WO2014119492A1 - 電気自動車用同期モータの制御装置 - Google Patents

Abstract

　簡単な演算でトルクリップルを抑制することができる実用性に優れた電気自動車用同期モータの制御装置を提供する。走行駆動用の同期型のモータ２を制御する同期モータ制御装置１において、モータ２の回転速度の６倍の周波数を持ちかつモータ２に発生するトルクリップルと逆位相の正弦波の補正電流をモータ駆動電流に加えるトルクリップル補償手段３を設ける。具体的には、ベクトル制御の基本制御部９を持つ構成の場合、トルクリップル補償手段３は、補正電流指令ｉｑ＿ｃを出力し、これをｑ軸電流指令に加えた値ｉｑ＿ref を制御に用いる。

Description

電気自動車用同期モータの制御装置 関連出願

　本出願は、２０１３年　１月３１日出願の特願２０１３－０１６４４１の優先権を主張するものであり、その全体を参照により本願の一部をなすものとして引用する。

　この発明は、走行駆動源がモータのみである電気自動車や、モータおよびエンジンを搭載したハイブリッド形式の電気自動車において、前記走行用のモータに用いられる同期モータの制御装置に関する。

　電気自動車では、走行用のモータとしてＩＰＭ（Inter Permanent Magnet）モータやＳＰＭ（Surface Permanent Magnet）モータ等の、交流駆動の永久磁石モータである同期モータが用いられることが多い。これらの電気自動車用の同期モータは、その制御性能を高めるために、ベクトル制御方式のインバータ装置で駆動されるが、永久磁石を持つモータの構造上で発生するトルクリップルとして、界磁磁束の高調波により発生する電源周波数の６倍の周波数が存在する。

　図１Ｂで説明すると、モータ２に対して与えられる目標電流値Ｉref に対し、出力されるモータトルクＴｅは、トルク波形を模式的に示すように、トルクリップルを含んだものとなる。

　このようにモータにトルクリップルが発生すると、電気自動車の場合には、トルクリップルが車体の振動に直接に繋がり、乗り心地が悪くなってしまう。
　トルクリップルを抑制する技術として、ＩＰＭモータ出力のトルクリップルを打ち消す補償をすること、具体的にはＩＰＭモータのベクトル制御理論モデル式に対応して、ｄ，ｑ軸電流指令、またはトルク指令を加えることが提案されている（例えば、特許文献１）。

特開２００７－２６７４６６号公報

　特許文献１等におけるＩＰＭモータのベクトル制御理論モデル式に対応して補償信号を加える技術は、理論的には優れている。しかし、計算量が多くて、各パラメータを求めることが簡単ではないため、実用性が低い。特に、中高速の走行中は、上記のような複雑な演算式で計算する場合では、計算が追いつかず、加えられた補償信号が逆にノイズになってしまう恐れがある。

　この発明の目的は、簡単な演算でトルクリップルを抑制することができる実用性に優れた電気自動車用同期モータの制御装置を提供することである。

　以下、理解を容易にするために、便宜上実施形態の符号を参照して説明する。

　この発明の電気自動車用同期モータの制御装置１は、走行駆動用の同期型のモータ２に対して、モータ駆動指令Ｔに応じたモータ駆動電流ｉを与える電気自動車用同期モータの制御装置１において、前記モータ２の回転速度の６倍の周波数を持ちかつ前記モータ２に発生するトルクリップルと逆位相の正弦波の補正電流Δｉを前記モータ駆動電流ｉに加えるトルクリップル補償手段３を設けたことを特徴とする。この構成により、簡単な演算でトルクリップルを抑制することができる実用性に優れた制御装置となる。

