前述的TD1e(s)、TD2e(s)、TD3e(s)、TD4e(s)、TD5e(s)、TD6e(s)，在比較器44B、44D、44F、44H、44J、44L的非反相輸入端子係分別輸入前述的TS1e(s)、TS2e(s)、TS3e(s)、TS4e(s)、TS5e(s)、TS6e(s)。比較器44A至44L的輸出信號係輸入至邏輯或電路45，邏輯或電路的輸出作為過負載檢測部28C的輸出信號使用。
在第48圖所示的構成中，當各功率元件的殼體-接點間推定溫升成為預設的臨限溫度即TDemax以上 時或成為TSemax以上時，各比較器係輸出H。在邏輯或電路45係輸入12個信號，只要輸入有一個H，邏輯或電路45、亦即過負載檢測部28C便輸出H。
如上述，依據實施形態8的馬達控制裝置，過負載檢測部28C係根據母線電流IPN與各基極驅動信號推定考慮到暫態熱阻的殼體-接點部間溫升，再根據推定結果來檢測瞬時過負載，因此在令工具機、製造機械、機器人等產業機械動作時，能夠減少無謂的馬達輸出之降低，從而能夠抑制循環時間無謂地變長。
另外，在第42圖中雖省略了圖示，但亦可構成為同實施形態3，將電源再生變換器1內的過負載檢測部28C的輸出，輸出至馬達控制部4A，此外，亦可構成為同實施形態4，將電源再生變換器1內的過負載檢測部28C的輸出，輸出至上位控制裝置100。只要構成如上述，根據過負載檢測部28C的輸出信號，馬達控制部4A或上位控制裝置100便能夠進行使馬達5的輸出降低的電力控制。
實施形態9.
第49圖係顯示實施形態9的馬達控制裝置的構成之方塊圖。在第49圖中，對於與第1圖所示實施形態1的構成要素相同或同等的構成要素係標註相同的元件符號。此處，係以與實施形態9有關的部分為中心進行說明。在第49圖中，實施形態9的電源再生變換器係在第1圖所示的構成中刪除了過負載檢測部28，改在電源再生變換器1內 部追加發送手段即發送部36、在馬達驅動裝置4內部追加過負載檢測部4B。藉此，構成為在過負載檢測部4B係透過發送部36及通訊路徑37A而輸入母線電流檢測部25的輸出信號。
過負載檢測部4B係根據母線電流檢測部25的輸出信號即母線電流IPN，判定電源再生變換器1是否為過負載。過負載檢測部4B的內部構成係亦可使用判定瞬時過負載狀態的構成、判定穩態時過負載狀態的構成、判定瞬時過負載狀態及穩態時過負載狀態雙方的構成其中一者來實現。
例如，採用與實施形態1所示的過負載檢測部28(例如第14圖)相同的構成，與實施形態1同樣地動作，藉此，能夠在馬達驅動裝置4內部判定電源再生變換器1是否為瞬時過負載狀態。此外，例如，採用與實施形態2所示的過負載檢測部28A(例如第16圖)相同的構成，與實施形態2同樣地動作，藉此，能夠在馬達驅動裝置4內部判定電源再生變換器1是否為穩態時過負載狀態。此外，亦可構成為使用具備瞬時過負載狀態的判定功能及穩態時過負載狀態的判定功能雙方的過負載檢測部。
若為實施形態9的構成，只要為了母線電流檢測而設置電流檢測器即可，故相較於習知技術，能夠削減電流檢測器的個數。此外，在檢測輸入電流的情形中，必須進行至少兩相的電流檢測，對馬達驅動裝置4輸出兩個檢測結果，故通訊路徑增加，但若是只有母線電流檢測， 則能夠抑制通訊路徑的增加。
實施形態10.
第50圖係顯示實施形態10的馬達控制裝置的構成之方塊圖。在第50圖中，對於與第19圖所示實施形態3的構成要素相同或同等的構成要素係標註相同的元件符號。第50圖係與第19圖為相同的構成，但刪除了設置在電源再生變換器1內部的過負載檢測部28，改在電源再生變換器1內部追加發送手段即發送部36、在馬達驅動裝置4內部追加過負載檢測部4B。
如前述，馬達控制部4A係將任意的交流電力供給至馬達5，具備對馬達5進行可變速控制的功能。電源再生變換器1的母線電流檢測部25的輸出係透過通訊路徑37A而輸入至過負載檢測部4B。此外，過負載檢測部4B的輸出係構成為輸入至馬達控制部4A。另外，第50圖所示的過負載檢測部4B係亦可如實施形態9中所說明，採用判定電源再生變換器1是瞬時過負載狀態的構成、判定是穩態時過負載狀態的構成，亦可構成為具備瞬時過負載狀態的判定功能及穩態時過負載狀態的判定功能雙方的過負載檢測部。
母線電流檢測部25係檢測流通於功率模組22的P端子、平流電容器21、功率模組22的N端子間的母線電流IPN，透過通訊路徑37A將檢測出的母線電流IPN輸入至馬達驅動裝置4內的過負載檢測部4B。過負載檢測部4B係根據母線電流IPN而判定電源再生變換器1的過 負載狀態。當判定為電源再生變換器1是過負載狀態，過負載檢測部4B輸出H時，馬達控制部4A係以使馬達5的輸出降低的方式控制交流電力。就以使馬達5的輸出降低的方式控制交流電力的手法而言，係例示前述實施形態3所示的手法。
接著，針對實施形態10的馬達控制裝置的動作，參照第50圖及第51圖進行說明。第51圖係顯示實施形態10的馬達控制裝置的動作之流程圖。另外，在第51圖中係省略元件符號的表記。
在電源再生變換器1中，母線電流檢測部25係如前述檢測母線電流IPN(步驟S401)。母線電流檢測部25係藉由通訊路徑37A將檢測出的母線電流IPN的資訊通知給馬達驅動裝置4內部的過負載檢測部4B(步驟S402)。以上的步驟S401至S402係電源再生變換器1的處理，電源再生變換器1係反覆執行步驟S401至S402的處理。
