JP2021013234A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電圧飽和状態から電圧未飽和状態へ切り替える場合にトルク変動が発生していた。【解決手段】トルク指令値τ*もしくは回転数Nが所定の値を越えない場合は、ステップＳ６７に進み、不完全積分制御器(１次遅れ制御器)の時定数(=直流ゲインT0)は、電流制御部７０の時定数TACR(電流制御部７０の応答周波数ωACRの逆数)と同じ値もしくはそれよりも大きい値に設定する。これにより、電流追従性よりトルク変動抑制を優先する。また、トルク指令値τ*もしくは回転数Nが所定の値を越えている場合は、ステップＳ６６に進み、不完全積分制御器(１次遅れ制御器)の時定数(=直流ゲインT0)は、電流制御部の時定数TACR(電流制御部７０の応答周波数ωACRの逆数)と同じ値もしくはそれよりも小さい値に設定する。これにより、トルク変動抑制より電流追従性を優先する。【選択図】図６

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。

モータ制御装置は、電流制御により電圧指令値を決定し、決定された電圧指令値に基づいてＰＷＭ制御を行ってモータを駆動している。電流制御では、dq軸電流指令値とdq軸電流の差を用い、比例積分制御によりこの差が０となるようなdq軸電圧指令値を演算する。高速域でモータを駆動する場合には、三相電圧指令とキャリア波振幅の比である変調率が高くなる過変調領域に移行し、dq軸電流の脈動増大などが原因で積分制御器が飽和する。この積分飽和により電圧指令値が発散し、電圧飽和状態となる。電圧飽和では積分制御器が正常に動作せず、電流制御系が不安定となり、適切にモータを制御できなくなる。また、過変調領域から変調率が低くなる正弦波領域に遷移する場合には、積分制御器の値が急変するため切替ショックと呼ばれるトルク変動が生じ、モータ製品の振動、騒音、部品故障の要因となる。よって、過変調領域での積分飽和を回避し、かつ正弦波領域へ遷移する際のトルク変動を抑制できる電流制御技術が望まれる。

特許文献1には、電圧指令が飽和したことを検出したときに、ＰＩ制御アンプの積分演算のために加算する前回値を、電圧飽和後の値を目標値とし積分時定数と同じ一次遅れに切り替えることが記載されている。

特開平１１−１３７０００号公報

従来では、電圧飽和状態から電圧未飽和状態へ切り替える場合にトルク変動が発生していた。

本発明によるモータ制御装置は、電流指令値と検出電流値との差に基づいて、比例積分制御を用いて電圧指令値を決定する電流制御部と、前記電圧指令値に基づいて三相電圧指令値を決定するＰＷＭ制御部と、を備えるモータ制御装置において、前記電流制御部は、電圧未飽和状態から電圧飽和状態への遷移時に前記比例積分制御を不完全積分制御に切り替えて前記電圧指令値を決定し、前記電圧飽和状態から前記電圧未飽和状態への遷移時に前記不完全積分制御を前記比例積分制御に切り替えて前記電圧指令値を決定し、前記不完全積分制御の時定数をモータの駆動条件に応じて可変に設定する。

本発明によれば、電圧飽和状態から電圧未飽和状態へ切り替える場合のトルク変動の発生を抑えることができる。

モータ駆動システムの構成図である。 変調率と電圧利用率の関係を示すグラフである。 （Ａ）〜（Ｅ）本実施形態を適用しない場合における過変調領域から正弦波領域への変化を示すグラフである。 電流制御部の詳細を示す構成図である。 （Ａ）〜（Ｅ）は、本実施形態を適用しない場合における過変調領域から正弦波領域へ切り替えた場合のトルク変動を示すグラフである。 電流制御部の処理動作を示すフローチャートである。 （Ａ）〜（Ｅ）は、本実施形態における過変調領域から正弦波領域への変化を示すグラフである。 モータ制御装置を電動パワーステアリング装置に適用した例を示すシステム構成図である。 モータ制御装置を電動車両システムに適用した例を示すシステム構成図である。 モータ制御装置を鉄道車両システムに適用した例を示すシステム構成図である。

