WO2020110740A1 - モータ制御装置 - Google Patents

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WO2020110740A1
WO2020110740A1 PCT/JP2019/044626 JP2019044626W WO2020110740A1 WO 2020110740 A1 WO2020110740 A1 WO 2020110740A1 JP 2019044626 W JP2019044626 W JP 2019044626W WO 2020110740 A1 WO2020110740 A1 WO 2020110740A1
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motor
carrier frequency
control device
motor control
frequency
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碧 高岡
崇文 原
滋久 青柳
大和 松井
重幸 野々村
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/046—Controlling the motor
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
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    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
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    • B60L2200/00—Type of vehicles
    • B60L2200/26—Rail vehicles

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device.
  • the motor control device drives the motor by controlling the inverter by PWM (Pulse Width Modulation) control.
  • PWM Pulse Width Modulation
  • PWM control pulse width modulation is performed using a carrier wave and a modulation wave that is a voltage command, and a pulse voltage is applied to the motor.
  • the carrier frequency is set high, the harmonic loss generated in the motor can be reduced, so that the efficiency of the motor can be improved and the heat generation can be prevented.
  • the inverter since the number of times the switching element is turned on/off increases, the inverter loss (switching loss) increases, which causes the inverter to generate heat.
  • an LC circuit is included in the circuit that supplies a DC voltage to the inverter, and if the carrier frequency at which LC resonance occurs is set, it causes overcurrent or overvoltage. Therefore, in the motor control device, PWM control is performed while switching the carrier frequency based on the operating information of the motor such as the number of revolutions, torque command, and temperature information in order to protect the inverter and the motor from heat and to avoid LC resonance.
  • the carrier frequency and the response frequency of the motor control system are in a proportional relationship, and for example, if the carrier frequency is set high, the upper limit of the response frequency that can be set by the motor control device becomes high. When the response frequency of the motor control device is lower than the required value, it is referred to as response deterioration.
  • the response frequency and the carrier frequency are preset to appropriate values according to the motor rotation speed. From these background techniques, a technique is required that suppresses the response deterioration of the motor control device and suppresses the torque fluctuation that occurs when the carrier frequency is switched.
  • Patent Document 1 when the set value of the carrier frequency is lowered from the set frequency to the LC resonance upper limit frequency, the set value of the carrier frequency is calculated based on at least the temperature of the switching element detected by the temperature sensor and the first predetermined temperature. It is described that the output voltage setting value of the boost converter is changed to a voltage at which the LC resonance upper limit frequency is the first change frequency, in addition to the change to the first change frequency.
  • Patent Document 2 describes that the amount of torque limitation for preventing a temperature rise of a switching element is minimized to achieve high power miniaturization of an inverter by improving current carrying capacity.
  • a motor control device includes a PWM control unit that generates a signal for driving an inverter by pulse width modulation, and a carrier frequency setting unit that sets a carrier frequency used for the pulse width modulation according to the rotation speed of the motor.
  • a carrier frequency switching calculation unit that calculates a frequency switching speed of the carrier frequency, wherein the carrier frequency switching calculation unit is configured to perform the frequency switching speed based on a rate of change of a torque command value to the motor. Switch the calculation method of.
  • the present invention it is possible to prevent the response deterioration of the motor control device, suppress the torque fluctuation when switching the carrier frequency, and stably drive the motor in a wide operating range.
  • A) (b) It is a figure explaining the torque fluctuation at the time of switching of carrier frequency. It is a figure explaining the switching mode of (a) and (b) carrier frequency. It is a flow chart which shows operation of a carrier frequency switching operation part.
  • A) (b) It is a figure explaining the torque fluctuation at the time of switching of a carrier frequency.
  • (A) ⁇ (e) is a diagram showing a current response in the first embodiment.
  • A) ⁇ (e) is a diagram showing a current response in the first embodiment.
  • FIG. 1 is a configuration diagram of the motor control device 120.
  • the motor control device 120 controls the rotation of the motor 10.
  • the motor controller 120 includes a current sensor 30, a position/speed calculator 50, a current coordinate converter 60, a current controller 70, a voltage coordinate converter 80, a PWM controller 90, and a carrier frequency setting unit. 100 and a carrier frequency switching calculation unit 110.
  • a rotary position sensor 40 is attached to the motor 10.
  • a resolver including an iron core and a winding is more suitable for the rotational position sensor 40, but a GMR sensor or a sensor using a Hall element can be used.
  • the position/speed calculator 50 outputs the rotor position ⁇ d and the rotation speed ⁇ of the motor 10 based on the signal from the rotation position sensor 40.
  • the current coordinate conversion unit 60 outputs the dq axis currents Id and Iq based on the three-phase alternating current (Iu, Iv, Iw) detected by the current sensor 30 and the rotor position ⁇ d.
  • the current control unit 70 outputs the dq-axis voltage commands Vd*, Vq* using the rotation speed ⁇ so that the dq-axis current command values Id*, Iq* and the dq-axis currents Id, Iq match.
  • the response frequency ⁇ ACR is set so that the current command values Id* and Iq* follow the dq axis currents Id and Iq at a desired speed.
  • the dq axis current command values Id* and Iq* are set so that the rotation speed ⁇ and the speed command ⁇ r* from the host control device match. create.
  • the dq axis current command values Id* and Iq* are created so as to match the torque command value ⁇ * from the host controller.
  • the voltage coordinate conversion unit 80 outputs the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* based on the dq axis voltage commands Vd*, Vq* and the rotor position ⁇ d.
  • the PWM control unit 90 performs pulse width modulation based on the three-phase voltage commands Vu*, Vv*, Vw* and the carrier frequency fc, and gate signals Gun, Gup, Gvn, Gvp, Gwn, for driving the inverter 20. Gwv is generated and output to the inverter 20.
  • the inverter 20 controls the switching elements based on the gate signals Gun, Gup, Gvn, Gvp, Gwn, and Gwv to turn on or off, thereby adjusting the frequency and effective voltage value of the pulse voltages Vu, Vv, and Vw, and adjusting the pulse voltage.
  • Vu, Vv, Vw are applied to the motor 10.
  • the carrier frequency switching calculation unit 110 determines the carrier frequency fc based on the operating information Mode of the motor 10 such as the rotation speed N, the rotation speed ⁇ , the torque command value ⁇ *, the torque command value change rate ⁇ *, and the temperature Tmp of the inverter 20. Calculates and outputs the frequency switching speed ⁇ fc.
  • the carrier frequency setting unit 100 outputs the carrier frequency fc based on the operation information Mode of the motor 10 and the frequency switching speed ⁇ fc of the carrier frequency fc.
