JP2019103267A - モータ駆動システム - Google Patents

Abstract

【課題】切換ショックを低減する。【解決手段】モータ駆動装置１２０において、位相補償量演算部１１０は、制御選択部９０における制御モードの切換時に、電圧位相θv*を補償するための位相補償量Δθを演算する。制御選択部９０は、変調率Kh*、電圧位相θv*および位相補償量Δθに基づいて、複数の制御モードのうちいずれかの制御モードに応じた三相電圧指令Vuvw*を出力する。ＰＷＭ制御部１００は、三相電圧指令Vuvw*および回転子位置θdに基づいて、ゲート信号Gun、Gup、Gvn、Gvp、Gwn、Gwvを出力する。インバータ２０は、複数のスイッチング素子を有し、ゲート信号Gun、Gup、Gvn、Gvp、Gwn、Gwvに基づいて複数のスイッチング素子を制御して交流モータ１０を駆動させる。【選択図】図１

Description

本発明は、モータ駆動システムに関する。

従来、インバータを用いたＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によりモータを駆動させるモータ駆動システムにおいて、モータの運転領域を拡大するために、インバータ出力電圧の高出力化が望まれている。インバータ出力電圧の高出力化には、過変調領域や矩形波領域と呼ばれる電圧波形領域の活用が有効であり、これらの領域では通常の正弦波領域に比べて、中・高速域で大きなトルクをモータから出力することがきる。しかしその一方で、過変調領域や矩形波領域ではインバータ出力電圧が飽和するため、ＰＷＭパルスが消失する。その結果、正弦波領域と過変調領域や矩形波領域との間での制御領域の切換時には、モータの電圧ベクトルが不連続に増加し、変調率が急峻に変化する。この現象は、切換ショックと呼ばれる。こうした切換ショックはトルク変動の要因となるため、モータ制御を不安定にする。したがって、正弦波領域から矩形波領域まで安定してトルクを出力するには、制御領域の切換時における切換ショックを抑える技術が必要となる。特に、キャリア周波数を一定にしてＰＷＭ制御を行う非同期ＰＷＭ制御では、交流出力の１／２周期で変化する正側の電圧積分と負側の電圧積分がアンバランスになるため、同期ＰＷＭ制御に比べて切換ショックが顕著に生じる。そのため、切換ショックを適切に抑えることが重要となる。

切換ショックの低減に関して、特許文献１の技術が知られている。特許文献１には、インバータ出力電圧のゼロクロス点を中心に所定の角度区間で変調波を直線近似し、この角度区間において複数のＰＷＭパルスのオンパルスの中心間隔およびオフパルスの中心間隔のいずれか一方をモータ出力要求に基づいて変化させる技術が記載されている。これにより、電圧指令の傾斜が急峻なゼロクロス付近（０度、１８０度付近）でのＰＷＭパルスの消失を防止でき、切換ショックを抑えることができる。

特開２０１５−１９４５８号公報

特許文献１に記載の技術は、ゼロクロス付近でのＰＷＭパルスの消失を防止するものであるため、インバータ出力電圧のピーク付近（９０度、２７０度付近）でのＰＷＭパルスの消失を十分に防ぐことができない。したがって、切換ショックの低減について改善の余地がある。

本発明によるモータ駆動システムは、交流モータと、前記交流モータの回転子位置を検出する回転子位置検出部と、前記交流モータに流れる三相交流電流を検出する電流センサと、前記回転子位置と前記三相交流電流に基づいて前記交流モータのｄ軸電流およびｑ軸電流を演算する座標変換部と、入力されたｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値と、前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流とに基づいて、ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を出力する電流制御部と、前記ｄ軸電圧指令および前記ｑ軸電圧指令に基づいて変調率および電圧位相を演算する変調率・電圧位相演算部と、前記電圧位相を補償するための位相補償量を演算する位相補償量演算部と、前記変調率、前記電圧位相および前記位相補償量に基づいて、複数の制御モードのうちいずれかの制御モードに応じた三相電圧指令を出力する制御選択部と、前記三相電圧指令および前記回転子位置に基づいてゲート信号を出力するＰＷＭ制御部と、複数のスイッチング素子を有し、前記ゲート信号に基づいて前記複数のスイッチング素子を制御して前記交流モータを駆動させるインバータと、を備え、前記位相補償量演算部は、前記制御選択部における前記制御モードの切換時に、前記位相補償量を演算して前記制御選択部に出力する。

本発明によれば、切換ショックを低減することができる。

本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動システムの構成図 制御選択部の詳細を示す図 電圧指令波形とＰＷＭパルスの関係を示す図 変調領域と電圧指令波形およびモータ運転領域の関係を示す図 パルス消失による切換ショックの説明図 パルス消失による切換ショックの低減方法の説明図 位相補償量演算部が位相補償量Δθの演算を行う場合を例示する図 位相補償量演算部の処理フロー図 本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動システムの動作を説明する図 本発明の第２の実施形態に係るモータ駆動システムを搭載した電動パワーステアリング装置の構成図 本発明の第３の実施形態に係るモータ駆動システムを搭載した電動車両の構成図 本発明の第４の実施形態に係るモータ駆動システムを搭載した鉄道車両の構成図

（第１の実施形態）
以下、図１〜図９を参照して本発明の第１の実施形態を説明する。

図１は、本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動システムの構成図である。図１に示すモータ駆動システムは、交流モータ１０およびモータ駆動装置１２０を備える。モータ駆動装置１２０は、交流モータ１０に接続されて交流モータ１０の駆動制御を行う装置であり、インバータ２０、電流センサ３０、電流指令演算部４０、電流制御部５０、座標変換部６０、回転子位置検出部７０、変調率・電圧位相演算部８０、制御選択部９０、ＰＷＭ制御部１００、および位相補償量演算部１１０を有する。なお、電流指令演算部４０、電流制御部５０、座標変換部６０、回転子位置検出部７０、変調率・電圧位相演算部８０、制御選択部９０、ＰＷＭ制御部１００および位相補償量演算部１１０は、たとえばモータ駆動装置１２０が備えるＣＰＵにおいて所定のプログラムを実行することで、ＣＰＵの機能としてそれぞれ実現されるものである。

交流モータ１０には、回転位置センサ１１が取り付けられている。ここで、回転位置センサ１１には、鉄心と巻線から構成されるレゾルバを用いることが好適である。しかし、交流モータ１０の回転位置を検出可能な他のセンサ、たとえば巨大磁気抵抗効果を利用したＧＭＲセンサや、ホール素子を用いたセンサ等を回転位置センサ１１として用いてもよい。