［第１の実施形態]
図１〜図７を参照して第１の実施形態を説明する。
図１は、第１の実施形態におけるモータ駆動システムの構成図である。図１に示すモータ制御装置１２０は、インバータ２０、電流センサ３０、位置・速度演算部５０、電流座標変換部６０、電流制御部７０、電圧座標変換部８０、ＰＷＭ制御部９０を有する。

交流モータ１０には回転位置センサ４０が取り付けられている。ここで、回転位置センサ４０には、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバがより好適であるが、GMRセンサ、ホール素子を用いたセンサを用いてもよい。

位置・速度演算部５０は回転位置センサ４０からの信号に基づいて交流モータ１０の回転子位置θdおよび回転速度ωを出力する。電流座標変換部６０は、電流センサ３０から検出された三相交流電流Iu、Iv、Iwと、位置・速度演算部５０より出力された回転子位置θdに基づいて、dq軸電流I_d、I_qを出力する。電流制御部７０は、回転速度ωを用いてdq軸電流指令値I_d*、I_q*とdq軸電流I_d、I_qとが一致するように比例積分制御によりdq軸電圧指令V_d*、V_q*を出力する。

電流制御部７０は変調率K_h、電圧指令値V*(=√(V_d*²+V_q*²))、回転数N(∝回転速度ω)のいずれかを用いて、例えば変調率K_h≧1.15、あるいは電圧指令値V*≧V_dc/2、あるいは回転数N(∝回転速度ω)≧基底速度ω_baseの条件を満たせば電圧飽和と判定する。そして、電圧飽和の際は電流制御部７０を不完全積分制御器(１次遅れ制御器)へ切り替えて電流制御を実施する。詳細は後述する。ここで、基底速度ω_baseとは弱めの界磁制御を適用する速度のことであり、変調率K_hとは三相電圧指令V_u*、V_v*、V_w*とキャリア波振幅の比である。電流制御部７０では、所望の速さでdq軸電流I_d、I_qが電流指令値I_d*、I_q*に追従するように応答周波数ω_ACRが設定されており、応答周波数ω_ACRは回転速度ωに比例して設定される。また、電流制御部７０で用いる比例積分制御の比例ゲインK_pd、K_qdおよび積分ゲインK_Id、K_Iqは、応答周波数ω_ACRに比例して設定される。

モータ制御装置１２０において、交流モータ１０の回転速度ωを制御する場合には、回転速度ωと上位制御装置からの速度指令ω_ｒ*とが一致するようにdq軸電流指令値I_d*、I_q*を作成する。また、交流モータ１０の実トルクτ_mを制御する場合には、実トルクτ_mと上位制御装置からのトルク指令値τ*とが一致するようにdq軸電流指令値I_d*、I_q*を作成する。

電圧座標変換部８０では、dq軸電圧指令V_d*、V_q*と回転子位置θdに基づいて三相電圧指令V_u*、V_v*、V_w*を出力する。ＰＷＭ制御部９０では、三相電圧指令V_u*、V_v*、V_w*およびキャリア周波数f_cに基づいてパルス幅変調を行いゲート信号G_un、G_up、G_vn、G_vp、G_wn、G_wvを生成し、これをインバータ２０に出力する。インバータ２０は、ゲート信号G_un、G_up、G_vn、G_vp、G_wn、G_wvに基づいてスイッチング素子Ｔu1、Ｔu2、Ｔv1、Ｔv2、Ｔw1、Ｔw2をオンまたはオフ制御することで、パルス電圧V_u、V_v、V_wを交流モータ１０に印加する。

