WO2006106642A1 - 制御装置 - Google Patents

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WO2006106642A1
WO2006106642A1 PCT/JP2006/306210 JP2006306210W WO2006106642A1 WO 2006106642 A1 WO2006106642 A1 WO 2006106642A1 JP 2006306210 W JP2006306210 W JP 2006306210W WO 2006106642 A1 WO2006106642 A1 WO 2006106642A1
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WO
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current command
command value
axis current
motor
output
Prior art date
Application number
PCT/JP2006/306210
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Yosuke Tanami
Mimpei Morishita
Original Assignee
Toshiba Elevator Kabushiki Kaisha
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Toshiba Elevator Kabushiki Kaisha filed Critical Toshiba Elevator Kabushiki Kaisha
Priority to US11/817,421 priority Critical patent/US7671552B2/en
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/06—Linear motors
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B66—HOISTING; LIFTING; HAULING
    • B66B—ELEVATORS; ESCALATORS OR MOVING WALKWAYS
    • B66B1/00—Control systems of elevators in general
    • B66B1/24—Control systems with regulation, i.e. with retroactive action, for influencing travelling speed, acceleration, or deceleration
    • B66B1/28—Control systems with regulation, i.e. with retroactive action, for influencing travelling speed, acceleration, or deceleration electrical
    • B66B1/30—Control systems with regulation, i.e. with retroactive action, for influencing travelling speed, acceleration, or deceleration electrical effective on driving gear, e.g. acting on power electronics, on inverter or rectifier controlled motor
    • B66B1/308—Control systems with regulation, i.e. with retroactive action, for influencing travelling speed, acceleration, or deceleration electrical effective on driving gear, e.g. acting on power electronics, on inverter or rectifier controlled motor with AC powered elevator drive
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop

Definitions

  • the present invention relates to a control device for controlling an electric motor used in an elevator facility or the like.
  • a permanent magnet synchronous motor can be manufactured in a smaller size with respect to the same output as an induction motor, and has recently been used in a drive unit of various systems.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 11-299277
  • Patent Document 2 Japanese Patent Laid-Open No. 7-129251
  • the electric motor 1 is driven by driving means 108 such as an inverter. 12 is driven.
  • the rotation angle of the motor 112 is detected by a rotation angle detection means 111 such as a pulse generator PG, and the detected rotation angle is a speed control system that controls the speed of the motor 112 (d-axis current command means 102, q-axis current command Means 103 and q-axis current command value correcting means 105 are input to (part 113).
  • a current command value to current control means 106 that outputs a drive signal to drive means 108 is calculated from a speed deviation signal between the actual speed of motor 112 and its speed command value.
  • the current command values are the d-axis current command value "Idc” and the q-axis current command value "Iqc” in the orthogonal rotation coordinate system when the motor 112 is vector-controlled.
  • the d-axis current command value “Idc” is a magnetic flux current command value that causes the motor 112 to generate a magnetic flux
  • the q-axis current command value “Iqc” is a torque current command value that causes the motor 112 to generate torque.
  • the current detection means 109 detects the current values of the three-phase drive currents supplied to the motor 112, and outputs the output current signals “Iuf”, “Ivf”, “Iwf”, Input to 3-phase Z2-phase conversion means 110.
  • the three-phase Z2-phase conversion unit 111 outputs the output current signals “I uf”, “Ivf”, “Iwf” indicated by the three phases in the stationary coordinate system output from the current detection unit 109. Convert to current signals “I a” and “I j8” indicated by two phases of Cartesian stationary coordinate system.
  • the converted two-phase current signals “I a” and “I ⁇ ” are converted into current signals “Idf” and “Iqf” of the orthogonal rotation coordinate system. That is, based on the electrical angle “ ⁇ e”, the current signals “I a” and “I j8” of the orthogonal stationary coordinate system are converted to the current signals “Idf” and “Iqf” of the orthogonal rotation coordinate system, and the current control is performed.
  • Output to means 106 is, based on the electrical angle “ ⁇ e”, the current signals “I a” and “I j8” of the orthogonal stationary coordinate system are converted to the current signals “Idf” and “Iqf” of the orthogonal rotation coordinate system, and the current control is performed.
  • Output to means 106 Output to means 106.
  • the d-axis current command “Idco” output from the current command value correction means 102, the q-axis current command “Iqco” output from the q-axis current command value correction means 105, and the three-phase two-phase conversion Deviations from the current signals “Idf” and “Iqf” output from the means 110 are respectively input to the PI controller or the like constituting the current control means 106, and are subjected to PI calculation (proportional integral calculation). As shown, the d-axis voltage command “Vdc” and q-axis voltage command “Vqc” are output in the Cartesian coordinate system.
  • Kp is a proportional gain
  • Ki is an integral gain
  • s is a Laplace operator
  • the d-axis voltage command “Vdc” and the q-axis voltage command “Vqc” from this PI controller or the like are input to the two-phase Z3-phase conversion means 107.
  • 2-phase Z3-phase conversion means 107 converts the d-axis voltage command “Vdc” and the q-axis voltage command “Vqc” to the voltage command value "V a" V
  • 8” of the orthogonal stationary coordinate system indicated by two phases are converted into the voltage command values “Vu”, “Vv”, Convert to "Vw” and drive hand Output to stage 108.
  • the spatial distribution of the magnetic flux generated by the armature winding current is ideally sinusoidal, but since harmonics are present, it causes distortion of the generated torque. Yes.
  • the low-order component of this harmonic component is 5 times Z7 times the frequency of the fundamental wave, and the 5th-order Z7-order component of this magnetic flux is the cause of the torque ripple of the 6-fold component (6f component) of the fundamental frequency.
  • the torque ' ⁇ ' is derived from the induced voltages "Eu”, “Ev”, “Ew” and the currents "Iu”, “Iv”, “Iw”. The following formula.
  • Patent Document 1 As a method of reducing torque ripple, it has been described in "Patent Document 1" and “Patent Document 2". There is a way.
  • the induced voltage “Eu”, “Ev”, “Ew” of each phase for example, the induced voltage “Eu” is represented by the following equation. Also
  • torque ripple often depends on the operating condition of the motor 112. For example, when the operating condition changes, such as acceleration / deceleration, the torque ripple reduction performance deteriorates.
  • the electric motor 112 was subjected to vibration caused by pulsation of electromagnetic attracting force in the radial direction ⁇ noise problem.
  • an object of the present invention is to provide a control device capable of adjusting the waveform of an output current supplied to an electric motor and greatly reducing torque ripple of the electric motor.
  • the waveform of the output current supplied to the linear motor is adjusted to greatly reduce the Z-direction force fluctuation, and the parameters are automatically corrected by detecting the vibration or noise of the linear motor.
  • the purpose is to provide a control device that can reduce the vibration and noise of the linear motor.
  • the present invention provides a d-axis current command and a q according to a deviation between the measured rotational speed of the motor and the preset rotational speed.
  • D-axis Zq-axis current command means for generating a shaft current command
  • rotation angle detection means for detecting the rotation of the motor and outputting an electrical angle
  • motor parameter setting means for setting parameters corresponding to the characteristics of the motor
  • the d-axis current command and the q-axis current output from the d-axis Zq-axis current command means according to the electrical angle output from the rotation angle detection means and the parameter output from the motor parameter setting means. Correct the command to correct the harmonic ripple component of the torque generated by the motor.
  • Current command value correction means for generating the d-axis current command value and q-axis current command value, the corrected d-axis current command value and q-axis current command value output from the current command value correction means, and Provided is a control device comprising three-phase drive means for generating a three-phase drive voltage and supplying the three-phase drive voltage to the motor based on an output current detection signal of the motor output from the current detection means.
  • the present invention generates a d-axis current command and a q-axis current command in accordance with a deviation between the actually measured speed of the linear motor and the preset V and the preset speed d.
  • Axis Z q-axis current command means electrical angle detection means for detecting the speed of the linear motor and outputting an electrical angle, motor parameter setting means for setting parameters corresponding to the characteristics of the linear motor, Depending on the electrical angle output from the electrical angle detection means and the parameter output from the motor parameter setting means, the d-axis Zq-axis current command means.
  • Current command value correction means for performing correction necessary to suppress the harmonic ripple component in the Z direction generated by the linear motor and generating corrected d-axis current command value and q-axis current command value; and Based on the corrected d-axis current command value output from the current command value correction means, q-axis current command value and the output current detection signal of the linear motor output from the current detection means, three-phase drive voltage is generated
  • the three-phase drive means for supplying to the linear motor, the pulsation detection means for detecting vibration or noise of the linear motor, the output of the pulsation detection means, and the corrected d generated by the current command value correction means
  • a process or notification device for obtaining parameters necessary for minimizing vibration or noise of the linear motor and correcting the parameters used by the current command value correcting means Provided is a control device comprising correction parameter learning means for performing any one of the processes for notifying the force.
  • the waveform of the output current supplied to the electric motor can be adjusted, and the torque ripple of the electric motor can be greatly reduced. As a result, the vibration and noise of the electric motor can be reduced.
  • the waveform of the output current supplied to the linear motor can be adjusted, and the force fluctuation in the Z direction generated in the linear motor can be greatly reduced. As a result, the linear motor Vibration ⁇ Noise can be reduced.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of a previously proposed control device.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a first embodiment of a control device according to the present invention.
  • FIG. 3 is an explanatory view showing a detailed operation example of the current command value correcting means shown in FIG. 2.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a second embodiment of the control device according to the present invention.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram showing a detailed operation example of the correction parameter learning means shown in FIG. 4.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a third embodiment of the control device according to the present invention.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram showing a detailed operation example of the correction parameter learning means shown in FIG. 6.
  • FIG. 8 is a block diagram showing a fourth embodiment of the control device according to the present invention.
  • FIG. 9 is an explanatory diagram showing a detailed operation example of the correction parameter changing means shown in FIG. 8.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a fifth embodiment of the control device according to the present invention.
  • FIG. 11 is an explanatory diagram showing a detailed operation example of the correction parameter switching means shown in FIG.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a sixth embodiment of the control device according to the present invention.
  • FIG. 13 is an explanatory view showing a detailed operation example of the correction parameter learning means shown in FIG. 12.
  • FIG. 2 is a block diagram showing a first embodiment of the control device according to the present invention.
  • the control device la shown in this figure includes a d-axis current command means 2 that outputs a d-axis current command “Idco”, a q-axis current command means 3 that outputs a q-axis current command “co”, and an electric motor 10.
  • a d-axis current command means 2 that outputs a d-axis current command “Idco”
  • a q-axis current command means 3 that outputs a q-axis current command “co”
  • an electric motor 10 an electric motor 10.
  • the control device la includes a current command correction means 5, a current control means 6, a two-phase Z3-phase conversion means 7, a drive means 8, a current detection means 9, and a rotation angle of the electric motor 10.
