WO2017064946A1 - モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置 - Google Patents

モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置 Download PDF

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WO2017064946A1
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Inventor
小林　秀行
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日本精工株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/05—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D5/00—Power-assisted or power-driven steering
    • B62D5/04—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear
    • B62D5/0457—Power-assisted or power-driven steering electrical, e.g. using an electric servo-motor connected to, or forming part of, the steering gear characterised by control features of the drive means as such
    • B62D5/046—Controlling the motor
    • B62D5/0463—Controlling the motor calculating assisting torque from the motor based on driver input
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B62—LAND VEHICLES FOR TRAVELLING OTHERWISE THAN ON RAILS
    • B62D—MOTOR VEHICLES; TRAILERS
    • B62D6/00—Arrangements for automatically controlling steering depending on driving conditions sensed and responded to, e.g. control circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/10—Arrangements for controlling torque ripple, e.g. providing reduced torque ripple

Definitions

  • the present invention relates to a motor control device that performs vector control of driving of a brushless motor in a dq axis rotation coordinate system and an electric power steering device equipped with the motor control device, and in particular, Taylor expansion of harmonic components included in the back electromotive voltage of the dq axis control system
  • the present invention relates to a motor control device that suppresses torque fluctuation by accurately correcting the gain and phase of a harmonic component with respect to a q-axis current command value extracted by (Macrolin expansion), and an electric power steering device equipped with the motor control device.
  • the electric power steering device includes a motor control device, calculates a current command value based on at least a steering torque, and drives a brushless motor via an inverter based on the current command value, thereby assisting the steering system of the vehicle. .
  • An electric power steering device which is equipped with a motor control device and applies a steering assist force (assist force) to the steering mechanism of the vehicle by the rotational force of the motor, transmits the driving force of the motor to a gear or belt via a reduction gear. With this transmission mechanism, a steering assist force is applied to the steering shaft or the rack shaft.
  • EPS electric power steering device
  • Such a conventional electric power steering apparatus performs feedback control of the motor current in order to accurately generate the torque of the steering assist force.
  • the motor applied voltage is adjusted so that the difference between the steering assist command value (current command value) and the motor current detection value is small.
  • the adjustment of the motor applied voltage is performed by duty control of PWM control. It is done by adjusting.
  • the general configuration of the electric power steering apparatus will be described with reference to FIG. 6b is further connected to the steering wheels 8L and 8R via hub units 7a and 7b.
  • the column shaft 2 is provided with a torque sensor 10 that detects the steering torque of the handle 1, and a motor 20 that assists the steering force of the handle 1 is connected to the column shaft 2 via the reduction gear 3.
  • a control unit (ECU) 30 that controls the electric power steering apparatus is supplied with electric power from a battery 13 as a power source, and also receives an ignition key signal through the ignition key 11.
  • the control unit 30 calculates the current command value of the assist (steering assist) command based on the steering torque Th detected by the torque sensor 10 and the vehicle speed Vel detected by the vehicle speed sensor 12, and the calculated current command value
  • the current supplied to the motor 20 is controlled by the voltage control command value Vref for which compensation has been applied.
  • the steering angle sensor 14 is not essential and may not be provided, and can be obtained from a rotation sensor such as a resolver connected to the motor 20.
  • the control unit 30 is connected to a CAN (Controller Area Network) 40 that transmits and receives various types of vehicle information, and the vehicle speed Vel can also be received from the CAN 40.
  • the control unit 30 can be connected to a non-CAN 41 that exchanges communications, analog / digital signals, radio waves, and the like other than the CAN 40.
  • control unit 30 is mainly composed of a CPU (including an MPU, MCU, etc.). General functions executed by a program inside the CPU are shown in FIG. The configuration is as shown.
  • the function and operation of the control unit 30 will be described with reference to FIG. 2.
  • the steering torque Th from the torque sensor 10 and the vehicle speed Vel from the vehicle speed sensor 12 are input to the torque control unit 31, and the current command value calculation unit 31 performs steering.
  • a current command value Iref1 is calculated using an assist map or the like.
  • the calculated current command value Iref1 is added by the adding unit 32A and the compensation signal CM from the compensating unit 34 for improving the characteristics, and the added current command value Iref2 is limited to the maximum value by the current limiting unit 33.
  • the current command value Irefm whose maximum value is limited is input to the subtraction unit 32B and subtracted from the motor current detection value Im.
  • the duty is calculated by inputting to the unit 36, and the motor 20 is PWM-driven via the inverter 37 with the PWM signal from which the duty is calculated.
  • the motor current value Im of the motor 20 is detected by the motor current detector 38, and is input to the subtraction unit 32B and fed back. Further, a rotation sensor 21 such as a resolver is connected to the motor 20, and the motor angle ⁇ m is detected and inputted.
  • the compensation unit 34 adds the detected or estimated self-aligning torque (SAT) to the inertia compensation value 342 by the addition unit 344, and further adds the convergence control value 341 to the addition result by the addition unit 345, and the addition The result is input to the adder 32A as a compensation signal CM to improve the characteristics.
  • SAT detected or estimated self-aligning torque
  • the q-axis for controlling the torque which is the coordinate axis of the rotor of the three-phase brushless motor, and the d-axis for controlling the strength of the magnetic field are set independently, and each axis has a 90 ° relationship.
  • a vector control system is known in which currents corresponding to the respective axes (d-axis current command value and q-axis current command value) are controlled by the vector.
  • FIG. 3 shows an example of a vector control method, in which an angular velocity calculation unit 56 that calculates a motor angular velocity ⁇ m from a motor angle (rotation angle) ⁇ is provided.
  • the calculated motor angular velocity ⁇ m is a current command value calculation unit 50.
  • the advance angle calculation unit 57 The current command value calculation unit 50 calculates the d-axis current command values I dref and q of the 2-axis dq-axis coordinate system based on the motor angular velocity ⁇ m, the corrected motor angle ⁇ e , the steering torque (torque command value) Th, and the vehicle speed Vel.
  • the shaft current command value I qref is calculated, and the d-axis current command value I dref and the q-axis current command value I qref are input to the two-phase / three-phase conversion unit 51, and the two-phase / three-phase conversion unit 51 corrects the advance angle. It is motor angle ⁇ current command values of three phases on the basis of e I Uref, and outputs the I vref and I wref.