過負載檢測部4B係接收母線電流檢測部25的檢測值即母線電流IPN的資訊(步驟S403)。過負載檢測部4B係根據母線電流IPN，判定電源再生變換器1是否為過負載狀態(步驟S404)，將判定結果通知給馬達控制部4A(步驟S405)。馬達控制部4A係接收過負載檢測部4B的判定結果(步驟S406)。馬達控制部4A係根據所接收到的判定結果，判定電源再生變換器1是否為過負載狀態(步驟S407)。馬達控制部4A係當從過負載檢測部4B接收到的判 定結果為代表是過負載狀態的信號(在實施形態10的例子中為「H」信號)時(步驟S407，「是」)，以使馬達5的輸出獲得限制之方式限制來自馬達驅動裝置4的馬達輸出，將把馬達輸出進行限制後的交流電力對馬達5輸出(步驟S408)。另一方面，當所接收到的判定結果為代表不是過負載狀態的信號(在實施形態10的例子中為「L」信號)時(步驟S407，「否」)，不進行步驟S408的處理，跳至步驟S409。亦即，當所接收到的判定結果不是過負載狀態時，將不限制馬達5的輸出的通常的控制動作下的交流電力對馬達5輸出(步驟S409)。以上的步驟S403至S407的處理係馬達驅動裝置4內部的過負載檢測部4B及馬達控制部4A的處理，過負載檢測部4B或馬達控制部4A係反覆執行步驟S403至S409的處理。
依據實施形態10，即使當馬達5進行超過設想的動作，電源再生變換器1為過負載狀態時，馬達驅動裝置4以使馬達5的輸出降低之方式控制交流電力，故能夠消除電源再生變換器1的過負載狀態，從而能夠不令系統停止即消除電源再生變換器1的壽命劣化、損壞等不良影響。因此，能夠選用容量小的電源再生變換器，從而能夠幫助產業機械的低成本化。
實施形態11.
第52圖係顯示實施形態11的馬達控制裝置的構成之方塊圖。第52圖係在第21圖所示的實施形態4的構成中刪除了設置在電源再生變換器1內部的過負載檢測部28， 改在電源再生變換器1內部追加發送手段即發送部36。母線電流檢測部25的輸出係透過發送部36及通訊路徑37A而輸入至上位控制裝置100，在上位控制裝置100中，構成為判定電源再生變換器1是否為過負載狀態。另外，以上位控制裝置100實施的過負載檢測係亦可採用進行瞬時過負載狀態之判定的構成、進行穩態時過負載檢測之判定的構成、進行瞬時過負載狀態及穩態時過負載狀態雙方之判定的構成其中一者。
母線電流檢測部25的輸出信號即母線電流IPN的資訊係透過通訊路徑37A輸入至上位控制裝置100。上位控制裝置100係進行電源再生變換器1的過負載狀態的判定。當判定為電源再生變換器1是過負載狀態，上位控制裝置100便對馬達驅動裝置4的馬達控制部4A及馬達驅動裝置400的馬達控制部400A的至少一者，使用相對應的通訊路徑38a、38b雙方或其中任一者，輸出把控制對象即馬達5或馬達500的輸出進行限制後的馬達動作指令。馬達控制部4A及馬達控制部400A其中至少一者係根據所接收到的馬達動作指令，以使馬達5或馬達500的輸出降低之方式控制交流電力。
接著，針對實施形態11的馬達控制裝置的動作，參照第52圖及第53圖進行說明。第53圖係顯示實施形態11的馬達控制裝置的動作之流程圖。另外，在第53圖中係省略元件符號的表記。
在電源再生變換器1中，母線電流檢測部 25係如前述檢測母線電流IPN(S501)。母線電流檢測部25係藉由通訊路徑37A將母線電流IPN通知給上位控制裝置100(步驟S502)。以上的步驟S501至S502係電源再生變換器1的處理，電源再生變換器1係反覆執行步驟S501至S502的處理。
上位控制裝置100係接收母線電流檢測部25的輸出信號即母線電流IPN(步驟S503)。上位控制裝置100係根據母線電流IPN，判定電源再生變換器1是否為過負載狀態(步驟S504)。當上位控制裝置100判定電源再生變換器1是過負載狀態時(步驟S505，「是」)，決定限制馬達5及馬達500其中至少一者的輸出(S506)，將把馬達輸出進行限制後的馬達動作指令對驅動控制對象即馬達的馬達驅動裝置輸出(步驟S507)。另外，當上位控制裝置100判定電源再生變換器1不是過負載狀態時(步驟S505，「否」)，不進行步驟S506的處理，跳至步驟S507。亦即，當上位控制裝置100判定電源再生變換器1不是過負載狀態時，不進行對馬達5及馬達500的輸出限制，輸出通常的馬達動作指令(步驟S507)。以上的步驟S503至S507的處理係上位控制裝置100的處理，上位控制裝置100係反覆執行步驟S503至S507的處理。
馬達驅動裝置4的馬達控制部4A及馬達驅動裝置400的馬達控制部400A係接收來自上位控制裝置100的馬達動作指令(步驟S508)，以使與所接收的馬達動作指令相應的交流電力輸出至馬達5及馬達500之方式動 作(步驟S509)。以上的步驟S508、S509的處理係馬達控制部4A、400A的處理，馬達控制部4A、400A係反覆執行步驟S508、S509的處理。
依據實施形態11，即使當馬達5及馬達500的動作進行超過設想的動作，電源再生變換器1為過負載狀態時，上位控制裝置100係將把馬達5及馬達500其中至少一者的輸出進行限制的馬達動作指令輸出至符合的馬達驅動裝置，該馬達驅動裝置以使控制對象的馬達輸出降低的方式控制交流電力，故能夠消除電源再生變換器1的過負載狀態，從而能夠不令系統停止即消除電源再生變換器1的壽命劣化、損壞等不良影響。此外，在工具機之類使用複數個馬達的產業機械中，藉由以防止循環時間變長的方式輸出馬達動作指令，既維持循環時間，也能夠消除電源再生變換器1的過負載狀態。因此，能夠選用容量小的電源再生變換器，從而能夠幫助產業機械的低成本化。
實施形態12.
