JPH037081A - 回転機械の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野〕 この発明は、ルームエアコンなどの空調機や冷蔵庫に使
用される密閉型圧縮機等の回転機械を可変速制御するた
めの種制御装置に関するものである。

〔従来の技術〕

現在、例えばルームエアコンの冷房または暖房能力を可
変にする方式として、密閉型圧縮機に内蔵された電動機
の回転速度をインバータにより一制御して変える方式が
通常用いられている。従来、この柿の電動機の制御を行
う密閉型圧縮機の制御装置としては、第１１図に示すよ
うなものがある。この制御装置の構成は、例えば文献（
「パワーエレクトロニクス入門」の８章８．３節オーム
社発行、昭和５９年）に示されている。また、このり制
御装置をルームエアコン用の圧縮機に通用した例が文献
（［冷凍Ｊ　Ｖｏｌ、６２．Ｎｏ、７２１の１１ｐ４７
−５３ｊ９８７年発行）に示されている。

上記？Ｓ１１図において、ＩＡは密閉型圧縮機に内蔵さ
れた誘導電動機、２は誘導電動機ＩＡを可変周波数で駆
動するためのインバータ回路、３は基準１次周波数発生
器、４は関数発生器、５は基準１次電圧発生回路、６は
ＰＷＭ回路である。

まず、この制御装置による誘導電動機ＩＡの周波数制御
の原理を、第１２図に示された公知の誘導電動機の１相
あたつのＴ形等価回路を用いて説明する。第１２図中、
Ｒ１は１次抵抗、Ｒ２は２次抵抗、ｌＩは１次漏れイン
バクタンス、１２は２次漏れインダクタンス、Ｍは１次
２次相互インダクタンス、ω１は１次周波数、ω３はす
へり周波数、ｖ、は１次電圧、ｅｏは空隙誘起電圧、ｉ
、は１次電流、１２は２次電流を示している。

上記の回路において、空隙磁束Φ。は、誘起電圧ｅ。と
１次男波数ω宜とから決まり、電圧の時間積公債が磁束
となることから次式が成り立つ。

この磁束Φ。に作用してトルクを発生する電流１２ｒは
、２次電流１２に含まれる存効成分、すなわち誘起電圧
ｅ。と同相成分であるので第１２図より次式で表わされ
る。

８′８°　　・巴−・・・・−（２） ｉ””　Ｒ，２＋ω８′１□　ω１ また、誘導電動機ＩＡの発生トルクで、は、上記磁束Φ
。と電流１２．、の禎に比例するので、次式％式％ （３） 但し、Ｋは比例定数である。そして、上記（１）、（２
）式を（３）式に代入すると、次式が得られる。

０２　ω！ＩＲ２ τ・“Ｋ　に）　Ｒ２・＋、８・ユ２・　−°（４）（
４）式より、ｅｏ／ω１が一定となるように制御すると
、発生トルクτ、はすべり周波数ω、に依存して変化す
ることがわかる。また最大トルクで１．８は、（４）式
をすべり周波数ω１で微分し、その分子を零とおけば得
られ、次式で表わされる。

０２１ τ□８　二に（−）□　　　　　・・・・・・（５）ω
、　　　　２　Ｊｌ□ 従って、最大トルクτ、１つは、ｅｏ／ω、を定に制御
すると１次周波数ω１の変化に無関係となる。しかし、
実際には誘起電圧ｅ０を検出するのが容易でないため、
１次電圧Ｖ、を１次周波数ω、に比例させ、ｖ＋／ω、
を一定に制御する方式（ＶｌＦ一定制御方式）が通常用
いられている。

次に、第１１図の従来の―ＩｒＭＪ装置の動作について
説明する。まず、関数発生器４は基準１次周波数発生器
３から出力される基準１次周波数ωＩを入力し、第１３
図に示すような電圧−周波数パターンに従って基準１次
電圧振幅Ｖｌ’を出力する。また、基準１次電圧発生回
路５は、上記基準１次電圧振幅Ｖげと基準１次周波数ω
げとから次式の演算を行い、話４電動機ＩＡの各１次巻
線に印加すべき基準１次電圧ｖ、ｕ　、Ｖｌ、、Ｖｌｙ
を出力する。