　同期モータは、交流駆動の永久磁石モータであるため、モータ回転速度の６倍の周波数を持つトルクリップルが発生する。トルクリップルは、磁極数などにかかわらずに、モータ回転速度の６倍の周波数となる。これに対して、前記トルクリップル補償手段３は、モータ回転速度の６倍の周波数を持ちかつ前記同期モータ２に発生するトルクリップルと逆位相の正弦波の補正電流Δｉを前記モータ駆動電流ｉに加える。このため、補正電流Δｉによりトルクリップルが打ち消される。また、前記トルクリップル補償手段３は、トルクリップルと逆位相の正弦波の補正電流Δｉを加えるものであるため、この電気自動車用同期モータの制御装置１は、従来のモータの制御理論モデル式に対応した補正を行うものに比べて、処理が簡単で高速に行え、簡単な構成でトルクリップルの抑制を効果的に行うことができる。
　このように、この電気自動車用同期モータの制御装置１は、簡単な演算でトルクリップルを抑制することができる実用性に優れた電気自動車用同期モータの制御装置となる。

　この電気自動車用同期モータの制御装置１は、より具体的には、入力されるモータ駆動指令Ｔに応じた交流波形の電流指令を生成する電流指令生成部８と、この電流指令生成部８から出力された電流指令を３相交流のモータ駆動電流に変換して前記同期モータ２に与える基本制御部９とを備え、モータ回転速度の６倍の周波数を持ち前記同期モータ２に発生するトルクリップルと逆位相の正弦波の補正電流指令を、前記基本制御部９に入力される前記電流指令に加えるトルクリップル補償手段３を設けたものとされる。

　この発明の電気自動車用同期モータの制御装置１において、入力されるモータ駆動指令Ｔに応じた交流波形のｑ軸電流指令を生成するｑ軸電流指令生成部８ａと、ｄ軸電流指令を出力するｄ軸電流指令部８ｂと、これらの電流指令生成部８ａ，８ｂから出力されたｑ軸電流指令ｉｑおよびｄ軸電流指令ｉｄからなる電流指令を３相交流のモータ駆動電流に変換して前記同期モータ２に与えるベクトル制御方式の基本制御部９とを備え、前記トルクリップル補償手段３は、前記ｑ軸電流指令ｉｑに前記正弦波の補正電流指令ｉｑ＿ｃを加えるものとしても良い。
　ベクトル制御は、ｑ軸電流（トルク電流）と、ｄ軸電流（界磁電流（磁束電流とも言う））に分け、各々を独立に制御することで高速応答および高精度制御を実現する制御方式であるが、補正電流指令を加える場合、ｑ軸電流指令ｉｑに加えることが、トルクリップルの抑制に効果的となる。

　この発明における、上記ベクトル制御を行う形式の電気自動車用同期モータの制御装置１において、前記トルクリップル補償手段３は、次式（１）
　ｉｑ＿ｃ＝Ｋcos（６θ＋α）　　　　…（１）
　　　ここで、Ｋ：定数、θ：モータ回転角度、α：位相補償値、
に従って前記補正電流指令ｉｑ＿ｃを定めるようにしても良い。
　これにより、この電気自動車用同期モータの制御装置１は、トルクリップルと逆位相の正弦波の補正電流をモータ駆動電流に加える制御が実現される。

　この発明における、上記ベクトル制御を行う形式の電気自動車用同期モータの制御装置１において、前記トルクリップル補償手段３は、次式（２）
　ｉｑ＿ｃ＝Ｋcos（６θ′＋α）　　　　…（２）
　　　ここで、Ｋ：定数、θ′：モータ回転角度検出値の１サンプリング時間後の予測角度、α：位相補償値、
に従って前記補正電流指令ｉｑ＿ｃを定める予測制御を行うようにしても良い。

　なお、θ′は、例えば、モータ回転角度θから求められた角速度θｄを用いて、θ′＝θ＋θｄで定められる。

　上記（１）式による制御が基本となるが、計算による制御の遅れが生じる恐れがある。これに対して、モータ回転角度検出値の１サンプリング時間後の予測角度により前記補正電流指令ｉｑ＿ｃを定める予測制御を行うことで、この電気自動車用同期モータの制御装置１は、制御の遅れのないより効果的なトルクリップルの補償が行える。