  • the frequency switching speed ⁇ fc corresponds to the rate of change per unit time when the carrier frequency fc is changed. The higher (faster) the frequency switching speed ⁇ fc is, the larger the carrier frequency fc changes in a short time. Will be done.
  • FIG. 2 is a block diagram of the carrier frequency switching calculation unit 110.
  • the carrier frequency switching calculation unit 110 includes a switching mode selection unit 111 and a switching speed setting unit 112.
  • the switching mode selection unit 111 selects one of the response priority mode, the fluctuation suppression priority mode, and the emergency mode based on the motor operation information Mode, and outputs the switching mode Mode2. Details of each mode will be described later.
  • the switching speed setting unit 112 outputs the frequency switching speed ⁇ fc of the carrier frequency fc based on the switching mode Mode2 and the motor operation information Mode.
  • the pulse voltages Vu, Vv, and Vw are output by comparing the amplitudes of the carrier wave and the modulated waves Vu*, Vv*, and Vw* serving as voltage commands based on the carrier frequency fc.
  • the carrier frequency fc is set high, the harmonic loss generated in the motor 10 can be reduced, and the efficiency of the motor 10 can be improved and the heat generation can be prevented.
  • the inverter loss increases, which causes heat generation in the inverter 20.
  • the circuit that supplies the DC voltage to the inverter 20 includes the LC circuit, there is a carrier frequency fc at which LC resonance occurs, and if the carrier frequency fc at which LC resonance occurs is set, the motor 10 is generated. May cause overcurrent or overvoltage. Therefore, in order to protect the inverter 20 and the motor 10 from heat and to avoid LC resonance, PWM control is performed while switching the carrier frequency fc based on the operating information Mode of the motor 10 such as the rotation speed N, the torque command value ⁇ *, and the temperature information. Need to do.
  • FIG. 3 is a diagram for explaining the torque fluctuation when switching the carrier frequency fc.
  • FIG. 3(a) shows a case where the carrier frequency fc is rapidly switched
  • FIG. 3(b) shows a case where the carrier frequency fc is switched at a predetermined frequency switching speed.
  • the time variation of fc and the following figure shows the time variation of torque.
  • the response frequency ⁇ ACR and the carrier frequency fc are set according to the rotation speed N of the motor 10. Therefore, it is necessary to achieve both suppression of response deterioration of the current control unit 70 and suppression of torque fluctuation when switching the carrier frequency fc.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the switching mode of the carrier frequency fc.
  • 4A shows the response priority mode
  • FIG. 4B shows the fluctuation suppression priority mode.
  • the upper diagram shows the time change of the torque command value ⁇ *
  • the middle diagram shows the time of the rotation speed N.
  • the following figure shows the change over time of the carrier frequency fc.
  • the frequency switching speed ⁇ fc of the carrier frequency fc is set so that the carrier frequency fc can be switched stepwise, in other words, rapidly.
  • FIG. 5 is a flowchart showing the operation of the carrier frequency switching calculation unit 110.
  • the program shown in this flowchart can be executed by a computer including a CPU, a memory and the like. The whole process or a part of the process may be realized by a hard logic circuit. Further, this program can be stored in the storage medium of the motor control device 120 in advance and provided. Alternatively, the program may be stored and provided in an independent storage medium, or the program may be recorded and stored in the storage medium of the motor control device 120 via a network line. It may be supplied as various types of computer readable computer program products such as data signals (carrier waves).
  • step S51 of FIG. 5 the switching mode selection unit 111 determines whether the temperature Tmp of the inverter 20, which is one of the parameters of the operation information Mode of the motor 10, is equal to or higher than a predetermined value, that is, is in an overheated state. When it is determined that the temperature Tmp of the inverter 20 is equal to or higher than the predetermined value, the switching mode selection unit 111 selects the emergency mode and proceeds to step S52.
  • step S52 the switching speed setting unit 112 sets and outputs the frequency switching speed ⁇ fc of the carrier frequency fc so that the carrier frequency fc changes stepwise.
  • the carrier frequency setting unit 100 changes the carrier frequency fc stepwise based on the operation information Mode of the motor 10 and the frequency switching speed ⁇ fc of the carrier frequency fc, that is, sets the frequency switching speed ⁇ fc to the fastest value and outputs it.
  • steps S51 to S52 are put together, when the temperature of the inverter 20 is equal to or higher than a predetermined value, the frequency switching speed ⁇ fc of the carrier frequency fc is set to the fastest value.
  • step S53 it is determined whether the carrier frequency fc is set to a forbidden band such as LC resonance. If the carrier frequency fc corresponds to a prohibited band such as LC resonance, the switching mode selection unit 111 selects the emergency mode and proceeds to step S52. If steps S53 and S52 are put together, it is determined whether the carrier frequency fc is in the LC resonance band, and if the carrier frequency fc is in the LC resonance band, the frequency switching speed of the carrier frequency fc is set to the maximum value.
  • step S53 it is determined whether the carrier frequency fc is not set to the forbidden band such as LC resonance.
  • step S54 it is determined whether the torque command value change rate ⁇ *, which is one of the parameters of the operation information Mode of the motor 10, is equal to or greater than a predetermined value.
  • the switching mode selection unit 111 selects the response priority mode, and the process proceeds to step S55.
  • step S55 the switching speed setting unit 112 acquires the response frequency ⁇ ACR of the current control unit 70 from information such as the rotation speed N of the operation information Mode of the motor 10, and the response frequency ⁇ fc of the frequency switching speed ⁇ fc is ⁇ fc ⁇ ACR.
  • the frequency switching speed ⁇ fc of the carrier frequency fc is set to be high so as to satisfy the relationship.
  • steps S54 to S55 when the change rate ⁇ * of the torque command value to the motor 10 is equal to or more than a predetermined value, the response frequency of the frequency switching speed ⁇ fc of the carrier frequency fc is determined based on the rotation speed N of the motor 10.
  • the frequency switching speed ⁇ fc of the carrier frequency fc is set so that ⁇ fc becomes faster than the response frequency ⁇ ACR of the current control unit 70.
  • step S54 If it is determined in step S54 that the torque command value change rate ⁇ * is less than the predetermined value, the switching mode selection unit 111 selects the fluctuation suppression priority mode, and the process proceeds to step S56.
  • step S56 the switching speed setting unit 112 determines the frequency of the carrier frequency fc from the information such as the torque command value ⁇ * of the operation information Mode of the motor 10 and the rotation speed N so that the torque fluctuation generated in the current operation can be suppressed.
  • step S54 and step S56 are summarized, when the change rate ⁇ * of the torque command value to the motor 10 is less than the predetermined value, the current is calculated based on the torque command value ⁇ * to the motor 10 and the rotation speed N of the motor 10.