そして、ＰＷＭ回路６は実際に誘導電動機ＩＡに印加さ
れる１次電圧ｖｌ　ＬＩ＋　ｖｌ　Ｖ＋　　ν８ｗがそ
れぞれの基準１次電圧Ｖｌｕ、　Ｖｌｖ　　、　Ｖ１ｙ
’に追随するようにインバータ回路２に含まれる半導体
スイッチング素子をＯＮ、０ＦＦｉ制御するための制御
信号（ＯＮ１０ＦＦ信号）を出力する。

以上により、簡単な回路構成で話４電動機ＩＡの１次周
波数、ひいては回転速度を可変制御することができる。

ところで、ルームエアコン等においては、冷房運転や暖
房運転などの運転条件によって誘導電動機ＩＡに作用す
る負荷トルクが変化する。このように負荷トルクが変化
する場合、誘導電動機ＩＡで発生する根尖を最小にして
電動機効率を最適に保つためには、負荷トルクに応じて
上述の基準１次電圧振幅Ｖｌ’を変化させる必要がある
。例えば、第１３図に示すように無負荷時の電圧−周波
数パターンが直線Ａのパターンであるとすると、負荷が
加わった場合には直線Ｂのパターンのように負荷の大き
さに応じた電圧分ΔＶだけ無負荷時に対して基準１次電
圧振幅Ｖどを大きくする必要がある。さらに、インバー
タ回路２に接続されている直流電源（図示せず）の電圧
が変動する場合には、基準１次電圧振幅Ｖ　１　”が一
定であっても実際に誘導電動機ＩＡに印加される１次電
圧の振幅は上記直流電源電圧変動によって変動する。そ
の結果、−“「動機効率も直′ｔｆＬ電源電圧変動の影
響を受ける。

このように、Ｖ／Ｆ一定制御方式は回路構成が簡ｑｔで
あるという利点がある反面、負荷トルクの変化や直流電
源電圧変動により電動機効率が変化してしまうという欠
点があることは衆知の通りである。

また、Ｖ／Ｆ制御は開ループ構成であるため、基準１次
周波数ωどの時間的変化が速くなると、基準１次周波数
ω、′に追随して誘導電動機ＩＡを可変速させるのに充
分なトルクが得られないので、応答の速い誘導電動機Ｉ
Ａの速度制御が困難である。ざらに、低速回転時には第
１２図の１次抵抗Ｒ７による電圧降下分が１次電圧に対
して占める割合が大きくなるため、この電圧降下を考慮
して電圧−周波数パターンを補正する必要があるが、１
次抵抗Ｒ１は温度によって値が変化するため、電圧降下
分を正確に補正することが困難である。そのため、最７
′思の場合には起動できない場合が生じる。

以上のことから、実際の圧縮機の制御装置においては、
基準１次電圧振幅Ｖばは大きめに設定されるのが普通で
ある。そのため、軽負荷時には過励磁となり、電動機効
率が低下してしまう。また、速度制御の応答性を上げる
ことができないという問題は解決されない。

このようなＶ／Ｆ制御の問題を解決するための一手段と
して、誘導電動機ＩＡの回転速度を直接検出し、回転速
度のフィードバック制御系を構成する方法が知られてい
る。

すなわち、誘導電動機ＩＡの１次局波数ω１は、次式の
ように回転速度ω、とすべり周波数ω、の和として表さ
れる。

ω１＝ω、＋ω、・・・−（７） 従って、回転速度ω。が検出できれば、１次局波数ω、
は基準１次周波数ω１１と一致することがら、（７）式
よりすべり周波数ω８が得られる。

そして、前述したように誘導電動機ＩＡの発生トルクτ
１は、Ｖ／Ｆ一定制御方式の場合すべり周波数ω、に依
存することから、負荷トルクτ１を推定することができ
る（誘導電動機ＩＡの回転速度ω、は発生トルクτ１と
負荷トルクで１とがつり合うように変化する）。その結
果、すべり周波数ω３に基いて第１３図に示したような
電圧−周波数パターンを補正することにより、負荷トル
クの変化によらず電動機効率を最適値に保つことができ
る。また、回転速度ω、が検出できると、起動失敗の間
層も解決され、さらに速度制御の応答性を向上させるこ
とも可能となる。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、以上のような従来の回転ｍ械のＩＩＩ御
装置にあフては、電動機が回転機械に内蔵された構造と
なっているため、エンコーダのような検出器を直接回転
機械内部に組み込むことは、該検出器の取付はスペース
、機械内部の環境条件（高温、高圧）、さらには特殊加
工の回転機械が必要などの点から困難であり、電動機効
率及び速度制御の応答性を向上させることができないと
いう問題点があった。