　この発明において、前記トルクリップル補償手段３は、前記同期モータ２の回転速度が設定回転速度以上になると前記補正電流指令ｉｑ＿ｃの出力を止める補正制限部１６を設けても良い。
　トルクリップルはモータ回転速度の６倍の周波数を持つため、このトルクリップルの周波数と同じ周波数の補正電流指令ｉｑ＿ｃを演算して生成することは、モータ回転速度が速くなると困難になる。そのため、演算の遅れによって補正電流指令ｉｑ＿ｃが却ってノイズとなる恐れがある。このため、モータの回転速度がある程度速くなると、補正電流指令ｉｑ＿ｃの出力を止めることが望ましい。この補正電流指令令ｉｑ＿ｃを出力するか否かの閾値となる上記「設定回転速度」は、この制御装置１の演算処理能力等に応じて適宜の値に設定すれば良い。

　この発明において、前記トルクリップル補償手段３は、前記モータ回転速度について定められた範囲で、前記同期モータ２の回転速度の上昇に従って前記補正電流指令ｉｑ＿ｃの出力を次第に零に近づける補正制限部１６を持つものとしても良い。
　上記のように、トルクリップルの周波数と同じ周波数の補正電流指令を演算して生成することは、モータ回転速度が速くなると困難になる。しかし、トルクリップルを補償するための制御を急に止めると、乗員に違和感を与えることがある。これに対して、モータの回転速度の上昇に従って補正電流指令ｉｑ＿ｃの出力を次第に零に近づけるようにすると、違和感なくトルクリップルの補償の制御を止めることができる。

　この発明において、上記の（１）式または（２）式に従って補正電流指令ｉｑ＿ｃを定める場合、前記定数Ｋを、前記モータ回転速度またはモータ出力トルクの関数にしても良い。例えば、Ｋを、Ｋ∝トルク、またはＫ∝（１／周波数）としても良い。
　モータ回転速度やモータ出力トルクによって、生じるトルクリップルの大きさが異なる。このため、上記のように前記定数Ｋを、前記モータ回転速度またはモータ出力トルクの関数とすることで、より一層効果的にトルクリップルを抑制することができる。

　この発明において、上記の（１）式または（２）式に従って補正電流指令ｉｑ＿ｃを定める場合、前記位相補正値αを、前記モータ回転速度またはモータ出力トルクの関数にしても良い。
　モータ回転速度やモータ出力トルクと、制御装置における計算時間との関係等により、適切な位相の補正値は異なる。そのため、前記位相補正値αを、前記モータ回転速度またはモータ出力トルクの関数にすることで、より一層効果的にトルクリップルを抑制することができる。

　なお、これら定数Ｋをモータ回転速度の関数にする処理と、定数Ｋをモータ出力トルクの関数にする処理と、位相補正値αをモータ回転速度の関数にする処理と、位相補正値αモータ出力トルクの関数にする処理とは、任意に組み合わされても良い。

　請求の範囲および／または明細書および／または図面に開示された少なくとも２つの構成のどのような組合せも、本発明に含まれる。特に、請求の範囲の各請求項の２つ以上のどのような組合せも、本発明に含まれる。

　この発明は、添付の図面を参考にした以下の好適な実施形態の説明から、より明瞭に理解されるであろう。しかしながら、実施形態および図面は単なる図示および説明のためのものであり、この発明の範囲を定めるために利用されるべきものではない。この発明の範囲は添付の請求の範囲によって定まる。添付図面において、複数の図面における同一の符号は、同一または相当する部分を示す。

この発明の一実施形態に係る電気自動車用同期モータの制御装置の概要を示すブロック図である。 従来のモータ制御の問題を説明するためのブロック図である。 同実施形態の同期モータの制御装置の全体およびその周囲の構成を示すブロック図である。 同同期モータの制御装置の具体的構成例を示すブロック図である。 図３の構成の制御装置においてトルクリップル補償手段の具体例を示したブロック図である。 図３の構成の制御装置においてトルクリップル補償手段の他の具体例を示したブロック図である。