  • the frequency switching speed ⁇ fc of the carrier frequency fc is set regardless of the response frequency ⁇ ACR of the control unit 70.
  • the frequency switching speed ⁇ fc of the carrier frequency fc may be stored in advance in a lookup table or the like and set based on this. Further, the frequency switching speed ⁇ fc of the carrier frequency fc may be set based on the formula of the relationship between the torque command value ⁇ * or the rotation speed N and the torque fluctuation in accordance with the adopted motor 10.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating torque fluctuation.
  • FIG. 6A shows a conventional case where the frequency switching speed ⁇ fc is not set
  • FIG. 6B shows a case of the present embodiment where the frequency switching speed ⁇ fc is set.
  • the middle figure shows the time variation of the carrier frequency fc
  • the lower figure shows the time variation of the actual torque ⁇ m.
  • FIG. 7 and 8 are diagrams showing current responses in the present embodiment.
  • FIG. 7 shows the case where the frequency switching speed ⁇ fc is set to ⁇ ACR ⁇ fc
  • FIG. 8 sets the frequency switching speed ⁇ fc to ⁇ ACR> ⁇ fc. It shows the case.
  • FIG. 7A shows a change in the actual torque ⁇ m with respect to the torque command value ⁇ *
  • FIG. 7B shows a current response of the d-axis current Id with respect to the d-axis current command value Id*
  • FIG. , (Q) shows the current response of the q-axis current Iq to the q-axis current command value Iq*
  • FIG. 7(d) shows the time change of the rotation speed N
  • FIG. 7(e) shows the time change of the carrier frequency fc.
  • the frequency switching speed ⁇ fc according to the present embodiment is set to ⁇ ACR ⁇ fc, that is, the response priority mode is set will be described.
  • the carrier frequency fc is changed as shown in FIG. 7E
  • the switching shock of the actual torque ⁇ m does not occur as shown in FIG. 7A.
  • the current response Td of the q-axis current Iq is a value 680 rad/s that satisfies the required value 650 rad/s of the current response frequency ⁇ ACR. That is, it can be confirmed that when the frequency switching speed ⁇ fc is set to ⁇ ACR ⁇ fc, the torque fluctuation can be suppressed while satisfying the required value of the current response frequency ⁇ ACR.
  • FIG. 8A shows the change of the actual torque ⁇ m with respect to the torque command value ⁇ *
  • FIG. 8B shows the current response of the d-axis current Id with respect to the d-axis current command value Id*
  • FIG. 8(d) shows the time change of the rotation speed N
  • FIG. 8(e) shows the time change of the carrier frequency fc.
  • the carrier frequency fc is gently changed in the fluctuation suppression priority mode.
  • the switching shock of the actual torque ⁇ m does not occur.
  • the current response Td of the q-axis current Iq is 568 rad/s, which is lower than the required value 650 rad/s of the current response frequency ⁇ ACR. )
  • the actual torque ⁇ m has already tracked the torque command value ⁇ *. Therefore, the influence of the response deterioration is small as described above, and no particular problem occurs in the control of the motor 10.
  • the frequency switching speed of the carrier frequency fc ⁇ fc may have a hysteresis characteristic.
  • the operation information Mode of the motor 10 necessary for setting the frequency switching speed ⁇ fc of the carrier frequency fc uses the carrier frequency fc, the rotation speed N, the torque command value ⁇ *, the torque command value change rate ⁇ *, and the inverter temperature Tmp.
  • other parameters such as the d-axis current Id and the q-axis current Iq may be used as long as the same effect as the present embodiment can be obtained.
  • the second embodiment is an example in which the motor control device 120 described in the first embodiment is applied to the electric power steering device 200.
  • FIG. 9 is a configuration diagram of the electric power steering device 200 according to the present embodiment.
  • the electric power steering device 200 is equipped with a motor control device 120 and uses the motor 10 as a drive source.
  • the torque command value ⁇ * for the motor 10 is created by the operation amount command device 203 as the steering assist amount of the steering wheel 210.
  • the steering angle and the steering torque are detected by the steering detector 201, and the torque command value ⁇ * is calculated by the operation amount commander 203 in consideration of the state quantities such as the vehicle speed and the road surface condition.
  • the motor control device 120 receives the torque command value ⁇ * as an input command, and controls so that the actual torque ⁇ m of the motor 10 follows the torque command value ⁇ *.
  • the actual torque ⁇ m of the motor 10 output from the output shaft directly connected to the rotor of the motor 10 transmits the torque to the rack 204 via the torque transmission mechanism 202 using a speed reducing mechanism such as a worm, a wheel and a planet gear, or a hydraulic mechanism. To do.
  • a speed reducing mechanism such as a worm, a wheel and a planet gear, or a hydraulic mechanism.
  • the torque of the electric power steering device 200 can be stably output.
  • the third embodiment is an example in which the motor control device 120 described in the first embodiment is applied to the electric vehicle 300.
  • FIG. 10 is a configuration diagram of the electric vehicle 300 according to the present embodiment.
  • a front wheel axle 305 is pivotally supported at the front portion of the electric vehicle 300, and front wheels 307 and 308 are provided at both ends thereof.
  • a rear wheel axle 306 is pivotally supported at the rear portion of the electric vehicle 300, and rear wheels 309 and 310 are provided at both ends thereof.
  • the front wheel axle 305 is provided with a differential gear 304 which is a power distribution mechanism, and transmits the rotational power transmitted from the engine 302 via the transmission 303 to the front wheel axle 305.
  • the engine 302 and the motor 10 are mechanically connected, and the rotational power of the motor 10 is transmitted to the engine 302 and the rotational power of the engine 302 is transmitted to the motor 10.
  • the motor 10 is drive-controlled by the motor control device 120 described in the first embodiment, receives the torque command value ⁇ * as an input command from the host system, and the actual torque ⁇ m of the motor 10 follows the torque command value ⁇ *. Controlled by. That is, the motor 10 is controlled by the motor control device 120 to operate as an electric motor, while the motor 10 also operates as a generator that generates three-phase AC power by receiving the rotational driving force of the engine 302 and rotating the rotor.
  • the motor control device 120 described in the first embodiment it is possible to obtain a stable torque output of the electric vehicle 300 in the entire operation range.
  • the hybrid vehicle has been described as an example in the present embodiment, the same effect can be obtained in the case of a plug-in hybrid vehicle, an electric vehicle, and the like. Further, one or more motors 10 may be mounted.
  • the fourth embodiment is an example in which the motor control device 120 described in the first embodiment is applied to a railway vehicle 400.
  • FIG. 11 is a configuration diagram of a railway vehicle 400 according to this embodiment.