この発明は、上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、電動機の回転速度を特別な検出器を回転機
械内部に組み込まないでも検出でき、電動機効率が高く
、かつ速度制御の応答性が高い回転機械の＊Ｊｊｍ装置
を得ることを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に係る回転機械の制御装置は、回転機械に内蔵
された電動機の回転速度に応じた周期的な振動を検出す
る振動検出手段と、その振動検出手段の出力信号から上
記電動機の回転速度を推定する速度推定回路と、その推
定回転速度に基づいて上記電動機の駆動を制御する制御
手段を備えたものである。

〔作用〕

この発明の回転機械の制御装置においては、電動機の回
転速度に応じた周期的な振動を検出して該電動機の回転
速度を推定し、その推定回転速度に基づいて上記電動機
の駆動を制御するようにＬ・ているので、特別な検出器
を回転機械内部に組み込まなくても電動機の回転速度を
検出できる。

〔実施例〕

まず、この発明の第１実施例を第１図ないし第６図につ
いて説明する。第１図はこの第１実施例の全体の構成を
示すブロック図であり、図において、ＩＡは不図示の回
転Ｒｊ４である密閉型圧縮機に内蔵された誘導電動機、
７はこの誘導電動機ＩＡの回転速度に応じた周期的な振
動を機械的あるいは電気的に検出する振動検出手段、８
はその振動検出手段７の出力信号から誘導電動機７の回
転速度を推定する速度推定回路、９は基準電圧振幅演算
回路である。なお、インバータ回路２．基準１次周波数
発生器３．基準１次電圧発生回路５、ＰＷＭ回路６は前
述の従来装置のものと全く同一の構成要素である。そし
て、上記基準１次電圧発生回路５．ＰＷＭ回路６及びイ
ンバータ回路２とから、上記推定回路速度に基づいて誘
導電動機ＩＡの駆動を制御する電圧制御手段１０が構成
されている。

第２図は上述した振動検出手段７の詳細な栖成例を示す
ブロック図である。図中、７１は乗算器である。また、
第３図は上述した速度推定回路８の詳細な構成を示すブ
ロック図である。図中、８１はバンドパスフィルタ、８
２は比較器、Ｂ３は微分器、８４は周期測定回路、８５
はＲＯＭ、８６はＤ／Ａコンバータである。

第４図は上述した基準電圧振幅演算回路９の詳細な構成
を示すブロック図である。図中、９１はＡ／Ｄコンバー
タ、９２はＲＯＭ、９３はＤ／Ａコンバータ、９４は減
算器、９５は増幅器、９６は加算器である。

また、第５図は上述した基準１次電圧発生回路５の詳細
な構成を示すブロック図である。図中、５１はＶ／Ｆコ
ンバータ、５２はカウンタ、５３．５４．５５はＲＯＭ
、５６，５７．５８は乗算機能を備えたＤ／Ａコンバー
タである。

次に、上記構成の制御装置の動作を第２図〜第６図を参
照しながら説明する。

まず、振動検出手段７及び速度推定回路８による誘導電
動機ＩＡの回転速度検出方法の原理について説明する。

前述のように、密閉型圧縮機はケーシング内部に駆動用
の電動機が内蔵された構造を有している。そして、圧縮
機の行程は、冷媒ガスを吸入する牧人工程、吸入した冷
媒ガスを圧縮する圧縮行程、及び圧縮した冷媒ガスを吐
出する吐出行程からなり、このうち圧縮行程の後半と吐
出行程で大きな力が必要となる。そのため、内蔵された
電動機には圧縮行程に応じて周期的な負荷トルク脈動が
印加される。従って、電動機の発生トルクを負荷トルク
の変化に応じて周期的に変化させるような特別な手段を
用いないと発生トルクと負荷トルクとの間には周期的な
偏差が生じ、結果として電動機の回転数変動となって現
れる。