  • Rotation angle detection means 11 for detecting “ ⁇ e” and three-phase Z2-phase conversion means 12 are provided.
  • the current command correction means 5 detects the parameters "n”, “ad”, “pd”, “aq”, “pq”, and rotation angle of the motor 10 output from the motor parameter setting means 4. Based on the detection result of means 11, the d-axis current command “Idco” output from the d-axis current command means 2 and the q-axis current command “Iqco” output from the q-axis current command means 3 are corrected, and d The axis current command value “Idc” and q axis current command value “Iqc” are output.
  • the current control means 6 includes a d-axis current command value “Idc” output from the current command correction means 5, a q-axis current command value “Iqc”, and a current output from the three-phase Z2 phase conversion means 12. Based on the signals “Idf” and “I qf”, the d-axis voltage command “Vdc” and the q-axis voltage command “Vqc” are calculated.
  • the two-phase Z3-phase conversion means 7 includes a d-axis voltage command “Vdc”, a q-axis voltage command “Vqc” output from the current control means 6, and a rotation angle output from the rotation angle detection means 11. Based on ⁇ e ”, three-phase voltage command values“ Vu ”,“ Vv ”, and“ Vw ”are calculated.
  • the drive means 8 outputs a three-phase drive voltage based on the voltage command values “Vu”, “Vv”, “Vw” output from the two-phase Z3-phase conversion means 7 to To drive.
  • the current detecting means 9 detects the three-phase output current supplied to the electric motor 10 and outputs output current signals “Iuf”, “Ivf”, “Iwf”.
  • the three-phase Z2-phase conversion means 12 outputs the output current signals “Iuf”, “I vf”, “Iwf” output from the current detection means 9, and the rotation angle “ ⁇ e output from the rotation angle detection means 11”. Based on “, current signals“ I df ”and“ Iqf ”are calculated.
  • the rotation angle of the electric motor 10 is detected in a pulse format by the rotation angle detecting means 11 constituted by PG or the like, and an electrical angle (rotation angle) " ⁇ e" corresponding to the detection result is stored. Then, it is input to a speed control system 13 (part constituted by d-axis current command means 2, q-axis current command means 3, and current command value correction means 5) 13 for controlling the speed.
  • the actual speed of the motor 10 is calculated from the electrical angle " ⁇ e" input from the rotation angle detection means 11, and the current control is performed from the speed deviation signal between the speed and the speed command value.
  • the d-axis current command value “Idc” and q-axis current command value “Iqc” to control 6 are calculated and output to the current control unit 6.
  • d-axis current command value “Idc” and q-axis current command value “Iqc” are the d-axis current command value (magnetic flux current) in the orthogonal rotation coordinate system when the motor 10 is controlled by the following equation.
  • Idco and Iqco are a d-axis current command value output from the d-axis current command means 2 and a q-axis current command value output from the q-axis current command means 3, respectively.
  • Dldc and dlqc are parameters "n”, "ad”, “pd”, "aq” set in the motor parameter setting means 4.
  • the d-axis current command correction signal “dIdco” and q-axis current command correction signal “dlqco” necessary to cancel the torque ripple generated in the motor 10 are generated based on the output electrical angle “ ⁇ e” and the like.
  • the d-axis current command value “Idc” is corrected by correcting the d-axis current command “Idco” output from the d-axis current command unit 2 and the q-axis current command “Iqco” output from the q-axis current command unit 3.
  • Q-axis current command value” I qc is generated and output to the current control means 6.
  • the two-phase three-phase conversion means 7 the d-axis current command value "Idc", the q-axis current command value "Iqc", and the three-phase Z2-phase conversion means 12 are output in the orthogonal rotation coordinate system.
  • the orthogonal rotation coordinate system current signals “Idf” and “Iqf” are input and the output current signals “Iuf” and “Iwf” output from the current detection means 9 and the d-axis current command value "Idc” and q
  • the voltage command values “Vu”, “Vv”, “Vw” necessary to correspond the shaft current command value “Iqc” and the electrical angle “ ⁇ e” are calculated and output to the drive means 8.
  • the output current signals “Iuf” and “Iwf” are detected by the current detection means 9 and input to the three-phase Z2-phase conversion means 12.
  • This three-phase Z2-phase conversion means 12 is stationary from the current detection means 9.
  • the current signals “Iuf” and “Iwf” indicated by the three phases in the coordinate system are converted to the current signals “I a” and “I ⁇ ” indicated by the two phases of the orthogonal stationary coordinate system.
  • the converted two-phase current signals “I a” and “I ⁇ ” are converted into the current signals “Idf” and “Iqf” of the orthogonal rotation coordinate system based on the electrical angle “ ⁇ e”, and current control means Output to 6.
  • the d-axis voltage command “Vdc” and the q-axis voltage command “Vqc” from this PI controller are input to the two-phase Z-three-phase conversion means 7.
  • the d-axis voltage command “Vdc” and the q-axis voltage command “Vqc” are converted to the voltage command values "V” and "V
  • the voltage command values “V a” and “V ⁇ ” of the orthogonal stationary coordinate system indicated by the two-phase converted voltage phase are “Vu”, “Vv”, “ Vw "is converted and output to the driving means 8.
  • the drive means 8 uses the voltage command values "Vu”, "Vv”, and "Vw" from the two-phase Z3-phase conversion means 7 to generate a three-phase output voltage and drive the motor 10. Is done.
  • the torque “ ⁇ ” of the motor 10 is a constant term of the rotation angle as shown in the following equation, (6Xn) f sine component, (6Xn ) f cosine component, (6X (n + 1)) f sine component, (6X (n + 1)) f cosine component.
  • gd (co) and gq (co) are closed loop gains of the current control means 6, and “Ld (co)” and “L q ( ⁇ )” are dead times of the current control means 6 It is set by the motor parameter setting means 4.
  • the response delay of the current control means 6 can also be considered as the following equation.
  • the parameters “n”, “ad”, “pd”, “aq”, “pq” of the motor parameter setting means 4 are set so as to satisfy [Equation 23] and the like. "Set these parameters etc.” n ”,“ ad ”,“ pd ”,“ aq ”,“ pq ”, d axis current command value“ Idco ”output from d axis current command means 2 based on detection result of rotation angle detection means 11
  • the q-axis current command value “Iqco” output from the q-axis current command means 3 is corrected, and (6 X n) f sine component of the torque “ ⁇ ” shown in [Equation 22], (6Xn) f
  • the cosine component, (6X (n + l)) f sine component, and (6X (n + l)) f cosine component are set to zero. Therefore, ripple components of 6 Xn and 6 X (n + 1) generated in the electric motor 10 can be suppressed, and the torque
  • FIG. 4 is a block diagram showing a second embodiment of the control device according to the present invention.
  • parts corresponding to those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals.
  • the control device lb shown in this figure is different from the control device la shown in FIG. 2 in that the pulsation detecting means 21 for detecting the vibration or noise “dFrf” of the electric motor 10 and the output of the pulsation detecting means 21 are used. Therefore, of the parameters “n”, “ad”, “pd”, “aq”, “pq” used in the current command correction means 5, parameters related to vibration and noise of the motor 10, such as parameter “ad”
  • the correction parameter learning means 22 for learning “pd” and the like is provided.
  • the pulsation of the radial force “Fr” of the electric motor 10 is reduced so as to reduce the vibration or noise “dFrf” based on the learning result of the correction parameter learning means 22.
  • the d-axis current command value “Idco” output from the d-axis current command means 2 and the q-axis current command value “Iqco” output from the q-axis current command means 3 are corrected.
  • the radial force "Fr" corresponding to the current command correction signal "die” is a constant term of rotation angle as shown in the following equation, (6Xn) f sine component, (6Xn) f cosine component, The sum of (6X (n + l)) f sine components and (6X (n + 1)) f cosine components.
  • W is the magnetic energy in the electric motor 10
  • r is the radial direction.
  • the pulsation detecting means 21 detects vibration or noise “dFrf” and outputs it to the correction parameter learning means 22.
  • an adjustment amplitude and an adjustment phase that affect the vibration or noise of the electric motor 10 for example, an adjustment amplitude “ad” and an adjustment phase “pd” are learned.
  • gpd is a learning gain
  • old is a value before learning
  • new is a value after learning.
  • the adjustment amplitude “ad” is learned using the vibration or noise “dFrf” at the time when the time derivative of the current command correction signal “die” becomes “0” as in the following formula, and the current command value correction means 5
  • the parameter "ad” used in is optimized.
  • the parameters “!!”, “ad”, “pd”, “aq”, “pq” of the motor parameter setting means 4 are satisfied so as to satisfy [Equation 27].
  • Is output from the d-axis current command means 2 based on these parameters "n”, “ad”, “pd”, “aq”, “pq”, the detection result of the rotation angle detection means 11, etc. Correct the d-axis current command value “Idco” and the q-axis current command value “Iqco” output from the q-axis current command means 3.
  • the cosine component is made zero, and the correction parameter learning means 22 based on the pulsation “dFrf” when the time derivative of the current command correction signal “dldc” generated by the current command value correction means 5 becomes zero. Therefore, the parameters “pd” and “ad” are adjusted so that the ripple components of 6 X n and 6 X (n + 1) can be suppressed, and the torque ripple of the motor 10 can be greatly reduced. However, the vibration and noise of the electric motor 10 can be greatly reduced.
  • the corrected parameter learning means 22 displays the learned parameters “pd” and “ad” on a notification device such as a display device and makes the operator confirm the parameters, and then causes the operator to operate the electric motor parameter setting means 4.
  • the parameters “pd” and “ad” set in the motor parameter setting means 4 may be changed.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a third embodiment of the control device according to the present invention.
  • parts corresponding to those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals.
  • the control device 1 c shown in this figure differs from the control device 1 a shown in FIG. 2 in that the d-axis voltage command “Vd”, the q-axis voltage command “Vq”, and the current output from the current control means 6 Corresponds to the current value detected by the detection means 9 (current signals “Idf” and “Iqf” output from the three-phase to two-phase conversion means 12), and the rotation angle “ ⁇ e” detected by the rotation angle detection means 11.
  • the pulsation estimating means 31 for estimating the pulsation “dTfdt” of the electric motor 10 and the parameters “n”, “ad” used in the current command correcting means 5 from the estimated pulsation “dTfdt” , “Pd”, “aq”, “pq”, a correction parameter learning means 32 for learning parameters related to vibration and noise of the motor 10, such as the parameters “ a q”, “pq”, etc. It is.
  • the pulsation estimating means 31 three-phase two-phase voltage commands "Vd” and “Vq” corresponding to the d-axis voltage command “Vdc” and the d-axis voltage command “Vqc” output from the current control means 6
  • the pulsation “dTfdt” of the electric motor 10 is estimated from the current signals “Idf” and “Iqf” output from the conversion means 12 and the rotation angle “ ⁇ ” output from the rotation angle detection means 11.