第54圖係顯示實施形態12的馬達控制裝置的構成之方塊圖。在第54圖中，係與第52圖所示實施形態11的構成相同或同等，但在電源再生變換器1追加了變換器控制部1A、在馬達驅動裝置4追加了過負載檢測部4B。在實施形態12中，過負載檢測部4B係採用具備瞬時過負載檢測及穩態時過負載檢測雙方功能的過負載檢測部。此外，係將上位控制裝置100、馬達驅動裝置400、馬達驅動裝置4及電源再生變換器1的通訊路徑以菊鍊的形式連接。具 體說明之，電源再生變換器1的變換器控制部1A與馬達驅動裝置4的馬達控制部4A之間係以通訊路徑37連接，馬達驅動裝置4的馬達控制部4A與馬達驅動裝置400的馬達控制部400A之間係以通訊路徑39a連接，馬達驅動裝置400的馬達控制部400A與上位控制裝置100之間係以通訊路徑39b連接。在如此構成的馬達控制裝置中，例如，從上位控制裝置100對馬達驅動裝置4輸出的馬達動作指令係透過馬達驅動裝置400的馬達控制部400A輸入至馬達驅動裝置4的馬達控制部4A。此外，母線電流檢測部25的輸出信號係輸入至電源再生變換器1的變換器控制部1A，並且透過通訊路徑37A輸入至馬達驅動裝置4的過負載檢測部4B，過負載檢測部4B的輸出信號係輸入至馬達控制部4A。
接著，針對實施形態12的馬達控制裝置的動作，參照第54圖及第55圖的圖式進行說明。第55圖係顯示實施形態12的馬達控制裝置的動作之流程圖。
在電源再生變換器1中，母線電流檢測部25係如前述檢測母線電流IPN(步驟S601)。母線電流檢測部25係藉由通訊路徑37A將母線電流IPN的資訊通知給馬達驅動裝置4內部的過負載檢測部4B(步驟S602)。以上的步驟S601至S602乃係電源再生變換器1的處理，電源再生變換器1係反覆執行步驟S601至S602的處理。
過負載檢測部4B係接收母線電流檢測部25的檢測值即母線電流IPN的資訊(步驟S603)。過負載檢測 部4B係根據母線電流IPN，判定電源再生變換器1是瞬時過負載狀態還是穩態時過負載狀態還是無異常(步驟S604)，將判定結果通知給馬達控制部4A(步驟S605)。以上的步驟S603至S605係馬達驅動裝置4的過負載檢測部4B的處理，過負載檢測部4B係反覆執行步驟S603至S605的處理。
馬達控制部4A係接收過負載檢測部4B的判定結果(步驟S606)。馬達控制部4A係根據所接收到的判定結果，判定電源再生變換器1是否為瞬時過負載狀態(步驟S607)。當所接收到的判定結果為代表是瞬時過負載狀態的信號時(步驟S607，「是」)，以使馬達5的輸出獲得限制之方式限制來自馬達驅動裝置4的馬達輸出(步驟S608)，將把馬達輸出進行限制後的交流電力對馬達5輸出(步驟8609)。另外，當所接收到的判定結果為代表不是瞬時過負載狀態的信號時(步驟S607，「否」)，不進行步驟S608的處理，跳至步驟S609。亦即，當所接收到的判定結果不是瞬時過負載狀態時，不限制馬達5的輸出，將通常的控制動作下的交流電力對馬達5輸出(步驟S609)。另外，馬達控制部4A係將過負載檢測部4B的判定結果通知給馬達控制部400A(步驟S610)。以上的步驟S606至S610係馬達驅動裝置4的馬達控制部4A的處理，馬達控制部4A係反覆執行步驟S606至S610的處理。
馬達控制部400A係藉由通訊路徑39a從馬達控制部4A接收過負載檢測部4B的判定結果(步驟 S611)，將該判定結果藉由通訊路徑39b通知給上位控制裝置100(步驟S612)。以上的步驟S611、S612的處理係馬達控制部400A的處理，馬達控制部400A係反覆執行步驟S611、S612的處理。
上位控制裝置100係從馬達控制部400A接收過負載檢測部4B的判定結果(步驟S613)。上位控制裝置100係根據所接收到的判定結果，判定電源再生變換器1是否為瞬時過負載狀態(步驟S614)。當所接收到的判定結果為代表是瞬時過負載狀態的信號時(步驟S614，「是」)，決定限制馬達500的輸出(步驟S615)，將把馬達輸出進行限制後的馬達動作指令對控制馬達500的馬達控制部400A輸出(步驟S618)。另一方面，當所接收到的判定結果為代表不是瞬時過負載狀態的信號時(步驟S614，「否」)，再進一步判定電源再生變換器1是否為穩態時過負載狀態(步驟S616)。當所接收到的判定結果為代表是穩態時過負載狀態的信號時(步驟S616，「是」)，決定變更各軸的運轉循環(步驟S617)，對控制馬達500的馬達控制部400A，輸出以抑制馬達500的平均輸出之方式進行變更的馬達動作指令(步驟S618)。另外，當所接收到的判定結果為代表不是穩態時過負載狀態的信號時(步驟S616，「否」)，不進行步驟S617的處理，跳至步驟S618。以上的步驟S613至S618的處理係上位控制裝置100的處理，上位控制裝置100係反覆執行步驟S613至S618的處理。
將上述之控制摘要如下。首先，當判定為 瞬時過負載狀態時，在不透過上位控制裝置100下由馬達控制裝置4A以限制馬達輸出的方式對馬達5輸出交流電力。並行於上述控制，對馬達控制部400A及上位控制裝置100，通知是瞬時過負載狀態。上位控制裝置100係根據判定結果，以限制馬達500的馬達動作的輸出之方式產生對馬達500的馬達動作指令，輸出至馬達驅動裝置400內的馬達控制部400A。在馬達驅動裝置4中，係暫且限制馬達5的輸出而迴避瞬時過負載狀態，然後以上位控制裝置100重新檢討馬達動作指令。
另一方面，當判定為穩態時過負載狀態時，馬達控制裝置4A係將以從上位控制裝置100輸出的馬達動作指令為基礎的動作指令持續，並行於此，對馬達控制部400A及上位控制裝置100通知是穩態時過負載狀態。上位控制裝置100係根據判定結果，以限制馬達500的馬達動作的平均輸出之方式產生馬達動作指令，輸出至馬達驅動裝置400內的馬達控制部400A。