　この発明の実施形態を図面と共に説明する。図１Ａに概要を示すように、この電気自動車用同期モータの制御装置１は、走行駆動用の同期型のモータ２に対して、モータ駆動指令に応じたモータ駆動電流ｉを与える装置において、前記モータ２の回転速度の６倍の周波数を持ちかつ前記モータ２に発生するトルクリップルと逆位相の正弦波の補正電流Δｉを前記モータ駆動電流ｉに加えるトルクリップル補償手段３を設けたものである。トルクリップル補償手段３は、補正電流Δｉを生成する補正電流生成部４と、この生成した補正電流Δｉを前記モータ駆動電流ｉに加えて目標電流Ｉref とする加算部５とでなる。前記モータ２は、ＩＰＭモータやＳＰＭモータ等の、交流駆動の永久磁石モータである。

　なお、図１Ａでは概要を説明するために、加算部５をモータ駆動電流ｉと補正電流Δｉとを、電流そのもので加算するように図示したが、具体的には、図２以降に示すように、電力変換前の電流指令に補正電流指令を加え、その加えられた電流指令に従って電力変換することで、結果としてモータ駆動電流ｉに補正電流Δｉが加えられるようにしても良い。

　作用を説明すると、前記モータ２は、交流駆動の永久磁石モータであるため、図１Ｂに示すように、モータ２に入力される目標電流Ｉref に対して、出力されるトルクＴｅは、トルクリップルを有するものとなる。トルクリップルは、磁極数などにかかわらずに、モータ回転速度の６倍の周波数となる。
　これに対して、前記トルクリップル補償手段３は、モータ回転速度の６倍の周波数を持ちかつ前記モータ２に発生するトルクリップルと逆位相の正弦波の補正電流Δｉを前記モータ駆動電流ｉに加える。このため、補正電流Δｉによりトルクリップルが打ち消される。また、前記トルクリップル補償手段３は、トルクリップルと逆位相の正弦波の補正電流を加えるものであるため、従来のモータの制御理論モデル式に対応した補正を行うものに比べて、処理が簡単で高速に行え、簡単な構成でトルクリップルの抑制を効果的に行うことができる。
　このように、簡単な演算でトルクリップルを抑制することができる実用性に優れた電気自動車用モータの制御装置となる。

　図２において、この電気自動車用同期モータの制御装置１は、具体的には、電気自動車におけるメインのＥＣＵ（電気制御ユニット）６の下位の制御手段となるインバータ装置からなる。このインバータ装置からなる電気自動車用同期モータの制御装置１は、入力されるモータ駆動指令Ｔに応じた交流波形の電流指令を生成する電流指令生成部８と、この電流指令生成部８から出力された電流指令を３相交流のモータ駆動電流に変換して前記モータ２に与える基本制御部９とを備える。モータ駆動指令Ｔは、アクセル７の操作量に応じたトルク指令としてＥＣＵ６から電流指令生成部８に与えられる。電流指令生成部８は、上記トルク指令を電流指令に変換する。基本制御部９は、入力される電流指令とモータ２の状況とに応じて各種の制御を行って電圧値による各相指令を生成する駆動制御部１１と、この生成された各相指令を電力変換してモータ２に与える電力変換部１２とでなる。電力変換部１２は、複数のスイッチング素子等で構成されてバッテリ（図示せず）の直流電力を交流電力に変換するインバータ１３と、このインバータ１３をＰＷＭ制御するＰＷＭドライバ（図示せず）等とでなる。

　この基本構成において、電流指令生成部８から基本制御部９に入力される電流指令に補正電流指令を加えるトルクリップル補償手段３を設けている。トルクリップル補償手段３が出力する補正電流指令は、モータ回転速度の６倍の周波数を持ちモータ２に発生するトルクリップルと逆位相の正弦波の電流指令である。このトルクリップル補償手段３は、上記補正電流指令を生成する補償制御部１５と、この補償制御部１５の出力を制限する補正制限部１６とからなる。