  • the pulsation estimating means 31 is derived from the voltage command values “Vd” and “Vq”, the current signals “Idf” and “Iqf”, and the rotation angle “ ⁇ ” by using the following equation, for example.
  • the voltages "Edf” and “Eqf” are estimated.
  • Ra is the winding resistance of the armature 10
  • Ld is the winding resistance of the armature 10
  • Lq is the d-axis and q-axis inductances, respectively, which are set by the motor parameter setting means 4.
  • the correction parameter learning means 32 learns the adjustment amplitude “aq” and the amplitude phase “pq” using the pulsation “dTfdt” estimated by the pulsation estimation means 31.
  • the pulsation “dTfdt” when the time derivative of the current command correction signal “dlqc” generated by the current command value correction means 5 becomes “0” (the current command correction signal is maximum or minimum) is calculated.
  • the amplitude phase “pq” is learned, and the parameter “pq” used in the current command value correction means 5 is optimized.
  • gpq is a learning gain
  • the adjustment amplitude “aq” is learned using the pulsation “dTfd t” when the time derivative of the current command correction signal “dlqc” becomes “0”, and is used in the current command value correction means 5
  • the parameter “aq” to be optimized is optimized.
  • the ripple component of 6 X r ⁇ 6 X (n + 1) can be suppressed, and the torque ripple of the motor 10 can be greatly reduced while the pulsation detecting means is not attached to the motor 10.
  • the vibration and noise of the electric motor 10 can be greatly reduced only by the renovation work inside the apparatus (the effect of claim 3).
  • FIG. 8 is a block diagram showing a fourth embodiment of the control device according to the present invention.
  • parts corresponding to those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals.
  • the control device Id shown in this figure is different from the control device la shown in Fig. 2 in that the temperature detection means 41 for detecting the temperature "temp" of the electric motor 10 and the current command based on the detected temperature "temp"
  • the temperature detection means 43 detects the temperature “temp” of the motor and outputs it to the correction parameter changing means 16.
  • the correction parameter changing means 16 changes the motor parameters "Ke", "K5", etc. corresponding to the temperature “temp” according to the detected temperature "temp".
  • the temperature detection unit 41 detects the temperature “te mp” of the electric motor 10 and the correction parameter change unit 42 has a function of the temperature “temp”.
  • the parameters “ad”, “pd”, “aq”, “pq”, etc. are changed. Therefore, the parameters “ad”, “pd”, “aq”, “pq”, etc. are optimized according to the temperature “temp” of the motor 10, and the d-axis current command value “Idc”, q-axis is optimized. Even when the current command value “Iqc” is corrected and the temperature of the motor 10 changes, torque ripple can be minimized.
  • FIG. 10 is a block diagram showing a fifth embodiment of the control device according to the present invention.
  • parts corresponding to those in FIG. 2 are given the same reference numerals.
  • the control device le shown in this figure is different from the control device la shown in Fig. 2 in that the operating condition setting means 51 for setting operating conditions and the parameter "ad" of the current command correcting means 5 depending on the operating conditions,
  • the correction parameter switching means 52 for switching “pd”, “aq”, “pq”, etc. is provided.
  • the motor 10 is mainly used for the purpose of vibration * noise reduction.
  • the motor 10 can be operated mainly for the purpose of reducing the rotation unevenness of the motor 10.
  • torque ripple reduction may be mainly performed at a low speed
  • vibration and noise reduction may be mainly performed at a high speed
  • the operating condition setting means 51 is operated, and any one of the contacts provided in the correction parameter switching means 52 is turned on.
  • the parameters “ad”, “pd”, “aq”, “pq”, etc. used in the current command correction means 5 are switched.
  • the optimum parameters “ad”, “pd”, “aq”, “pq”, etc. corresponding to each operating condition can be selected according to the operation content, reducing torque ripple, reducing vibration and noise. Can be realized.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a sixth embodiment of the control apparatus according to the present invention.
  • the control device If shown in this figure includes a d-axis current command means 61 that outputs a d-axis current command "Idco”, a q-axis current command means 62 that outputs a q-axis current command "Iqco”, and a linear And motor parameter setting means 63 in which parameters “n”, “ad”, “pd”, “aq”, “pq”, etc. of the motor 69 are set.
  • control device If detects an electrical angle detection means 70 for detecting the electrical angle " ⁇ e” of the linear motor 69, and detects a three-phase current of the linear motor 69, and outputs an output current signal "Iuf”, Based on the output current signals “I uf”, “Ivf”, and “Iwf” output from the current detection means 68 that outputs “Ivf” and “Iw f”, and the d-axis current signal “Idf” Three-phase Z2-phase conversion means 71 for calculating the q-axis current signal “Iqf”.
  • this control device If is provided with parameters "n”, “ad”, “pd”, “aq”, “pq”, electrical angle detection means of the linear motor 69 output from the motor parameter setting means 63. Based on the detection result of 70, the d-axis current command “Idco” output from the d-axis current command means 61 and the q-axis current command “Iqco” output from the q-axis current command means 62 are corrected, and d Axis current command value “Idc”, q-axis current command value “Iqc” current command correction means 64, and d-axis current command value “Idc”, q-axis current command value output from current command correction means 64 Calculates d-axis voltage command "Vdc” and q-axis voltage command "Vqc” based on d-axis current signal "Idf” and q-axis current signal “Iqf” output from Iqc ", 3-phase Z2-phase conversion means 71 Current control means 65 and
  • control device If includes a pulsation detecting unit 72 that detects vibration or noise of the linear motor 69 and outputs a pulsation “dF rf”, and a current command correcting unit based on the output of the pulsation detecting unit 72 Of parameters “n”, “ad”, “pd”, “aq”, “pq” used in 64, parameters related to vibration and noise of linear motor 69, for example, parameter “ad”, “pd” Correction parameter learning means 73 for learning the above.
  • the electrical angle " ⁇ e" of the linear motor 69 is detected via an electrical angle detection means 70 such as a linear scale, and a speed control system (d-axis current command means 61, q-axis current command means for controlling the speed) 62, a portion constituted by the current command value correcting means 64).
  • the actual speed of the linear motor 69 is calculated based on the electrical angle " ⁇ e" output from the electrical angle detecting means 70, and from the speed deviation signal between the speed and the speed command value.
  • the d-axis current command value “Idc” and the q-axis current command value “Iqc” are generated and output to the current control means 65.
  • the current command correction means 8 is corrected so as to reduce the vibration in the direction perpendicular to the thrust (Z direction) and reduce the pulsation “dFrf” of the force in the vibration direction in the following procedure.
  • the current command correction unit 64 corrects the d-axis current command “Idco” output from the d-axis current command unit 61 and the q-axis current command “Iqco” output from the q-axis current command unit 62.
  • the vibration direction force “Fz” generated by the linear motor 69 is , Constant term of electrical angle "0e", (6Xn) f sine component, (6Xn) f cosine component, (6X (n + l)) f sine component, (6X (n + l)) f Sum of cosine components.
  • the pulsation detecting means 72 detects vibration or noise “dFrf” and outputs it to the correction parameter learning means 22.
  • the adjustment phase “pd” is obtained by using the vibration or noise “dFrf” when the current command correction signal “dldc” becomes “0” (the current command correction signal is maximum or minimum).
  • “Is learned and the parameter" pd "used in the current command value correction means 5 is optimized.
  • gpd is a learning gain
  • old is a value before learning
  • new is a value after learning
  • the adjustment amplitude "ad” is learned using the vibration or noise "dFrf" when the time derivative of the current command correction signal "dldc" becomes “0” as shown in the following equation, and the current command value Correction means
  • the parameter "ad" used in 5 is optimized.
  • the parameters “n”, “ad”, “pd”, “aq”, “pq” of the motor parameter setting means 63 are set so as to satisfy [Equation 38]. Are output from the d-axis current command means 61 based on these parameters "n”, “ad”, “pd”, “aq”, “pq”, the detection result of the electrical angle detection means 70, etc.
  • the axis current command “Idco” and q axis current command “Iqco” output from the q axis current command means 62 are corrected and included in the vibration direction force “Fz” generated by the linear motor 69 (6Xn) f
  • the sine component, (6Xn) f cosine component, (6X (n + l)) f sine component, (6X (n + l)) f cosine component are made zero, and the current generated by the current command value correction means 64 Based on the pulsation “dFrf” when the time derivative of the command correction signal “dldc” becomes zero, the correction parameters
  • the data learning means 73 adjusts the parameters “pd” and “ad”. For this reason, ripple components of 6 X n and 6 X (n + 1) can be suppressed, and the vibration ripple and noise of the linear motor 69 can be greatly reduced while greatly reducing the torque ripple of the linear motor 69. .
  • the force for controlling the linear electric motor 69 is controlled.
  • An electric motor other than the linear electric motor 69 such as a disk motor, an electric motor generating an excitation force orthogonal to the thrust, etc. May be controlled.
  • the waveform of the output current supplied to the electric motor can be adjusted, and the torque ripple of the electric motor can be significantly reduced. As a result, the vibration and noise of the electric motor can be reduced.
  • the waveform of the output current supplied to the linear motor can be adjusted, and the force fluctuation in the Z direction generated by the linear motor can be greatly reduced. As a result, vibration and noise of the linear motor can be reduced.