  • railcars 400 are equipped with bogies 401 and 402, and bogies 401 and 402 are equipped with motors 10 and wheels 403, 404, 405, and 406.
  • the motor 10 is drive-controlled by the motor control device 120 described in the first embodiment, receives the torque command value ⁇ * as an input command from the host system, and the actual torque ⁇ m of the motor 10 follows the torque command value ⁇ *. Controlled by.
  • the railway vehicle 400 can obtain a stable torque output in all operating regions.
  • the motor control device 120 responds to the PWM control unit 90 that generates gate signals Gun, Gup, Gvn, Gvp, Gwn, and Gwv for driving the inverter 20 by pulse width modulation, and the rotation speed N of the motor 10.
  • the PWM control unit 90 includes a carrier frequency setting unit 100 that sets a carrier frequency fc used for pulse width modulation, and a carrier frequency switching calculation unit 110 that calculates a frequency switching speed ⁇ fc of the carrier frequency fc.
  • the unit 110 switches the calculation method of the frequency switching speed ⁇ fc based on the change rate ⁇ * of the torque command value ⁇ * to the motor 10.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiments, and other forms conceivable within the scope of the technical idea of the present invention are also included in the scope of the present invention as long as the characteristics of the present invention are not impaired. .. Further, the above-described embodiments may be combined.

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Abstract

ステップＳ５４～ステップＳ５５で、モータ１０へのトルク指令値の変化率Δτ*が所定値以上の場合は、モータ１０の回転数Ｎに基づいて、キャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcの応答周波数ωfcが電流制御部７０の応答周波数ωACRよりも早くなるように、キャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcを設定する。ステップＳ５４、ステップＳ５６で、モータ１０へのトルク指令値の変化率Δτ*が所定値未満の場合、モータ１０へのトルク指令値τ*とモータ１０の回転数Ｎとに基づいて、電流制御部７０の応答周波数ωACRに関わらず、キャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcを設定する。本発明によれば、モータ制御装置の応答劣化を防いだうえでキャリア周波数の切替時のトルク変動を抑制でき、モータを広い運転範囲で安定して駆動することができる。

Description

モータ制御装置
　本発明は、モータ制御装置に関する。
　モータ制御装置は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）制御によりインバータを制御してモータを駆動している。ＰＷＭ制御では、キャリア波と電圧指令である変調波を用いてパルス幅変調を行い、パルス電圧をモータに印加している。ＰＷＭ制御では、キャリア周波数を高く設定するとモータに発生する高調波損失を低減できるためにモータの効率向上や発熱防止を実現できる。一方で、インバータは、スイッチング素子のオン／オフ回数が増えるのでインバータ損失（スイッチング損失）が増加し、インバータが発熱する要因となる。また、インバータに直流電圧を供給する回路にはＬＣ回路が含まれ、ＬＣ共振が発生するキャリア周波数が設定してしまうと過電流や過電圧の発生要因となる。このため、モータ制御装置では、インバータやモータの熱保護やＬＣ共振回避のため、回転数やトルク指令、温度情報などのモータの運転情報に基づいてキャリア周波数を切替えながらＰＷＭ制御を行っている。
　ＰＷＭ制御において、キャリア周波数を急に切替えると、モータに印加されるパルス電圧に含まれる高調波電圧も急変し、切替ショックと呼ばれるトルク変動が生じる。トルク変動が生じるとモータに振動・騒音が発生し、モータの部品故障の要因となり、またモータ制御が不安定になる。よって、モータの全ての運転情報において安定してトルクを出力するには、キャリア周波数の切替時に生じるトルク変動を抑制する必要がある。ここで、キャリア周波数とモータ制御システムの応答周波数は比例関係にあり、例えばキャリア周波数を高く設定すればモータ制御装置の設定可能な応答周波数の上限が高くなる。このモータ制御装置の応答周波数が要求値より下回ることを応答劣化といい、応答劣化が生じるとモータに振動・騒音が生じることがあり、また所望の動作を実現できなくなる。一般に、キャリア周波数とモータ回転数、およびキャリア周波数と応答周波数の上限値が比例関係にあるため、応答周波数およびキャリア周波数は、モータ回転数に応じて適切な値が予め設定されている。これらの背景技術より、モータ制御装置の応答劣化を防ぎつつ、キャリア周波数の切替時に生じるトルク変動を抑制する技術が必要となる。
　特許文献１には、キャリア周波数の設定値を設定周波数からＬＣ共振上限周波数まで低くする場合は、キャリア周波数の設定値を少なくとも温度センサで検出したスイッチング素子の温度と第一所定温度に基づいて算出した第一変更周波数に変更すると共に、昇圧コンバータの出力電圧設定値をＬＣ共振上限周波数が第一変更周波数となる電圧に変更することが記載されている。特許文献２には、スイッチング素子の温度上昇を防止するためのトルク制限量を最小にすることで、通電能力向上によるインバータの高パワー小型化を図ることが記載されている。