回転子位置検出部７０は、回転位置センサ１１からの信号に基づいて、交流モータ１０の回転子位置θdを検出する。回転子位置検出部７０が検出した回転子位置θdは、回転子位置検出部７０から座標変換部６０、ＰＷＭ制御部１００および位相補償量演算部１１０に出力される。

電流センサ３０は、インバータ２０から交流モータ１０に流れる三相交流電流Iu、Iv、Iwを検出し、座標変換部６０に出力する。

座標変換部６０は、回転子位置検出部７０からの回転子位置θdと、電流センサ３０からの三相交流電流Iu、Iv、Iwとに基づいて、交流モータ１０のｄ軸電流Idおよびｑ軸電流Iqを演算し、電流制御部５０に出力する。

電流指令演算部４０は、ｄ軸電流指令値Id*およびｑ軸電流指令値Iq*を演算し、電流制御部５０に出力する。たとえば、モータ駆動装置１２０が交流モータ１０の回転速度ωrを制御する場合には、電流指令演算部４０は、回転子位置θdの時間変化に基づいて回転速度ωrを演算し、この回転速度ωrが不図示の上位制御器から入力された速度指令ωr*と一致するように、ｄ軸電流指令値Id*およびｑ軸電流指令値Iq*を演算する。また、モータ駆動装置１２０が交流モータ１０の出力トルクτmを制御する場合には、電流指令演算部４０は、出力トルクτmが上位制御器から入力されたトルク指令値τ*と一致するように、所定の演算式やマップ等を用いて、ｄ軸電流指令値Id*およびｑ軸電流指令値Iq*を演算する。これ以外にも、任意の方法でｄ軸電流指令値Id*およびｑ軸電流指令値Iq*を演算することが可能である。あるいは、モータ駆動装置１２０に電流指令演算部４０を設けずに、ｄ軸電流指令値Id*およびｑ軸電流指令値Iq*を外部から直接入力してもよい。

電流制御部５０は、電流指令演算部４０から入力されたｄ軸電流指令値Id*およびｑ軸電流指令値Iq*と、座標変換部６０からのｄ軸電流Idおよびｑ軸電流Iqとに基づき、これらの値がそれぞれ一致するように、ｄ軸電圧指令Vd*およびｑ軸電圧指令Vq*を演算して出力する。

変調率・電圧位相演算部８０は、電流制御部５０から入力されたｄ軸電圧指令Vd*およびｑ軸電圧指令Vq*に基づいて、変調率Kh*および電圧位相θv*を演算して出力する。ここで、変調率Kh*および電圧位相θv*は、それぞれ下記の（式１）、（式２）に基づいて演算される。

ただし（式１）において、tranFは座標変換係数を表し、Vdcはインバータ２０に入力される直流電圧を表す。

位相補償量演算部１１０には、変調率・電圧位相演算部８０から出力された変調率Kh*および電圧位相θv*と、回転子位置検出部７０から出力された回転子位置θdとが入力される。位相補償量演算部１１０は、制御選択部９０から出力される制御モードMが変化したときに、これらの少なくともいずれか一つに基づいて、電圧位相θv*を補償するための位相補償量Δθを演算する。なお、位相補償量演算部１１０による位相補償量Δθの演算方法の詳細については、後で説明する。

制御選択部９０は、変調率・電圧位相演算部８０からの変調率Kh*および電圧位相θv*と、位相補償量演算部１１０からの位相補償量Δθとに基づいて、制御モードMおよび三相電圧指令Vuvw*を出力する。三相電圧指令Vuvw*は、Ｕ相電圧指令Vu*、Ｖ相電圧指令Vv*およびＷ相電圧指令Vw*により構成される。なお、制御選択部９０の詳細については、図２を参照して後で説明する。

ＰＷＭ制御部１００は、制御選択部９０からの三相電圧指令Vuvw*と、回転子位置検出部７０からの回転子位置θdとに基づいて、所定の周波数で周期的に変換する三角波やのこぎり波をキャリア波に用いたパルス幅変調を行い、各相の上下アームのそれぞれに対するゲート信号Gun、Gup、Gvn、Gvp、Gwn、Gwvを生成する。そして、生成したこれらのゲート信号をインバータ２０に出力する。

インバータ２０は、各相の上下アームにそれぞれ対応する複数のスイッチング素子を有している。各スイッチング素子は、たとえばＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等の半導体素子を用いて構成される。インバータ２０は、ゲート信号Gun、Gup、Gvn、Gvp、Gwn、Gwvに基づいて各スイッチング素子をオンまたはオフ制御することで、直流電圧Vdcから各相のパルス電圧Vu、Vv、Vwを生成し、交流モータ１０に出力する。これにより、直流電圧Vdcを交流電圧に変換すると共に、交流電圧の周波数および電圧実効値を調整し、交流モータ１０を駆動させる。

図２は、制御選択部９０の詳細を示す図である。図２に示すように、制御選択部９０は、変調領域選択部９１、最終電圧位相演算部９２および電圧指令演算部９３の各機能ブロックを有する。

変調領域選択部９１は、変調率・電圧位相演算部８０から入力された変調率Kh*に基づいて、線形領域、過変調領域または矩形波領域のいずれかの変調領域を選択する。なお、線形領域とは、インバータ２０の出力電圧が飽和しない変調領域であり、過変調領域とは、インバータ２０の出力電圧が飽和状態にある変調領域である。また、矩形波領域とは、インバータ２０の出力電圧が最大となる変調領域、すなわち交流モータ１０の回転に追従して直流電圧Vdcが各相に交互に出力される変調領域である。いずれかの変調領域を選択したら、変調領域選択部９１は、選択した変調領域に応じた制御モードを電圧指令の演算対象とする制御モードMとして決定し、決定した制御モードMを位相補償量演算部１１０に出力する。

最終電圧位相演算部９２は、変調率・電圧位相演算部８０から入力された電圧位相θv*と、位相補償量演算部１１０から入力された位相補償量Δθとに基づいて、電圧指令の演算に用いる最終的な電圧位相である最終電圧位相θv**を演算し、電圧指令演算部９３に出力する。

電圧指令演算部９３は、変調領域選択部９１により決定された制御モードMと、最終電圧位相演算部９２により演算された最終電圧位相θv**とに基づいて、三相電圧指令Vuvw*を演算し、ＰＷＭ制御部１００に出力する。