  • the current command value calculation unit 50 calculates the current command value I ref based on the steering torque Th and the vehicle speed Vel, and based on the calculated current command value I ref and the motor angular velocity ⁇ m, the d-axis current command value I dref and The q-axis current command value I qref is calculated.
  • d-axis current command value I dref is inputted to the advance angle calculation unit 57, the calculated advance angle theta 0 is input to the adder 58, a motor angle corrected by adding the advance angle theta 0 in motor angle ⁇ m ⁇ e is calculated, and the motor angle ⁇ e is input to the two-phase / three-phase converter 51.
  • the three-phase current command values I Uref , I Vref and I Wref output from the two-phase / three-phase conversion unit 51 are respectively input to the subtraction unit 52 (subtraction units 52u, 52v, 52w).
  • Deviations ⁇ Iu, ⁇ Iv, ⁇ Iw from the phase currents Imu, Imv, and Imw detected by the detection unit 55A are calculated.
  • the deviations ⁇ Iu, ⁇ Iv, ⁇ Iw are input to the PI control unit 53, and the motor 20 is driven and controlled via the PWM control unit 54 and the inverter 55.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Application Laid-Open No. 2008-2111908: Patent Document 1.
  • each phase current that provides a desired torque is obtained based on a measured value of counter electromotive voltage between motor terminals, and a dq-axis current command value is obtained by performing three-phase / two-phase conversion. It is disclosed.
  • the apparatus of patent document 1 is disclosing compensating the torque ripple by the distortion component contained in the back electromotive force measured value.
  • Patent Document 2 discloses a feed forward so as to cancel torque ripples generated by harmonic components of the induced voltage of the motor based on the current command value and the rotation angle and angular velocity. It is disclosed that a correction value for performing is calculated, and the voltage command value is corrected using the calculated correction value.
  • Patent Document 2 discloses that compensation caused by the fifth harmonic and the seventh harmonic of the induced voltage is added to the dq-axis current command value, but the fifth harmonic and the seventh order of the induced voltage are disclosed. The relationship between the harmonic and the compensation value added to the dq axis current command value is not shown at all.
  • the present invention has been made under the circumstances described above, and an object of the present invention is to extract harmonic components contained in the back electromotive voltage of the dq axis control system by Taylor expansion (Maclaurin expansion), An object of the present invention is to provide a motor control device that suppresses torque fluctuations by accurately correcting the gain and phase, and an electric power steering device equipped with the motor control device.
  • the present invention relates to a motor control device that drives a brushless motor having three or more phases by vector control of a dq axis rotation coordinate system
  • the object of the present invention is to provide a torque command value ⁇ c for the brushless motor, a current command value calculation unit for calculating a d-axis current command value i d and the q-axis current command value i q based on the rotation angle theta e and the motor angular velocity omega, the current command value calculating section, dq of the brushless motor
  • This is achieved by extracting the harmonic component contained in the shaft back electromotive voltage by Taylor expansion and correcting the gain and phase of the harmonic component with gain increase and phase advance so as to compensate the attenuation by the current control band.
  • the harmonic component contained in the back electromotive voltage of the dq axis control system is extracted by Taylor expansion (Macrolin expansion near 0), and the gain and phase of the harmonic component are corrected. Therefore, highly accurate correction can be easily performed, and torque fluctuation of the motor output can be suppressed.
  • an electric power steering device having a high-performance ECU By mounting the motor control device on an electric power steering device, an electric power steering device having a high-performance ECU can be provided.
  • the motor control device of the present invention can be applied to a brushless motor of three or more phases, extracts harmonic components contained in the back electromotive voltage of the dq axis control system by Taylor expansion (Macrolin expansion near 0), and q-axis current command value On the other hand, the gain and phase of the harmonic component are corrected by gain increase and phase advance.
  • a calculation unit is provided, and the current command value calculation unit extracts harmonic components (especially the fifth and seventh orders) contained in the dq-axis back electromotive force voltage of the brushless motor by Taylor expansion (Macrolin expansion near 0), and current control
  • the gain and phase of the harmonic component are corrected by gain increase and phase advance so as to compensate for attenuation due to the band.
  • an electric power steering device having a high-performance ECU By mounting the motor control device on an electric power steering device, an electric power steering device having a high-performance ECU can be provided.
  • a method for controlling a brushless motor in the present invention performs the calculation of the q-axis current command value i q that can reduce torque fluctuations due to the influence of harmonic components included in the motor reverse voltage, q-axis current command value i q
  • the calculation formula is expressed by the following formula (for example, see Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-201487 by the present applicant).
  • the gain and phase of the harmonic components included in the Expression 1 of omega / e q and e d / e q By accurately corrected, it can be ensured the ability to inhibit torque fluctuation in the high-speed rotation is there.
  • the harmonic component to be corrected is obtained using Taylor expansion (Macrolin expansion near 0).
  • a method of generating a motor current that suppresses torque fluctuation due to a motor back electromotive voltage harmonic component is expressed by the following formula 5, as disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-201487.
  • Equation 6 Equation 6
  • the frequency characteristic of current control is generally a low-pass filter (LPF) characteristic as shown in FIG.
  • LPF low-pass filter
  • the present invention extracts an alternating current component from Equation 6. Looking at the number 6, it is impossible to extract a function part of the motor angle theta e in the form of multiplication and addition. Therefore, it is necessary to separate the portion which is not the function of the function part and the motor angle theta e of the motor angle theta e, first consider the first term of Equation 6 using the Taylor expansion.
  • Equation 6 With reference to a lookup table or the like the number 10 as a function of motor angle theta e, can be determined in advance. Next, the second term of Equation 6 will be examined.
  • the function g ( ⁇ ) has no term independent of the motor angle ⁇ , and the function g ( ⁇ ) can be obtained in advance by referring to a lookup table or the like.
  • the gain increase amount and the phase advance amount are set so as to cancel the attenuation caused by the current control band.
  • the present invention relates to a motor control device that performs vector control in a dq axis rotation coordinate system, and particularly relates to correction of a q axis current command value i q in a current command value calculation unit.
  • the present invention can be applied to vector control of a feedback dq axis rotation coordinate system or vector control of a two phase feedback dq axis rotation coordinate system as shown in FIG.