另外，在上述說明中雖係說明當判定為瞬時過負載狀態時進行對馬達5的輸出限制，當判定為穩態時過負載狀態時進行對馬達500的輸出限制，但當判定為瞬時過負載狀態時亦可進行對馬達5及馬達500雙方的輸出限制。此外，當判定為穩態時過負載時亦可進行對馬達5及馬達500雙方的輸出限制。
此外，雖係藉由過負載檢測部4B分別進行瞬時過負載狀態的檢測與穩態時過負載狀態的檢測，但針 對過負載狀態的通知方法係亦可分別設置過負載檢測專用的通訊線路，亦可為以串列通訊等通知過負載狀態的方式。
依據實施形態12，當電源再生變換器1為瞬時過負載狀態時，能夠迅速地使馬達輸出降低。此外，當電源再生變換器1為穩態時過負載狀態時，藉由重新檢討從上位控制裝置100輸出至各馬達驅動裝置的馬達動作指令而改善嚴峻的運轉循環，能夠使功率模組22的殼體溫升△Tc降低。藉由上述控制，能夠不令系統停止即消除電源再生變換器1的壽命劣化、損壞等不良影響。此外，在工具機之類使用複數個馬達的產業機械中，藉由以防止循環時間變長的方式輸出馬達動作指令，既維持循環時間，也能夠消除電源再生變換器1的過負載狀態。因此，能夠選用容量小的電源再生變換器，從而能夠幫助產業機械的低成本化。
另外，上述實施形態1至12所示的構成僅是本發明的構成例，當能夠與其他公知的技術組合，且在不脫離本發明主旨的範圍內，亦能夠將一部分進行省略等變更來構成，此當無庸贅言。

Claims (35)

  1. 一種電源再生變換器，係配置在輸入電源與對馬達進行可變速控制的馬達驅動裝置之間的電源再生變換器，係具備：功率模組，係具有直流電源端子，並且具有複數個整流元件及複數個再生用開關元件；平流電容器，係連接至前述直流電源端子，蓄積交流直流轉換動作時的直流電力；母線電流檢測部，係檢測流通於前述直流電源端子與前述平流電容器之間的母線電流；電源相位檢測部，係檢測前述輸入電源的相位；基極驅動信號產生部，係根據前述電源相位檢測部檢測出的電源相位，產生進行前述再生用開關元件之導通關斷控制的基極驅動信號；再生控制部，係根據前述母線電流檢測部的檢測結果及前述基極驅動信號，進行電源再生動作的開始處理及停止處理；及過負載檢測部，係根據前述母線電流檢測部的檢測結果，檢測及判定前述電源再生變換器是否為瞬時過負載狀態；前述過負載檢測部不僅判定前述電源再生變換器是否為前述瞬時過負載狀態，還根據前述母線電流檢測部的檢測結果，判定是否為穩態時過負載狀態，將前述過負載檢測部的判定結果輸出至前述馬達驅動裝置或輸出馬達動作指令至前述馬達驅動裝置的上位控制裝置。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之電源再生變換器，其中，前述過負載檢測部係當前述母線電流檢測部的檢測結果比預設的容許母線電流下限值大、比容許母線電流上限值小時，判定為前述電源再生變換器並未以瞬時過負載狀態動作，當該檢測結果成為容許母線電流下限值以下、或容許母線電流上限值以上時，判定為前述電源再生變換器係以瞬時過負載狀態動作。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之電源再生變換器，其中，前述過負載檢測部係構成為具有：母線電流絕對值算出部，係根據前述母線電流檢測部的檢測結果，算出檢測結果的絕對值；及濾波器部，係輸入前述母線電流絕對值算出部的算出結果進行平均化；當前述濾波器部的輸出結果成為預設的容許母線電流絕對值以上時，判定為前述電源再生變換器係以穩態時過負載狀態動作。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之電源再生變換器，其中，前述濾波器部係以多階的IIR濾波器或FIR濾波器構成。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之電源再生變換器，其中，前述再生控制部係具備再生停止判定部，該再生停止判定部係當在電源再生動作中，前述母線電流檢測部檢測出的母線電流超過預設的臨限值時，判定是否停止電源再生動作。
  6. 如申請專利範圍第1項所述之電源再生變換器，其中，前述再生停止判定部係當在電源再生動作中，前述母線電流檢測部檢測出的母線電流超過預設的臨限值且前述母線電流的檢測值的進行過平均化處理而得的母線平均電流超過預設的臨限值時，停止電源再生動作。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之電源再生變換器，其中，前述平均化處理係以多階的IIR濾波器或FIR濾波器實施。
  8. 一種電源再生變換器，係配置在輸入電源與對馬達進行可變速控制的馬達驅動裝置之間的電源再生變換器，係具備：功率模組，係具有直流電源端子，並且構成為具有複數個整流元件及複數個再生用開關元件；平流電容器，係連接至前述直流電源端子，蓄積交流直流轉換動作時的直流電力；母線電流檢測部，係檢測流通於前述直流電源端子與前述平流電容器之間的母線電流；電源相位檢測部，係檢測前述輸入電源的相位；基極驅動信號產生部，係根據前述電源相位檢測部檢測出的電源相位，產生進行前述再生用開關元件之導通關斷控制的基極驅動信號；再生控制部，係根據前述母線電流檢測部的檢測結果及前述基極驅動信號，進行電源再生動作的開始處理及停止處理；及過負載檢測部，係根據前述母線電流檢測部的檢測結果與前述基極驅動信號，檢測及判定前述電源再生變換器的過負載；前述過負載檢測部係判定前述電源再生變換器是否為瞬時過負載狀態，以及根據前述母線電流檢測部的檢測結果，判定是否為穩態時過負載狀態，將前述過負載檢測部的判定結果輸出至前述馬達驅動裝置或輸出馬達動作指令至前述馬達驅動裝置的上位控制裝置。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之電源再生變換器，其中，前述過負載檢測部係根據前述母線電流檢測部的檢測結果及前述基極驅動信號，判定前述電源再生變換器是否為瞬時過負載狀態，將該判定結果輸出至前述馬達驅動裝置或輸出馬達動作指令至前述馬達驅動裝置的上位控制裝置。