次に、制御選択部９０における変調領域選択部９１での変調領域の選択方法および電圧指令演算部９３での三相電圧指令Vuvw*の演算方法について、図３および図４を参照して説明する。図３は、電圧指令波形とＰＷＭパルスの関係を示す図である。図３において、（ａ）は変調率1の正弦波領域での電圧指令波形とＰＷＭパルスの例を示しており、（ｂ）は変調率1.16の過変調領域での電圧指令波形とＰＷＭパルスの例を示している。図４は、変調領域と電圧指令波形およびモータ運転領域の関係を示す図である。図４において、（ａ）は変調領域と電圧指令波形の関係を示しており、（ｂ）は変調領域とモータ運転領域の関係を示している。

ＰＷＭ制御部１００は、図３（ａ）、図３（ｂ）にそれぞれ示すように、三相電圧指令Vuvw*とキャリア波の振幅の大小を比較し、その比較結果に応じた各相のＰＷＭパルスを生成する。そして、生成した各相のＰＷＭパルスに基づいてゲート信号Gun、Gup、Gvn、Gvp、Gwn、Gwvをそれぞれハイまたはローとするタイミングを決定し、ゲート信号Gun、Gup、Gvn、Gvp、Gwn、Gwvを生成する。なお、図３（ａ）、図３（ｂ）では、三相電圧指令Vuvw*のうちＵ相電圧指令Vu*のみを代表例として示しているが、Ｖ相電圧指令Vv*およびＷ相電圧指令Vw*についても同様である。また、図３（ａ）、図３（ｂ）では三角波をキャリア波として用いているが、のこぎり波をキャリア波として用いてもよい。ここで、ＰＷＭ制御部１００では、キャリア波の周波数を一定とする非同期ＰＷＭ制御を行ってもよいし、キャリア波の周波数を交流モータ１０の回転速度ωrに応じて変化させる同期ＰＷＭ制御を行ってもよい。本実施形態では、ＰＷＭ制御部１００が非同期ＰＷＭ制御を行うものとする。

インバータ２０は、ＰＷＭ制御部１００から入力されたゲート信号Gun、Gup、Gvn、Gvp、Gwn、Gwvに応じて各スイッチング素子をスイッチング駆動させることで、図３（ａ）、図３（ｂ）にそれぞれ示すように、各相のパルス電圧Vu、Vv、Vwを生成する。なお、図３（ａ）、図３（ｂ）では、三相のパルス電圧Vu、Vv、VwのうちＵ相パルス電圧Vuのみを代表例として示しているが、Ｖ相パルス電圧VvおよびＷ相パルス電圧Vwについても同様である。

ＰＷＭ制御部１００が行うＰＷＭ制御において、インバータ２０の出力電圧であるパルス電圧Vu、Vv、Vwが飽和しない変調率Kh*≦1の領域では、変調率Kh*とインバータ出力電圧の実効値（以下、実変調率Khと称する）との関係は、一般に線形となることが知られている。ここで、変調率Kh*が1のときは実変調率Khを1とする。

ここで、一般にＰＷＭ制御では各相の電圧指令波形として、基本波である正弦波だけでなく、基本波に３次調波を重畳した波形を用いることもできる。図４（ａ）に示すように、正弦波を電圧指令波形とした場合には、変調率Kh*が1のときに頂点が最大値に達し、それ以上の変調率Kh*の値では過変調領域となるのに対して、３次調波の重畳波を電圧指令波形とした場合には、変調率Kh*が1.15のときに頂点が最大値に達し、それ以上の変調率Kh*の値で過変調領域となる。そのため、線形領域を変調率Kh*≦1.15の範囲まで拡大することができる。

上記を踏まえて、本実施形態のモータ駆動装置１２０では、変調率Kh*が1.15以下の場合には、制御選択部９０において、変調領域選択部９１により線形領域を選択する。このとき電圧指令演算部９３では、図４（ａ）に示すような３次調波の重畳波を生成し、三相電圧指令Vuvw*としてＰＷＭ制御部１００に出力する。なお、変調率Kh*が1以下の場合は、正弦波を三相電圧指令Vuvw*としてＰＷＭ制御部１００に出力してもよい。

変調率Kh*が1.15を越える過変調領域では、インバータ２０の出力電圧が飽和する。そのため、図３（ｂ）に示すように、図３（ａ）に示す線形領域の場合と比べて、電圧指令１周期あたりのＰＷＭパルス数が減少する。なお、以下ではこうした過変調領域でのＰＷＭパルスの減少を「パルス消失」と称する。このパルス消失により、過変調領域では変調率Kh*と実変調率Khの関係が非線形となる。

過変調領域を活用すると、線形領域に比べて実変調率Khを増加することができる。したがって、図４（ｂ）に示すように、線形領域よりもモータ運転領域を拡大し、交流モータ１０をより高い回転数まで駆動させることができる。そこで、本実施形態のモータ駆動装置１２０では、変調率Kh*が1.15から所定の最大値までの範囲内にある場合は、制御選択部９０において、変調領域選択部９１により過変調領域を選択する。このとき電圧指令演算部９３では、変調率Kh*の値に応じた所定形状の波形、たとえば３次調波の重畳波を変形した波形や台形波等を生成し、三相電圧指令Vuvw*としてＰＷＭ制御部１００に出力する。

さらに変調率Kh*を増加させ、実変調率Khを最大値である1.27まで増加させると、矩形波領域に突入する。この矩形波領域では、図４（ｂ）に示すように、過変調領域よりもモータ運転領域をさらに拡大し、交流モータ１０をより一層高い回転数まで駆動させることができる。そこで、本実施形態のモータ駆動装置１２０では、変調率Kh*がKh＝1.27に対応する所定の最大値である場合は、制御選択部９０において、変調領域選択部９１により矩形波領域を選択する。このとき電圧指令演算部９３では、図４（ａ）に示すような矩形波を生成し、三相電圧指令Vuvw*としてＰＷＭ制御部１００に出力する。

以上説明したように、本実施形態のモータ駆動装置１２０では、制御選択部９０において、変調率Kh*に基づいて制御モードMを決定し、制御モードMに応じた波形で三相電圧指令Vuvw*を出力する。すなわち、変調領域選択部９１により、変調率Kh*に基づいて線形領域、過変調領域または矩形波領域のいずれかの変調領域を選択し、その選択結果に応じた制御モードMを決定する。そして、電圧指令演算部９３により、制御モードMに応じて三相電圧指令Vuvw*の波形を変更し、ＰＷＭ制御部１００に出力する。ＰＷＭ制御部１００では、この三相電圧指令Vuvw*の波形に応じてＰＷＭパルスを生成し、ゲート信号Gun、Gup、Gvn、Gvp、Gwn、Gwvを生成してインバータ２０に出力することで、ＰＷＭ制御を実施する。これにより、線形領域から矩形波領域まで活用してインバータ２０の高出力化が可能となり、モータ運転領域を拡大できる。