図２は、変調率K_hと電圧利用率の関係を示すグラフである。
本実施例では、ＰＷＭ制御に３次調波重畳変調方式を用いる場合を想定し、変調率K_h が1.15以上を過変調領域とする。図２に示すように、変調率K_h が1.15未満は正弦波領域であり、交流モータ１０の低・中速域に当たり、変調率K_hに比例して電圧利用率が上昇する。そして、交流モータ１０を駆動する際、変調率K_hが1.15以上の過変調領域を活用することがある。過変調領域を活用することで、直流電圧V_dcの電圧利用率を向上することができ、交流モータ１０を高速・高出力で制御することが可能となる。過変調領域では、交流モータ１０に印加されるパルス電圧V_u、V_v、V_wの１周期当たりのパルス数が少なくなるため、電流の高調波成分が増大し、dq軸電流I_d、I_qとdq軸電流指令値I_d*、I_q*との差分が大きくなる。

図３（Ａ）〜（Ｅ）は、本実施形態を適用しない場合における過変調領域から正弦波領域への変化を示すグラフである。図３（Ａ）は、トルク指令値τ*に対する実トルクτ_mの変化を示す。図３（Ｂ）は、d軸電流指令値I_d*に対するd軸電流I_dを示す。図３（Ｃ）は、q軸電流指令値I_q* に対するq軸電流I_qを示す。図３（Ｄ）は、交流モータ１０の回転速度Ｎを示す。図３（Ｅ）は、dq軸積分電圧指令値V_dI、 V_qIを示す。

図３の過変調領域αでは、図３（Ｂ）、図３（Ｃ）に示すように、dq軸電流I_d、I_qとdq軸電流指令値I_d*、I_q*の差分が大きくなる。そして、電流制御部７０内の本実施形態を適用しない積分制御器が飽和するために、図３（Ｅ）に示すように、dq軸積分電圧指令値V_dI、 V_qIが発散し、電圧飽和状態となる。これにより、図３（Ａ）に示すように、交流モータ１０の実トルクτ_mがトルク指令値τ*に追従しなくなり、制御不安定となる。

また、図３の正弦波領域βでは、過変調領域αから正弦波領域βに移行する場合に、図３（Ｅ）に示すように、積分電圧指令値V_dI、 V_qIが急変することで、図３（Ａ）に示すように、トルク変動(切替ショック)が発生する。よって、本実施形態を適用しない場合は、電圧飽和状態では電流制御が不安定となるため交流モータ１０を適切に制御できなくなり、またトルク変動によりモータ製品の振動、騒音、故障の要因となる。このため、積分制御器の飽和を回避し、電圧飽和させない電流制御方式を適用する必要がある。

図４（Ａ）、図４（Ｂ）は電流制御部７０の詳細を示す構成図である。図４（Ａ）は、d軸の積分制御を、図４（Ｂ）はq軸の積分制御を示す。電流制御部７０は、図４（Ａ）に示すd軸の積分制御、および図４（Ｂ）に示すq軸の積分制御の両者を実行する。

図４（Ａ）に示すように、d軸の積分制御では、d軸電流指令値I_d*とd軸電流I_dとの差分が入力され、d軸電圧指令V_d*が出力される。1/sは積分制御器であり、K_pdは、比例ゲインであり、K_Ｉdは積分ゲインである。1/T0は、直流ゲインT₀のフィードバック項である。電流制御部７０の切り替えスイッチには、変調率K_h、回転数N、電圧指令値V*が入力される。スイッチBに切り替えた状態では、電流制御部７０は積分制御器として電流制御を実施する。交流モータ１０の低・中速域における比例積分制御に相当する。一方、スイッチAに切り替えた状態では、電流制御部７０は不完全積分制御器(１次遅れ制御器)として電流制御を実施する。交流モータ１０の高速域（電圧飽和領域）における不完全積分制御に相当する。

図４（Ｂ）に示すように、q軸の積分制御では、q軸電流指令値I_q*とq軸電流I_qとの差分が入力され、q軸電圧指令V_q*が出力される。1/sは積分制御器であり、K_pqは、比例ゲインであり、K_Iqは積分ゲインである。1/T0は、直流ゲインT₀のフィードバック項である。電流制御部７０の切り替えスイッチには、変調率K_h、回転数N、電圧指令値V*が入力される。スイッチB’に切り替えた状態では、電流制御部７０は積分制御器として電流制御を実施する。交流モータ１０の低・中速域における比例積分制御に相当する。一方、スイッチA’に切り替えた状態では、電流制御部７０は不完全積分制御器(１次遅れ制御器)として電流制御を実施する。交流モータ１０の高速域（電圧飽和領域）における不完全積分制御に相当する。