特開２０１５－８０３４３号公報 特開２０１１－９７６７２号公報
　特許文献１および特許文献２に記載の技術では、モータ制御装置の応答劣化を防ぎ、且つキャリア周波数の切替時のトルク変動を抑制することができず、モータを広い運転範囲で安定して駆動することができなかった。
　本発明によるモータ制御装置は、インバータを駆動させるための信号をパルス幅変調により生成するＰＷＭ制御部と、モータの回転数に応じて前記パルス幅変調に用いるキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定部と、前記キャリア周波数の周波数切替速度を演算するキャリア周波数切替演算部と、を備えるモータ制御装置において、前記キャリア周波数切替演算部は、前記モータへのトルク指令値の変化率に基づいて前記周波数切替速度の演算方法を切り替える。
　本発明によれば、モータ制御装置の応答劣化を防いだうえでキャリア周波数の切替時のトルク変動を抑制でき、モータを広い運転範囲で安定して駆動することができる。
モータ制御装置の構成図である。 キャリア周波数切替演算部のブロック構成図である。 （ａ）（ｂ）キャリア周波数の切替時のトルク変動を説明する図である。 （ａ）（ｂ）キャリア周波数の切替モードを説明する図である。 キャリア周波数切替演算部の動作を示すフローチャートである。 （ａ）（ｂ）キャリア周波数の切替時のトルク変動を説明する図である。 （ａ）～（ｅ）第１の実施形態における電流応答を示す図である。 （ａ）～（ｅ）第１の実施形態における電流応答を示す図である。 第２の実施形態における電動パワーステアリング装置の構成図である。 第３の実施形態における電動車両の構成図である。 第４の実施形態における鉄道車両の構成図である。
［第１の実施形態]
　図１～図７を参照して第１の実施形態を説明する。
　図１はモータ制御装置１２０の構成図である。モータ制御装置１２０は、モータ１０の回転を制御する。図１に示すように、モータ制御装置１２０は、電流センサ３０、位置・速度演算部５０、電流座標変換部６０、電流制御部７０、電圧座標変換部８０、ＰＷＭ制御部９０、キャリア周波数設定部１００、キャリア周波数切替演算部１１０を備える。
　モータ１０には回転位置センサ４０が取り付けられている。ここで、回転位置センサ４０には、鉄心と巻線とから構成されるレゾルバがより好適であるが、GMRセンサ、ホール素子を用いたセンサを用いることができる。
　位置・速度演算部５０は回転位置センサ４０からの信号に基づいてモータ１０の回転子位置θdおよび回転速度ωを出力する。電流座標変換部６０は、電流センサ３０から検出された三相交流電流(Iu、Iv、Iw)と回転子位置θdに基づいてdq軸電流Id、Iqを出力する。
　電流制御部７０は、dq軸電流指令値Id*、Iq*とdq軸電流Id、Iqが一致するように回転速度ωを用いてdq軸電圧指令Vd*、Vq*を出力する。ここで、電流制御部７０では、所望の速さで電流指令値Id*、Iq*がdq軸電流Id、Iqに追従するように応答周波数ωACRが設定されている。
　なお、モータ制御装置１２０において、モータ１０の回転速度ωを制御する場合には、回転速度ωと上位制御装置からの速度指令ωｒ*と一致するようにdq軸電流指令値Id*、Iq*を作成する。また、モータの実トルクτmを制御する場合には、上位制御装置からのトルク指令値τ*と一致するようにdq軸電流指令値Id*、Iq*を作成する。
　電圧座標変換部８０では、dq軸電圧指令Vd*、Vq*と回転子位置θdに基づいて三相電圧指令Vu*、Vv*、Vw*を出力する。
　ＰＷＭ制御部９０は、三相電圧指令Vu*、Vv*、Vw*およびキャリア周波数fcに基づいてパルス幅変調を行い、インバータ２０を駆動させるためのゲート信号Gun、Gup、Gvn、Gvp、Gwn、Gwvを生成し、それをインバータ２０へ出力する。
　インバータ２０は、ゲート信号Gun、Gup、Gvn、Gvp、Gwn、Gwvに基づいてスイッチング素子をオンまたはオフ制御することで、パルス電圧Vu、Vv、Vwの周波数および電圧実効値を調整し、パルス電圧Vu、Vv、Vwをモータ１０に印加する。
　キャリア周波数切替演算部１１０は、回転数Ｎ、回転速度ω、トルク指令値τ*、トルク指令値変化率Δτ*、インバータ２０の温度Tmpなどのモータ１０の運転情報Modeに基づいてキャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcを演算して出力する。キャリア周波数設定部１００は、モータ１０の運転情報Modeおよびキャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcに基づいてキャリア周波数fcを出力する。なお、周波数切替速度Δfcは、キャリア周波数fcを変化させる際の時間当たりの変化率に相当するものであり、周波数切替速度Δfcの値が大きい（速い）ほど、キャリア周波数fcが短時間で大きく変化することになる。
　図２は、キャリア周波数切替演算部１１０のブロック構成図である。キャリア周波数切替演算部１１０は、切替モード選択部１１１、切替速度設定部１１２を備える。切替モード選択部１１１は、モータの運転情報Modeに基づいて、応答優先モード、変動抑制優先モード、緊急モードのいずれかを選択し、切替モードMode2を出力する。各モードの詳細は後述する。切替速度設定部１１２は、切替モードMode2およびモータの運転情報Modeに基づいてキャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcを出力する。
　次に、ＰＷＭ制御とキャリア周波数fcの関係について説明する。
　ＰＷＭ制御では、キャリア周波数fcに基づいてキャリア波と電圧指令となる変調波Vu*、Vv*、Vw*の振幅を比較することでパルス電圧Vu、Vv、Vwを出力する。キャリア周波数fcを高く設定するとモータ１０に発生する高調波損失を低減でき、モータ１０の効率向上や発熱防止を実現できる。一方で、インバータ２０のスイッチング素子のON/OFF回数が増えるのでインバータ損失（スイッチング損失）が増加し、インバータ２０の発熱要因となる。また、インバータ２０に直流電圧を供給する回路にはＬＣ回路が含まれているため、ＬＣ共振が発生するキャリア周波数fcが存在し、ＬＣ共振が発生するキャリア周波数fcを設定してしまうとモータ１０の過電流や過電圧の要因となる。このため、インバータ２０やモータ１０の熱保護やＬＣ共振の回避のため、回転数Ｎ、トルク指令値τ*、温度情報などのモータ１０の運転情報Modeに基づいてキャリア周波数fcを切替えながらＰＷＭ制御を行う必要がある。
　次にキャリア周波数fcの切替時の課題について説明する。
　図３は、キャリア周波数fcの切替時のトルク変動を説明する図である。図３（ａ）は、キャリア周波数fcを急激に切り替えた場合を、図３（ｂ）は、キャリア周波数fcを所定の周波数切替速度で切り替えた場合を示し、各図において、上図はキャリア周波数fcの時間変化を、下図はトルクの時間変化を示す。
　キャリア周波数fcを急激に切り替えると、図３（ａ）のＡ部に示すように、電流制御部７０の応答劣化は無いが、切替ショックと呼ばれるトルク変動が生じる。このトルク変動は、モータ１０の振動・騒音を起こし、部品の故障の要因となり、また、モータ制御が不安定になるため、抑制する必要がある。さらに、キャリア周波数fcを急激に切り替えると、モータ１０に印加されるパルス電圧Vu、Vv、Vwに含まれる高調波成分が急変し、電圧外乱となるためトルク変動の要因のひとつとなる。