  10. 如申請專利範圍第8項所述之電源再生變換器，其中，前述過負載檢測部係根據前述母線電流檢測部的檢測結果與前述基極驅動信號，推定流通於構成前述功率模組的整流元件與再生用開關元件的電流。
  11. 如申請專利範圍第8項所述之電源再生變換器，其中，前述過負載檢測部係構成為具有：電流推定部，係根據前述母線電流檢測部的檢測結果與前述基極驅動信號，推定流通於構成前述功率模組的複數個整流元件與複數個再生用開關元件的電流；及濾波器部，係將前述電流推定部的輸出信號進行平均化；當前述濾波器部的輸出結果成為預設的容許值以上時，判定為電源再生變換器係以瞬時過負載狀態動作。
  12. 如申請專利範圍第11項所述之電源再生變換器，其中，前述濾波器部係以多階的IIR濾波器或FIR濾波器構成。
  13. 一種電源再生變換器，係配置在輸入電源與對馬達進行可變速控制的馬達驅動裝置之間的電源再生變換器，係具備：功率模組，係具有直流電源端子，並且具有複數個整流元件及複數個再生用開關元件；平流電容器，係連接至前述直流電源端子，蓄積交流直流轉換動作時的直流電力；母線電流檢測部，係檢測流通於前述直流電源端子與前述平流電容器之間的母線電流；電源相位檢測部，係檢測前述輸入電源的相位；基極驅動信號產生部，係根據前述電源相位檢測部檢測出的電源相位，產生進行前述再生用開關元件之導通關斷控制的基極驅動信號；再生控制部，係根據前述母線電流檢測部的檢測結果及前述基極驅動信號，進行電源再生動作的開始處理及停止處理；發送手段，係將前述母線電流檢測部的檢測結果發送至前述馬達驅動裝置；及過負載檢測部，係根據前述母線電流檢測部的檢測結果，檢測及判定前述電源再生變換器是否為瞬時過負載狀態；前述過負載檢測部不僅判定前述電源再生變換器是否為前述瞬時過負載狀態，還根據前述母線電流檢測部的檢測結果，判定是否為穩態時過負載狀態，將前述過負載檢測部的判定結果輸出至前述馬達驅動裝置或輸出馬達動作指令至前述馬達驅動裝置的上位控制裝置。
  14. 一種馬達控制裝置，係具備：申請專利範圍第1項或第7項所述之電源再生變換器；及馬達驅動裝置，係從前述電源再生變換器接受直流電力的供給，對馬達進行可變速控制。
  15. 如申請專利範圍第14項所述之馬達控制裝置，其中，前述馬達驅動裝置係藉由限制前述馬達的轉矩來限制前述馬達的輸出。
  16. 如申請專利範圍第14項所述之馬達控制裝置，其中，前述馬達驅動裝置係藉由限制前述馬達的轉動速度來限制前述馬達的輸出。
  17. 如申請專利範圍第14項所述之馬達控制裝置，其中，前述馬達驅動裝置係藉由以使前述馬達進行自由運轉(free run)的方式進行控制來限制前述馬達的輸出。
  18. 如申請專利範圍第14項所述之馬達控制裝置，其中，前述馬達驅動裝置係當前述過負載檢測部的判定結果係判定為過負載時，以使馬達動作成為比從前述上位控制裝置輸出的馬達動作指令更加限制前述馬達的輸出者之方式進行前述馬達的可變速控制。
  19. 如申請專利範圍第14項所述之馬達控制裝置，其中，當前述過負載檢測部的判定結果判定為過負載時，進行下述控制：以使馬達動作成為限制前述馬達的輸出者之方式變更馬達動作指令，透過前述上位控制裝置輸出至前述馬達驅動裝置。
  20. 如申請專利範圍第14項所述之馬達控制裝置，其中，依前述上位控制裝置、前述馬達驅動裝置及前述電源再生變換器的順序以菊鍊的形式連接通訊路徑，前述過負載檢測部檢測瞬時過負載狀態，當從前述過負載檢測部通知判定結果給前述馬達驅動裝置時，前述馬達驅動裝置便以使馬達動作成為比從前述上位控制裝置輸出的馬達動作指令更加限制前述馬達的輸出者之方式進行前述馬達的可變速控制，並且，將前述過負載檢測部的判定結果通知給前述上位控制裝置，前述上位控制裝置係接收該判定結果，當為瞬時過負載狀態時，進行下述控制：以使馬達動作成為限制前述馬達的輸出之方式變更馬達動作指令，輸出至前述馬達驅動裝置。
  21. 如申請專利範圍第14項所述之馬達控制裝置，其中，依前述上位控制裝置、前述馬達驅動裝置及前述電源再生變換器的順序以菊鍊的形式連接通訊路徑，前述過負載檢測部檢測穩態時過負載狀態，當從前述過負載檢測部通知判定結果給前述馬達驅動裝置時，前述馬達驅動裝置便根據從前述上位控制裝置輸出的前述馬達動作指令進行馬達的可變速控制，並且，將前述過負載檢測部的判定結果通知給前述上位控制裝置，前述上位控制裝置係接收該判定結果，當為穩態過負載狀態時，進行下述控制：以抑制前述馬達的平均輸出之方式變更運轉循環，輸出至前述馬達驅動裝置。
  22. 如申請專利範圍第14項所述之馬達控制裝置，其中，前述馬達為工具機所具備的伺服馬達與主軸馬達；當前述過負載檢測部的判定結果係判定為過負載時，前述馬達驅動裝置係以使馬達動作成為比從前述上位控制裝置輸出的馬達動作指令更加限制輸出者之方式進行前述主軸馬達的可變速控制。
  23. 如申請專利範圍第14項所述之馬達控制裝置，其中，前述馬達為工具機所具備的伺服馬達與主軸馬達；當前述過負載檢測部的判定結果係判定為過負載時，前述上位控制裝置係以限制前述伺服馬達的輸出之方式變更馬達動作指令，將馬達動作指令輸出至驅動前述伺服馬達的馬達驅動裝置。
  24. 一種馬達控制裝置，係具備：申請專利範圍第13項所述之電源再生變換器；及馬達驅動裝置，係從前述電源再生變換器接受直流電力的供給，對馬達進行可變速控制。
  25. 如申請專利範圍第24項所述之馬達控制裝置，其中，前述馬達驅動裝置係具備過負載檢測部，該過負載檢測部係根據由前述發送手段發送來的前述母線電流檢測部的檢測結果，檢測前述電源再生變換器的過負載。