図４（Ａ）、図４（Ｂ）に示すように、直流ゲインT₀を用いた直流ゲインフィードバック項(1/T₀)を配置し、電圧飽和状態ではスイッチをB→Aへ、およびB’→A’へ切り替えることで積分制御器(1/s)を不完全積分制御器(１次遅れ制御器、1/(1+T₀s))に切替え、積分飽和を回避する。電流制御部７０は、変調率K_h、回転数N、電圧指令値V*のいずれかに基づいて電圧飽和状態を判断し、スイッチをB→Aへ、およびB’→A’へ切り替えることで積分制御器(1/s)と不完全積分制御器(１次遅れ制御器、1/(1+T₀s))を切り替える。また、電圧未飽和状態の場合、スイッチをA→Bへ、およびA’→B’へ切替えることで不完全積分制御器(１次遅れ制御器、1/(1+T₀s))から積分制御器(1/s)に切替える。切り替えスイッチは、d軸およびq軸の各積分制御に配置されており、変調率K_h、回転数N、電圧指令値V*のいずれかの値より交流モータ１０の運転状況を判断し、dq軸共にスイッチを切り替える。このとき、トルク指令値τ*や回転数Nなどの交流モータ１０の駆動条件に応じて、 d軸のみスイッチを切り替える、もしくはq軸のみスイッチを切り替えてもよい。直流ゲインフィードバック項(1/T₀)を配置することで、積分制御器の時定数(∝積分ゲインK_Id、K_Iq)と不完全積分制御器(１次遅れ制御器)の時定数(=T₀)をそれぞれ個別に最適値を設定でき、正弦波領域への移行時に発生するトルク変動の抑制効果がある。

図５（Ａ）〜（Ｅ）は、本実施形態を適用しない場合における過変調領域から正弦波領域へ切り替えた場合のトルク変動を示すグラフである。図５（Ａ）は、トルク指令値τ*に対する実トルクτ_mの変化を示す。図５（Ｂ）は、d軸電流指令値I_d*に対するd軸電流I_dを示す。図５（Ｃ）は、q軸電流指令値I_q* に対するq軸電流I_qを示す。図５（Ｄ）は、交流モータ１０の回転速度Ｎを示す。図５（Ｅ）は、dq軸積分電圧指令値V_dI、 V_qIを示す。

図４（Ａ）、図４（Ｂ）に示す積分制御器の時定数(∝積分ゲインK_Id、K_Iq)と不完全積分制御器(１次遅れ制御器)の時定数(=T₀)が同じである場合、図５（Ａ）〜（Ｅ）に示すように、過変調領域から正弦波領域に切替える際にトルク変動が発生することがある。例えば、図５の正弦波領域βにおいて、図５（Ａ）に示すように、実トルクτ_mがトルク指令値τ*に追従せず大きくなる。図５（Ｂ）、図５（Ｃ）に示すように、d軸電流I_d 、q軸電流I_q がd軸電流指令値I_d*、q軸電流指令値I_q* に追従せずトルク変動が発生する。

図６は、電流制御部７０の処理動作を示すフローチャートである。
図６のステップＳ６１で、電流制御部７０は、変調率K_h、回転数N、電圧指令値V*のいずれかが所定の値を超えているかを判定する。所定の値を超えていると判定すれば、すなわち電圧飽和状態であると判定すればステップＳ６２へ進む。所定の値を超えていないと判定すれば、すなわち電圧未飽和状態であると判定すればステップＳ６３へ進む。

ステップＳ６２では、スイッチをB→A、およびB’→A’へ切り替えることで電流制御部７０を不完全積分制御器(１次遅れ制御器)へ切り替えて電流制御を実施する。その後、ステップＳ６４へ進む。すなわち、電圧未飽和状態から電圧飽和状態への遷移時に比例積分制御を不完全積分制御に切り替えて電圧指令値を決定する。