　一方、図３（ｂ）に示すように、キャリア周波数fcを所定の周波数切替速度Δfcで切り替えた場合は、モータ１０に印加されるパルス電圧Vu、Vv、Vwに含まれる高調波成分が緩やかに変化するため、図３（ｂ）のＢ部に示すようにトルク変動を抑制することができる。ただし、キャリア周波数fcと設定可能な応答周波数ωACRの上限値は比例関係にあるため、キャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcを遅く設定し過ぎると、キャリア周波数fcが緩やかに変化し過ぎるため、図３（ｂ）のＢ部に示すように、キャリア周波数fcの遷移時間において電流制御部７０の応答劣化の要因となる。応答劣化すると、モータ１０の振動・騒音が発生し、また所望の動作を実現できなくなる。ここで、応答周波数ωACRおよびキャリア周波数fcは、モータ１０の回転数Ｎに応じて設定される。よって、電流制御部７０の応答劣化抑制とキャリア周波数fcの切替時のトルク変動抑制を両立する必要がある。
　次に、本実施形態におけるキャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcの設定について説明する。
　図４は、キャリア周波数fcの切替モードを説明する図である。図４（ａ）は、応答優先モードを、図４（ｂ）は変動抑制優先モードを示し、各図において、上図はトルク指令値τ*の時間変化を、中図は回転数Ｎの時間変化を、下図はキャリア周波数fcの時間変化を示す。
　図４（ａ）の上図に示すように、トルク指令値変化率Δτ*が所定の値以上において、キャリア周波数fcが切替わる場合、図４（ａ）の下図に示すように、キャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcを遅く設定し過ぎると、キャリア周波数fcの遷移時間の電流制御部７０の応答が劣化する。このため、トルク指令値τ*に実トルクτmが追従するのに要求値以上の時間を要してしまう。これを防ぐには、キャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcの応答周波数ωfcを電流制御部７０の応答周波数ωACRと同等、もしくはそれ以上早くなるように設定する必要がある。すなわち、ωfc≧ωACRとなる応答優先モードに設定する必要がある。このように設定すると、キャリア周波数fcの切替時の電流制御部７０の応答劣化とトルク変動を最小に抑制することができる。
　図４（ｂ）の上図に示すように、トルク指令値変化率Δτ*が所定の値以下の場合、図４（ｂ）の下図に示すように、キャリア周波数fcを緩やかに変化させても、トルク指令値τ*の変化が小さいため、実トルクτmはすでにトルク指令値τ*に追従しており、応答劣化の影響は小さくなる。この場合はトルク変動をより抑制するため、キャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcを遅く設定することができる。すなわち、変動抑制優先モードに設定する必要がある。なお、この場合は、ωfc＜ωACRであってもよい。
　また、キャリア周波数fcを切替える際、設定しているキャリア周波数fcがＬＣ共振帯と重なっている場合、もしくはインバータ温度Tmpが所定の値以上となり、発熱を抑える必要がある場合においては、トルク変動発生を容認してでもキャリア周波数fcを速やかに切替える必要がある。この場合、キャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcはキャリア周波数fcがステップ状に、換言すれば急激に切り替えられるように設定する。
　図５は、キャリア周波数切替演算部１１０の動作を示すフローチャートである。なお、このフローチャートで示したプログラムを、ＣＰＵ、メモリなどを備えたコンピュータにより実行することができる。全部の処理、または一部の処理をハードロジック回路により実現してもよい。更に、このプログラムは、予めモータ制御装置１２０の記憶媒体に格納して提供することができる。あるいは、独立した記憶媒体にプログラムを格納して提供したり、ネットワーク回線によりプログラムをモータ制御装置１２０の記憶媒体に記録して格納することもできる。データ信号（搬送波）などの種々の形態のコンピュータ読み込み可能なコンピュータプログラム製品として供給してもよい。
　以下、図５を参照して、キャリア周波数切替演算部１１０によるキャリア周波数fcの周波数変化率Δfcの設定について説明する。
　図５のステップＳ５１において、切替モード選択部１１１は、モータ１０の運転情報Modeのパラメータの一つであるインバータ２０の温度Tmpが所定値以上、すなわち過熱状態であるかを判定する。インバータ２０の温度Tmpが所定値以上であると判定された場合は、切替モード選択部１１１は、緊急モードを選択し、ステップＳ５２へ進む。
　ステップＳ５２では、切替速度設定部１１２はキャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcをキャリア周波数fcがステップ状に変化するように設定して出力する。これを受けて、キャリア周波数設定部１００は、モータ１０の運転情報Modeおよびキャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcに基づいてキャリア周波数fcをステップ変化、すなわち周波数切替速度Δfcを最速値にして出力する。ステップＳ５１～ステップＳ５２をまとめると、インバータ２０の温度が所定値以上である場合は、キャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcを最速値にする。
　ステップＳ５１で、インバータ２０の温度Tmpが所定値未満であると判定された場合はステップＳ５３へ進む。ステップＳ５３では、キャリア周波数fcがＬＣ共振などの禁止帯に設定されているかを判定する。キャリア周波数fcがＬＣ共振などの禁止帯に該当すれば、切替モード選択部１１１は、緊急モードを選択し、ステップＳ５２へ進む。ステップＳ５３、ステップＳ５２をまとめると、キャリア周波数fcがＬＣ共振帯であるかを判定し、キャリア周波数fcがＬＣ共振帯である場合は、キャリア周波数fcの周波数切替速度を最速値にする。
　ステップＳ５３で、キャリア周波数fcがＬＣ共振などの禁止帯に設定されていないと判定された場合はステップＳ５４へ進む。ステップＳ５４では、モータ１０の運転情報Modeのパラメータの一つであるトルク指令値変化率Δτ*が所定値以上であるかを判定する。
トルク指令値変化率Δτ*が所定値以上である場合は、切替モード選択部１１１で応答優先モードを選択し、ステップＳ５５へ進む。
　ステップＳ５５では、切替速度設定部１１２は、モータ１０の運転情報Modeの回転数Ｎなどの情報から電流制御部７０の応答周波数ωACRを取得し、周波数切替速度Δfcの応答周波数ωfcがωfc≧ωACRの関係を満たすように、キャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcを速く設定する。ステップＳ５４～ステップＳ５５をまとめると、モータ１０へのトルク指令値の変化率Δτ*が所定値以上の場合は、モータ１０の回転数Ｎに基づいて、キャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcの応答周波数ωfcが電流制御部７０の応答周波数ωACRよりも早くなるように、キャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcを設定する。