この回転数変動が密閉型圧縮機のケーシングを回転振動
させる。第６図に一例として密閉型ロータリー圧縮機に
おける負荷トルクで１、電動機の発生トルクτ１、及び
電動機の回転速度ω、の概略波形を示す。尚、これらの
関係は、次の運動方程式で示される。

ｄω。

τ”ｄｔ　　＝τ、−τ１　　　　　　・・・−（Ｂ　
）但し、τ、は電動機の慣性モーメントである。

第６図からもわかるように、負荷トルクτ１の波形は電
動機の回転子位置に応した周期的な波形となる。従って
、密閉型圧縮機に発生する振動は、内蔵された電動機の
回転速度に同期した周期的な振動となる。

このように、密閉型圧縮機はその構造および動作原理上
から周期的な振動を必然的に発生する機械となっている
。従って、この周期的な振動を以下に述べるような方法
て検出し、さらにその周期を測定すれば、電動機の１回
転あたりの平均回転速度が得られる。

ところで、上記の振動を検出する方法としては、８Ｍ的
に検出する方法と電気的に検出する方法の２通りがある
。まず、機械的に検出する方法の１例として、加速度セ
ンサを圧縮機のケーシング表面等の振動する箇所に取り
付けて該圧縮機の振動加速度を検出する方式がある。他
の１例としては、圧縮機とその支持部材である合板との
間に荷重変換器を取り付け、荷重の変化として振動を検
出する方式かある。

次に、電気的に振動を検出する方式の原理について説明
する。第１図に示されたインバータ回路２は図外の直流
電源から受けとったエネルギを誘導電動機ＩＡに供給す
るが、誘導電動機ＩＡ中で発生する銅損や鉄損などの損
失及びインバータ回路２自体の損失は誘導電動機ＩＡの
機械的出力と比較して小さいので無視すると、インバー
タ回路２を介してやり取りされるエネルギの間には衆知
のように次式が成立する。

ｐｏｃ”ω、τ、　　　　　　　　　　　−−−−−−
（９）但し、ＰＤＣは直流入力電力で次式で表される。

Ｐ　ｏｃ＝Ｖ　ｏｃ　ＩＤＣ＋＋＋　＋＋＋　（１０）
但し、ｖＤＣ＋　　ＩＤＣはそれぞれインバータ回路２
の入力端の直流電圧及び直流電流である。また、（９）
式の右辺は機械的出力を表している。ここで、誘導電動
機ＩＡの発生トルクで、はほぼ一定とみなせることから
、その機械的出力には第６図に示ず回転速度ω、の変動
に同期した振動成分（交流成分）が含まれる。従って、
（９）式より直流入力電力Ｐ。Ｃに含まわる交流成分を
検出することにより、回転速度ω。に同期した圧縮機の
振動を検出することができる。

そして、第２図に示すように、上記直流入力電力Ｐ。Ｃ
が乗算器７１によって出力される。すなわち、図示しな
い電圧検出器から出力された直流電圧Ｖ。Ｃ及び図示し
ない電流検出器から出力された直流電流ｉｏｃの積がこ
の乗算器７１で求められ、直流入力電力Ｐ。Ｃが出力さ
れる。つづいて、第３図に示すように、推定回転速度ω
、がＤ／Ａコンバータ８６によって出力される。すなわ
ち、振動検出手段７から出力された直流入力電力Ｐ。Ｃ
がバンドパスフィルタ８１に人力され、直流入力電力Ｐ
ＤＣに含まれる回転速度ω、に同期した振動成分（交流
成分）ＰＡＣが出力される。このバンドパスフィルタ８
１は、直流入力電力Ｐ。Ｃに含まれる直流成分及び上記
交流成分以外の高調波成分を検出する働きをする。次に
上記交流成分ＰＡＣは比較器８２に人力され、この交流
成分ＰＡＣと同じ周波数を持った矩形波信号に変換され
る。さらに、この矩形波信号は微分器８３に入力され、
その矩形波信号の立上り、立下りに同期したパルス信号
に変換される。つづいて、このパルス信号の間隔を高周
波クロック信号を用いて計測する周期測定回路８４で測
定することにより、このパルス信号の周期がディジタル
量として得られる。このディジタル量をアドレスとして
周期の逆数、すなわち周波数を記憶させたＲＯＭ８５に
人力すると、誘導電動機ＩＡの推定回転周波数すなわち
推定回転周波数、のディジタル量が出力される。そして
、この推定回転速度品、のディジタル量は、Ｄ／Ａコン
バータ８６によってアナログ量に変換される。