次に、過変調領域および矩形波領域の活用における課題について、図５を参照して説明する。図５は、パルス消失による切換ショックの説明図である。

過変調領域および矩形波領域では、インバータ２０の出力電圧が飽和するため、前述のようにパルス消失が発生し、変調率Kh*と実変調率Khの関係が非線形となる。ここで、パルス消失が発生すると、パルス電圧Vu、Vv、Vwのオフ時間が減少し、オン時間が増加する。そのため、図５（ａ）のＡ部に示すように、変調率Kh*が1.15以上になると実変調率Khが急峻に増大することがある。このとき、ｄ軸電圧指令Vd*およびｑ軸電圧指令Vq*の電圧ベクトルVの大きさは、図５（ｂ）に示すようにV1からV2へと不連続に増加する。その結果、ｑ軸電圧指令Vq*の大きさが不連続に変化する。こうした現象は切換ショックと呼ばれる。なお、電圧ベクトルVはV=tranF・√(Vd*²+Vq*²)で表すことができる。

切換ショックが生じると、交流モータ１０では、ｑ軸電圧指令Vq*の変化に起因してトルク変動が生じる。特に、非同期ＰＷＭ制御では同期ＰＷＭ制御に比べてパルス消失が顕著であるため、切換ショックが大きくなり、それに伴い交流モータ１０のトルク変動も増加する。よって、線形領域から矩形波領域まで活用する場合には、パルス消失による切換ショックを抑え、これに起因するトルク変動を低減することにより、交流モータ１０を安定に駆動することが重要となる。

本実施形態のモータ駆動装置１２０では、以上のようなパルス消失による切換ショックを抑えるために、位相補償量演算部１１０を用いた位相補償を行う。すなわち、制御モードMが変化すると、位相補償量演算部１１０において位相補償量Δθを演算する。このとき制御選択部９０では、位相補償量演算部１１０で演算された位相補償量Δθに基づいて、最終電圧位相演算部９２が最終電圧位相θv**を演算し、その最終電圧位相θv**を用いて、電圧指令演算部９３が三相電圧指令Vuvw*の演算を行う。これにより、電圧ベクトルVの大きさが急激に変化するのを防ぎ、トルク変動を低減する。

次に、位相補償量演算部１１０による位相補償について、図６を参照して説明する。図６は、パルス消失による切換ショックの低減方法の説明図である。

パルス消失による切換ショックを抑えてトルク変動を低減する方法には、電圧ベクトルVの大きさを変更する電圧補償と呼ばれる方法と、電圧ベクトルVの位相を変更する位相補償と呼ばれる方法がある。電圧補償では、図６（ａ）に示すように、電圧補償量ΔVを演算し、パルス消失時にはこの電圧補償量ΔVにより電圧ベクトルVの大きさを調節することで、電圧ベクトルVがV1からV2へと不連続に増加するのを抑える。位相補償では、図６（ｂ）に示すように、位相補償量Δθを演算し、パルス消失時にはこの位相補償量Δθにより電圧ベクトルVの位相を調節することで、電圧ベクトルVの大きさはそのままでｄ軸電圧指令Vd*とｑ軸電圧指令Vq*の配分を変更することで切替ショックを抑えてトルク変動を低減する。

本実施形態のモータ駆動装置１２０では、電圧補償量ΔVの演算負荷等を考慮して、後者の位相補償を採用している。すなわち、パルス消失時には、位相補償量演算部１１０により位相補償量Δθの演算を行う。制御選択部９０では、この位相補償量Δθを用いて、最終電圧位相演算部９２により最終電圧位相θv**を演算し、電圧指令演算部９３により三相電圧指令Vuvw*を演算して出力する。これにより、パルス消失による切換ショックを抑えてトルク変動を低減している。

次に、位相補償量Δθの算出方法について説明する。

交流モータ１０のｄ軸電圧Vdおよびｑ軸電圧Vqは、座標変換部６０により演算される前述のｄ軸電流Idおよびｑ軸電流Iqを用いて、それぞれ以下の（式３）のように表される。

ただし（式３）において、Ld、Lqは交流モータ１０のｄ軸インダクタンスとｑ軸インダクタンスをそれぞれ表す。また、Rは交流モータ１０の抵抗を表し、Keは交流モータ１０の誘起電圧定数を表す。

ここで、過変調領域や矩形波領域を活用する中・高速域では、交流モータ１０の回転速度ωrが大きくなるため、ｄ軸電圧Vdおよびｑ軸電圧Vqにおいて、（式３）のうち第２項以降がそれぞれ支配的となる。そのため、（式３）を変形して、ｄ軸電圧Vdおよびｑ軸電圧Vqは以下の（式４）の通りそれぞれ近似することができる。

一方、交流モータ１０のトルクτは、ｄ軸電流Idおよびｑ軸電流Iqを用いて、以下の（式５）のように表される。

ただし（式５）において、Prは交流モータ１０の極対数を表す。

（式５）から、切換ショックによって発生する交流モータ１０のトルク変動Δτは、ｄ軸電流Idの変動分ΔIdおよびｑ軸電流Iqの変動分ΔIqを用いて、以下の（式６）で表される。

ここで、ｄ軸電圧Vdの変動分ΔVdおよびｑ軸電圧Vqの変動分ΔVqは、前述の（式４）に基づき、ｄ軸電流Idの変動分ΔIdおよびｑ軸電流Iqの変動分ΔIqを用いて、以下の（式７）の通りそれぞれ近似することができる。

（式７）に示す通り、ｄ軸電流Idの変動分ΔIdは、ｑ軸電圧Vqの変動分ΔVqに応じた値として表される。同様に、ｑ軸電流Iqの変動分ΔIqは、ｄ軸電圧Vdの変動分ΔVdに応じた値として表される。したがって、これと（式６）から、ｄ軸電圧Vdの変動分ΔVdとｑ軸電圧Vqの変動分ΔVqの配分、すなわちｄ軸電流Idの変動分ΔIdとｑ軸電流Iqの変動分ΔIqの配分を変化させることで、トルク変動Δτを抑制できることが分かる。

よって本実施形態のモータ駆動装置１２０では、パルス消失が生じる制御モードMの切換時に、位相補償量演算部１１０において、以下の（式８）により位相補償量Δθを演算する。そして、制御選択部９０の最終電圧位相演算部９２において、位相補償量Δθを電圧位相θv*に加算、すなわち位相を進ませるか、あるいは減算、すなわち位相を遅らせて、最終電圧位相θv**を求める。これにより、トルク変動Δτを抑制し、交流モータ１０が線形領域から矩形波領域まで滑らかなトルクτを出力できるようにしている。