　基本制御部９の駆動制御部１１は、ベクトル制御を行うものであり、電流指令生成部８および駆動制御部１１は、例えば図３に示す構成とされる。
　電流指令生成部８は、入力されたトルク指令からなるモータ駆動指令Ｔをｑ軸電流指令ｉｑとｄ軸電流指令ｉｄとに変換する手段であり、ｑ軸電流指令生成部８ａとｄ軸電流指令生成部８ｂとからなる。ｑ軸電流指令生成部８ａは、入力されるトルク指令からなるモータ駆動指令Ｔを電流変換してｑ軸電流指令ｉｑを出力する。ｄ軸電流指令生成部８ｂは、適宜に設定された一定のｄ軸電流指令（例えば零）ｉｄを出力し、または前記の入力されたモータ駆動指令Ｔに応じた大きさのｄ軸電流指令ｉｄを出力する。

　基本制御部９の駆動制御部１１は、偏差対応制御手段であるＰＩＤ制御部１７、２相→３相変換部１８、３相→２相変換部１９、ｑ軸減算部２１、およびｄ軸演算部２２を有する。

　この駆動制御部１１では、基本的には、モータ２に付いている電流センサー２４で検出される３相の各電流値から３相→２相変換部１９で３相→２相変換してｑ軸およびｄ軸の２相の検出電流ｉｑ＿ｆｂ，ｉｄ＿ｆｂを求める。これら検出電流ｉｑ＿ｆｂ，ｉｄ＿ｆｂと、電流指令生成部８から出力されるｑ軸電流指令ｉｑから算出される後述の補正後ｑ軸電流指令ｉｑ＿ref およびｄ軸電流指令ｉｄとの差分Δｉｑ，Δｉｄを、前記ｑ軸減算部２１およびｄ軸減算部２２で得る。この差分Δｉｑ，ΔｉｄによりＰＩＤ制御部１７で比例・積分・微分制御を行う。ＰＩＤ制御部１７の出力は２相であるため、３相のモータ２の駆動のための各相の電圧の指令値ＶＷ，ＶＶ，ＶＵを２相→３相変換部１８で得て電力変換部１２に出力する。

　この同期モータの制御装置１は、このような基本制御部１１を持ち、これに前記トルクリップル補償手段３を設けて構成される。トルクリップル補償手段３の補償制御部１５で生成した補正電流指令ｉｑ＿ｃは、電流指令生成部８から出力されるｑ軸電流指令ｉｑに加算部２３で加算される。この実施形態のようにトルクリップル補償手段３を設けた場合は、この加算された補正後ｑ軸電流指令ｉｑ＿ref に対して、前記検出電流ｉｑ＿ｆｂとの差分Δｉｑを前記ｑ軸減算部２１により取り、ＰＩＤ制御部１７でＰＩＤ制御する。

　トルクリップル補償手段３の補償制御部１５は、モータ回転速度の６倍の周波数を持ちモータ２に発生するトルクリップルと逆位相の正弦波となる補正電流指令ｉｑ＿ｃを生成する手段であり、具体的には、図４または図５の構成とされる。

　図４の例では、補償制御部１５は、次式（１）
　ｉｑ＿ｃ＝Ｋcos（６θ＋α）　　　　…（１）
　　　ここで、Ｋ：定数、θ：モータ回転角度、α：位相補償値、
に従って前記補正電流指令ｉｑ＿ｃを生成する。
　モータ回転角度θは、モータ２に付属の角度検出器２５から得る。

　この実施形態の同期モータの制御装置１によると、このように、トルクリップル補償手段３により、モータ回転速度の６倍の周波数を持ちかつ前記モータ２に発生するトルクリップルと逆位相の正弦波の補正電流をモータ駆動電流に加える。このため、補正電流によりトルクリップルが打ち消される。また、前記トルクリップル補償手段３は、トルクリップルと逆位相の正弦波の補正電流を加えるものであるため、従来のモータの制御理論モデル式に対応した補正を行うものに比べて、処理が簡単で高速に行え、簡単な構成でトルクリップルの抑制を効果的に行うことができる。このように、簡単な演算でトルクリップルを抑制することができる実用性に優れた電気自動車用同期モータの制御装置となる。