  26. 如申請專利範圍第25項所述之馬達控制裝置，其中，前述過負載檢測部係根據由前述發送手段發送來的前述母線電流檢測部的檢測結果，判定前述電源再生變換器是否為瞬時過負載狀態、是否為穩態時過負載狀態其中至少一者，將該判定結果輸出至將馬達動作指令輸出至前述馬達驅動裝置的上位控制裝置。
  27. 如申請專利範圍第26項所述之馬達控制裝置，其中，前述過負載檢測部係當由前述發送手段發送來的前述母線電流檢測部的檢測結果比預設的容許母線電流下限值大、比容許母線電流上限值小時，判定為前述電源再生變換器並未以瞬時過負載動作，當該檢測結果成為容許母線電流下限值以下、或容許母線電流上限值以上時，前述電源再生變換器係以瞬時過負載狀態動作。
  28. 如申請專利範圍第26項所述之馬達控制裝置，其中，前述過負載檢測部係構成為具有：母線電流絕對值算出部，係根據由前述發送手段發送來的前述母線電流檢測部的檢測結果，算出檢測結果的絕對值；及濾波器部，係輸入前述母線電流絕對值算出部的算出結果進行平均化；當前述濾波器部的輸出結果成為預設的容許母線電流絕對值以上時，判定為前述電源再生變換器係以穩態時過負載狀態動作。
  29. 如申請專利範圍第28項所述之馬達控制裝置，其中，前述濾波器部係以多階的IIR濾波器或FIR濾波器構成。
  30. 如申請專利範圍第25項所述之馬達控制裝置，其中，前述上位控制裝置係根據前述母線電流檢測部的檢測結果進行過負載檢測，當判定結果係判定為過負載時，以使馬達動作成為限制前述馬達的輸出之方式變更馬達動作指令，將馬達動作指令輸出至前述馬達驅動裝置。
  31. 如申請專利範圍第25項所述之馬達控制裝置，其中，依前述上位控制裝置、前述馬達驅動裝置及前述電源再生變換器的順序以菊鍊的形式連接通訊路徑，當以前述馬達驅動裝置檢測出瞬時過負載狀態時，前述馬達驅動裝置便以使馬達動作成為比從前述上位控制裝置輸出的馬達動作指令更加限制前述馬達的輸出者之方式進行前述馬達的可變速控制，並且，將前述過負載檢測部的判定結果通知給前述上位控制裝置，前述上位控制裝置係接收該結果，當為瞬時過負載狀態時，進行下述控制：變更前述馬達動作指令，輸出至前述馬達驅動裝置。
  32. 如申請專利範圍第25項所述之馬達控制裝置，其中，依前述上位控制裝置、前述馬達驅動裝置及前述電源再生變換器的順序以菊鍊的形式連接通訊路徑，以前述馬達驅動裝置檢測穩態時過負載狀態，當從前述過負載檢測部通知判定結果給前述馬達驅動裝置時，前述馬達驅動裝置便根據從前述上位控制裝置輸出的前述馬達動作指令進行馬達的可變速控制，並且，將前述過負載檢測部的判定結果通知給前述上位控制裝置，前述上位控制裝置係接收該判定結果，當為穩態過負載狀態時，進行下述控制：以抑制前述馬達的平均輸出之方式變更運轉循環，輸出至前述馬達驅動裝置。
  33. 如申請專利範圍第24項所述之馬達控制裝置，其中，前述馬達驅動裝置係藉由限制前述馬達的轉矩來限制前述馬達的輸出。
  34. 如申請專利範圍第24項所述之馬達控制裝置，其中，前述馬達驅動裝置係藉由限制前述馬達的轉動速度來限制前述馬達的輸出。
  35. 如申請專利範圍第24項所述之馬達控制裝置，其中，前述馬達驅動裝置係藉由以使前述馬達進行自由運轉的方式進行控制來限制前述馬達的輸出。
TW105127018A 2015-08-26 2016-08-24 電源再生變換器及馬達控制裝置 TWI623187B (zh)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2015/074107 WO2017033320A1 (ja) 2015-08-26 2015-08-26 電源回生コンバータおよびモータ制御装置
??PCT/JP2015/074107 2015-08-26
??PCT/JP2016/071436 2016-07-21
PCT/JP2016/071436 WO2017033634A1 (ja) 2015-08-26 2016-07-21 電源回生コンバータおよびモータ制御装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201729530A TW201729530A (zh) 2017-08-16
TWI623187B true TWI623187B (zh) 2018-05-01

Family

ID=58100020

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW105127018A TWI623187B (zh) 2015-08-26 2016-08-24 電源再生變換器及馬達控制裝置

Country Status (5)

Country Link
US (1) US10447172B2 (zh)
JP (1) JP6161851B1 (zh)
CN (1) CN107710595B (zh)
TW (1) TWI623187B (zh)
WO (2) WO2017033320A1 (zh)

Families Citing this family (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6741904B2 (ja) * 2016-12-09 2020-08-19 株式会社デンソー 駆動装置および自動車
WO2019111412A1 (ja) * 2017-12-08 2019-06-13 東芝キヤリア株式会社 電力変換装置