次に、位相補償量演算部１１０の具体的な処理内容について、図７および図８を参照して説明する。図７は、位相補償量演算部１１０が位相補償量Δθの演算を行う場合を例示する図である。図７において、（ａ）は変調波の形状変化によるパルス消失の様子を示しており、（ｂ）は切換ショックの様子を示している。図８は、位相補償量演算部１１０の処理フロー図である。

位相補償量演算部１１０は、制御選択部９０において制御モードMが切り換えられた際に、たとえば以下の（１）〜（３）のいずれかに従って、位相補償量Δθを演算する。一方、制御モードMの切換時以外には、位相補償量演算部１１０は位相補償量Δθを０として出力する。

（１）変調波の波形が変更される場合
図７（ａ）に示す例において、変調率Kh*が1.15未満の線形領域では、制御選択部９０からＰＷＭ制御部１００に出力される変調波、すなわち三相電圧指令Vuvw*の波形が、基本波に３次調波を重畳した３次調波の重畳波となっている。一方、変調率Kh*が1.15以上の過変調領域では、変調波である三相電圧指令Vuvw*の波形が台形波となっている。このように、線形領域と過変調領域とで変調波の波形が異なる場合には、図７（ａ）のＡ部に示すように、パルス消失が顕著となる。その結果、切換ショックによるトルク変動Δτが大きくなる。

そこで、本実施形態のモータ駆動装置１２０では、制御モードMの変化によって上記のように変調波の波形が変更される場合には、変調率Kh*とトルク変動Δτの関係を表す演算式やマップ等の情報を、位相補償量演算部１１０において予め記憶させておく。これにより、変調波の形状変化に対応するトルク変動Δτを変調率Kh*から算出できるようにしておく。制御モードMの切換時に位相補償量演算部１１０は、この情報を用いることで、切換後の変調率Kh*に基づいてトルク変動Δτを推定する。そして、前述の（式６）〜（式８）を用いて、推定したトルク変動Δτを抑制するための位相補償量Δθを算出し、制御選択部９０に出力する。なお、（式７）における回転速度ωrは、回転子位置θdの時間変化に基づいて演算すればよい。

（２）切換ショック発生時の電圧位相の変化が大きい場合
図７（ｂ）に示す例では、変調領域が切り換えられる際に電圧位相θv*の値がθv1*からθv2*へと大きく変化することで、切換ショックが発生している。そこで、本実施形態のモータ駆動装置１２０では、制御モードMの変化によって電圧位相θv*の値が顕著に変化する場合には、変調率Kh*と電圧位相θv*の変化分Δθv*の関係を表す演算式やマップ等の情報を、位相補償量演算部１１０において予め記憶させておく。これにより、変調領域の変化に対応する電圧位相変化分Δθv*を変調率Kh*から算出できるようにしておく。制御モードMの切換時に位相補償量演算部１１０は、この情報を用いることで、切換後の変調率Kh*に基づいて電圧位相変化分Δθv*を推定する。そして、推定した電圧位相変化分Δθv*が所定のしきい値を越えた際に、その電圧位相変化分Δθv*を打ち消すように、電圧位相変化分Δθv*を位相補償量Δθとして制御選択部９０に出力する。

（３）その他の場合
上記（１）、（２）のいずれにも該当しない場合、本実施形態のモータ駆動装置１２０では、変調率Kh*、電圧位相θv*および回転子位置θdの少なくともいずれか一つとトルク変動Δτの関係を表す演算式やマップ等の情報を、位相補償量演算部１１０において予め記憶させておく。これにより、変調領域の変化に対応するトルク変動Δτを、変調率Kh*、電圧位相θv*、回転子位置θd等の変数から算出できるようにしておく。制御モードMの切換時に位相補償量演算部１１０は、この情報を用いることで、切換後の変調率Kh*、電圧位相θv*または回転子位置θdに基づいてトルク変動Δτを推定する。このとき、変調率Kh*、電圧位相θv*、回転子位置θdのうち複数の変数を用いてトルク変動Δτを推定してもよい。そして、前述の（式６）〜（式８）を用いて、推定したトルク変動Δτを抑制するための位相補償量Δθを算出し、制御選択部９０に出力する。なお、上記（１）の場合と同様に、（式７）における回転速度ωrは、回転子位置θdの時間変化に基づいて演算すればよい。

以上説明したようにして位相補償量Δθを演算する際に、位相補償量演算部１１０は、たとえば図８の処理フローに従って処理を実行する。位相補償量演算部１１０は、たとえばＣＰＵにおいて所定のプログラムを実行することで、図８の処理フローに示す処理を所定周期ごとに行う。

ステップＳ１０において、位相補償量演算部１１０は、制御選択部９０において制御モードMが切り換えられたか否かを判定する。その結果、制御モードMが切り換えられた場合は処理をステップＳ２０に進める。一方、制御モードMが切り換えられていない場合は図８の処理フローを終了する。この場合、位相補償量演算部１１０は、位相補償量Δθを０として制御選択部９０に出力する。

ステップＳ２０において、位相補償量演算部１１０は、上記（１）で説明したように、線形領域と過変調領域とで変調波の形状が変化するか否かを判定する。その結果、変調波の形状が変化する場合は処理をステップＳ３０へ進め、変化しない場合は処理をステップＳ４０へ進める。

ステップＳ３０において、位相補償量演算部１１０は、予めマップ等により記憶された変調率Kh*とトルク変動Δτの関係を用いて、制御モード切換後の変調率Kh*に応じたトルク変動Δτを算出する。ステップＳ３０を実行することでトルク変動Δτを算出できたら、位相補償量演算部１１０は処理をステップＳ８０に進める。

ステップＳ４０において、位相補償量演算部１１０は、予めマップ等により記憶された変調率Kh*と電圧位相変化分Δθv*の関係を用いて、制御モード切換後の変調率Kh*に応じた電圧位相変化分Δθv*を算出する。

ステップＳ５０において、位相補償量演算部１１０は、ステップＳ４０で算出した電圧位相変化分Δθv*が所定のしきい値を超えているか否かを判定する。その結果、電圧位相変化分Δθv*がしきい値を超えている場合は処理をステップＳ６０へ進め、超えていない場合は処理をステップＳ７０に進める。

ステップＳ６０において、位相補償量演算部１１０は、上記（２）で説明したように、ステップＳ４０で算出した電圧位相変化分Δθv*を位相補償量Δθとして制御選択部９０に出力する。これにより、電圧位相変化分Δθv*に基づいて、これを打ち消すような位相補償量Δθを演算し、出力する。ステップＳ６０で位相補償量Δθを出力したら、位相補償量演算部１１０は図８の処理フローを終了する。