　図５の実施形態は、さらに計算精度を上げるために、制御の無駄時間を配慮している。すなわち、補償制御部１５は、角度検出器２５で得た回転角度θから微分器１５ｂにより角速度θｄを求め、予測部１５ｃで現在の回転角度θに角速度θｄを加算することで、角度検出器２５の１サンプリング後の回転角度θ′を予測するようにフィードフォワード制御を行う。
　このように予測した角度θ′で、次式（２）
　ｉｑ＿ｃ＝Ｋcos（６θ′＋α）　　　　…（２）
　　　ここで、Ｋ：定数、θ′：モータ回転角度検出値の１サンプリング時間後の予測角度、α：位相補償値、
に従って算出部１５ａで前記補正電流指令ｉｑ＿ｃを算出し、算出部１５ａは前記補正電流指令ｉｑ＿ｃを定める予測制御を行う。

　上記（１）式による制御が基本となるが、計算による制御の遅れが生じる恐れがある。これに対して、モータ回転角度検出値の１サンプリング時間後の予測角度で前記補正電流指令ｉｑ＿ｃを定める予測制御を行うことで、制御の遅れのないより効果的なトルクリップルの補償が行える。

　上記の（１）式または（２）式に従って補正電流指令ｉｑ＿ｃを定める場合、前記定数Ｋを、前記モータ回転速度（周波数）またはモータ出力トルクの関数にしても良い。例えば、Ｋ∝トルク、またはＫ∝（１／周波数）としても良い。
　モータ回転速度やモータ出力トルクによって、生じるトルクリップルの大きさが異なる。このため、上記のように前記定数Ｋを、前記モータ回転速度またはモータ出力トルクの関数とすることで、より一層効果的にトルクリップルを抑制することができる。

　上記の（１）式または（２）式に従って補正電流指令ｉｑ＿ｃを定める場合、前記位相補正値αを、前記モータ回転速度またはモータ出力トルクの関数にしても良い。
　モータ回転速度やモータ出力トルクと、制御装置における計算時間との関係等により、適切な位相の補正値は異なる。そのため、前記位相補正値αを、前記モータ回転速度またはモータ出力トルクの関数にすることで、より一層効果的にトルクリップルを抑制することができる。

　また、前記トルクリップル補償手段３による補正は、次のように補正制限部１６で制限を加えても良い。例えば、前記補正制限部１６は、モータ２の回転速度が設定回転速度以上になると前記補正電流指令の出力を止めるようにする。

　トルクリップルはモータ回転速度の６倍の周波数を持つため、このトルクリップルの周波数と同じ周波数の補正電流指令を演算して生成することは、モータ回転速度が速くなると困難になる。そのため、演算の遅れによって補正電流指令が却ってノイズとなる恐れがある。このため、モータの回転速度がある程度速くなると、補正電流指令の出力を止めることが望ましい。この補正電流指令を出力するか否かの閾値となる上記「設定回転速度」は、この制御装置の性能等に応じて適宜の値に設定すれば良い。前記設定回転速度は、例えば、1500～2500min-1の範囲で適宜定めた値とする。

　また、前記補正制限部１６は、前記モータ回転速度について定められた範囲で、前記モータ２の回転速度の上昇に従って前記補正電流指令ｉｑ＿ｃの出力を次第に零に近づけるようにしても良い。この場合も、モータ２の回転速度が設定回転速度以上になると前記補正電流指令の出力を止めるようにすることが望ましい。
　上記のように、トルクリップルの周波数と同じ周波数の補正電流指令を演算して生成することは、モータ回転速度が速くなると困難になる。しかし、トルクリップルを補償するための制御を急に止めると、乗員に違和感を与えることがある。これに対して、モータ２の回転速度の上昇に従って補正電流指令の出力を次第に零に近づけるようにすると、違和感なくトルクリップルの補償の制御を止めることができる。