WO2019163068A1 (ja) * 2018-02-22 2019-08-29 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 整流回路装置
WO2019239469A1 (ja) * 2018-06-11 2019-12-19 三菱電機株式会社 コンバータ
US10756645B1 (en) * 2019-09-30 2020-08-25 Alpha And Omega Semiconductor (Cayman) Ltd. Electrical power conversion system, control method and bridge rectifier
TWI724571B (zh) * 2019-10-04 2021-04-11 建準電機工業股份有限公司 馬達停轉保護控制方法
JP6689478B1 (ja) * 2019-10-28 2020-04-28 三菱電機株式会社 コンバータおよびモータ制御システム
JP7359673B2 (ja) * 2019-12-09 2023-10-11 ファナック株式会社 電源回生機能を有する整流器及びモータ駆動装置
CN113014079B (zh) * 2019-12-19 2022-02-01 东元电机股份有限公司 变频器装置以及依据输出电压值而选择性输出电流的方法
JP7445498B2 (ja) 2020-04-01 2024-03-07 三菱重工サーマルシステムズ株式会社 制御装置、制御方法及びプログラム
US11827372B2 (en) 2020-05-15 2023-11-28 Pratt & Whitney Canada Corp. Engine characteristics matching
US11794917B2 (en) 2020-05-15 2023-10-24 Pratt & Whitney Canada Corp. Parallel control loops for hybrid electric aircraft
US11958622B2 (en) 2020-05-15 2024-04-16 Pratt & Whitney Canada Corp. Protection functions
BR102022000177A2 (pt) 2021-01-05 2022-08-09 Pratt & Whitney Canada Corp. Sistema de trem de potência híbrido-elétrico para aeronave e método

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS60207474A (ja) * 1984-03-29 1985-10-19 Toshiba Corp 電動機制御装置
JPH0923572A (ja) * 1995-07-07 1997-01-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータの制御装置
US20090079373A1 (en) * 2007-09-26 2009-03-26 Jtekt Corporation Motor controller and electric power steering system
JP2011160537A (ja) * 2010-01-29 2011-08-18 Mitsubishi Electric Corp 電源回生コンバータ
CN103227609A (zh) * 2012-01-25 2013-07-31 发那科株式会社 根据输入的电流或电力限制转矩指令的电动机控制装置
CN103563243A (zh) * 2012-01-12 2014-02-05 松下电器产业株式会社 逆变器控制装置
US20150303839A1 (en) * 2013-01-31 2015-10-22 Mitsubishi Electric Corporation Motor drive

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS60121918A (ja) * 1983-12-05 1985-06-29 三菱電機株式会社 保護装置
JPH10239360A (ja) * 1997-02-28 1998-09-11 Fanuc Ltd 過電流検出回路
JP4139951B2 (ja) * 2002-07-29 2008-08-27 株式会社安川電機 電力変換装置および電力変換方法
JP4094412B2 (ja) * 2002-11-27 2008-06-04 三菱電機株式会社 電源回生コンバータ
CN101652920B (zh) * 2007-04-10 2012-09-26 三菱电机株式会社 电源再生变流器
JP2009180427A (ja) 2008-01-30 2009-08-13 Daikin Ind Ltd 冷凍装置
US20130018758A1 (en) * 2011-07-15 2013-01-17 Raghuram Balasubramanian Quidlr
JP5084973B1 (ja) 2011-10-17 2012-11-28 三菱電機株式会社 モータ制御装置
JP5814151B2 (ja) * 2012-02-09 2015-11-17 株式会社マキタ 電動工具
JP5480351B2 (ja) * 2012-09-25 2014-04-23 山洋電気株式会社 モータ制御装置
JP5963087B2 (ja) 2012-12-19 2016-08-03 イマジニアリング株式会社 計測器具、計測システム、及び計測方法