次に、第４図に示すように、基準１次電圧振幅ＶＳが加
算器９６によって出力される。すなわち、基準１次周波
数発生器３から出力されたアナログ量の基準１次周波数
ωげがＡ　／　Ｄコンノ（−タ９１によってディジタル
量に変換される。つづいて、第１３図の直線Ａで示され
た無負荷時の電圧−周波数パターンを記憶しているＲＯ
Ｍ９２のアドレスとして、この基準１次周波数ω１′の
ディジタル量を入力すると、その周波数ω１′に対応し
た無負荷時の基準１次電圧振幅Ｖ。′のディジタル量が
出力され、さらにＤ／Ａコンバータ９３によってアナロ
グ量に変換される。

一方、減算器９４によって基準１次周波数ωＩと速度推
定回路８から出力された推定回転速度品、どの偏差が求
められ、（７）式の関係からすべり周波数ωヨが出力さ
れる。このすべり周波数ω１を増幅器９５で増幅すると
、基準補正電圧Δｖ８が出力される。つづいて加算器９
６によって無負荷時の基準１次電圧振幅Ｖ。−基準補正
電圧Δｖ９が加算され、基準１次電圧振幅ｖ１１として
出力される。ここで、上述したようにすべり周波数ω、
は負荷トルクτ１に応じて変化するので、基準補正電圧
Δｖ１も負荷トルクτ１に応じて変化することになる。

次に、第５図に示すように、基準１次電圧Ｖｌｕｌ　Ｖ
ｌｙ　　＋　Ｖｌ、”がそれぞれ乗算機能を備えたＤ／
Ａコンバータ５６，５７．５８から出力される。すなわ
ち、基準１次周波数発生器３から出力されたアナログ量
の基準１次周波数ω１９がＶ／Ｆコンバータ５１によっ
てパルス列に変換された後、カウンタ５２によって基準
１次周波数ω１１の時間積分値である基準１次角度θげ
のディジタルｍが求めら８、ＲＯＭ５３，５４．５５に
供給される。つづいて、ＣＯ５θ、　”　、　ｃｏｓ　
（θ♂−２π／３）、ｃｏｓ（０１′＋２π／３）のデ
ィジタル量がそれぞれＲＯＭ５３，５４．５５によって
出力される。すなわち、基準１次角度θ１１のディジタ
ル量をアドレスとしてＲＯＭ５３，５４．５５に人力す
ると、それぞれのＲＯＭ５３，５４．５５に記憶された
ｃｏｓθ、　、　ｃｏｓ（θ１−２π／３）。

ＣＯＳ　（θ　１１＋２π／３）のディジタル量が出力
される。

つづいて、乗算機能を備えたＤ／Ａコンバータ５６．５
７，５８において、それぞれ基準電圧振幅演算回路９か
ら出力された基準１次電圧振幅ｖ１′ノアナログｆｆｌ
とＲＯＭ５３，５４．５５か６出力されたｃｏｓθ、　
、　ｃｏｓ（θ＊２π／３）、ｃｏｓ（θ１１＋２π／
３）のディジタル量との積が求められ、これにより（６
）式の演算が行わわ、基準１次電圧ｖ＋　　、Ｖ、　　
、Ｖ、ｗ”が出力される。

次に、これらの基準１次電圧ｖｌｕ　、Ｖｌ。

ｖＩｗ′はＰＷＭ回路６に供給され、インバータ回路２
に用いられている例えばトランジスタやＭＯＳＦＥＴ等
の高速スイッチング素子の０Ｎ１０ＦＦ（７，号がＰＷ
Ｍ回路６によって出力される。

従って、誘導電動機ＩＡの１次電圧■ｌＩＩ＋　ｖｌＶ
＋Ｖ１ｗが基準１次電圧Ｖｌ、　　、ｖ　　＋　Ｖｌ、
”に追Ｉ 随するように、それぞれＰＷＭ回路６及びインバータ回
路２によって制御される。