  • a current command value calculation unit 100 that calculates and corrects the d-axis current command value id and the q-axis current command value iq is provided.
  • the command value ⁇ c , the vehicle speed Vel, the motor angle (rotation angle) ⁇ e from the rotation sensor 201 connected to the motor 200, and the motor angular velocity ⁇ calculated by the angular velocity calculation unit 202 are input.
  • D-axis current command value i d and the q-axis current command value i q calculated by the current command value calculating section 100 is input to the 2-phase / 3-phase conversion unit 210, three-phase current in synchronization with the motor angle theta e
  • the command values are converted into Iuref, Ivref, and Iwref.
  • Three-phase current command values Iuref, Ivref, Iwref are input to a subtractor 203 (203u, 203v, 203w), and deviations ⁇ Iu, ⁇ Iv, ⁇ Iw from motor currents Imu, Imv, Imw detected by the current detection circuit 232A are obtained. Calculated.
  • the calculated deviations ⁇ Iu, ⁇ Iv, ⁇ Iw are input to the PI control unit 230, and the current-controlled three-phase voltage control command values Vuref, Vvref, Vwref are input to the PWM control unit 231 and calculated by the PWM control unit 231.
  • the motor 200 is driven via the inverter 232 based on each phase duty.
  • the current detection circuit 232 ⁇ / b> A is provided in the inverter 232, but it can also be detected by a supply line to the motor 200.
  • the current detected by the detection circuit 232A three phase motor current Imu, Imv, 3-phase / 2-phase conversion unit for converting into two phases in synchronism with the motor angle theta e the Imw 220 Is provided.
  • D-axis current command value computed is corrected by the current command value calculating section 100 i d and the q-axis current command value i q is input to the subtraction unit 203 (203d, 203q), 3-phase / 2-phase conversion by the subtraction unit 203 Deviations ⁇ i d and ⁇ i q from the two-phase currents Imd and Imq from the unit 220 are calculated.
  • the deviations ⁇ i d and ⁇ i q are input to the PI control unit 230, and the PI-controlled voltages V dref and V qref are input to the two-phase / three-phase conversion unit 210 and three-phase converted voltage control command values Iuref, Ivref, and Iwref are input to the PWM control unit 231, and thereafter, the same operation as in the case of FIG. 5 is executed.
  • the control system in FIG. 5 is a three-phase feedback system in which three-phase motor currents Imu, Imv, and Imw are fed back.
  • the control system in FIG. 6 is a three-phase motor current Imu, Imv, and Imw in two-phase current Imd. , Imq, and a two-phase feedback formula fed back.
  • the current command value calculation unit 100 is configured as shown in FIG. That is, the DC component part ( ⁇ / e q ) 103 corresponding to Equation 9; the AC component portion ( ⁇ / e q ) 110 corresponding to Equation 10; and only the AC component corresponding to Equation 11 (ed d ⁇ / e q ).
  • the portion 111 is provided in the current command value calculation unit 100.
  • the torque command value ⁇ c is input to the gain unit 101, and the torque command value ⁇ c1 from the gain unit 101 is input to the multiplication unit 115 constituting the first calculation unit, and is input to the id setting unit 102 and d
  • the shaft current command value id is output.
  • the d-axis current command value id is input to the multiplication unit 116 constituting the second calculation unit.
  • the motor angle ⁇ e is multiplied by 6 by the gain unit 104 and input to the adding unit 105.
  • the motor angular velocity ⁇ is input to the advance angle correction unit 120 and the gain correction unit 130, the advance angle ⁇ 0 from the advance angle correction unit 120 is added by the addition unit 105, and the added motor angle ⁇ 1 is the AC component unit 110 and 111 is input.
  • the AC component extracted by the AC component unit 110 is input to the multiplication unit 113 constituting the first calculation unit, and the AC component extracted by the extraction unit 130 is input to the multiplication unit 112 constituting the second calculation unit.
  • the correction gain G from the gain correction unit 130 is input to the multiplication unit 113 of the first calculation unit and is also input to the multiplication unit 112 of the second calculation unit.
  • the DC component ( ⁇ / e q ) of the DC component unit 103 is input to the addition unit 114 of the first calculation unit, and the multiplication result of the multiplication unit 113 is also input to the addition unit 114.
  • Addition result of the adder 114 is input to the multiplier 115, the current value i 1 a multiplication result between the torque command tau c1 is input summing the subtraction unit 117.
  • the multiplication result of the multiplier 112 is input to the multiplier 116, the current value i 2 is the result of multiplying the d-axis current command value i d is subtracted input to the subtracting unit 117.
  • the advance angle calculation unit 120 has an advance angle characteristic A or B that gradually increases in a non-linear manner with respect to the motor angular velocity ⁇ .
  • the increase characteristic and the increase rate depend on the current control band. It can be set freely within a range that cancels the attenuation.
  • the gain correction unit 130 has a gain characteristic A that increases linearly with respect to the motor angular velocity ⁇ or a gain characteristic B that gradually increases like a non-linear B. The characteristics and the increase rate can be freely set within a range that cancels the attenuation caused by the current control band.
  • a torque command value ⁇ c , a motor angle ⁇ e , and a motor angular velocity ⁇ are input (step S 1), and the torque command value ⁇ obtained by multiplying the torque command value ⁇ c by a gain unit 101 (2/3 ⁇ 1 / K 1 ).
  • c1 is input to the multiplication unit 115 and input to the id setting unit 102 (step S2).
  • i d setting unit 102 and outputs by setting the q-axis current command value i q, and inputs a q-axis current command value i q to the multiplier 116 (step S3).
  • Motor angle theta e is input by the gain unit 104 to gain multiple (6 times) has been the addition unit 105, the motor angular velocity ⁇ is computed the advance angle theta 0 in advance angle correction unit 120, the advance angle theta 0 is adding unit 105 Is advanced and advanced (step S4).
  • the motor angular velocity ⁇ is gain-corrected by the gain correction unit 130, and the correction gain G is input to the multiplication units 113 and 112 (step S5).
  • the motor angle ⁇ 1 subjected to the advance processing as the addition result of the adding unit 105 is extracted by the AC component units 110 and 111, the DC component is extracted by the DC component unit 103 (step S10), and the extracted AC component is The multiplication unit multiplies the correction gain G, the multiplication result is added to the DC component extracted by the addition unit 114, and the addition result is multiplied by the torque command value by the multiplication unit 115 (step S20).