　以上のとおり、図面を参照しながら好適な実施形態を説明したが、当業者であれば、本件明細書を見て、自明な範囲内で種々の変更および修正を容易に想定するであろう。したがって、そのような変更および修正は、請求の範囲から定まる発明の範囲内のものと解釈される。

１…同期モータの制御装置
２…モータ
３…トルクリップル補償手段
５…ＥＣＵ
８…電流指令生成部８
９…基本制御部
１１…駆動制御部
１２…電力変換部
１５…補償制御部
１６…補正制限部

Claims (10)

1. 　走行駆動用の同期型のモータに対して、モータ駆動指令に応じたモータ駆動電流を与える電気自動車用同期モータの制御装置において、
   　前記モータの回転速度の６倍の周波数を持ちかつ前記モータに発生するトルクリップルと逆位相の正弦波の補正電流を前記モータ駆動電流に加えるトルクリップル補償手段を設けたことを特徴とする電気自動車用同期モータの制御装置。
2. 　請求項１に記載の電気自動車用同期モータの制御装置において、入力されるモータ駆動指令に応じた交流波形のｑ軸電流指令を生成するｑ軸電流指令生成部と、ｄ軸電流指令を出力するｄ軸電流指令部と、これらの電流指令生成部から出力されたｑ軸電流指令およびｄ軸電流指令からなる電流指令を３相交流のモータ駆動電流に変換して前記同期モータに与えるベクトル制御方式の基本制御部とを備え、前記トルクリップル補償手段は、前記ｑ軸電流指令に正弦波の補正電流指令を加える電気自動車用同期モータの制御装置。
3. 　請求項２に記載の電気自動車用同期モータの制御装置において、前記トルクリップル補償手段は、次式（１）
   　ｉｑ＿ｃ＝Ｋcos（６θ＋α）　　　　…（１）
   　　　ここで、Ｋ：定数、θ：モータ回転角度、α：位相補償値、
   に従って前記補正電流指令ｉｑ＿ｃを定める、
   電気自動車用同期モータの制御装置。
4. 　請求項２に記載の電気自動車用同期モータの制御装置において、前記トルクリップル補償手段は、次式（２）
   　ｉｑ＿ｃ＝Ｋcos（６θ′＋α）　　　　…（２）
   　　　ここで、Ｋ：定数、θ′：モータ回転角度検出値の１サンプリング時間後の予測角度、α：位相補償値、
   に従って前記補正電流指令ｉｑ＿ｃを定める予測制御を行う、
   電気自動車用同期モータの制御装置。
5. 　請求項４に記載の電気自動車用同期モータの制御装置において、前記予測角度θ′は、モータ回転角度θから求められた角速度θｄを用いて、θ′＝θ＋θｄで定められる電気自動車用同期モータの制御装置。
6. 　請求項２ないし請求項５のいずれか１項に記載の電気自動車用同期モータの制御装置において、前記トルクリップル補償手段は、前記モータの回転速度が設定回転速度以上になると前記補正電流指令の出力を止める補正制限部を有する電気自動車用同期モータの制御装置。
7. 　請求項２ないし請求項６のいずれか１項に記載の電気自動車用同期モータの制御装置において、前記トルクリップル補償手段は、前記モータ回転速度について定められた範囲で、前記モータの回転速度の上昇に従って前記補正電流指令の出力を次第に零に近づける補正制限部を有する電気自動車用同期モータの制御装置。
8. 　請求項３ないし請求項５のいずれか１項に記載の電気自動車用同期モータの制御装置において、前記定数Ｋを、前記モータ回転速度またはモータ出力トルクの関数にする電気自動車用同期モータの制御装置。
9. 　請求項８に記載の電気自動車用同期モータの制御装置において、前記定数Ｋを、前記モータ回転速度に反比例する関数または前記モータ出力トルクに比例する関数にする電気自動車用同期モータの制御装置。
10. 　請求項３ないし請求項５および請求項８のいずれか１項に記載の電気自動車用同期モータの制御装置において、前記位相補正値αを、前記モータ回転速度またはモータ出力トルクの関数にする電気自動車用同期モータの制御装置。

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