ステップＳ７０において、位相補償量演算部１１０は、上記（３）で説明したように、予めマップ等により記憶された変調率Kh*および／または電圧位相θv*および／または回転子位置θdとトルク変動Δτの関係を用いて、制御モード切換後のこれらの変数値に応じたトルク変動Δτを算出する。ステップＳ７０を実行することでトルク変動Δτを算出できたら、位相補償量演算部１１０は処理をステップＳ８０に進める。

ステップＳ８０において、位相補償量演算部１１０は、回転子位置θdの時間変化を計測することで、交流モータ１０の回転速度ωrを取得する。

ステップＳ９０において、位相補償量演算部１１０は、ステップＳ３０またはＳ７０で算出したトルク変動Δτと、ステップＳ８０で回転子位置θdに基づいて取得した回転速度ωrとに基づき、前述の（式６）〜（式８）を用いて、位相補償量Δθを算出する。そして、算出した位相補償量Δθを制御選択部９０に出力する。これにより、トルク変動Δτおよび回転子位置θdに基づいて、トルク変動Δτを打ち消すような位相補償量Δθを演算し、出力する。ステップＳ９０で位相補償量Δθを出力したら、位相補償量演算部１１０は図８の処理フローを終了する。

図９は、本発明の第１の実施形態に係るモータ駆動システムの動作を説明する図である。図９において、（ａ）は位相補償なしの場合の交流モータ１０の回転数、トルクτおよび実変調率Khの関係の一例を示しており、（ｂ）は位相補償ありの場合の交流モータ１０の回転数、トルクτおよび実変調率Khの関係の一例を示している。

モータ駆動装置１２０において位相補償を行わない場合には、図９（ａ）のＡ部に示すように、変調領域が線形領域から過変調領域に切り換わる際に、実変調率Khが急峻に増加することでトルクτが大きく変動している。これに対して、モータ駆動装置１２０において位相補償を行った場合には、図９（ｂ）のＡ’部に示すように、変調領域が線形領域から過変調領域に切り換わる際においても、切換ショックが抑えられることで実変調率Khが滑らかに遷移しており、トルクτの変動が低減している。したがって、本実施形態のモータ駆動システムでは、位相補償を行うことにより、交流モータ１０を広い運転範囲で安定して駆動できることが分かる。

以上説明した本発明の第１の実施形態によれば、以下の作用効果を奏する。

（１）モータ駆動システムは、交流モータ１０と、回転子位置検出部７０、電流センサ３０、座標変換部６０、電流制御部５０、変調率・電圧位相演算部８０、位相補償量演算部１１０、制御選択部９０、ＰＷＭ制御部１００、およびインバータ２０を有するモータ駆動装置１２０とを備える。モータ駆動装置１２０において、回転子位置検出部７０は、交流モータ１０の回転子位置θdを検出する。電流センサ３０は、交流モータ１０に流れる三相交流電流Iu、Iv、Iwを検出する。座標変換部６０は、回転子位置θdと三相交流電流Iu、Iv、Iwに基づいて交流モータ１０のｄ軸電流Idおよびｑ軸電流Iqを演算する。電流制御部５０は、入力されたｄ軸電流指令値Id*およびｑ軸電流指令値Iq*と、ｄ軸電流Idおよびｑ軸電流Iqとに基づいて、ｄ軸電圧指令Vd*およびｑ軸電圧指令Vq*を出力する。変調率・電圧位相演算部８０は、ｄ軸電圧指令Vd*およびｑ軸電圧指令Vq*に基づいて変調率Kh*および電圧位相θv*を演算する。位相補償量演算部１１０は、電圧位相θv*を補償するための位相補償量Δθを演算する。制御選択部９０は、変調率Kh*、電圧位相θv*および位相補償量Δθに基づいて、複数の制御モードのうちいずれかの制御モードに応じた三相電圧指令Vuvw*を出力する。ＰＷＭ制御部１００は、三相電圧指令Vuvw*および回転子位置θdに基づいてゲート信号Gun、Gup、Gvn、Gvp、Gwn、Gwvを出力する。インバータ２０は、複数のスイッチング素子を有し、ゲート信号Gun、Gup、Gvn、Gvp、Gwn、Gwvに基づいて複数のスイッチング素子を制御して交流モータ１０を駆動させる。このモータ駆動システムにおいて、位相補償量演算部１１０は、制御選択部９０における制御モードの切換時に、位相補償量Δθを演算して制御選択部９０に出力する。このようにしたので、制御モードの切換時における交流モータ１０のトルク変動を位相補償により抑制して、切換ショックを低減することができる。

（２）制御選択部９０は、変調領域選択部９１と、最終電圧位相演算部９２と、電圧指令演算部９３とを備える。変調領域選択部９１は、変調率Kh*に基づいて、線形領域、過変調領域または矩形波領域のいずれかの変調領域を選択し、選択した変調領域に応じて制御モードMを決定する。最終電圧位相演算部９２は、電圧位相θv*および位相補償量Δθに基づいて、最終電圧位相θv**を演算する。電圧指令演算部９３は、変調領域選択部９１により決定された制御モードMと、最終電圧位相演算部９２により演算された最終電圧位相θv**とに基づいて、三相電圧指令Vuvw*を演算する。このようにしたので、制御選択部９０において変調率Kh*に応じた適切な制御モードを選択すると共に、制御モードの切換時には切換ショックを低減した三相電圧指令Vuvw*を出力することができる。

（３）位相補償量演算部１１０は、制御モードの切換時以外には（図８、ステップＳ１０：Ｎｏ）、位相補償量Δθを０として制御選択部９０に出力する。このようにしたので、制御モードの切換時以外のタイミングで不要な位相補償が行われるのを防止できる。

（４）位相補償量演算部１１０は、回転子位置θd、変調率Kh*および電圧位相θv*の少なくともいずれか一つに基づいて位相補償量Δθを演算する。具体的には、位相補償量演算部１１０は、回転子位置θd、変調率Kh*および電圧位相θv*の少なくともいずれか一つに基づいて制御モードMの切換時における交流モータ１０のトルク変動Δτを推定し（図８、ステップＳ３０、Ｓ７０）、推定したトルク変動Δτおよび回転子位置θdに基づいて位相補償量Δθを演算する（図８、ステップＳ８０、Ｓ９０）ことができる。また、位相補償量演算部１１０は、変調率Kh*に基づいて制御モードMの切換時における電圧位相θv*の変化分Δθv*を推定し（図８、ステップＳ４０）、推定した電圧位相θv*の変化分Δθv*に基づいて位相補償量Δθを演算する（図８、ステップＳ６０）こともできる。このようにしたので、位相補償量演算部１１０において、交流モータ１０のトルク変動を確実に抑制して切換ショックを低減できる位相補償量Δθの演算が可能である。