  • the value i 1 is input to the subtraction unit 117.
  • the value i 2 is input to the subtraction unit 117.
  • FIG. 11 shows a simulation result of the present invention.
  • FIG. 11A shows a conventional example without compensation of the gain and phase of the harmonic component
  • FIG. 11B shows compensation of the gain and phase of the harmonic component. This is a characteristic of the present invention. As is clear from this, the fluctuation of the motor output torque is remarkably suppressed by the compensation according to the present invention.
  • a three-phase motor is described as an example, but the present invention can be applied to a multiphase motor capable of vector control.

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Abstract

【課題】ｄｑ軸制御系の逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開（マクローリン展開）で抽出し、高調波成分のゲイン及び位相を精度良く補正することでトルク変動を抑制するモータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置を提供する。 【解決手段】３以上の相を有するブラシレスモータをｄｑ軸回転座標系のベクトル制御で駆動するモータ制御装置において、ブラシレスモータに対するトルク指令値τｃ、ブラシレスモータの回転角度θｅ及びモータ角速度ωに基づいてｄ軸電流指令値ｉｄ及びｑ軸電流指令値ｉｑを演算する電流指令値演算部を備え、電流指令値演算部は、ブラシレスモータのｄｑ軸逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開により抽出し、電流制御帯域による減衰を補償するように高調波成分のゲイン及び位相をそれぞれゲイン増及び位相進みで補正する。

Description

モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置
　本発明は、ブラシレスモータの駆動をｄｑ軸回転座標系でベクトル制御するモータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置に関し、特にｄｑ軸制御系の逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開（マクローリン展開）で抽出し、ｑ軸電流指令値に対して、高調波成分のゲイン及び位相を精度良く補正することでトルク変動を抑制するモータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置に関する。
　電動パワーステアリング装置はモータ制御装置を搭載し、少なくとも操舵トルクに基づき電流指令値を演算し、電流指令値に基づいてインバータを介してブラシレスモータを駆動することにより、車両の操舵系をアシスト制御する。
　モータ制御装置を搭載し、車両のステアリング機構にモータの回転力で操舵補助力（アシスト力）を付与する電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）は、モータの駆動力を減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に操舵補助力を付与するようになっている。かかる従来の電動パワーステアリング装置は、操舵補助力のトルクを正確に発生させるため、モータ電流のフィードバック制御を行っている。フィードバック制御は、操舵補助指令値（電流指令値）とモータ電流検出値との差が小さくなるようにモータ印加電圧を調整するものであり、モータ印加電圧の調整は、一般的にＰＷＭ制御のDutyの調整で行っている。
　電動パワーステアリング装置の一般的な構成を図１に示して説明すると、ハンドル１のコラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント４ａ及び４ｂ、ピニオンラック機構５、タイロッド６ａ，６ｂを経て、更にハブユニット７ａ，７ｂを介して操向車輪８Ｌ，８Ｒに連結されている。また、コラム軸２には、ハンドル１の操舵トルクを検出するトルクセンサ１０が設けられており、ハンドル１の操舵力を補助するモータ２０が減速ギア３を介してコラム軸２に連結されている。電動パワーステアリング装置を制御するコントロールユニット（ＥＣＵ）３０には、電源としてのバッテリ１３から電力が供給されると共に、イグニションキー１１を経てイグニションキー信号が入力される。コントロールユニット３０は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｈと車速センサ１２で検出された車速Ｖｅｌとに基づいてアシスト（操舵補助）指令の電流指令値の演算を行い、演算された電流指令値に補償等を施した電圧制御指令値Ｖｒｅｆによってモータ２０に供給する電流を制御する。舵角センサ１４は必須のものではなく、配設されていなくても良く、モータ２０に連結されたレゾルバ等の回転センサから得ることもできる。
　コントロールユニット３０には、車両の各種情報を授受するＣＡＮ（Controller　Area　Network）４０が接続されており、車速ＶｅｌはＣＡＮ４０から受信することも可能である。また、コントロールユニット３０には、ＣＡＮ４０以外の通信、アナログ／ディジタル信号、電波等を授受する非ＣＡＮ４１も接続可能である。
　このような電動パワーステアリング装置において、コントロールユニット３０は主としてＣＰＵ（ＭＰＵやＭＣＵ等を含む）で構成されるが、そのＣＰＵ内部においてプログラムで実行される一般的な機能を示すと、例えば図２に示されるような構成となっている。