ステップＳ６３では、スイッチをA→B、およびA’→B’へ切り替えることで電流制御部７０を積分制御器へ切り替えて電流制御を実施する。すなわち、電圧飽和状態から電圧未飽和状態への遷移時に不完全積分制御を比例積分制御に切り替えて電圧指令値を決定する。その後、本処理動作を終了する。

ステップＳ６４では、交流モータ１０の回転数Nが所定の値を越えているかを判定する。回転数Nが所定の値を越えていなければ、ステップＳ６５へ進む。回転数Nが所定の値を越えていればステップＳ６６へ進む。

ステップＳ６５では、トルク指令値τ*が所定の値を超えているかを判定する。トルク指令値τ*が所定の値を超えていればステップＳ６６へ進む。トルク指令値τ*が所定の値を超えていなければステップＳ６７へ進む。

不完全積分制御器(１次遅れ制御器)の直流ゲインT₀は、電流追従性、トルク変動抑制、電流制御器の応答性を考慮し、以下のように設定する。
すなわち、トルク指令値τ*および回転数Nの両方がそれぞれ所定の値を越えない場合は、ステップＳ６７に進み、不完全積分制御器(１次遅れ制御器)の時定数(=直流ゲインT₀)は、電流制御部７０の時定数T_ACR(電流制御部７０の応答周波数ω_ACRの逆数)と同じ値もしくはそれよりも大きい値に設定する。これにより、電流追従性よりトルク変動抑制を優先する。

また、トルク指令値τ*もしくは回転数Nが所定の値を越えている場合は、ステップＳ６６に進み、不完全積分制御器(１次遅れ制御器)の時定数(=直流ゲインT₀)は、電流制御部の時定数T_ACR(電流制御部７０の応答周波数ω_ACRの逆数)と同じ値もしくはそれよりも小さい値に設定する。これにより、トルク変動抑制より電流追従性を優先する。

直流ゲインT₀の設定値は、トルク指令値τ*もしくは回転数Nに対応付けて予めルックアップテーブルなどに記憶しておき、これに基づいて設定する。また、採用する交流モータ１０に合わせてトルク指令値τ*や回転数と直流ゲインT₀ (∝時定数)の関係を数式化し、これに基づいて設定しても良い。

なお、積分制御器から不完全積分制御器(１次遅れ制御器)への切替しきい値、不完全積分制御器(１次遅れ制御器)から積分制御器への切替しきい値にヒステリシス幅を設けることでそれぞれの領域を遷移する際のチャタリングを防止することができる。

図７（Ａ）〜（Ｅ）は、本実施形態における過変調領域から正弦波領域への変化を示すグラフである。図７（Ａ）は、トルク指令値τ*に対する実トルクτ_mの変化を示す。図７（Ｂ）は、d軸電流指令値I_d*に対するd軸電流I_dを示す。図７（Ｃ）は、q軸電流指令値I_q* に対するq軸電流I_qを示す。図７（Ｄ）は、交流モータ１０の回転速度Ｎを示す。図７（Ｅ）は、dq軸積分電圧指令値V_dI、 V_qIを示す。

図７（Ｅ）に示すように、過変調領域αで不完全積分制御(１次遅れ制御)を用いることでdq軸積分電圧指令値VdI、 VqIの値が安定し、積分飽和が回避できていることが確認できる。これにより、図７（Ａ）に示すように、交流モータ１０の実トルクτ_mはトルク指令値τ*に対して差があるもののトルク指令値τ*に追従しており、制御可能となっている。また、過変調領域αから正弦波領域βに移行した際、トルク変動(切替ショック)が抑制できている。よって、本実施形態によれば、過変調領域で積分飽和を回避でき、その結果、交流モータ１０を高出力で、かつ安定に駆動することができる。