JP5620527B2 (ja) * 2013-02-05 2014-11-05 山洋電気株式会社 モータ制御装置
US9054586B2 (en) * 2013-03-15 2015-06-09 Rockwell Automation Technologies, Inc. Methods and apparatus for continuous and discontinuous active rectifier boost operation to increase power converter rating

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS60207474A (ja) * 1984-03-29 1985-10-19 Toshiba Corp 電動機制御装置
JPH0923572A (ja) * 1995-07-07 1997-01-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータの制御装置
US20090079373A1 (en) * 2007-09-26 2009-03-26 Jtekt Corporation Motor controller and electric power steering system
JP2011160537A (ja) * 2010-01-29 2011-08-18 Mitsubishi Electric Corp 電源回生コンバータ
CN103563243A (zh) * 2012-01-12 2014-02-05 松下电器产业株式会社 逆变器控制装置
CN103227609A (zh) * 2012-01-25 2013-07-31 发那科株式会社 根据输入的电流或电力限制转矩指令的电动机控制装置
US20150303839A1 (en) * 2013-01-31 2015-10-22 Mitsubishi Electric Corporation Motor drive

Also Published As

Publication number Publication date
WO2017033320A1 (ja) 2017-03-02
JPWO2017033634A1 (ja) 2017-08-24
WO2017033634A1 (ja) 2017-03-02
US10447172B2 (en) 2019-10-15
CN107710595B (zh) 2019-04-19
TW201729530A (zh) 2017-08-16
JP6161851B1 (ja) 2017-07-12
US20180198396A1 (en) 2018-07-12
CN107710595A (zh) 2018-02-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI623187B (zh) 電源再生變換器及馬達控制裝置
EP2501030B1 (en) Inverter controller and refrigerating and air-conditioning unit
US8400089B2 (en) Control electronics for brushless motors
TWI705647B (zh) 變換器及馬達控制裝置
US10224862B2 (en) Motor driving apparatus having discharging function
US10924055B2 (en) Motor drive apparatus having input power supply voltage adjustment function
US20010021116A1 (en) Converter motor with an energy recovery capability
WO2013187207A1 (ja) パワーモジュールの劣化検知装置
JP2015033149A (ja) 半導体素子の駆動装置及びそれを用いた電力変換装置
JP6576846B2 (ja) 電力変換装置
US20200112273A1 (en) Motor drive device
WO2021235367A1 (ja) 並列駆動されるスイッチの故障を検出する故障検出装置及びモータ駆動装置
JP2016174444A (ja) 制御装置、制御方法及びプログラム
US9419548B2 (en) Method and control circuit for controlling a brushless electric motor
JP6957383B2 (ja) 電力変換装置
US20180062535A1 (en) Stator device for a linear motor, linear drive system, and method for operating a stator device
JP6608096B1 (ja) コンバータ及びモータ制御装置
JP5839374B1 (ja) モータ制御装置
JP2014239576A (ja) 電力変換装置
JP6344558B2 (ja) 半導体電力変換器の故障検出装置
JP6869913B2 (ja) 電力変換装置および制御方法
KR20220118207A (ko) 전원 공급 장치, 전자 장치, 및 그 제어 방법
JP2016073191A (ja) モータ制御装置
JP2021005962A (ja) ２つの直流電圧モードを有する電力変換装置及びモータ駆動装置
JP2021158896A (ja) 電力変換装置