　図２を参照してコントロールユニット３０の機能及び動作を説明すると、トルクセンサ１０からの操舵トルクＴｈ及び車速センサ１２からの車速Ｖｅｌはトルク制御部３１に入力され、電流指令値演算部３１は操舵トルクＴｈ及び車速Ｖｅｌに基づいてアシストマップ等を用いて電流指令値Ｉｒｅｆ１を演算する。演算された電流指令値Ｉｒｅｆ１は加算部３２Ａで、特性を改善するための補償部３４からの補償信号ＣＭと加算され、加算された電流指令値Ｉｒｅｆ２が電流制限部３３で最大値を制限され、最大値を制限された電流指令値Ｉｒｅｆｍが減算部３２Ｂに入力され、モータ電流検出値Ｉｍと減算される。
　減算部３２Ｂでの減算結果Ｉ（＝Ｉｒｅｆｍ－Ｉｍ）はＰＩ制御部３５でＰＩ（比例積分）等の電流制御をされ、電流制御された電圧制御値Ｖｒｅｆが変調信号（キャリア）ＣＦと共にＰＷＭ制御部３６に入力されてDutyを演算され、Dutyを演算されたＰＷＭ信号でインバータ３７を介してモータ２０をＰＷＭ駆動する。モータ２０のモータ電流値Ｉｍはモータ電流検出器３８で検出され、減算部３２Ｂに入力されてフィードバックされる。また、モータ２０にはレゾルバ等の回転センサ２１が連結されており、モータ角度θｍが検出されて入力されている。
　補償部３４は、検出若しくは推定されたセルフアライニングトルク（ＳＡＴ）を加算部３４４で慣性補償値３４２と加算し、その加算結果に更に加算部３４５で収れん性制御値３４１を加算し、その加算結果を補償信号ＣＭとして加算部３２Ａに入力し、特性改善する。
　このようなモータ制御装置において、３相ブラシレスモータのロータの座標軸であるトルクを制御するｑ軸と、磁界の強さを制御するｄ軸とを独立に設定し、各軸が９０°の関係にあることから、そのベクトルで各軸に相当する電流（ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値）を制御するベクトル制御方式が知られている。
　図３はベクトル制御方式の一例を示しており、モータ角度（回転角度）θからモータ角速度ωｍを演算する角速度演算部５６が設けられており、演算されたモータ角速度ωｍは電流指令値演算部５０及び進角度演算部５７に入力される。電流指令値演算部５０は、モータ角速度ωｍ、補正されたモータ角度θｅ、操舵トルク（トルク指令値）Ｔｈ及び車速Ｖｅｌに基づいて２軸ｄｑ軸座標系のｄ軸電流指令値Ｉｄref及びｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆを演算し、ｄ軸電流指令値Ｉｄref及びｑ軸電流指令値Ｉｑｒｅｆは２相／３相変換部５１に入力され、２相／３相変換部５１は進角補正されたモータ角度θｅに基づいて３相の電流指令値Ｉｕｒｅｆ、Ｉｖｒｅｆ及びＩｗｒｅｆを出力する。即ち、電流指令値演算部５０は、操舵トルクＴｈ及び車速Ｖｅｌに基づいて電流指令値Ｉrefを演算し、演算した電流指令値Ｉref及びモータ角速度ωｍに基づいてｄ軸電流指令値Ｉdref及びｑ軸電流指令値Ｉqrefを演算する。ｄ軸電流指令値Ｉｄｒｅｆは進角度演算部５７に入力され、演算された進角度θ０が加算部５８に入力され、モータ角度θｍに進角度θ０を加算することにより補正されたモータ角度θｅが算出され、モータ角度θｅは２相／３相変換部５１に入力される。
　２相／３相変換部５１から出力される３相の電流指令値ＩUref、ＩVref及びＩWrefはそれぞれ減算部５２（減算部５２ｕ，５２ｖ，５２ｗ）に入力され、減算部５２でモータ電流検出部５５Ａで検出された各相電流Ｉｍｕ、Ｉｍｖ及びＩｍｗとの偏差ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗが算出される。偏差ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗはＰＩ制御部５３に入力され、更にＰＷＭ制御部５４及びインバータ５５を介してモータ２０が駆動制御される。
　図３のベクトル制御方式では３相電流をフィードバックしているが、３相／２相変換（Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流→ｐｑ軸電流）したモータ検出電流をフィードバックする２相フィードバック式のモータ制御装置も知られている（例えば特開２００８－２１１９０８号公報：特許文献１）。特許文献１の装置では、モータ端子間の逆起電圧実測値を基に所望のトルクとなるような各相電流を求め、３相／２相変換を行ってｄｑ軸電流指令値を求める手法が開示されている。そして、特許文献１の装置は、逆起電圧実測値に含まれる歪み成分によるトルクリップルを補償することを開示している。
特開２００８－２１１９０８号公報 特開２０１１－２２３７２４号公報
　しかしながら、特許文献１の装置では、モータが高速回転する場合、電流フィードバック制御の制御帯域の影響により、逆起電圧実測値の歪み成分の高調波成分の補償が不十分になる可能性がある。
　また、特開２０１１－２２３７２４号公報（特許文献２）には、電流指令値と回転角度及び角速度とに基づいて、モータの誘起電圧の高調波成分により発生するトルクリップルを打ち消すようにフィードフォワードを行うための補正値を算出し、算出された補正値を用いて電圧指令値を補正することが開示されている。
　しかしながら、フィードフォワード制御は、モータ抵抗やモータインダクタンスの誤差の影響を受け易く、トルクリップルの補償を十分に行い得ない可能性がある。また、特許文献２は、誘起電圧の５次高調波及び７次高調波に起因する補償をｄｑ軸電流指令値に加算することを開示しているが、誘起電圧の５次高調波及び７次高調波とｄｑ軸軸電流指令値に加算する補償値との関係を全く示していない。
　本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、ｄｑ軸制御系の逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開（マクローリン展開）で抽出し、高調波成分のゲイン及び位相を精度良く補正することでトルク変動を抑制するモータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置を提供することにある。
　本発明は、３以上の相を有するブラシレスモータをｄｑ軸回転座標系のベクトル制御で駆動するモータ制御装置に関し、本発明の上記目的は、前記ブラシレスモータに対するトルク指令値τｃ、前記ブラシレスモータの回転角度θｅ及びモータ角速度ωに基づいてｄ軸電流指令値ｉｄ及びｑ軸電流指令値ｉｑを演算する電流指令値演算部を備え、前記電流指令値演算部は、前記ブラシレスモータのｄｑ軸逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開により抽出し、電流制御帯域による減衰を補償するように前記高調波成分のゲイン及び位相をそれぞれゲイン増及び位相進みで補正することにより達成される。