　ステップＳ５４で、トルク指令値変化率Δτ*が所定値未満であるかを判定された場合は、切替モード選択部１１１で変動抑制優先モードを選択し、ステップＳ５６へ進む。
　ステップＳ５６では、切替速度設定部１１２は、モータ１０の運転情報Modeのトルク指令値τ*や回転数Ｎなどの情報から、現在の運転で発生するトルク変動を抑制できるようにキャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcを速くしない設定にする。なお、この変動抑制優先モードでは、ωfc＜ωACRの関係になってもよい。ステップＳ５４、ステップＳ５６をまとめると、モータ１０へのトルク指令値の変化率Δτ*が所定値未満の場合、モータ１０へのトルク指令値τ*とモータ１０の回転数Ｎとに基づいて、電流制御部７０の応答周波数ωACRに関わらず、キャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcを設定する。
　なお、キャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcは予めルックアップテーブルなどに記憶し、これに基づいて設定しても良い。さらに、キャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcは、採用するモータ１０に合わせてトルク指令値τ*や回転数Ｎとトルク変動の関係を数式化し、これに基づいて設定しても良い。
　図６は、トルク変動を説明する図である。図６（ａ）は、周波数切替速度Δfcを設定しない従来の場合を、図６（ｂ）は周波数切替速度Δfcを設定した本実施形態の場合を示し、各図において、上図は回転数Ｎの時間変化を、中図はキャリア周波数fcの時間変化を、下図は実トルクτｍの時間変化を示す。
　図６（ａ）に示すように、周波数切替速度Δfcを設定しない場合は、キャリア周波数fcの切替時に、Ａ部およびＢ部に示すトルク変動が発生している。これに対し、図６（ｂ）に示す周波数切替速度Δfcを設定した本実施形態の場合は、キャリア周波数fcの切替時に、Ａ’部およびＢ’部に示すように、トルク変動の抑制ができている。
　図７、図８は、本実施形態における電流応答を示す図であり、図７は、周波数切替速度ΔfcをωACR≦ωfcに設定した場合を、図８は周波数切替速度ΔfcをωACR＞ωfcに設定した場合を示す。
　図７（ａ）は、トルク指令値τ*に対する実トルクτmの変化を、図７（ｂ）は、d軸電流指令値Id*に対するd軸電流Idの電流応答を、図７（ｃ）は、q軸電流指令値Iq*に対するq軸電流Iqの電流応答を、図７（ｄ）は、回転数Ｎの時間変化を、図７（ｅ）は、キャリア周波数fcの時間変化を示す。
　本実施形態による周波数切替速度ΔfcをωACR≦ωfcに設定した場合、すなわち応答優先モードにした場合を説明する。図７（ｅ）に示すように、キャリア周波数fcを変更すると、図７（ａ）に示すように、実トルクτmの切替ショックは生じない。また、図７（ｃ）に示すように、q軸電流Iqの電流応答Ｔｄは、電流応答周波数ωACRの要求値650rad/sを満たす値680rad/sとなる。すなわち、周波数切替速度ΔfcをωACR≦ωfcに設定した場合は電流応答周波数ωACRの要求値を満たしつつ、トルク変動を抑制できていることが確認できる。
　次に、本実施形態による周波数切替速度ΔfcをωACR＞ωfcに設定した場合、すなわち変動抑制優先モードにした場合を説明する。図８（ａ）は、トルク指令値τ*に対する実トルクτmの変化を、図８（ｂ）は、d軸電流指令値Id*に対するd軸電流Idの電流応答を、図８（ｃ）は、q軸電流指令値Iq*に対するq軸電流Iqの電流応答を、図８（ｄ）は、回転数Ｎの時間変化を、図８（ｅ）は、キャリア周波数fcの時間変化を示す。
　図８（ｅ）に示すように、変動抑制優先モードではキャリア周波数fcは緩やかに変更される。この結果、図８（ａ）に示すように、実トルクτmの切替ショックは生じない。なお、図８（ｃ）に示すように、q軸電流Iqの電流応答Ｔｄは、電流応答周波数ωACRの要求値650rad/sよりも低い値の568rad/sとなっているが、図８（ａ）に示すように、実トルクτmはすでにトルク指令値τ*に追従している。そのため、前述のように応答劣化の影響は小さく、モータ１０の制御において特に問題は生じない。
　なお、キャリア周波数fcを切替える場合に、キャリア周波数fcの切替え時のチャタリング（キャリア周波数fcの切替え前の周波数と切替後の周波数の間での変動）を防止するため、キャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcにヒステリシス特性を持たせても良い。また、キャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcの設定に必要なモータ１０の運転情報Modeはキャリア周波数fc、回転数Ｎ、トルク指令値τ*、トルク指令値変化率Δτ*、インバータ温度Tmpを用いたが、本実施形態と同様の効果が得られるのであれば、例えばd軸電流Id、q軸電流Iqなど他のパラメータを使っても良い。
［第２の実施形態]
　第２の実施形態は、第１の実施形態で説明したモータ制御装置１２０を電動パワーステアリング装置２００に適用した例である。
　図９は、本実施形態による電動パワーステアリング装置２００の構成図である。図９に示すように、電動パワーステアリング装置２００は、モータ制御装置１２０を搭載し、モータ１０を駆動源とする。モータ１０へのトルク指令値τ*は、ハンドル２１０の操舵アシスト量として操作量指令器２０３にて作成される。操舵検出器２０１により操舵角や操舵トルクが検出され、車両速度や路面状態などの状態量を加味して操作量指令器２０３によりトルク指令値τ*が算出される。モータ制御装置１２０は入力指令としてトルク指令値τ*を受け、モータ１０の実トルクτｍがトルク指令値τ*に追従するように制御する。
　モータ１０のロータに直結された出力軸から出力されるモータ１０の実トルクτｍはウォーム、ホイールや遊星ギヤなどの減速機構あるいは油圧機構を用いたトルク伝達機構２０２を介し、ラック２０４にトルクを伝達する。このラック２０４に伝達されたトルクにより、運転者のハンドル２１０の操舵力が電動力にて軽減され、車輪２０５、２０６の操舵角が操作される。
　第１の実施形態で説明したモータ制御装置１２０を適用することにより電動パワーステアリング装置２００のトルクを安定して出力することができる。
［第３の実施形態]
　第３の実施形態は、第１の実施形態で説明したモータ制御装置１２０を電動車両３００に適用した例である。
　図１０は、本実施形態による電動車両３００の構成図である。図１０に示すように、電動車両３００は、フロント部には前輪車軸３０５が軸支されており、その両端には前輪３０７、３０８が備えられている。電動車両３００のリア部には後輪車軸３０６が軸支されており、その両端には後輪３０９、３１０が備えられている。前輪車軸３０５には動力分配機構であるデファレンシャルギア３０４が備えられており、エンジン３０２から変速機３０３を介して伝達された回転動力を前輪車軸３０５に伝達する。エンジン３０２とモータ１０は機械的に連結されており、モータ１０の回転動力がエンジン３０２に、エンジン３０２の回転動力がモータ１０にそれぞれ伝達される。