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Abstract

　［数２３］などを満たすように、電動機パラメータ設定手段４のパラメータ“ｎ”、“ａｄ”、“ｐｄ”、“ａｑ”、“ｐｑ”などを設定し、これらパラメータ“ｎ”、“ａｄ”、“ｐｄ”、“ａｑ”、“ｐｑ”、回転角検出手段１１の検出結果などに基づき、ｄ軸電流指令手段２から出力されるｄ軸電流指令値“Ｉｄｃｏ”と、ｑ軸電流指令手段３から出力されるｑ軸電流指令値“Ｉｑｃｏ”とを補正し、［数２２］に示すトルク“Ｔ”の（６×ｎ）ｆ正弦成分、（６×ｎ）ｆ余弦成分、（６×（ｎ＋１））ｆ正弦成分、（６×（ｎ＋１））ｆ余弦成分を零にする。これにより、エレベータ設備などに設けられた電動機で発生する６×ｎと６×（ｎ＋１）のリップル成分などを抑制させ、電動機のトルクリップルを大幅に低減させる。

Description

技術分野
[0001] 本発明は、エレベータ設備などで使用される電動機を制御する制御装置に関する 背景技術
[0002] 一般に、永久磁石同期電動機は、誘導電動機に比べ、同じ出力に対し小型に製 作できるので、近年 、ろ 、ろなシステムの駆動部に使われつつある。
[0003] ところが、永久磁石同期電動機では、磁極を回転させる電機子磁束の変化が、回 転角の正弦波でなく歪を含んでいる。このため、本来ならば正弦波状であるべき磁束 変化が、歪を持っため、電動機の発生トルクが脈動し、回転むら等の要因となってい る。また、電動機の卷線のアンバランスや電流を検出するセンサ系統の誤差等もトル クリップルの原因となっている。
[0004] トルクリップルの低減方法として、「特許文献 1」のようにトルクリップルが電動機の回 転と相関性を持つことから、この相関関係を記憶装置に記憶させ、電動機の回転角 に基づいて、これと対応するトルクリップルデータを読み出し、トルク指令値力 リップ ル分を差し引いたものを新たなトルク指令値とする方法がある。さらに、「特許文献 2」 のように電動機回転角" Θ "と、調整ゲイン" A"と調整位相" p"とから、トルクリップル 補正信号" TCOmp=AX Sin (n X θ +p) "を演算し、電動機の回転周期に同期させ てフィードフォワード的に目標トルク指令に加算してトルクリップルを打ち消す方法が ある。
特許文献 1：特開平 11― 299277号公報
特許文献 2：特開平 7 - 129251号公報
発明の開示
[0005] エレベータ設備などで使用される電動機を制御する制御装置の 1つとして、先に、 図 1に示す装置が提案されて!、る。
[0006] この図に示す制御装置 101では、インバータ等の駆動手段 108によって、電動機 1 12が駆動される。電動機 112の回転角はパルスジェネレータ PG等の回転角検出手 段 111で検出され、検出された回転角は、電動機 112の速度を制御する速度制御系 (d軸電流指令手段 102、 q軸電流指令手段 103、 q軸電流指令値補正手段 105によ つて構成される部分） 113に入力される。
[0007] 速度制御系 113では、電動機 112の実速度と、その速度指令値との速度偏差信号 から、駆動手段 108へ駆動信号を出力する電流制御手段 106への電流指令値が演 算される。
[0008] この電流指令値は、電動機 112をベクトル制御する場合、直交回転座標系におけ る d軸電流指令値" Idc"および q軸電流指令値" Iqc"である。 d軸電流指令値" Idc"は 電動機 112に磁束を発生させる磁束電流指令値であり、 q軸電流指令値" Iqc"は、 電動機 112にトルクを発生させるトルク電流指令値である。
[0009] 電流制御手段 106、 2相 3相変換手段 107では、直交回転座標系における d軸電 流指令値 "Idc"、 q軸電流指令値 "Iqc"、および回転角検出手段 111の電気角（回転 角）" Θ e"、 3相 2相変換手段 110から出力される電流信号" Idf"、 "Iqf"を取り込み、 電流検出手段 109から出力される出力電流信号" Iuf"、 "Iwf"が d軸電流指令値" Id c"、 q電流指令値" Iqc"、および電気角" Θ e"を満たすような電圧指令値" Vu"、 "Vv "、 "Vw"が生成されて、駆動手段 108に出力される。
[0010] すなわち、電流検出手段 109によって、電動機 112に供給される 3相の駆動電流 の電流値が各々、検出されて、出力電流信号" Iuf"、 "Ivf"、 "Iwf"が出力され、 3相 Z2相変換手段 110に入力される。この 3相 Z2相変換手段 111は次式に示すように 、電流検出手段 109から出力される静止座標系での 3相で示される出力電流信号" I uf"、 "Ivf"、 "Iwf"を直交静止座標系の 2相で示される電流信号" I a "、 "I j8 "に変換 する。この変換された 2相の電流信号" I a "、 "I β "は、直交回転座標系の電流信号" Idf"、 "Iqf"に変換される。すなわち、電気角" Θ e"に基づき、直交静止座標系の電 流信号 "I a "、 "I j8 "を直交回転座標系の電流信号" Idf"、 "Iqf"に変換され、電流制 御手段 106に出力される。
[数 1]
T =—1 ― I [数 2]
A
、 ノ
1 o ノ
Figure imgf000005_0001
[数 3] ヽ
Figure imgf000005_0004
Figure imgf000005_0002
[0011] ここで、添字" d"は d軸成分、 "q"は q軸成分を表す。
[0012] また、電流指令値補正手段 102から出力される d軸電流指令 "Idco"、 q軸電流指 令値補正手段 105から出力される q軸電流指令" Iqco"と、 3相 2相変換手段 110から 出力される電流信号" Idf"、 "Iqf"との偏差は、それぞれ電流制御手段 106を構成し ている PIコントローラ等に入力され、 PI演算 (比例積分演算）されて、次式に示すよう に直交回転座標系における d軸電圧指令" Vdc"および q軸電圧指令" Vqc"を出力 する。
[数 4]
Figure imgf000005_0003
[0013] ここで、 "Kp"は比例ゲイン、 "Ki"は積分ゲイン、 "s"はラプラス演算子である。
[0014] この PIコントローラ等からの d軸電圧指令" Vdc"および q軸電圧指令" Vqc"は、 2相 Z3相変換手段 107に入力される。 2相 Z3相変換手段 107では、次式に示すように d軸電圧指令" Vdc"および q軸電圧指令" Vqc"を、直交静止座標系の電圧指令値" V a "V |8 "に変換する。すなわち、電気角" Θ e"に基づき、直交回転座標系の電 圧指令値" Vdc"、 "Vqc"を直交静止座標系の電圧指令値" Vひ "、 "ν "に変換す る。この変換された 2相で示される直交静止座標系の電圧指令値" Vひ "、 "V |8 "を 3 相で示される直交静止座標系の電圧指令値" Vu"、 "Vv"、 "Vw"に変換し、駆動手 段 108に出力する。
[数 5]
(V—ヽ icos(0e) - sin ( 丫 Vdc、
sin ( ） cos ( ) jvqり
[数 6]
V、
ノ
Figure imgf000006_0001
[0015] 永久磁石同期電動機では、本来ならば正弦波状であるべき磁束変化が、歪を持つ ため、電動機の発生トルクが脈動し、回転むら等の要因となっている。また、電動機 の卷線のアンバランスや電流を検出するセンサ系統の誤差等もトルクリップルの原因 となっている。
[0016] また、電機子卷線電流により生成される磁束の空間分布は、理想的には、正弦波 状が望ましいが、高調波がのっているため、発生トルクを歪ませる要因となっている。
[0017] この高調波成分の低次成分は、基本波に対する周波数の 5倍 Z7倍であり、この磁 束の 5次 Z7次成分は、基本周波数の 6倍成分 (6f成分)のトルクリップル原因となる
[0018] 同様に、次式に示すような磁束の 11倍 Z13倍成分は、 12f成分のトルクリップルの 原因となる。
[数 7]
Eu(6l e) = -i» ex (sin ( ) + k5 sin(5 x9t) + Tx sin(7 χ^Ε) + ···)
[数 8]
Figure imgf000006_0002
[数 9]
2π
E (0 = E \ 0c- =E. ft —
[数 10] ω =.
dt
[0019] ここで、 "Eu"、 "Ev"、 "Ew"は各相の電機子卷線に誘起する誘起電圧（以下では 簡単のため必要に応じて電気角" Θ e"の卷数表記を省略する）、 "0)"は回転速度（ 回転角の時間微分）、 "Ke"は逆起電力定数である。
[0020] 上式の 3相誘起電圧" Eu"、 "Ev"、 "Ew"を、 3相 Z2相変換すると、下式になる。
[数 11] ¾.、
Ε、
、 ノ 0
、
Figure imgf000007_0001
、EWノ
[数 12] cos ( ） sin(6»e)YE
-sin(<9e) cos
Figure imgf000007_0002
( ）八11 ノ
[0021] また、電動機 112が円筒機であれば、トルグ 'Τ"は、誘起電圧" Eu"、 "Ev"、 "Ew" と、各電流" Iu"、 "Iv"、 "Iw"とから下式となる。
[数 13] xlu +Εν χίν +E
T
ω
χ Id + Eq χ Iq
ω
[0022] 電動機 112に対し、スキュー等の対策を行って、トルクリップルを問題のないレベル に抑えることもできる力 コスト上昇を招くことになる。
[0023] また、トルクリップルの低減方法として、「特許文献 1」や「特許文献 2」に記載された 方法がある。
[0024] しかし、従来のトルクリップルの低減方法はトルク指令値（トルク電流指令値)を補正 するものであって、（6 X n) f成分のトルクリップルを打ち消そうとすると、 (6 X (n+ D) f成分が大きくなるという課題があった。
[0025] 簡単のため、磁束の 5次成分のみがある場合について説明する。
[0026] 各相の誘起電圧" Eu"、 "Ev"、 "Ew"、例えば誘起電圧" Eu"は、下式となる。また
、他の各誘起電圧" Ev"、 "Ew"も同様な式で示される。
[数 14]
Eu ( = -fij Ke (sin ( + k5 x sin(5 x 0e))
[0027] 上式を、 [数 13]に代入してトルグ 'Τ"を求めると、下式となり、 6fトルクリップルがあ ることがゎカゝる。
[数 15]
Figure imgf000008_0001
[0028] 一方、公知のトルクリップル補正信号" Tcomp"を用いた場合の d軸電流指令値" Id c"、 q軸電流指令値" Iqc"は下式となる。
[数 16] dlqc = A sinf6 x $c + p )
[数 17]
Figure imgf000008_0002
[0029] 上式の場合のトルク" T"は、 [数 15]と同様に下式となる。 3 _ ( ^ ,— A x sin(p)
T = J— x Kex
2
一 i3
x Kex (k5 x Iqc。 xcos(6x )+k5 x Idc。 xsin(6 x 一 A x sin(6 x e +p))
[3" Ax sinfl2 x ft + p)
- J— x KexkSx ^ ~ ^
V 2 2 この [数 18]から分力るように、磁束の 5次成分でトルクリップルの 6f成分が生じるの に対し、従来の低減方法で 6f成分を打ち消そうとすると、新たに 12f成分が発生する
[0031] また、トルクリップルは、電動機 112の運転条件に依存する場合も多ぐ例えば加減 速のように運転条件が変化した場合にはトルクリップル低減性能が劣化すると 、う課 題もあった。
[0032] さらに、電動機 112には、半径方向の電磁吸引力の脈動による振動《騒音の課題 かあつた。