　また、本発明の上記目的は、前記ｄ軸逆起電圧をｅｄ、前記ｑ軸逆起電圧をｅｑとしたとき、前記ｑ軸電流指令値ｉｑがｉｑ＝（２／３・τｃ・ω－ｅｄ・ｉｄ）／ｅｑで表わされ、ω／ｅｑ及びｅｄ／ｅｑの高調波成分を抽出するようになっていることにより、或いは前記電流指令値演算部内の演算処理部が、前記回転角度θｅに進角補正部からの進角を加算する第１加算部と、前記第１加算部の加算結果からω／ｅｑの交流成分を抽出する第１抽出部と、前記第１加算部の加算結果からｅｄ／ｅｑの交流成分のみを抽出する第２抽出部と、ω／ｅｑの直流成分を抽出する第３抽出部と、前記第１抽出部及び前記第２抽出部の各出力に補正ゲインを乗算する第１乗算部及び第２乗算部と、前記第１乗算部の乗算結果、前記直流成分及び前記ｄ軸電流指令値ｉｄに基づいてｑ軸第１補正信号を得る第１演算部と、前記第２乗算部の乗算結果及び前記ｄ軸電流指令値ｉｄに基づいてｑ軸第２補正信号を得る第２演算部と、前記ｑ軸第１補正信号から前記ｑ軸第２補正信号を減算して前記ｑ軸電流指令値ｉｑを出力する減算部とで構成されていることにより、或いは前記演算処理部内の進角補正部の進角特性が、前記モータ角速度ωに対して非線形に進むようになっていることにより、或いは前記演算処理部内の前記ゲイン補正部の特性が、前記モータ角速度ωに対して非線形若しくは線形に増加するようになっていることにより、より効果的に達成される。
　本発明の上記目的は、上記各モータ制御装置を搭載した電動パワーステアリング装置により達成される。
　本発明のモータ制御装置によれば、ｄｑ軸制御系の逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開（０近傍ではマクローリン展開）で抽出し、高調波成分のゲイン及び位相を補正しているので、高精度な補正を簡易に行うことができ、モータ出力のトルク変動を抑制することができる。
　上記モータ制御装置を電動パワーステアリング装置に搭載することにより、高性能なＥＣＵを具備した電動パワーステアリング装置を提供することができる。
電動パワーステアリング装置の概要を示す構成図である。 電動パワーステアリング装置の制御系の構成例を示すブロック図である。 ベクトル制御方式の構成例（３相フィードバック式）を示すブロック図である。 電流制御の特性例を示すボード線図である。 本発明に係る３相フィードバック式ベクトル制御系の構成例を示すブロック図である。 本発明に係る２相フィードバック式ベクトル制御系の構成例を示すブロック図である。 本発明に係る電流指令値演算部の構成例を示すブロック図である。 進角補正部の特性例を示す特性図である。 ゲイン補正部の特性例を示す特性図である。 本発明（電流指令値演算部）の動作例を示すフローチャートである。 本発明の効果を示すシミュレーション結果を示すタイムチャートである。
　本発明のモータ制御装置は３相以上のブラシレスモータに適用でき、ｄｑ軸制御系の逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開（０近傍ではマクローリン展開）で抽出し、ｑ軸電流指令値に対して、高調波成分のゲイン及び位相をゲイン増及び位相進みで補正している。即ち、ブラシレスモータに対するトルク指令値τｃ、ブラシレスモータのモータ角度（回転角度）θｅ及びモータ角速度ωに基づいてｄ軸電流指令値ｉｄ及びｑ軸電流指令値ｉｑを演算する電流指令値演算部を設け、電流指令値演算部は、ブラシレスモータのｄｑ軸逆起電圧に含まれる高調波成分（特に５次、７次）をテイラー展開（０近傍ではマクローリン展開）により抽出し、電流制御帯域による減衰を補償するように高調波成分のゲイン及び位相をそれぞれゲイン増及び位相進みで補正する。また、ｄ軸逆起電圧をｅｄ、ｑ軸逆起電圧をｅｑとしたとき、ｑ軸電流指令値ｉｑをｉｑ＝（２／３・τｃ・ω－ｅｄ・ｉｄ）／ｅｑで表わし、ω／ｅｑ及びｅｄ／ｅｑの高調波成分を抽出する。これにより、高精度な補正を簡易に行うことができ、モータ出力のトルク変動を抑制することができる。
　上記モータ制御装置を電動パワーステアリング装置に搭載することにより、高性能なＥＣＵを具備した電動パワーステアリング装置を提供することができる。
　以下に、本発明の実施形態を図面を参照して説明する。
　本発明ではブラシレスモータの制御方法において、モータ逆起電圧に含まれる高調波成分の影響によるトルク変動を低減できるようなｑ軸電流指令値ｉｑの算出を行うが、ｑ軸電流指令値ｉｑの算出式は下記数１で表される（例えば本出願人による特開２００４－２０１４８７号公報参照）。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
  
　上記数１のω／ｅｑ及びｅｄ／ｅｑには逆起電圧の高調波成分が含まれているため、ｑ軸電流指令値ｉｑには逆起電圧高調波成分によるトルクリップルを低減する成分が含まれる。一方、電流指令値から電流値までの応答性は、電流フィードバック制御の制御帯域で決まるため、高周波数成分の振幅が小さくなり、位相が遅れる。高調波成分はモータ回転数（角速度）の関数であるため、高速回転ほどトルク変動を抑える能力が減退する。そのため、上記数１のω／ｅｑ及びｅｄ／ｅｑに含まれる高調波成分のゲインと位相を精度高く補正することで、高速回転におけるトルク変動を抑制する能力を確保することが可能である。本発明では、補正する高調波成分はテイラー展開（０付近ではマクローリン展開）を使って求める。
　モータ逆起電圧に５次高調波、７次高調波を考慮して表わすと、下記数２のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 ここで、下記数３の３相／２相変換式を用いて、ｄｑ軸上の逆起電圧を求めると、数４となる。なお、ｄｑ軸では６次高調波になる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 　モータ逆起電圧高調波成分によるトルク変動を抑制するようなモータ電流の生成方法は、例えば特開２００４－２０１４８７号公報に開示されているように、下記数５で表わされる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
  
数５に数３及び数４を代入すると、下記数６となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
  