以上のことから、誘導電動機ＩＡの１次電圧■Ｉｕ＋　
ｖｌＶ＋　Ｖ　Ｉｗが、基準１次周波数ω１”及び基準
１次電圧振幅Ｖ　１　”に基いて、第１図に示した基１
１１１次電圧発生回路５．ＰＷＭ回路６及びインバータ
回路２から構成される電圧制御手段１０によって制御さ
れることがわかる。

次に、この発明の第２実施例を第７図〜軍９図について
説明する。第７図はこの第２実施例の全体の構成を示す
ブロック図であり、訓導電動機ｌＡ、垢動検出手段７．
速度推定回路８．インバータ回路２及びＰＷＭ回路６は
上記第１実施例のものと全く同一の構成である。第７図
において、１１は基準速度発生器、１２は速度制御回路
、１３は基準１次電圧演算回路である。そして、この基
準１次電圧演算回路１３．インバータ回路２及びＰＷＭ
回路６とから誘導電動機ＩＡのトルク制御手段が構成さ
れている。

第８図は上述した速度制御回路１２の詳細な構成を示す
ブロック図である。図中、１２１は減算器、１２２は係
数器、１２３は積分器、１２４は加算器、１２５はＩＩ
Ｊ限回路である。

また、第９図は上述した基準１次電圧演算回路１３の詳
細な構成を示すブロック図である。図中、１３１はレベ
ル設定器、１３２，１３３゜１３４．１３５，１３６，
１３７，１３８は係数器、１３９，１４０は除算器、１
４１，１４２゜１４３は減算器、１４４．１４５は乗Ｗ
器、１４６．１４７．１４８は加算器、１４９はＶ／Ｆ
コンバータ、１５０はカウンタ、１５１゜１５２．１５
３，１５４はＲＯＭ、！５５゜１５６．１５７．１５８
は乗算機能を備えたＤ／Ａコンバータ、１５９は符号反
転器である。

ここで、上記第７図のトルク制御手段１４においては、
高速応答のトルク制御を実現するためにベクトル制御方
式を用いており、このベクトル制御方式についてｍｔａ
に説明する。

周知のように、ベクトル制御は誘導電動機ＩＡの発生ト
ルクで、と２次磁束Φ２とを独立に制御する制御方式で
あるが、このベクトル制御を行った場合、話４電動＄Ｉ
Ａの電圧と電流との間には定常状態において次式が成立
することが知られている。

但し、ｉｄ：励＠電流成分、　ｉｑ：　トルク電流成分
σ＝　１ Ｍ２ ＬＩＬ２：漏れ係数。

Ｌ、：１次自己インダクタンス Ｌ２　：２次自己インダクタンス さらに、発生トルクτ１．２吹繊束Φ２及びすべり周波
数ω、は次式で示される。

τ、＝Ｐ、□Φ２１Ｑ　　　　　　・・・・−（１２）
２ Φ２＝Ｍｉｄ　　　　　　　　　　　−・・−（＋３）
Ｒ，Ｍｉｑ　　　　　　　　　＋＋・・・・（目）“”
　Ｌ２　Φ２ 但し、ｐ、：Ｖｉ対数 また、電圧成分ｖｄ、ｖｑと１次電圧Ｖ　１　ｕ。

Ｖｌｖ、ＶＩｗとの関係は次式で示される。

但し、θ１　＝５ω、ｄｔ　　　　　　　−・・・−（
＋６）従って、基準２吹繊束Φ２６及び基準トルクで。

を入力し、（＋２）　、　（＋３）式を用いて基準励磁
電流ｉｄ８及び基準トルク電流ｉｑ″を求め、さらに（
１１ン式を用いて！Ｉ＋準電圧成分ｖｄ”　、ｖｑ”を
求めると、（７）　、　（１４）　、　（１５ン、　（
１６）式の演算によって基準１次電圧Ｖ＋ｕ　　＋　　
ｖ、ｖ　Ｔ　　ＶＩｗ”が得らゎる。

これらの基準１次電圧Ｖ１．　　＋　ＶＩＶ　　＋　Ｖ
Ｉｗ廖にそわぞれの１次電圧ｖＩｕ＋　　ｖＩｖ＋　　
Ｖ　ＩＷが追随するように制御すると、基準２吹繊束Φ
、＠及び基準トルクτＩに応じて２吹繊束Φ２及び発生
トルクτ、をそれぞれ独立に制御することができる。こ
の場合、基準２吹繊束Φ２１を一定に保てば、高速応答
のトルク制御が可能となり、また制御回路構成も簡単に
なる。