[第２の実施形態]
図８は、モータ制御装置１２０を電動パワーステアリング装置に適用した例を示すシステム構成図である。

図８に示すように、電動パワーステアリング装置は、第１の実施形態で説明したモータ制御装置１２０を搭載し、モータ制御装置１２０により交流モータ１０を駆動する。交流モータ１０へのトルク指令τ*は、ハンドル(ステアリング)２００の操舵アシスト量として操作量指令器２０３にて作成される。このとき、アシスト量は操舵検出器２０１により操舵角や操舵トルクが検出され、車両速度や路面状態などの状態量を加味して操作量指令器２０３によりトルク指令τ*が算出される。モータ制御装置１２０は入力指令としてトルク指令τ*を受け、実トルクτ_mがトルク指令τ*に追従するように制御する。交流モータ１０のロータに直結された出力軸から出力される実トルクτ_mはウォーム、ホイールや遊星ギヤなどの減速機構あるいは油圧機構を用いたトルク伝達機構２０２を介し、ラック２０４にトルクを伝達する。このラック２０４に伝達されたトルクにより、運転者のハンドル２００の操舵力（操作力）が電動力にて軽減され、車輪２０５、２０６の操舵角が操作される。

本実施形態によれば、電動パワーステアリング装置のトルクを安定して出力することができる。

[第３の実施形態]
図９は、モータ制御装置１２０を電動車両システム３００に適用した例を示すシステム構成図である。

図９に示すように、電動車両システム３００は、第１の実施形態で説明したモータ制御装置１２０を搭載し、交流モータ１０を駆動源とする。電動車両システム３００のフロント部には前輪車軸３０５が軸支されており、その両端には前輪３０７、３０８が備えられている。電動車両システム３００のリア部には後輪車軸３０６が軸支されており、その両端には後輪３０９、３１０が備えられている。前輪車軸３０５には動力分配機構であるデファレンシャルギア３０４が備えられており、エンジン３０２から変速機３０３を介して伝達された回転動力を前輪車軸３０５に伝達する。エンジン３０２と交流モータ１０は機械的に連結されており、交流モータ１０の回転動力がエンジン３０２に、エンジン３０２の回転動力が交流モータ１０にそれぞれ伝達できる。交流モータ１０はモータ制御装置１２０によって駆動制御され、上位の制御装置から入力指令としてトルク指令τ*を受け、実トルクτ_mがトルク指令τ*に追従するように制御される。すなわち、交流モータ１０は、モータ制御装置１２０によって制御されて電動機として動作する一方、エンジン３０２の回転駆動力を受けてロータが回転することによって、三相交流電力を発生する発電機としても動作する。

本実施形態によれば、電動車両システム３００を全運転領域で安定したトルク出力を得ることができる。
なお、本実施形態ではハイブリッド自動車である場合について説明したが、プラグインハイブリッド自動車、電気自動車などの場合においても同様な効果が得られる。また、交流モータ１０を１台以上搭載しても良い。

[第４の実施形態]
図１０は、モータ制御装置１２０を鉄道車両システム４００に適用した例を示すシステム構成図である。

図１０に示すように、鉄道車両システム４００には台車４０１、４０２が搭載されており、台車４０１、４０２には各々交流モータ１０、車輪４０３、４０４、４０５、４０６が備えられている。交流モータ１０はモータ制御装置１２０により駆動制御され、上位の制御装置から入力指令としてトルク指令τ*を受け、交流モータ１０の実トルクτ_mがトルク指令τ*に追従するように制御される。

本実施形態によれば、鉄道車両システム４００を全運転領域で安定したトルク出力を得ることができる。

以上説明した実施形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）モータ制御装置１２０は、電流指令値I_d*、I_q*と検出電流値I_d、I_qとの差に基づいて、比例積分制御を用いて電圧指令値V_d*、V_q*を決定する電流制御部７０と、電圧指令値V_d*、V_q*に基づいて三相電圧指令値V_u*、V_v*、V_w*を決定するＰＷＭ制御部９０と、を備え、電流制御部７０は、電圧未飽和状態から電圧飽和状態への遷移時に比例積分制御を不完全積分制御に切り替えて電圧指令値V_d*、V_q*を決定し、電圧飽和状態から電圧未飽和状態への遷移時に不完全積分制御を比例積分制御に切り替えて電圧指令値V_d*、V_q*を決定し、不完全積分制御の時定数T_ACRをモータの駆動条件に応じて可変に設定する。これにより、電圧飽和状態から電圧未飽和状態へ切り替える場合のトルク変動の発生を抑えることができる。