　電流制御の周波数特性は、一般的に図４に示すようなローパスフィルタ（ＬＰＦ）特性となっている。回転数が高くなると数６のモータ角度θｅの変化が大きくなるため、ｑ軸電流指令値ｉｑに含まれる交流成分の周波数が高くなる。そうすると、ｑ軸電流指令値ｉｑに含まれる交流成分は電流制御の周波数特性により減衰されて実電流になるので、数５の電流が流れなくなり、高周波トルクリップルを発生して作動音を悪化させる。
　高調波成分減退を防止するため、本発明では数６の中から交流成分を抽出する。数６を見ると、モータ角度θｅの関数部分を加算と乗算の形で抜き出すことができない。そのため、テイラー展開を用いてモータ角度θｅの関数部分とモータ角度θｅの関数でない部分を分ける必要があり、先ず数６の第1項について検討する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 と置くと、テイラー展開は、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 となり、右辺第1項はモータ角度θｅに依存しないことが分かる。これを求めると、下記数９となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 よって、モータ角度θｅに依存する部分は、下記数１０となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 上記数１０をモータ角度θｅの関数としてルックアップテーブル等を参照して、予め求めておくことができる。
次に、数６の第２項について検討する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
 数１１から、テイラー展開式の第１項を求めると、
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
 となる。よって、関数ｇ（θ）に、モータ角度θに依存しない項が無いことが分かり、関数ｇ（θ）をルックアップテーブル等を参照して、予め求めておくことができる。
　最後に抽出した交流成分に対してゲイン増及び位相進みの処理を行う。ゲイン増量及び位相進み量は、電流制御帯域による減衰を打ち消すように設定する。
　本発明は、ｄｑ軸回転座標系でベクトル制御するモータ制御装置に関するもので、特に電流指令値演算部内のｑ軸電流指令値 ｉｑの補正に関連しており、図５に示すような３相フィードバック式のｄｑ軸回転座標系のベクトル制御、或いは図６に示すような２相フィードバック式のｄｑ軸回転座標系のベクトル制御に適用できる。
　図５のベクトル制御系では、ｄ軸電流指令値ｉｄ及びｑ軸電流指令値ｉｑを演算して補正する電流指令値演算部１００が設けられており、電流指令値演算部１００にはトルク指令値τｃ、車速Ｖｅｌ、モータ２００に連結された回転センサ２０１からモータ角度（回転角度）θｅ、角速度演算部２０２で演算されたモータ角速度ωが入力されている。電流指令値演算部１００で演算されたｄ軸電流指令値ｉｄ及びｑ軸電流指令値ｉｑは２相／３相変換部２１０に入力され、モータ角度θｅに同期して３相の電流指令値Ｉｕｒｅｆ，Ｉｖｒｅｆ，Ｉｗｒｅｆに変換される。３相の電流指令値Ｉｕｒｅｆ，Ｉｖｒｅｆ，Ｉｗｒｅｆは減算部２０３（２０３ｕ，２０３ｖ，２０３ｗ）に入力され、電流検出回路２３２Ａで検出されたモータ電流Ｉｍｕ，Ｉｍｖ，Ｉｍｗとの偏差ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗが算出される。算出された偏差ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗはＰＩ制御部２３０に入力され、電流制御された３相の電圧制御指令値Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，ＶｗｒｅｆがＰＷＭ制御部２３１に入力され、ＰＷＭ制御部２３１で演算された各相ｄｕｔｙに基づいてインバータ２３２を介してモータ２００が駆動される。
　なお、図５では、電流検出回路２３２Ａはインバータ２３２内に設けられているが、モータ２００への供給線等でも検出可能である。
　また、図６のベクトル制御系では、電流検出回路２３２Ａで検出された３相のモータ電流Ｉｍｕ，Ｉｍｖ，Ｉｍｗをモータ角度θｅに同期して２相に変換する３相／２相変換部２２０が設けられている。電流指令値演算部１００で演算され補正されたｄ軸電流指令値ｉｄ及びｑ軸電流指令値ｉｑは減算部２０３（２０３ｄ、２０３ｑ）に入力され、減算部２０３で３相／２相変換部２２０からの２相の電流Ｉｍｄ，Ｉｍｑとの偏差Δｉｄ，Δｉｑが算出される。偏差Δｉｄ，ΔｉｑはＰＩ制御部２３０に入力され、ＰＩ制御された電圧Ｖｄｒｅｆ及びＶｑｒｅｆが２相／３相変換部２１０に入力され、３相変換された３相の電圧制御指令値Ｉｕｒｅｆ，Ｉｖｒｅｆ，ＩｗｒｅｆがＰＷＭ制御部２３１に入力され、以降は図５の場合と同様な動作が実行される。
　図５の制御系は、３相のモータ電流Ｉｍｕ，Ｉｍｖ，Ｉｍｗがフィードバックされる３相フィードバック式であり、図６の制御系は、３相のモータ電流Ｉｍｕ，Ｉｍｖ，Ｉｍｗが２相電流Ｉｍｄ，Ｉｍｑに変換されてフィードバックされる２相フィードバック式である。
　上述の数２～数１２の説明より、電流指令値演算部１００は図７に示すような構成である。即ち、数９に対応する直流成分部（ω／ｅｑ）１０３、数１０に対応する交流成分部（ω／ｅｑ）１１０、数１１に対応する交流成分のみ（ｅｄω／ｅｑ）の部分１１１が電流指令値演算部１００に設けられる。トルク指令値τｃはゲイン部１０１に入力され、ゲイン部１０１からのトルク指令値τｃ１は第１演算部を構成する乗算部１１５に入力されると共に、ｉｄ設定部１０２に入力されてｄ軸電流指令値ｉｄを出力する。ｄ軸電流指令値ｉｄは第２演算部を構成する乗算部１１６に入力される。また、モータ角度θｅはゲイン部１０４で６倍されて加算部１０５に入力される。
　モータ角速度ωは進角補正部１２０及びゲイン補正部１３０に入力され、進角補正部１２０からの進角度θ０が加算部１０５で加算され、加算されたモータ角度θ１が交流成分部１１０及び１１１に入力される。交流成分部１１０で抽出された交流成分は第１演算部を構成する乗算部１１３に入力され、抽出部１３０で抽出された交流成分は第２演算部を構成する乗算部１１２に入力される。また、ゲイン補正部１３０からの補正ゲインＧは、第１演算部の乗算部１１３に入力されると共に、第２演算部の乗算部１１２に入力される。