次に、上記構成のル制御装置の動作を第７図〜第９図を
参照しながら説明する。

まず、第８図に示すように、速度偏差Δω、が減算器１
２１によって出力される。すなわち、基準速度発生ｆＪ
１１から出力された基準速度ωｒと速度推定回路８から
出力された推定回転速度ω。

との速度閉鎖Δω、（−ω、１−ω、）が求められ、係
数器１２２及び積分器１２３に供給される。つづいて、
基準トルクτ、１が加算器１２４によって出力され、１
ｔ１１１限回路１２５を経て演算回路１３に出力される
。すなわち、係数器１２２の出力と積分器１２３の出力
との和が求められて制限回路１２５に供給されるが、こ
の制限回路１２５は、基準トルクτＩの絶対値の最大値
を制限する働きをしている。

尚、第８図に示す速度制御回路１２の制御方式はＰＩ制
御方式と呼ばれ、電動機の速度制御方式として広く採用
されている。

次に、第９図に示すように、レヘル設定器１３１より一
定振幅の基準２吹繊束Φ２″″が出力される。つづいて
、（１３）式に基いて係数器１３２から基準励磁電流ｉ
ｄ＠が出力される。一方、速度制御回路１２から出力さ
れた基準トルクで、１及び基準２吹繊束Φ２１から係数
器１３３及び除算器１３９によって、（１２）式に基づ
き基準トルク電１Ｉｔｉｑ”が出力される。また、基準
トルク電流１９＠及び基準２吹繊束Φ２′から係数器１
３８及び除算器１４０によって、（１４）式に基づき基
準すべり周波数ωｌと速度推定回路８から出力された推
定回転速度ω、との和が求められ、（７）式の関係より
基準１次周波数ω１１として出力される。

次に、係数器１３４，１３５，１３６，１３７、乗ｐ器
１４４，１４５、減算器１４１及び加ｐ器１４６により
、（目）式で示した演算が行われ、基準励Ｍｉ電流ｉｄ
’、基準トルク電流１９１及び基準１次周波数ω、′か
ら基準電圧成分ｖｄ”ｖ　ｑ　ＩＩが出力される。つづ
いて、アナログ量の基準１次周波数ωＩがＶ／Ｆコンバ
ータ１４９によってパルス列に変換された後、カウンタ
１５０によって基準１次周波数ω１″の時間積分値であ
る基準１次角度θＩのディジタル量が求められ、ｃｏｓ
θ、　、　ｓｉｎθ、　、　ｃｏｓ（θ、　−２ｙｒ／
３）及び５ｉｎ（θピー２π／３）のディジタル量がそ
れぞれ記憶されているＲＯＭ１５１，１５２，１５３゜
１５４にアドレスとして入力される。これにより、ＲＯ
Ｍ１５１，１５２，１５３，１５４からそれぞれｃｏｓ
θ、”、　ｓｉｎθｌ”＋　ｃｏｓ（θ、　−２ｙｒ／
３）及び５ｉｎ（θ１−２π／３）のディジタル量が出
力され、これらのディジタル量と基準励磁電流ｉｄ′及
び基準トルク電流ｉｑＨとの間で乗算機能を備えたＤ／
Ａコンバータ１５５，１５６．１５７゜１５８によって
乗算が行われ、その結果得られた出力が減算器１４２．
１４３に入力され、（１５）式の演算が行われる。そし
て、減算器１４２゜１４３よりそれぞれ基準１次電圧Ｖ
ｌｕ、　Ｖｌｖか出力される。つづいて、加算器１４８
及び符号反転器１５９によって、（１５）式に基づき基
準１次電流Ｖ　１　ｙ　”か出力される。

なお、ＰＷＭ回路６及びインバータ回路２の動作につい
ては、上記第１実施例と全く同一であるので、動作説明
は省略する。

以上のことから、誘導電動機ＩＡの発生トルクτ、が基
準トルクτ、１に追随するように、基準１次電圧演算回
路１３．インバータ回路２及びＰＷＭ回路６とから構成
されたトルク制御手段１４によって制御されることがわ
かる。