[0033] 本発明は上記の事情に鑑み、電動機に供給される出力電流の波形を整えて、電動 機のトルクリップルを大幅に低減させることできる制御装置を提供することを目的とし ている。
[0034] また、リニア電動機に供給される出力電流の波形を整えて、リニア電動機で生じる Z 方向の力変動を大幅に低減させつつ、リニア電動機の振動または騒音を検出してパ ラメータを自動補正でき、リニア電動機の振動 ·騒音を低減させることができる制御装 置を提供することを目的として!、る。
[0035] 上記の目的を達成するために本発明は、第 1のアスペクトから、電動機の実測回転 速度と予め設定されて!、る設定回転速度との偏差に応じて、 d軸電流指令および q軸 電流指令を生成する d軸 Zq軸電流指令手段と、前記電動機の回転を検出して電気 角を出力する回転角検出手段と、前記電動機の特性に対応したパラメータが設定さ れる電動機パラメータ設定手段と、前記回転角検出手段から出力される電気角およ び前記電動機パラメータ設定手段から出力されるパラメータに応じて、前記 d軸 Zq 軸電流指令手段から出力される d軸電流指令および q軸電流指令に対し、前記電動 機が発生するトルクの高調波リップル成分を抑制するのに必要な補正を行い、補正 済みの d軸電流指令値および q軸電流指令値を生成する電流指令値補正手段と、こ の電流指令値補正手段から出力される補正済みの d軸電流指令値および q軸電流 指令値並びに前記電流検出手段から出力される電動機の出力電流検出信号に基 づき、 3相の駆動電圧を生成して前記電動機に供給する 3相駆動手段とを具備する 制御装置を提供する。
[0036] また、本発明は、第 2のアスペクトから、リニア電動機の実測速度と予め設定されて V、る設定速度との偏差に応じて、 d軸電流指令および q軸電流指令を生成する d軸 Z q軸電流指令手段と、前記リニア電動機の速度を検出して電気角を出力する電気角 検出手段と、前記リニア電動機の特性に対応したパラメータが設定される電動機パラ メータ設定手段と、前記電気角検出手段から出力される電気角および前記電動機パ ラメータ設定手段から出力されるパラメータに応じて、前記 d軸 Zq軸電流指令手段 力 出力される d軸電流指令および q軸電流指令に対し、前記リニア電動機が発生す る Z方向の高調波リップル成分を抑制するのに必要な補正を行い、補正済みの d軸 電流指令値および q軸電流指令値を生成する電流指令値補正手段と、この電流指 令値補正手段から出力される補正済みの d軸電流指令値、 q軸電流指令値および電 流検出手段から出力されるリニア電動機の出力電流検出信号に基づき、 3相の駆動 電圧を生成して前記リニア電動機に供給する 3相駆動手段と、前記リニア電動機の 振動または騒音を検出する脈動検出手段と、この脈動検出手段の出力、前記電流 指令値補正手段で生成される補正済みの d軸電流指令値および q軸電流指令値に 基づき、前記リニア電動機の振動または騒音を最小にするのに必要なパラメータを 求め、前記電流指令値補正手段で使用されるパラメータを補正する処理または報知 装置力 報知する処理のいずれかを行う補正パラメータ学習手段とを具備する制御 装置を提供する。
[0037] 本発明によれば、電動機に供給される出力電流の波形を整えることができ、電動機 のトルクリップルを大幅に低減させることできる。その結果、電動機の振動'騒音を低 減させることができる。
[0038] また、リニア電動機に供給される出力電流の波形を整えることができ、リニア電動機 で生じる Z方向の力変動を大幅に低減させることができる。その結果、リニア電動機の 振動 ·騒音を低減させることができる。
図面の簡単な説明
[0039] [図 1]図 1は、先に提案された制御装置の一例を示すブロック図である。
[図 2]図 2は、本発明による制御装置の第 1の実施形態を示すブロック図である。
[図 3]図 3は、図 2に示す電流指令値補正手段の詳細な動作例を示す説明図である
[図 4]図 4は、本発明による制御装置の第 2の実施形態を示すブロック図である。
[図 5]図 5は、図 4に示す補正パラメータ学習手段の詳細な動作例を示す説明図であ る。
[図 6]図 6は、本発明による制御装置の第 3の実施形態を示すブロック図である。
[図 7]図 7は、図 6に示す補正パラメータ学習手段の詳細な動作例を示す説明図であ る。
[図 8]図 8は、本発明による制御装置の第 4の実施形態を示すブロック図である。
[図 9]図 9は、図 8に示す補正パラメータ変更手段の詳細な動作例を示す説明図であ る。
[図 10]図 10は、本発明による制御装置の第 5の実施形態を示すブロック図である。
[図 11]図 11は、図 10に示す補正パラメータ切替手段の詳細な動作例を示す説明図 である。
[図 12]図 12は、本発明による制御装置の第 6の実施形態を示すブロック図である。
[図 13]図 13は、図 12に示す補正パラメータ学習手段の詳細な動作例を示す説明図 である。
発明を実施するための最良の形態
[0040] 《第 1の実施形態》
図 2は本発明による制御装置の第 1の実施形態を示すブロック図である。
[0041] この図に示す制御装置 laは、 d軸電流指令" Idco"を出力する d軸電流指令手段 2 と、 q軸電流指令" co"を出力する q軸電流指令手段 3と、電動機 10のパラメータ" n
"、 "ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"などが設定される電動機パラメータ設定手段 4とを備え ている。 [0042] また、この制御装置 laは、電流指令補正手段 5と、電流制御手段 6と、 2相 Z3相変 換手段 7と、駆動手段 8と、電流検出手段 9と、電動機 10の回転角" Θ e"を検出する 回転角検出手段 11と、 3相 Z2相変換手段 12とを備えている。
[0043] ここで、電流指令補正手段 5は、電動機パラメータ設定手段 4から出力される電動 機 10のパラメータ" n"、 "ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"、回転角検出手段 11の検出結果 に基づき、 d軸電流指令手段 2から出力される d軸電流指令 "Idco"、 q軸電流指令手 段 3から出力される q軸電流指令" Iqco"を補正して、 d軸電流指令値 "Idc"、 q軸電流 指令値 "Iqc"を出力する。
[0044] また、電流制御手段 6は、電流指令補正手段 5から出力される d軸電流指令値 "Idc "、 q軸電流指令値" Iqc"、 3相 Z2相変換手段 12から出力される電流信号" Idf"、 "I qf"に基づき、 d軸電圧指令" Vdc"、 q軸電圧指令" Vqc"を演算する。
[0045] また、 2相 Z3相変換手段 7は、電流制御手段 6から出力される d軸電圧指令" Vdc" 、 q軸電圧指令" Vqc"、回転角検出手段 11から出力される回転角" Θ e"に基づき、 3 相の電圧指令値" Vu"、 "Vv"、 "Vw"を演算する。
[0046] また、駆動手段 8は、 2相 Z3相変換手段 7から出力される電圧指令値" Vu"、 "Vv" 、 "Vw"に基づき、 3相の駆動電圧を出力して電動機 10を駆動する。
[0047] 電流検出手段 9は、電動機 10に供給される 3相の出力電流を検出して出力電流信 号" Iuf"、 "Ivf"、 "Iwf"を出力する。
[0048] 3相 Z2相変換手段 12は、電流検出手段 9から出力される出力電流信号" Iuf"、 "I vf"、 "Iwf"、回転角検出手段 11から出力される回転角" Θ e"に基づき、電流信号" I df"、 "Iqf"を演算する。
[0049] 次に、図 2を参照して制御装置 laの全体動作を説明する。
[0050] 電動機 10の回転角は、 PG等などによって構成される回転角検出手段 11によって 、パルス形式で検出されるとともに、検出結果に対応する電気角（回転角）" Θ e"〖こさ れて、速度を制御する速度制御系（d軸電流指令手段 2、 q軸電流指令手段 3、電流 指令値補正手段 5によって構成される部分） 13に入力される。
[0051] 速度制御系 13では、回転角検出手段 11から入力された電気角" Θ e"により電動 機 10の実速度が算出され、その速度と速度指令値との速度偏差信号から、電流制 御手段 6への d軸電流指令値 "Idc"、 q軸電流指令値" Iqc"が演算され、電流制御手 段 6に出力される。
[0052] これら d軸電流指令値 "Idc"、 q軸電流指令値" Iqc"は、下式のような電動機 10をべ タトル制御する場合の直交回転座標系における d軸電流指令値 (磁束電流指令値） " Idc"および q軸電流指令値（トルク電流指令値） "Iqc"である。
[数 19]
'dldc
Figure imgf000013_0001
[0053] ここで、 "Idco"、 "Iqco"は各々、 d軸電流指令手段 2から出力される d軸電流指令 値、 q軸電流指令手段 3から出力される q軸電流指令値である。また、 "dldc", "dlqc "は、電動機パラメータ設定手段 4に設定されているパラメータ" n"、 "ad"、 "pd"、 "aq
、 pqである。
[0054] また、電流指令値補正手段 5では、電動機パラメータ設定手段 4から出力されるパ ラメータ" n"、 "ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"、回転角検出手段 11から出力される電気角" Θ e"などに基づき、電動機 10で発生するトルクリップルを打ち消すのに必要な d軸電 流指令補正信号" dIdco"、 q軸電流指令補正信号" dlqco"が生成される。そして、 d 軸電流指令手段 2から出力される d軸電流指令 "Idco"、q軸電流指令手段 3から出 力される q軸電流指令" Iqco"を補正して、 d軸電流指令値 "Idc"、 q軸電流指令値" I qc"が生成され、電流制御手段 6に出力される。
[0055] 電流制御手段 6、 2相 3相変換手段 7では、直交回転座標系における d軸電流指令 値 "Idc"、 q軸電流指令値" Iqc"、 3相 Z2相変換手段 12から出力される直交回転座 標系の電流信号" Idf"、 "Iqf"が入力され、電流検出手段 9から出力される出力電流 信号" Iuf"、 "Iwf"と、 d軸電流指令値" Idc"、 q軸電流指令値" Iqc"、および電気角" Θ e"とを対応させるのに必要な電圧指令値" Vu"、 "Vv"、 "Vw"が演算されて、駆動 手段 8に出力される。
[0056] すなわち、出力電流信号" Iuf"、 "Iwf"は、電流検出手段 9で検出され、 3相 Z2相 変換手段 12に入力される。この 3相 Z2相変換手段 12は電流検出手段 9からの静止 座標系での 3相で示される電流信号" Iuf"、 "Iwf"が直交静止座標系の 2相で示され る電流信号" I a "、 "I β "に変換される。この変換された 2相の電流信号" I a "、 "I β " は、電気角" Θ e"に基づき、直交回転座標系の電流信号" Idf"、 "Iqf"に変換され、 電流制御手段 6に出力される。
[0057] そして、 d軸電流指令値" Idc"、 q軸電流指令値" Iqc"と、電流信号" Idf"、 "Iqf"と の偏差は各々、電流制御手段 6を構成している PIコントローラ等によって、 PI演算（ 比例積分演算）されて、直交回転座標系における d軸電圧指令" Vdc"および q軸電 圧指令" Vqc"が生成される。
[0058] この PIコントローラからの d軸電圧指令" Vdc"および q軸電圧指令" Vqc"は、 2相 Z 3相変換手段 7に入力される。 2相 Z3相変換手段 7では、 d軸電圧指令" Vdc"およ び q軸電圧指令" Vqc"が、直交回転座標系の電圧指令値" Vひ "、 "V |8 "に変換され る。すなわち、電気角" Θ e"に基づき、直交回転座標系の d軸電圧指令" Vdc"、 q軸 電圧指令" Vqc"が直交静止座標系の電圧指令値" Vひ "、 "V jS "に変換される。この 変換された 2相で示される直交静止座標系の電圧指令値" V a "、 "V β "が 3相で示 される直交静止座標系の電圧指令値" Vu"、 "Vv"、 "Vw"に変換され、駆動手段 8 に出力される。