なお、上記の第１の実施形態では、ＰＷＭ制御部１００が非同期ＰＷＭ制御を行う例について説明したが、同期ＰＷＭ制御を行う場合においても同様の効果が得られる。また、上記の第１の実施形態では、線形領域から過変調領域への切り換え（変調率Kh*の上昇時)、および過変調領域から線形領域への切り換え（変調率Kh*の下降時）を行う変調率Kh*のしきい値を、それぞれ1.15として説明したが、これ以外の値に設定してもよい。さらに、変調率Kh*の上昇時と下降時でそれぞれ異なるしきい値を設定してもよい。すなわち、制御選択部９０において、変調領域選択部９１は、変調率Kh*の増加時に変調領域の選択に用いる変調率Kh*のしきい値と、変調率Kh*の減少時に変調領域の選択に用いる変調率Kh*のしきい値とを、異なる値に設定することができる。このようにすれば、変調領域の選択を柔軟に行うことが可能となる。

（第２の実施形態）
次に、図１０を参照して本発明の第２の実施形態を説明する。ただし、第１の実施形態と同等の点については説明を省略する。

図１０は、本発明の第２の実施形態に係るモータ駆動システムを搭載した電動パワーステアリング装置の構成図である。図１０に示す電動パワーステアリング装置は、第１の実施形態で説明した交流モータ１０およびモータ駆動装置１２０を搭載しており、交流モータ１０を駆動源として動作する。すなわち、本実施形態の交流モータ１０は、モータ駆動装置１２０が備えるインバータ２０により駆動されることで、電動パワーステアリング装置の操作力をアシストするためのトルクを発生する。

本実施形態の電動パワーステアリング装置は、交流モータ１０およびモータ駆動装置１２０に加えて、さらに操舵検出器２０１、トルク伝達機構２０２および操作量指令器２０３を備える。操舵検出器２０１は、ハンドル（ステアリング）２００の操舵角や操舵トルクを検出し、操作量指令器２０３に出力する。操作量指令器２０３は、操舵検出器２０１により検出された操舵角や操舵トルクに基づき、車両速度や路面状態などの状態量を加味して、ハンドル２００の操舵アシスト量としての交流モータ１０に対するトルク指令τ*を生成し、モータ駆動装置１２０に出力する。モータ駆動装置１２０は、操作量指令器２０３からのトルク指令τ*に基づき、第１の実施形態で説明したような方法により、交流モータ１０の出力トルクτmがトルク指令τ*に追従するように交流モータ１０を駆動させる。

交流モータ１０は、モータ駆動装置１２０により駆動されることで、ロータに直結された出力軸に出力トルクτmを出力する。トルク伝達機構２０２は、ウォーム、ホイール、遊星ギヤ等の減速機構や油圧機構を用いて構成され、交流モータ１０から出力軸への出力トルクτmをラック２０４に伝達する。このラック２０４に伝達されたトルクにより、運転者によるハンドル２００の操舵力（操作力）が軽減されることで、電動力を用いた操舵アシストが行われ、操舵輪２０５、２０６の操舵角が制御される。

以上説明した本発明の第２の実施形態によれば、交流モータ１０は、インバータ２０により駆動されることで、電動パワーステアリング装置の操作力をアシストするための出力トルクτmを発生する。このようにしたので、電動パワーステアリング装置の高速回転時に発生する振動や騒音を低減することができる。

（第３の実施形態）
次に、図１１を参照して本発明の第３の実施形態を説明する。ただし、第１の実施形態と同等の点については説明を省略する。

図１１は、本発明の第３の実施形態に係るモータ駆動システムを搭載した電動車両の構成図である。図１１に示す電動車両３００は、第１の実施形態で説明した交流モータ１０およびモータ駆動装置１２０を搭載しており、交流モータ１０を駆動源として動作する。すなわち、本実施形態の交流モータ１０は、モータ駆動装置１２０が備えるインバータ２０により駆動されることで、電動車両３００を走行させるためのトルクを発生する。

本実施形態の電動車両３００には、駆動輪車軸３０５および従動輪車軸３０６が軸支されている。駆動輪車軸３０５の両端には駆動輪３０７、３０８が設けられており、従動輪車軸３０６の両端には従動輪３０９、３１０が設けられている。なお、駆動輪３０７、３０８と従動輪３０９、３１０は、それぞれ電動車両３００の前輪と後輪のいずれであってもよい。また、前輪と後輪の両方を駆動輪としてもよい。

駆動輪車軸３０５には、動力分配機構であるデファレンシャルギア３０４が備えられている。デファレンシャルギア３０４は、エンジン３０２から変速機３０３を介して伝達された回転動力を駆動輪車軸３０５に伝達する。エンジン３０２と交流モータ１０は機械的に連結されており、交流モータ１０の回転動力がエンジン３０２に、エンジン３０２の回転動力が交流モータ１０にそれぞれ伝達される。

モータ駆動装置１２０は、不図示の上位制御器から入力されるトルク指令τ*に基づき、第１の実施形態で説明したような方法により、交流モータ１０の出力トルクτmがトルク指令τ*に追従するように交流モータ１０を駆動させる。交流モータ１０は、モータ駆動装置１２０により駆動されることで、エンジン３０２および変速機３０３を介して出力トルクτmを駆動輪車軸３０５に出力し、電動車両３００を走行させる。また、エンジン３０２の回転動力を受けてロータが回転することで、三相交流電力を発生する。すなわち、交流モータ１０は、電動機として動作する一方、発電機としても動作する。

以上説明した本発明の第３の実施形態によれば、交流モータ１０は、インバータ２０により駆動されることで、電動車両３００を走行させるための出力トルクτmを発生する。このようにしたので、電動車両３００の運転領域を拡大でき、全運転領域で安定したトルク出力を得ることができる。

なお、上記の第３の実施形態では、電動車両３００がハイブリッド自動車である場合について説明したが、プラグインハイブリッド自動車、電気自動車などの場合においても同様な効果が得られる。また、上記の第３の実施形態では、電動車両３００が１つの交流モータ１０を搭載している例を説明したが、交流モータ１０を２台以上搭載してもよい。