　直流成分部１０３の直流成分（ω／ｅｑ）は第１演算部の加算部１１４に入力され、乗算部１１３の乗算結果も加算部１１４に入力される。加算部１１４の加算結果は乗算部１１５に入力され、トルク指令τｃ１との乗算結果である電流値ｉ１が減算部１１７に加算入力される。また、乗算部１１２の乗算結果は乗算部１１６に入力され、ｄ軸電流指令値ｉｄとの乗算結果である電流値ｉ２が減算部１１７に減算入力される。減算部１１７では“ｉ１－ｉ２＝ｉｑ”の減算を行い、減算結果であるｑ軸電流指令値ｉｑを出力する。
　進角演算部１２０は例えば図８に示すように、モータ角速度ωに対して非線形に徐々に増加する進角特性Ａ又はＢを有しているが、増加特性及び増加率は、電流制御帯域による減衰を打ち消すような範囲で自由に設定可能である。また、ゲイン補正部１３０は例えば図９に示すように、モータ角速度ωに対して線形に増加するゲイン特性Ａ、或いは非線形Ｂのように徐々に増加するゲイン特性Ｂを有しているが、増加特性及び増加率は、電流制御帯域による減衰を打ち消すような範囲で自由に設定可能である。
　このような構成において、その動作例を図１０のフローチャートを参照して説明する。
　先ずトルク指令値τｃ、モータ角度θｅ、モータ角速度ωを入力し（ステップＳ１）、トルク指令値τｃをゲイン部１０１がゲイン倍（２／３・１／Ｋ１）したトルク指令値τｃ１を乗算部１１５に入力すると共に、ｉｄ設定部１０２に入力する（ステップＳ２）。ｉｄ設定部１０２はｑ軸電流指令値ｉｑを設定して出力すると共に、ｑ軸電流指令値ｉｑを乗算部１１６に入力する（ステップＳ３）。
　モータ角度θｅはゲイン部１０４でゲイン倍（６倍）されて加算部１０５に入力され、モータ角速度ωは進角補正部１２０で進角度θ０を演算され、進角度θ０が加算部１０５に入力され進角処理される（ステップＳ４）。また、モータ角速度ωはゲイン補正部１３０でゲイン補正され、補正ゲインＧが乗算部１１３及び１１２に入力される（ステップＳ５）。
　加算部１０５の加算結果である進角処理されたモータ角度θ１は交流成分部１１０及び１１１で抽出処理され、直流成分部１０３で直流成分が抽出され（ステップＳ１０）、抽出された交流成分は乗算部で補正ゲインＧと乗算され、その乗算結果が加算部１１４で抽出された直流成分と加算され、加算結果が乗算部１１５でトルク指令値と乗算され（ステップＳ２０）、乗算結果である電流値ｉ１が減算部１１７に入力される。交流成分部１１１で抽出された交流成分は乗算部１１２で補正ゲインＧと乗算され、その乗算結果が乗算部１１２でｄ軸電流指令値ｉｄと乗算され（ステップＳ２１）、乗算結果である電流値ｉ２が減算部１１７に入力される。減算部１１７で“ｉ１－ｉ２＝ｉｑ”の減算が行われ（ステップＳ２２）、減算結果としてｑ軸電流指令値ｉｑが出力される（ステップＳ２３）。
　図１１は本発明のシミュレーション結果を示しており、図１１（Ａ）は高調波成分のゲイン及び位相の補償のない従来例であり、図１１（Ｂ）は高調波成分のゲイン及び位相の補償を行う本発明の特性である。これからも明らかなように、本発明による補償により、モータ出力トルクの変動は著しく抑制されている。
　なお、上述では３相モータを例に挙げて説明しているが、ベクトル制御が可能な多相モータに適用できる。
１　　　　　　　　　ハンドル
２　　　　　　　　　コラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）
１０　　　　　　　　トルクセンサ
１２　　　　　　　　車速センサ
１３　　　　　　　　バッテリ
２０、２００　　　　モータ
３０　　　　　　　　コントロールユニット（ＥＣＵ）
３１　　　　　　　　電流指令値演算部
３５　　　　　　　　ＰＩ制御部
３６、２３１　　　　ＰＷＭ制御部
３７，２３２　　　　インバータ
１００　　　　　　　電流指令値演算部
１２０　　　　　　　進角補正部
１３０　　　　　　　ゲイン補正部
２０１　　　　　　　回転センサ
２０２　　　　　　　角速度演算部
２１０　　　　　　　２相／３相変換部
２２０　　　　　　　３相／２相変換部
 

Claims (6)

  1. ３以上の相を有するブラシレスモータをｄｑ軸回転座標系のベクトル制御で駆動するモータ制御装置において、
    前記ブラシレスモータに対するトルク指令値τｃ、前記ブラシレスモータの回転角度θｅ及びモータ角速度ωに基づいてｄ軸電流指令値ｉｄ及びｑ軸電流指令値ｉｑを演算する電流指令値演算部を備え、
    前記電流指令値演算部は、前記ブラシレスモータのｄｑ軸逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開により抽出し、電流制御帯域による減衰を補償するように前記高調波成分のゲイン及び位相をそれぞれゲイン増及び位相進みで補正することを特徴とするモータ制御装置。
  2. 前記ｄ軸逆起電圧をｅｄ、前記ｑ軸逆起電圧をｅｑとしたとき、前記ｑ軸電流指令値ｉｑがｉｑ＝（２／３・τｃ・ω－ｅｄ・ｉｄ）／ｅｑで表わされ、ω／ｅｑ及びｅｄ／ｅｑの高調波成分を抽出するようになっている請求項１に記載のモータ制御装置。
  3. 前記電流指令値演算部内の演算処理部が、
    前記回転角度θｅに進角補正部からの進角を加算する第１加算部と、
    前記第１加算部の加算結果からω／ｅｑの交流成分を抽出する第１抽出部と、
    前記第１加算部の加算結果からｅｄ／ｅｑの交流成分のみを抽出する第２抽出部と、
    ω／ｅｑの直流成分を抽出する第３抽出部と、
    前記第１抽出部及び前記第２抽出部の各出力に補正ゲインを乗算する第１乗算部及び第２乗算部と、
    前記第１乗算部の乗算結果、前記直流成分及び前記ｄ軸電流指令値ｉｄに基づいてｑ軸第１補正信号を得る第１演算部と、
    前記第２乗算部の乗算結果及び前記ｄ軸電流指令値ｉｄに基づいてｑ軸第２補正信号を得る第２演算部と、
    前記ｑ軸第１補正信号から前記ｑ軸第２補正信号を減算して前記ｑ軸電流指令値ｉｑを出力する減算部と、
    で構成されている請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
  4. 前記演算処理部内の進角補正部の進角特性が、前記モータ角速度ωに対して非線形に進むようになっている請求項３に記載のモータ制御装置。
  5. 前記演算処理部内のゲイン補正部の特性が、前記モータ角速度ωに対して非線形若しくは線形に増加するようになっている請求項３に記載のモータ制御装置。
  6. 請求項１乃至５のいずれかに記載のモータ制御装置を搭載し、
    少なくとも操舵トルクに基づいて演算された電流指令値により、車両の操舵系にアシスト力を付与することを特徴とする電動パワーステアリング装置。
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