[0059] 駆動手段 8では、 2相 Z3相変換手段 7からの電圧指令値" Vu"、 "Vv"、 "Vw"を使 用して、 3相の出力電圧が生成され、電動機 10が駆動される。
[0060] 次に、図 3を参照して電流指令補正手段 5の詳細な動作を説明する。
[0061] 電流指令補正手段 5では、図 3に示すように、電気角" Θ e"の 6 X n倍の位相が演 算され、得られた電流指令値の位相" 6 Χ η Χ " Θ eと、正弦波の位相を調整する調整 位相" pd"、 "pq"が加算されて、正弦波の位相" Pd"、 "Pq"が求められる。
[0062] さらに、次式に示すように、 d軸電流指令手段 2から出力される d軸電流指令" Idco" 、 q軸電流指令手段 3から出力される q軸電流指令" Iqco"に対応する電流指令の絶 対値" |lco|"が演算され、得られた電流指令値の絶対値" |lco|"と、電動機パラメータ 設定手段 4から得られた磁束の（6 X n士 l) fの高調波成分比" n"と、正弦波の振幅を 調整する調整振幅" ad"、 "aq"が各々、乗算されて、振幅値" Ad"、 "Aq"が求められ る。 [0063] そして、振幅値が" Ad"、 "Aq"にされ、位相が" Pd"、 "Pq"にされた正弦波は、以 下のような電流指令補正信号" dldc"、 "dlqc"が演算される。
[数 20]
,dL 「 Ad X sin(Pd )) x |Ico | x sin6 x n x + pd )、
、 、Aqxsin(Pqノノ
ノ
[数 21]
Figure imgf000015_0001
[0064] ここで、添字" d"は d軸成分、 "q"は q軸成分を表す。
[0065] そして、電流指令補正信号" dldc"、 "dlqc"に対応して、電動機 10のトルグ 'Τ"は、 下式のような回転角の定数項、（6Xn)f正弦成分、（6Xn)f余弦成分、 (6X (n+1) )f正弦成分、（6X (n+1)) f余弦成分の和となる。
[数 22] aw
T =
= T。、ad'Pd'VPg)
Figure imgf000015_0002
xnx^e)
+ T6(n+1)5(ad'Pd'aq'Pq)x sin(6 x (n + l)x
+ T6(n+1)c (ad,pd ,aq,pq )x cos(6 x (n + 1) x
[0066] ここで、 "W"は電動機 10内部の磁気エネルギー、添字" s"は正弦成分、 "c"は余弦 成分を表す。なお、 "T0"〜"T6(n+l)c"の各成分は、電動機パラメータ設定手段 4 で設定されたパラメータ "n"、 "ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"などの関数となる。
[0067] 上式に基づき、下式を満たすように、すなわち（6Xn)f成分と (6X (n+l)f成分が 零となるように、調整振幅" ad"、 "aq"と、調整位相" pd"、 "pq"の初期値が求められ る。
[数 23]
Figure imgf000016_0001
[0068] なお、電流制御手段 6の応答遅れを考慮するため、下式のようにゲイン降下と位相 遅れで近似される。
[数 24]
Figure imgf000016_0003
Figure imgf000016_0002
Figure imgf000016_0004
[0069] ここで、 "gd(co)"、 "gq(co)"は電流制御手段 6の閉ループゲイン、 "Ld(co)"、 "L q ( ω ) "は電流制御手段 6のむだ時間であり、電動機パラメータ設定手段 4で設定さ れる。
[0070] また、上式から、電流制御手段 6の応答遅れを下式のように考慮することもできる。
[数 25] ん .
sin
g ω
、dIoり xsin
ω
ノノ
[0071] 以上のように、 [数 23]、 [数 24]などを満たすように、電動機パラメータ設定手段 4 に設定されるパラメータ "n"、 "ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"、閉ループゲイン" gd( ω ) "、 " gq(co)"、むだ時間 Ld(co)"、 "Lq(co)"が設定され、 d軸電流指令手段 2から出力さ れる d軸電流指令値" Idco"と、 q軸電流指令手段 3から出力される q軸電流指令値" I qco"とが補正されれば、 [数 22]に示すトルグ 'Τ"の（6Xn)f正弦成分、（6Xn)f余 弦成分、（6X (n+l))f正弦成分、（6X (n+l))f余弦成分を零にさせて、電動機 1 0で発生する 6 Xnと 6 X (n+ 1)のリップル成分などを大幅に低減することができる。
[0072] このように、第 1の実施形態では、 [数 23]などを満たすように、電動機パラメータ設 定手段 4のパラメータ" n"、 "ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"などを設定し、これらパラメータ" n"、 "ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"、回転角検出手段 11の検出結果などに基づき、 d軸電 流指令手段 2から出力される d軸電流指令値" Idco"と、 q軸電流指令手段 3から出力 される q軸電流指令値" Iqco"とを補正し、 [数 22]に示すトルグ 'Τ"の（6 X n) f正弦成 分、（6Xn)f余弦成分、（6X (n+l))f正弦成分、（6X (n+l))f余弦成分を零にし ている。このため、電動機 10で発生する 6 Xnと 6 X (n+1)のリップル成分などを抑 制でき、電動機 10のトルクリップルを大幅に低減することができる。
[0073] 《第 2の実施形態》
図 4は本発明による制御装置の第 2の実施形態を示すブロック図である。なお、この 図において、図 2の各部と対応する部分には同じ符号が付してある。
[0074] この図に示す制御装置 lbが図 2に示す制御装置 laと異なる点は、電動機 10の振 動または騒音" dFrf"を検出する脈動検出手段 21と、脈動検出手段 21の出力に基 づいて電流指令補正手段 5で使用されるパラメータ" n"、 "ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"の うち、電動機 10の振動、騒音に関係するパラメータ、例えばパラメーダ' ad"、 "pd"な どを学習する補正パラメータ学習手段 22とを設けたことである。
[0075] 次に、図 5を参照して、脈動検出手段 21、電流指令補正手段 5、補正パラメータ学 習手段 22の詳細な動作を説明する。
[0076] 電流指令補正手段 5では、補正パラメータ学習手段 22の学習結果に基づき、振動 または騒音" dFrf"を低減させるように、電動機 10の半径方向の力" Fr"の脈動が小 さくなるように、 d軸電流指令手段 2から出力される d軸電流指令値" Idco"と、 q軸電 流指令手段 3から出力される q軸電流指令値 "Iqco"とが補正される。
[0077] この場合、電流指令補正信号 "die"に対応する半径方向の力" Fr"は、下式のよう な回転角の定数項、（6Xn)f正弦成分、（6Xn)f余弦成分、（6X (n+l))f正弦成 分、（6X (n+1)) f余弦成分の和となる。
[数 26]
Figure imgf000018_0001
+ Fr6(n+"s (ad ,Pd , aq ,pq )x sin(6 x (n +l)x 0t )
+ F r6(„+i)c ， Pd , aq， pq )x cos(6 x (n + l)x ^)
[0078] ここで、 "W"は電動機 10内の磁気エネルギー、 "r"は半径方向である。
[0079] 上式より、調整振幅" ad"、 "aq"と、調整位相" pd"、 "pq"の初期値が下式を満たす ように求められる。
[数 27]
Figure imgf000018_0002
λ 「0、
Fr6。c、a d，Pd，a q 'Pq ) 0
Fr6(n +i (ad'Pd'a q'P, 0
、Fr6(。+ (ad，Pd，a q，Pq \0J
[0080] 一方、脈動検出手段 21では、振動または騒音" dFrf"が検出され、補正パラメータ 学習手段 22に出力される。
[0081] 補正パラメータ学習手段 22では、脈動検出手段 21で検出した振動または騒音" d
Frf"を用いて、電動機 10の振動または騒音に影響を与える調整振幅、調整位相、 例えば調整振幅" ad"、と、調整位相" pd"が学習される。
[0082] この際、例えば下式のように、電流指令補正信号" dldc"が" 0" (電流指令補正信 号が最大または最小）となる時点の振動または騒音" dFrf"を用いて、調整位相" pd" を学習し、電流指令値補正手段 5で使用されるパラメータ" pd"が最適化される。
[数 28]
Figure imgf000018_0003
[0083] ここで、 "gpd"は学習ゲイン、 "old"は学習前の値、 "new"は学習後の値である。 また、例えば下式のように電流指令補正信号 "die"の時間微分が" 0"となる時点の 振動または騒音" dFrf"を用いて調整振幅 "ad"を学習し、電流指令値補正手段 5で 使用されるパラメータ" ad"が最適化される。
[数 29]
Figure imgf000019_0001
[0085] ここで、 "gad"は学習ゲインである。
[0086] このように、第 2の実施形態では、 [数 27]を満たすように、電動機パラメータ設定手 段 4のパラメータ"!!"、 "ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"などを設定させ、これらパラメータ" n" 、 "ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"、回転角検出手段 11の検出結果などに基づき、 d軸電流 指令手段 2から出力される d軸電流指令値" Idco"と、 q軸電流指令手段 3から出力さ れる q軸電流指令値" Iqco"とを補正する。そして、電動機 10のトルグ 'Τ"に含まれる（ 6 X n) f正弦成分、（6 X n) f余弦成分、（6 X (n+ l) ) f正弦成分、（6 X (n+ l) ) f余 弦成分を零にさせるとともに、電流指令値補正手段 5で生成される電流指令補正信 号" dldc"の時間微分が零になるときの脈動 "dFrf"に基づき、補正パラメータ学習手 段 22によって、パラメータ" pd"、 "ad"を調整するようにしている。このため、 6 X nと 6 X (n+ 1)のリップル成分などを抑制でき、電動機 10のトルクリップルを大幅に低減さ せつつ、電動機 10の振動、騒音を大幅に低減させることができる。
[0087] なお、第 2の実施形態では、補正パラメータ学習手段 22の学習動作によって、電流 指令値補正手段 5で使用されるパラメータ" pd"、 "ad"を直接、調整するようにしてい る力 補正パラメータ学習手段 22によって、表示装置などの報知装置に、学習後の パラメータ" pd"、 "ad"を表示して、オペレータなどに確認させた後、オペレータに電 動機パラメータ設定手段 4を操作させて、この電動機パラメータ設定手段 4に設定さ れて 、るパラメータ" pd"、 "ad"を変更するようにしても良 、。
[0088] 《第 3の実施形態》 図 6は本発明による制御装置の第 3の実施形態を示すブロック図である。なお、この 図において、図 2の各部と対応する部分には同じ符号が付してある。