次に、この発明の第３実施例を第１０図につし）て説明
する。

第１０図はこの第３実施例の全体の構成を示すブロック
図であり、この実施例は第７図に示した誘導電動機ＩＡ
及び基準１次電圧演算回路１３に代えて、永久磁石を界
磁とした同期電動機ＩＢ及び基準１次電圧演算回路１３
Ａで構成したものであり、その他は上記第２実施例のも
のと全く同の構成となっている。

上記構成では永久磁石を界磁とした同期電動機ＩＢを使
用しているが、この同期電動機ＩＢにおいては、２次磁
束は永久磁束の発生する磁束となるので励磁電流ｉｄが
零であり、またすべり周波数ω、が零であることから、
基準１次電圧演算回路１３Ａは第９図に示す基準１次電
圧演算回路１３において基準励磁電流ｉｄ１及び基準す
べり周波数ω１を零とするとともに、レヘル設定器１３
１から出力される基準２次磁束Φ２１の振幅を永久磁束
の発生磁束にあわせて調節すわばよい。

尚、他の動作は上記第２実施例と同様であるので説明は
省略する。

以上、各実施例について説明したが、本発明では電動機
の周期的な振動から回転速度を推定して該電動機の駆動
ｒｗ１ｍを行っているので、電動機の回転速度を検出す
る特別な検出器、センサを機械内部に組み込む必要がな
く、電動機効率及び速度制御の応答性を高めた制御を簡
単かつ安価な構成で実現することができる。

なお、上記実施例では誘導電動機ＩＡ及び永久磁石を界
磁とする同期電動機ＩＢを内蔵した密閉型圧縮機を用い
た場合について説明したが、直流電動機を内蔵した密閉
型圧縮機を用いてもよい。

また、密閉型圧縮機に限らず、周期的な振動を発生する
機械を電動機を用いて駆動する場合には、上記実施例と
同様の効果を奏することは言うまでもない。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、回転機械に内蔵され
た電動機の回転速度を、該電動機の振動検出手段と速度
推定回路とを用いて推定するように構成したので、速度
検出のための特別な検出器を回転機域内部に組み込まな
くても電動機効率及び速度応答性の高い制御ができ、ま
た装置が安価かつ簡単な構成にできるという効果がある
。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の第１実施例の全体の構成を示すブロ
ック図、第２図は第１図の振動検出手段の詳細構成を示
すブロック図、第３図は第１図の速度推定回路の詳細構
成を示すブロック図、第４図は第１図の基準電圧振幅演
算回路の詳細構成を示すブロック図、第５図は第１図の
基準１次電圧発生回路の詳細構成を示すブロック図、第
６図は密閉型ロータリー圧縮機の負荷トルク、電動機の
発生トルク及び電動機の回転速度の概略波形図、第７図
はこの発明の第２実施例の全体の構成を示すブロック図
、第８図は第７図の速度制御回路を示すブロック図、第
９図は第７図の基準１次電圧演算回路の詳細構成を示す
ブロック図、第１θ図はこの発明の第３実施例の全体の
構成を示すブロック図、第１１図は従来の密閉型圧縮機
の制御表ｊＩ７の全体構成を示すブロック図、第１２図
は誘導電動機の！相あたりのＴ型等価回路図、第１３図
は電動機に印加される電圧−周波数パターンを示す説明
図である。 ＩＡ・・・・・・誘導電動機 １Ｂ・・・・・・同期電動機 ２・・・・・・インバータ回路 ３・・・・・・基準１次周波数発生器 ５・・・・・・基準１次電圧発生回路 ６・・・・・・ＰＷＭ回路 ７・・・・・・振動検出手段 ８・・・・・・速度推定回路 ９　・−−−−−基準電圧振幅演算回路１０−−−−−
−電圧制御手段 １１−−−−一基準速度発生器 １２・・・・・・速度制御回路 １３．１３Ａ・−・・・基準１次電圧演算回路１４・−
・・・トルク制御手段 尚、各図中、同一符号は同一または相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 　回転機械に内蔵された電動機の回転速度に応じた周期
   的な振動を検出する振動検出手段と、その振動検出手段
   の出力信号から上記電動機の回転速度を推定する速度推
   定回路と、その推定回転速度に基づいて上記電動機の駆
   動を制御する制御手段を備えたことを特徴とする回転機
   械の制御装置。