（第４の実施形態）
次に、図１２を参照して本発明の第４の実施形態を説明する。ただし、第１の実施形態と同等の点については説明を省略する。

図１２は、本発明の第４の実施形態に係るモータ駆動システムを搭載した鉄道車両の構成図である。図１２に示す鉄道車両４００は、第１の実施形態で説明した交流モータ１０を複数搭載すると共にモータ駆動装置１２０を搭載しており、各交流モータ１０を駆動源として動作する。すなわち、本実施形態の交流モータ１０は、モータ駆動装置１２０が備えるインバータ２０により駆動されることで、鉄道車両４００を走行させるためのトルクをそれぞれ発生する。

本実施形態の鉄道車両４００には、台車４０１、４０２が搭載されている。台車４０１には車輪４０３、４０４が備えられており、台車４０２には車輪４０５、４０６が備えられている。車輪４０３〜４０６には、交流モータ１０がそれぞれ接続されている。

モータ駆動装置１２０は、不図示の上位制御器から入力されるトルク指令τ*に基づき、第１の実施形態で説明したような方法により、各交流モータ１０の出力トルクτmがトルク指令τ*に追従するように各交流モータ１０を駆動させる。各交流モータ１０は、モータ駆動装置１２０により駆動されることで、出力トルクτmを車輪４０３〜４０６にそれぞれ出力し、鉄道車両４００を走行させる。

以上説明した本発明の第４の実施形態によれば、交流モータ１０は、インバータ２０により駆動されることで、鉄道車両４００を走行させるための出力トルクτmを発生する。このようにしたので、鉄道車両４００の運転領域を拡大でき、全運転領域で安定したトルク出力を得ることができる。

なお、以上説明した各実施形態や各種変形例はあくまで一例であり、発明の特徴が損なわれない限り、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。また、上記では種々の実施形態や変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。

１０…交流モータ、１１…回転位置センサ、２０…インバータ、３０…電流センサ、４０…電流指令演算部、５０…電流制御部、６０…座標変換部、７０…回転子位置検出部、８０…変調率・電圧位相演算部、９０…制御選択部、９１…変調領域選択部、９２…最終電圧位相演算部、９３…電圧指令演算部、１００…ＰＷＭ制御部、１１０…位相補償量演算部、１２０…モータ駆動装置、２００…ハンドル（ステアリング）、２０１…操舵検出器、２０２…トルク伝達機構、２０３…操作量指令器、２０４…ラック、２０５，２０６…操舵輪、３００…電動車両、３０２…エンジン、３０３…変速機、３０４…デファレンシャルギア、３０５…駆動輪車軸、３０６…従動輪車軸、３０７，３０８…駆動輪、３０９，３１０…従動輪、４００…鉄道車両、４０１，４０２…台車、４０３，４０４，４０５，４０６…車輪

Claims (10)

1. 交流モータと、
   前記交流モータの回転子位置を検出する回転子位置検出部と、
   前記交流モータに流れる三相交流電流を検出する電流センサと、
   前記回転子位置と前記三相交流電流に基づいて前記交流モータのｄ軸電流およびｑ軸電流を演算する座標変換部と、
   入力されたｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値と、前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流とに基づいて、ｄ軸電圧指令およびｑ軸電圧指令を出力する電流制御部と、
   前記ｄ軸電圧指令および前記ｑ軸電圧指令に基づいて変調率および電圧位相を演算する変調率・電圧位相演算部と、
   前記電圧位相を補償するための位相補償量を演算する位相補償量演算部と、
   前記変調率、前記電圧位相および前記位相補償量に基づいて、複数の制御モードのうちいずれかの制御モードに応じた三相電圧指令を出力する制御選択部と、
   前記三相電圧指令および前記回転子位置に基づいてゲート信号を出力するＰＷＭ制御部と、
   複数のスイッチング素子を有し、前記ゲート信号に基づいて前記複数のスイッチング素子を制御して前記交流モータを駆動させるインバータと、を備え、
   前記位相補償量演算部は、前記制御選択部における前記制御モードの切換時に、前記位相補償量を演算して前記制御選択部に出力するモータ駆動システム。
2. 請求項１に記載のモータ駆動システムにおいて、
   前記制御選択部は、
   前記変調率に基づいて、線形領域、過変調領域または矩形波領域のいずれかの変調領域を選択し、選択した前記変調領域に応じて前記制御モードを決定する変調領域選択部と、
   前記電圧位相および前記位相補償量に基づいて、最終電圧位相を演算する最終電圧位相演算部と、
   前記変調領域選択部により決定された前記制御モードと、前記最終電圧位相演算部により演算された前記最終電圧位相とに基づいて、前記三相電圧指令を演算する電圧指令演算部と、を備えるモータ駆動システム。
3. 請求項２に記載のモータ駆動システムにおいて、
   前記変調領域選択部は、前記変調率の増加時に前記変調領域の選択に用いる前記変調率のしきい値と、前記変調率の減少時に前記変調領域の選択に用いる前記変調率のしきい値とを、異なる値に設定するモータ駆動システム。
4. 請求項１から請求項３までのいずれか一項に記載のモータ駆動システムにおいて、
   前記位相補償量演算部は、前記制御モードの切換時以外には前記位相補償量を０として前記制御選択部に出力するモータ駆動システム。
5. 請求項１から請求項４までのいずれか一項に記載のモータ駆動システムにおいて、
   前記位相補償量演算部は、前記回転子位置、前記変調率および前記電圧位相の少なくともいずれか一つに基づいて前記位相補償量を演算するモータ駆動システム。
6. 請求項５に記載のモータ駆動システムにおいて、
   前記位相補償量演算部は、前記回転子位置、前記変調率および前記電圧位相の少なくともいずれか一つに基づいて前記制御モードの切換時における前記交流モータのトルク変動を推定し、推定した前記トルク変動および前記回転子位置に基づいて前記位相補償量を演算するモータ駆動システム。
7. 請求項５に記載のモータ駆動システムにおいて、
   前記位相補償量演算部は、前記変調率に基づいて前記制御モードの切換時における前記電圧位相の変化分を推定し、推定した前記電圧位相の変化分に基づいて前記位相補償量を演算するモータ駆動システム。
8. 請求項１から請求項７までのいずれか一項に記載のモータ駆動システムにおいて、
   前記交流モータは、前記インバータにより駆動されることで、電動パワーステアリング装置の操作力をアシストするためのトルクを発生するモータ駆動システム。
9. 請求項１から請求項７までのいずれか一項に記載のモータ駆動システムにおいて、
   前記交流モータは、前記インバータにより駆動されることで、電動車両を走行させるためのトルクを発生するモータ駆動システム。
10. 請求項１から請求項７までのいずれか一項に記載のモータ駆動システムにおいて、
    前記交流モータは、前記インバータにより駆動されることで、鉄道車両を走行させるためのトルクを発生するモータ駆動システム。

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