[0089] この図に示す制御装置 1 cが図 2に示す制御装置 1 aと異なる点は、電流制御手段 6 から出力される d軸電圧指令" Vd"、 q軸電圧指令 "Vq"、電流検出手段 9で検出され る電流値 (3相 2相変換手段 12から出力される電流信号" Idf"、 "Iqf")、回転角検出 手段 11で検出される回転角" Θ e"に対応する回転角" ω "に基づき、電動機 10の脈 動" dTfdt"を推定する脈動推定手段 31と、推定した脈動" dTfdt"から電流指令補 正手段 5で使用されるパラメータ" n"、 "ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"のうち、電動機 10の 振動、騒音に関係するパラメータ、例えばパラメーダ 'aq"、 "pq"などを学習する補正 パラメータ学習手段 32とを設けたことである。
[0090] 次に、図 7を参照して、脈動推定手段 31、電流指令補正手段 5、補正パラメータ学 習手段 32の詳細な動作を説明する。
[0091] 脈動推定手段 31では、電流制御手段 6から出力される d軸電圧指令" Vdc"、 d軸 電圧指令" Vqc"に対応する電圧指令" Vd"、 "Vq"と、 3相 2相変換手段 12から出力 される電流信号" Idf"、 "Iqf"と、回転角検出手段 11から出力される回転角" ω "とか ら電動機 10の脈動" dTfdt"が推定される。
[0092] この際、脈動推定手段 31では、例えば下式を用いて電圧指令値" Vd"、 "Vq"と、 電流信号" Idf"、 "Iqf"と、回転角" ω "とから、誘導電圧" Edf"、 "Eqf"が推定される。
[数 30]
リ
Figure imgf000020_0001
[0093] ここで、 "Ra"は電機子 10の卷線抵抗、 "Ld"、 "Lq"は各々 d軸、 q軸のインダクタン スであり、電動機パラメータ設定手段 4で設定する。
[0094] そして、推定した誘起電圧" Edf"、 "Eqf"と、電流信号" Idf"、 "Iqf"と、回転角" ω " とから、次式に示す演算を行って、トルクの時間微分形で表される脈動" dTfdt"が推 定され、補正パラメータ学習手段 32に出力される。
[数 31] dTfdt =
a
Figure imgf000021_0001
[0095] 補正パラメータ学習手段 32では、脈動推定手段 31で推定された脈動" dTfdt"を 用いて、調整振幅" aq"と、振幅位相" pq"が学習される。
[0096] この際、例えば電流指令値補正手段 5で生成される電流指令補正信号" dlqc"の 時間微分が" 0" (電流指令補正信号が最大または最小)となる時点の脈動" dTfdt" を用いて、振幅位相" pq"を学習して、電流指令値補正手段 5で使用されるパラメ一 タ" pq"が最適化される。
[数 32]
Figure imgf000021_0002
[0097] ここで、 "gpq"は学習ゲインである。
[0098] また、例えば電流指令補正信号" dlqc"の時間微分が" 0"となる時点の脈動" dTfd t"を用いて、調整振幅 "aq"が学習され、電流指令値補正手段 5で使用されるパラメ ータ" aq"が最適化される。
[数 33]
ヽ
>ο
Figure imgf000021_0003
dt
old
= a. (dl c≠ θ)
[0099] ここで、 "gaq"は学習ゲインである。
[0100] このように、第 3の実施形態では、電流制御手段 6から出力される d軸電圧指令" Vd "、 q軸電圧指令 "Vq"、電流検出手段 9で検出される電流値 (3相 2相変換手段 12か ら出力される電流信号" Idf"、 "Iqf")、回転角検出手段 11で検出される回転角" Θ e "に対応する回転角" ω "に基づき、 [数 29] [数 30]、 [数 31]を使用して、電動機 10 の脈動" dTfdt"を推定するとともに、電流指令値補正手段 5で生成される電流指令 補正信号" dlqc"の時間微分が零になるときの脈動" dFrf"に基づき、補正パラメータ 学習手段 22によって、パラメータ" pq"、 "aq"を調整するようにしている。このため、 6 X r^6 X (n+ 1)のリップル成分などを抑制でき、電動機 10のトルクリップルを大幅 に低減させつつ、電動機 10に脈動検出手段などを取り付けることなぐ装置内部の 改修作業だけで、電動機 10の振動、騒音を大幅に低減させることができる (請求項 3 の効果)。
[0101] 《第 4の実施形態》
図 8は本発明による制御装置の第 4の実施形態を示すブロック図である。なお、この 図において、図 2の各部と対応する部分には同じ符号が付してある。
[0102] この図に示す制御装置 Idが図 2に示す制御装置 laと異なる点は、電動機 10の温 度 "temp"を検出する温度検出手段 41と、検出された温度 "temp"で電流指令補正手 段 5の各補正パラメータ、例えば補正パラメータ" Ke"、 "K5"、…などを変更する補 正パラメータ変更手段 42とを設けたことである。
[0103] 次に、図 9を参照して、温度検出手段 41、補正パラメータ変更手段 42の詳細な動 作を説明する。
[0104] まず、温度検出手段 43では、電動機の温度 "temp"が検出され、補正パラメータ変 更手段 16に出力される。
[0105] 補正パラメータ変更手段 16では、検出された温度 "temp"により、温度 "temp"に対 応する電動機パラメータ "Ke"、 "K5"、…などが変更され、これら電動機パラメータ"
Ke"、 "K5"、…などを含むパラメータ" ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"などが変更される。
[0106] この際、 [数 7]等の誘起電圧" Eu"の係数が温度" temp"の関数であるとすると、下 式となる。
[数 34]
Eu(^e) = -fy Ke(temp) x (sin(^e ) + k5{temp) x sin(5 x 十…) [0107] そして、誘起電圧" Eu"の係数が温度" temp"の関数の場合、トルクリップルを打ち 消すような d軸電流指令値 "Idc"、q軸電流指令値" Iqc"を求める際に使用されるパラ メータ" ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"なども温度" temp"の関数となることから、検出した温 度 "temp"に応じて、前記 [数 23]の導出手順と同様な手順で、ノ ラメータ "ad"、 "pd" 、 "aq"、 "pq"が変更される。
[0108] このように、第 4の実施形態では、温度検出手段 41によって、電動機 10の温度 "te mp"を検出するとともに、補正パラメータ変更手段 42によって、温度 "temp"の関数に なっているパラメータ" ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"などを変更するようにしている。このた め、電動機 10の温度" temp"に応じて、パラメータ" ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"などを最 適化させて、 d軸電流指令値 "Idc"、 q軸電流指令値 "Iqc"を補正させ、電動機 10の 温度が変化した場合にも、トルクリップルを最少に抑制することができる。
[0109] 《第 5の実施形態》
図 10は本発明による制御装置の第 5の実施形態を示すブロック図である。なお、こ の図において、図 2の各部と対応する部分には同じ符号が付してある。
[0110] この図に示す制御装置 leが図 2に示す制御装置 laと異なる点は、運転条件を設 定する運転条件設定手段 51と、運転条件により電流指令補正手段 5のパラメータ "a d"、 "pd"、 "aq"、 "pq"などを切り替える補正パラメータ切替手段 52とを設けたことで ある。
[0111] 次に、図 11を参照して、運転条件設定手段 51、補正パラメータ切替手段 52の詳 細な動作を説明する。
[0112] 運転条件に応じて、運転条件設定手段 51を操作し、補正パラメータ切替手段 52に 設けられた各接点のいずれか 1つをオン状態にされ、電流指令補正手段 5で使用さ れるパラメータ" ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"などが切り替えられる。
[0113] パラメーダ 'ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"などの切替は、例えば、運転条件設定手段 51 で、トルクリップル低減運転、振動'騒音低減運転のうち、いずれかを指定され、指定 内容に対応するようにパラメータ" ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"などが切り替えられる。
[0114] 例えば、トルクリップルを低減させる場合は、下式を満たすようにする。
[数 35]
Figure imgf000024_0001
[0115] また、振動'騒音を低減させる場合は、下式を満たすようにする。
[数 36]
Figure imgf000024_0002
[0116] これにより、例えば深夜には、主に電動機 10の振動 *騒音の低減を目標に電動機 1
0を運転し、また日中には、主に電動機 10の回転ムラ低減を目標に電動機 10を運転 することができる。
[0117] また、運転条件として、例えば低速ではトルクリップル低減を主とし、高速では振動 · 騒音低減などを主にするように、回転速度などによって適宜切り替えてもよい。
[0118] このように、第 5の実施形態では、運転条件に応じて、運転条件設定手段 51を操作 し、補正パラメータ切替手段 52に設けられた各接点のいずれか 1つをオン状態にし、 電流指令補正手段 5で使用されるパラメータ "ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"などを切り替え るようにしている。このため、運転内容に応じて、各運転条件に対応する最適なパラメ ータ" ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"などを選択でき、トルクリップルの低減、振動、騒音の 低減などを実現できる。
[0119] 《第 6の実施形態》
図 12は本発明による制御装置の第 6の実施形態を示すブロック図である。
[0120] この図に示す制御装置 Ifは、 d軸電流指令" Idco"を出力する d軸電流指令手段 6 1と、 q軸電流指令" Iqco"を出力する q軸電流指令手段 62と、リニア電動機 69のパラ メータ" n"、 "ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"などが設定される電動機パラメータ設定手段 63 とを備えている。 [0121] また、この制御装置 Ifは、リニア電動機 69の電気角" Θ e"を検出する電気角検出 手段 70と、リニア電動機 69の 3相電流を検出して、出力電流信号" Iuf"、 "Ivf"、 "Iw f"を出力する電流検出手段 68と、電流検出手段 68から出力される出力電流信号" I uf"、 "Ivf"、 "Iwf"に基づき、 d軸電流信号" Idf"、 q軸電流信号" Iqf"を演算する 3相 Z2相変換手段 71とを備えている。