本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の特徴を損なわない限り、本発明の技術思想の範囲内で考えられるその他の形態についても、本発明の範囲内に含まれる。

１０ 交流モータ
２０ インバータ
３０ 電流センサ
４０ 回転位置センサ
５０ 位置・速度演算部
６０ 電流座標変換部
７０ 電流制御部
８０ 電圧座標変換部
９０ ＰＷＭ制御部
１２０ モータ制御装置
２００ ハンドル
２０１ 操舵検出器
２０２ トルク伝達機構
２０３ 操作量指令器
２０４ ラック
２０５、２０６ 車輪
３００ 電動車両システム
３０２ エンジン
３０３ 変速機
３０４ デファレンシャルギア
３０５ 前輪車軸
３０６ 後輪車軸
３０７、３０８ 前輪
３０９、３１０ 後輪
４００ 鉄道車両システム
４０１、４０２ 台車
４０３、４０４、４０５、４０６ 車輪
K_h 変調率
I_d* d軸電流指令値
I_q* q軸電流指令値
I_d d軸電流
I_q q軸電流
Iu、Iv、 Iw 三相交流電流
K_pd、K_pq 比例ゲイン
K_Id、K_Iq 積分ゲイン
V_d* d軸電圧指令
V_q* q軸電圧指令
V_u*、V_v*、V_w* 三相電圧指令
T₀ 直流ゲイン
1/ T₀ 直流ゲインのフィードバック項
θd 回転子位置
ω 回転速度
τ_m 実トルク
τ* トルク指令
G_un、G_up、G_vn、G_vp、G_wn、G_wv ゲート信号
V_u、V_v、V_w パルス電圧

Claims (8)

1. 電流指令値と検出電流値との差に基づいて、比例積分制御を用いて電圧指令値を決定する電流制御部と、
   前記電圧指令値に基づいて三相電圧指令値を決定するＰＷＭ制御部と、を備えるモータ制御装置において、
   前記電流制御部は、電圧未飽和状態から電圧飽和状態への遷移時に前記比例積分制御を不完全積分制御に切り替えて前記電圧指令値を決定し、
   前記電圧飽和状態から前記電圧未飽和状態への遷移時に前記不完全積分制御を前記比例積分制御に切り替えて前記電圧指令値を決定し、
   前記不完全積分制御の時定数をモータの駆動条件に応じて可変に設定するモータ制御装置。
2. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記電流制御部は、前記比例積分制御と前記不完全積分制御の切替えを、前記モータの駆動条件に応じて、d軸のみ、q軸のみ、またはdq軸共に行うモータ制御装置。
3. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記電流制御部は、前記モータへのトルク指令値およびもしくは前記モータの回転数の両方がそれぞれ所定の値を越えない場合は、前記不完全積分制御の時定数を、前記電流制御部の時定数と同じ値もしくはそれよりも大きい値に設定するモータ制御装置。
4. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記電流制御部は、前記モータへのトルク指令値もしくは前記モータの回転数が所定の値を越えている場合は、前記不完全積分制御の時定数を、前記電流制御部の時定数と同じ値もしくはそれよりも小さい値に設定するモータ制御装置。
5. 請求項１に記載のモータ制御装置において、
   前記電流制御部は、前記不完全積分制御として、一次遅れ制御を用いるモータ制御装置。
6. 請求項１から請求項５までのいずれかの一項に記載のモータ制御装置において、
   電動パワーステアリングの操作力をアシストする前記モータをトルク指令に基づいて駆動するモータ制御装置。
7. 請求項１から請求項５までのいずれかの一項に記載のモータ制御装置において、
   電動車両システムの駆動源として前記モータをトルク指令に基づいて駆動するモータ制御装置。
8. 請求項１から請求項５までのいずれかの一項に記載のモータ制御装置において、
   鉄道車両システムの駆動源として前記モータをトルク指令に基づいて駆動するモータ制御装置。