　モータ１０は第１の実施形態で説明したモータ制御装置１２０によって駆動制御され、上位系から入力指令としてトルク指令値τ*を受け、モータ１０の実トルクτｍがトルク指令値τ*に追従するように制御される。すなわち、モータ１０は、モータ制御装置１２０によって制御されて電動機として動作する一方、エンジン３０２の回転駆動力を受けてロータが回転することによって、三相交流電力を発生する発電機としても動作する。
　第１の実施形態で説明したモータ制御装置１２０を適用することにより電動車両３００を全運転領域で安定したトルク出力を得ることができる。
　なお、本実施形態ではハイブリッド自動車を例に説明したが、プラグインハイブリッド自動車、電気自動車などの場合においても同様な効果が得られる。また、モータ１０を1台以上搭載しても良い。
［第４の実施形態]
　第４の実施形態は、第１の実施形態で説明したモータ制御装置１２０を鉄道車両４００に適用した例である。
　図１１は、本実施形態による鉄道車両４００の構成図である。図１１に示すように、鉄道車両４００には台車４０１、４０２が搭載されており、台車４０１、４０２にはモータ１０、車輪４０３、４０４、４０５、４０６が備えられている。モータ１０は第１の実施形態で説明したモータ制御装置１２０により駆動制御され、上位系から入力指令としてトルク指令値τ*を受け、モータ１０の実トルクτｍがトルク指令値τ*に追従するように制御される。
　第１の実施形態で説明したモータ制御装置１２０を適用することにより鉄道車両４００を全運転領域で安定したトルク出力を得ることができる。
　以上説明した実施形態によれば、次の作用効果が得られる。
（１）モータ制御装置１２０は、インバータ２０を駆動させるためのゲート信号Gun、Gup、Gvn、Gvp、Gwn、Gwvをパルス幅変調により生成するＰＷＭ制御部９０と、モータ１０の回転数Ｎに応じてＰＷＭ制御部９０がパルス幅変調に用いるキャリア周波数fcを設定するキャリア周波数設定部１００と、キャリア周波数fcの周波数切替速度Δfcを演算するキャリア周波数切替演算部１１０と、を備え、キャリア周波数切替演算部１１０は、モータ１０へのトルク指令値τ*の変化率Δτ*に基づいて周波数切替速度Δfcの演算方法を切り替える。これにより、モータ制御装置の応答劣化を防いだうえでキャリア周波数fcの切替時のトルク変動を抑制でき、モータを広い運転範囲で安定して駆動することができる。
　本発明は、上記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の特徴を損なわない限り、本発明の技術思想の範囲内で考えられるその他の形態についても、本発明の範囲内に含まれる。また、上述の実施形態を組み合わせた構成としてもよい。
１０…モータ
２０…インバータ
３０…電流センサ
４０…回転位置センサ
５０…位置・速度演算部
６０…電流座標変換部
７０…電流制御部
８０…電圧座標変換部
９０…ＰＷＭ制御部
１００…キャリア周波数設定部
１１０…キャリア周波数切替演算部
１１１…切替モード選択部
１１２…切替速度設定部
１２０…モータ制御装置
２００…電動パワーステアリング装置
２１０…ハンドル
２０１…操舵検出器
２０２…トルク伝達機構
２０３…操作量指令器
２０４…ラック
２０５、２０６…車輪
３００…電動車両
３０２…エンジン
３０３…変速機
３０４…デファレンシャルギア
３０５…前輪車軸
３０６…後輪車軸
３０７、３０８…前輪
３０９、３１０…後輪
４００…鉄道車両
４０１、４０２…台車
４０３、４０４、４０５、４０６…車輪
Id*、Iq*…dq軸電流指令値
Id、Iq…dq軸電流
Iu、Iv、Iw…三相交流電流
Vd*、Vq*…dq軸電圧指令
Vd、Vq…dq軸電圧
Vu*、Vv*、Vw*…三相電圧指令
θd…回転子位置
ωr…回転速度
ωr*…速度指令
τm…実トルク
Δτ*…トルク指令値変化率
τ*…トルク指令値
Gun、Gup、Gvn、Gvp、Gwn、Gwv…ゲート信号
Vu、Vv、Vw…パルス電圧
Mode…運転情報
Mode2…切替モード
fc…キャリア周波数
Δfc…周波数切替速度
ωACR…電流制御部の応答周波数
ωfc…キャリア周波数切替時の応答周波数

Claims (9)

  1. 　インバータを駆動させるための信号をパルス幅変調により生成するＰＷＭ制御部と、
    　モータの回転数に応じて前記パルス幅変調に用いるキャリア周波数を設定するキャリア周波数設定部と、
    　前記キャリア周波数の周波数切替速度を演算するキャリア周波数切替演算部と、を備えるモータ制御装置において、
    　前記キャリア周波数切替演算部は、前記モータへのトルク指令値の変化率に基づいて前記周波数切替速度の演算方法を切り替えるモータ制御装置。
  2. 　請求項１に記載のモータ制御装置において、
    　電流指令値に基づいて電圧指令を演算する電流制御部をさらに備え、
    　前記ＰＷＭ制御部は、前記電圧指令に基づいて前記パルス幅変調を行い、
    　前記キャリア周波数切替演算部は、前記モータへのトルク指令値の変化率が所定値以上の場合は、前記モータの回転数に基づいて、前記周波数切替速度の応答周波数が前記電流制御部の応答周波数よりも早くなるように、前記周波数切替速度を設定するモータ制御装置。
  3. 　請求項１に記載のモータ制御装置において、
    　前記キャリア周波数切替演算部は、前記モータへのトルク指令値の変化率が所定値未満の場合は、前記トルク指令値および前記モータの回転数に基づいて前記周波数切替速度を設定するモータ制御装置。
  4. 　請求項３に記載のモータ制御装置において、
    　電流指令値に基づいて電圧指令を演算する電流制御部をさらに備え、
    　前記ＰＷＭ制御部は、前記電圧指令に基づいて前記パルス幅変調を行い、
    　前記キャリア周波数切替演算部は、前記電流制御部の応答周波数に関わらず前記周波数切替速度を設定するモータ制御装置。
  5. 　請求項１に記載のモータ制御装置において、
    　前記キャリア周波数切替演算部は、前記インバータの温度が所定値以上である場合は、前記周波数切替速度を最速値にするモータ制御装置。
  6. 　請求項１に記載のモータ制御装置において、
    　前記キャリア周波数切替演算部は、前記キャリア周波数がＬＣ共振帯であるかを判定し、前記キャリア周波数が前記ＬＣ共振帯である場合は、前記周波数切替速度を最速値にするモータ制御装置。
  7. 　請求項１から請求項６までのいずれか一項に記載のモータ制御装置において、
    　前記モータで電動パワーステアリングの操作力をアシストし、前記モータを前記トルク指令値に基づいて駆動するモータ制御装置。
  8. 　請求項１から請求項６までのいずれか一項に記載のモータ制御装置において、
    　前記モータを電動車両の駆動源とし、前記モータを前記トルク指令値に基づいて駆動するモータ制御装置。
  9. 　請求項１から請求項６までのいずれか一項に記載のモータ制御装置において、
    　前記モータを鉄道車両の駆動源とし、前記モータを前記トルク指令値に基づいて駆動するモータ制御装置。
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