[0122] さらに、この制御装置 Ifは、電動機パラメータ設定手段 63から出力されるリニア電 動機 69のパラメータ" n"、 "ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"、電気角検出手段 70の検出結 果に基づき、 d軸電流指令手段 61から出力される d軸電流指令 "Idco"、 q軸電流指 令手段 62から出力される q軸電流指令" Iqco"を補正して、 d軸電流指令値 "Idc"、 q 軸電流指令値" Iqc"を出力する電流指令補正手段 64と、電流指令補正手段 64から 出力される d軸電流指令値 "Idc"、 q軸電流指令値 "Iqc"、 3相 Z2相変換手段 71か ら出力される d軸電流信号" Idf"、 q軸電流信号" Iqf"に基づき、 d軸電圧指令" Vdc" 、 q軸電圧指令" Vqc"を演算する電流制御手段 65と、電流制御手段 65から出力さ れる d軸電圧指令" Vdc"、 q軸電圧指令" Vqc"に基づき、 3相の電圧指令値" Vu"、 " Vv"、 "Vw"を演算する 2相 Z3相変換手段 66と、 2相 Z3相変換手段 66から出力さ れる電圧指令値" Vu"、 "Vv"、 "Vw"に基づき、駆動電圧を出力してリニア電動機 69 を駆動する駆動手段 67とを備えて 、る。
[0123] さらに、この制御装置 Ifは、リニア電動機 69の振動または騒音を検出して脈動" dF rf"を出力する脈動検出手段 72と、脈動検出手段 72の出力に基づいて、電流指令 補正手段 64で使用されるパラメータ" n"、 "ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"のうち、リニア電 動機 69の振動、騒音に関係するパラメータ、例えばパラメーダ' ad"、 "pd"などを学 習する補正パラメータ学習手段 73とを備えている。
[0124] 次に、図 12、図 13を参照して制御装置 Ifの動作を説明する。
[0125] リニア電動機 69の電気角" Θ e"は、リニアスケール等の電気角検出手段 70を介し て検出され、速度を制御する速度制御系（d軸電流指令手段 61、 q軸電流指令手段 62、電流指令値補正手段 64によって構成される部分） 74に入力される。
[0126] 速度制御系 64では、電気角検出手段 70から出力される電気角" Θ e"に基づき、リ ニァ電動機 69の実速度が算出され、その速度と速度指令値との速度偏差信号から、 d軸電流指令値 "Idc"、q軸電流指令値 "Iqc"が生成されて電流制御手段 65に出力 される。
[0127] また、電流指令補正手段 8は、次に述べる手順で、推力に垂直な方向（Z方向）の 振動を低減させるとともに、振動方向の力の脈動" dFrf"が小さくなるように補正され る。
[0128] まず、電流指令補正手段 64によって、 d軸電流指令手段 61から出力される d軸電 流指令 "Idco"、q軸電流指令手段 62から出力される q軸電流指令" Iqco"を補正して 、電流指令補正信号" dldc"、 d軸電流指令値 "Idc"、 q軸電流指令値 "Iqc"などが生 成されるとき、リニア電動機 69が発生する振動方向の力 "Fz"は、下式のような電気 角" 0e"の定数項、（6Xn)f正弦成分、（6Xn)f余弦成分、（6X (n+l))f正弦成 分、（6X (n+l))f余弦成分の和となる。
[数 37]
+ Fz6ns (ad ,pd,aq,pq )x sin(6xnx^e) + Fz6nc (ad ,pd,aq,pq)x cos(6 xnx^e)
(ad , pd， aq ,p Jx sin(6 x (n + l)x )
+ Fz6(n+1>c(ad，pd，aq，pq)x cos(6x(n+l)x C)
[0129] ここで、 "z"は振動方向である。
[0130] 上式より、調整振幅" ad"、 "aq"と、調整位相" pd"、 "pq"の初期値が下式を満たす ように求められる。
[数 38]
Figure imgf000026_0001
Fz6(n+l)s(ad'Pd'aq'Pq
Figure imgf000026_0002
[0131] また、脈動検出手段 72では、振動または騒音" dFrf"が検出され、補正パラメータ 学習手段 22に出力される。
[0132] 補正パラメータ学習手段 22では、脈動検出手段 21で検出した振動または騒音" d
Frf"を用いて、調整振幅 "ad"、と、調整位相" pd"が学習される。 この際、例えば下式のように、電流指令補正信号" dldc"が" 0" (電流指令補正信 号が最大または最小）となる時点の振動または騒音" dFrf"を用いて、調整位相" pd" が学習され、電流指令値補正手段 5で使用されるパラメータ" pd"が最適化される。
[数 39]
Π 。' ^ |dldc=0, >0
、
Figure imgf000027_0001
old
=P,
[0134] ここで、 "gpd"は学習ゲイン、 "old"は学習前の値、 "new"は学習後の値である。
[0135] また、例えば下式のように電流指令補正信号" dldc"の時間微分が" 0"となる時点 の振動または騒音" dFrf"を用いて調整振幅 "ad"が学習され、電流指令値補正手段
5で使用されるパラメータ" ad"が最適化される。
[数 40]
01α
=ad +gadxdFrf , = o，di
t 、 = a dc
d°]d - gadxdFif = 0，dldc<0
Figure imgf000027_0002
[0136] ここで、 "gad"は学習ゲインである。
[0137] このように、第 6の実施形態では、 [数 38]を満たすように、電動機パラメータ設定手 段 63のパラメータ "n"、 "ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"などを設定し、これらパラメータ" n" 、 "ad"、 "pd"、 "aq"、 "pq"、電気角検出手段 70の検出結果などに基づき、 d軸電流 指令手段 61から出力される d軸電流指令" Idco"と、 q軸電流指令手段 62から出力さ れる q軸電流指令" Iqco"とを補正し、リニア電動機 69が発生する振動方向の力 "Fz" に含まれる（6Xn)f正弦成分、（6Xn)f余弦成分、（6X (n+l))f正弦成分、（6X ( n+l))f余弦成分を零にするとともに、電流指令値補正手段 64で生成される電流指 令補正信号" dldc"の時間微分が零になるときの脈動" dFrf"に基づき、補正パラメ一 タ学習手段 73によって、ノ ラメータ" pd"、 "ad"を調整するようにしている。このため、 6 X nと 6 X (n+ 1)のリップル成分などを抑制でき、リニア電動機 69のトルクリップル を大幅に低減させつつ、リニア電動機 69の振動、騒音を大幅に低減させることがで きる。
[0138] なお、第 6の実施形態では、リニア電動機 69を制御するようにしている力 このよう なリニア電動機 69以外の電動機、例えばディスクモータ等、推力に直交する加振力 が発生する電動機などを制御するようにしても良い。
産業上の利用の可能性
[0139] 本発明によれば、電動機に供給される出力電流の波形を整えることができ、電動機 のトルクリップルを大幅に低減させることできる。その結果、電動機の振動'騒音を低 減させることができる。
[0140] また、リニア電動機に供給される出力電流の波形を整えることができ、リニア電動機 で生じる Z方向の力変動を大幅に低減させることができる。その結果、リニア電動機の 振動 ·騒音を低減させることができる。

Claims

請求の範囲
[1] 電動機の実測回転速度と予め設定されている設定回転速度との偏差に応じて、 d 軸電流指令および q軸電流指令を生成する d軸 Zq軸電流指令手段と、
前記電動機の回転を検出して電気角を出力する回転角検出手段と、
前記電動機の特性に対応したパラメータが設定される電動機パラメータ設定手段と 前記回転角検出手段から出力される電気角および前記電動機パラメータ設定手段 から出力されるパラメータに応じて、前記 d軸 Zq軸電流指令手段から出力される d軸 電流指令および q軸電流指令に対し、前記電動機が発生するトルクの高調波リップ ル成分を抑制するのに必要な補正を行!、、補正済みの d軸電流指令値および q軸電 流指令値を生成する電流指令値補正手段と、
この電流指令値補正手段から出力される補正済みの d軸電流指令値および q軸電 流指令値並びに前記電流検出手段から出力される電動機の出力電流検出信号に 基づき、 3相の駆動電圧を生成して前記電動機に供給する 3相駆動手段と、 を具備することを特徴とする制御装置。
[2] 請求項 1に記載の制御装置において、
前記電動機の振動または騒音を検出する脈動検出手段と、
この脈動検出手段の検出結果並びに前記電流指令値補正手段で生成される補正 済みの d軸電流指令値および q軸電流指令値に基づき、前記電動機の振動または騒 音を最少にするのに必要なパラメータを求め、前記電流指令値補正手段で使用され るパラメータを補正する処理または報知装置力 報知する処理のいずれかを行う補 正パラメータ学習手段と、
を具備することを特徴とする制御装置。
[3] 請求項 1に記載の制御装置において、
前記 3相駆動手段で生成される電圧指令値、前記電流検出手段から出力される電 動機の出力電流検出信号および前記回転角検出手段力 出力される回転角に基づ き、前記電動機の脈動を推定する脈動推定手段と、
前記電流指令値補正手段で生成される補正済みの d軸電流指令値、 q軸電流指令 値および前記脈動検出手段の推定結果に基づき、前記電動機の振動または騒音を 最小にするのに必要なパラメータを求め、前記電流指令値補正手段で使用されるパ ラメータを補正する処理、または報知装置から報知する処理の!/ヽずれかを行う補正 パラメータ学習手段と、
を具備することを特徴とする制御装置。
[4] 請求項 1に記載の制御装置において、
前記電動機の温度を検出する温度検出手段と、
この温度検出手段で検出された電動機の温度、前記電流指令値補正手段で生成 される補正済みの d軸電流指令値および q軸電流指令値に基づき、前記電動機の振 動または騒音を最小にするのに必要なパラメータを求め、前記電流指令値補正手段 で使用されるパラメータを変更する処理または報知装置力 報知する処理の 、ずれ かを行う補正パラメータ変更手段と、
を具備することを特徴とする制御装置。
[5] 請求項 1に記載の制御装置において、
運転条件が設定される運転条件設定手段と、
この運転条件設定手段に設定されている運転条件に応じて前記電流指令補正手 段のパラメータを切り替える補正パラメータ切替手段と、
を具備することを特徴とする制御装置。
[6] リニア電動機の実測速度と予め設定されて 、る設定速度との偏差に応じて、 d軸電 流指令および q軸電流指令を生成する d軸 Zq軸電流指令手段と、
前記リニア電動機の速度を検出して電気角を出力する電気角検出手段と、 前記リニア電動機の特性に対応したパラメータが設定される電動機パラメータ設定 手段と、
前記電気角検出手段から出力される電気角および前記電動機パラメータ設定手段 から出力されるパラメータに応じて、前記 d軸 Zq軸電流指令手段から出力される d軸 電流指令および q軸電流指令に対し、前記リニア電動機が発生する Z方向の高調波 リップル成分を抑制するのに必要な補正を行!、、補正済みの d軸電流指令値および q軸電流指令値を生成する電流指令値補正手段と、 この電流指令値補正手段から出力される補正済みの d軸電流指令値、 q軸電流指 令値および電流検出手段から出力されるリニア電動機の出力電流検出信号に基づ き、 3相の駆動電圧を生成して前記リニア電動機に供給する 3相駆動手段と、 前記リニア電動機の振動または騒音を検出する脈動検出手段と、
この脈動検出手段の出力、前記電流指令値補正手段で生成される補正済みの d 軸電流指令値および q軸電流指令値に基づき、前記リニア電動機の振動または騒音 を最小にするのに必要なパラメータを求め、前記電流指令値補正手段で使用される パラメータを補正する処理または報知装置力 報知する処理のいずれかを行う補正 パラメータ学習手段と、
を具備することを特徴とする制御装置。
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