JPWO2017064946A1 - モータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ｄｑ軸制御系の逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開（マクローリン展開）で抽出し、高調波成分のゲイン及び位相を精度良く補正することでトルク変動を抑制するモータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置を提供する。【解決手段】３以上の相を有するブラシレスモータをｄｑ軸回転座標系のベクトル制御で駆動するモータ制御装置において、ブラシレスモータに対するトルク指令値τｃ、ブラシレスモータの回転角度θｅ及びモータ角速度ωに基づいてｄ軸電流指令値ｉｄ及びｑ軸電流指令値ｉｑを演算する電流指令値演算部を備え、電流指令値演算部は、ブラシレスモータのｄｑ軸逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開により抽出し、電流制御帯域による減衰を補償するように高調波成分のゲイン及び位相をそれぞれゲイン増及び位相進みで補正する。【選択図】図７

Description

本発明は、ブラシレスモータの駆動をｄｑ軸回転座標系でベクトル制御するモータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置に関し、特にｄｑ軸制御系の逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開（マクローリン展開）で抽出し、ｑ軸電流指令値に対して、高調波成分のゲイン及び位相を精度良く補正することでトルク変動を抑制するモータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置に関する。

電動パワーステアリング装置はモータ制御装置を搭載し、少なくとも操舵トルクに基づき電流指令値を演算し、電流指令値に基づいてインバータを介してブラシレスモータを駆動することにより、車両の操舵系をアシスト制御する。

モータ制御装置を搭載し、車両のステアリング機構にモータの回転力で操舵補助力（アシスト力）を付与する電動パワーステアリング装置（ＥＰＳ）は、モータの駆動力を減速機を介してギア又はベルト等の伝達機構により、ステアリングシャフト或いはラック軸に操舵補助力を付与するようになっている。かかる従来の電動パワーステアリング装置は、操舵補助力のトルクを正確に発生させるため、モータ電流のフィードバック制御を行っている。フィードバック制御は、操舵補助指令値（電流指令値）とモータ電流検出値との差が小さくなるようにモータ印加電圧を調整するものであり、モータ印加電圧の調整は、一般的にＰＷＭ制御のDutyの調整で行っている。

電動パワーステアリング装置の一般的な構成を図１に示して説明すると、ハンドル１のコラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）２は減速ギア３、ユニバーサルジョイント４ａ及び４ｂ、ピニオンラック機構５、タイロッド６ａ，６ｂを経て、更にハブユニット７ａ，７ｂを介して操向車輪８Ｌ，８Ｒに連結されている。また、コラム軸２には、ハンドル１の操舵トルクを検出するトルクセンサ１０が設けられており、ハンドル１の操舵力を補助するモータ２０が減速ギア３を介してコラム軸２に連結されている。電動パワーステアリング装置を制御するコントロールユニット（ＥＣＵ）３０には、電源としてのバッテリ１３から電力が供給されると共に、イグニションキー１１を経てイグニションキー信号が入力される。コントロールユニット３０は、トルクセンサ１０で検出された操舵トルクＴｈと車速センサ１２で検出された車速Ｖｅｌとに基づいてアシスト（操舵補助）指令の電流指令値の演算を行い、演算された電流指令値に補償等を施した電圧制御指令値Ｖｒｅｆによってモータ２０に供給する電流を制御する。舵角センサ１４は必須のものではなく、配設されていなくても良く、モータ２０に連結されたレゾルバ等の回転センサから得ることもできる。

コントロールユニット３０には、車両の各種情報を授受するＣＡＮ（Controller Area Network）４０が接続されており、車速ＶｅｌはＣＡＮ４０から受信することも可能である。また、コントロールユニット３０には、ＣＡＮ４０以外の通信、アナログ／ディジタル信号、電波等を授受する非ＣＡＮ４１も接続可能である。

このような電動パワーステアリング装置において、コントロールユニット３０は主としてＣＰＵ（ＭＰＵやＭＣＵ等を含む）で構成されるが、そのＣＰＵ内部においてプログラムで実行される一般的な機能を示すと、例えば図２に示されるような構成となっている。

図２を参照してコントロールユニット３０の機能及び動作を説明すると、トルクセンサ１０からの操舵トルクＴｈ及び車速センサ１２からの車速Ｖｅｌはトルク制御部３１に入力され、電流指令値演算部３１は操舵トルクＴｈ及び車速Ｖｅｌに基づいてアシストマップ等を用いて電流指令値Ｉｒｅｆ１を演算する。演算された電流指令値Ｉｒｅｆ１は加算部３２Ａで、特性を改善するための補償部３４からの補償信号ＣＭと加算され、加算された電流指令値Ｉｒｅｆ２が電流制限部３３で最大値を制限され、最大値を制限された電流指令値Ｉｒｅｆｍが減算部３２Ｂに入力され、モータ電流検出値Ｉｍと減算される。

減算部３２Ｂでの減算結果Ｉ（＝Ｉｒｅｆｍ−Ｉｍ）はＰＩ制御部３５でＰＩ（比例積分）等の電流制御をされ、電流制御された電圧制御値Ｖｒｅｆが変調信号（キャリア）ＣＦと共にＰＷＭ制御部３６に入力されてDutyを演算され、Dutyを演算されたＰＷＭ信号でインバータ３７を介してモータ２０をＰＷＭ駆動する。モータ２０のモータ電流値Ｉｍはモータ電流検出器３８で検出され、減算部３２Ｂに入力されてフィードバックされる。また、モータ２０にはレゾルバ等の回転センサ２１が連結されており、モータ角度θｍが検出されて入力されている。

補償部３４は、検出若しくは推定されたセルフアライニングトルク（ＳＡＴ）を加算部３４４で慣性補償値３４２と加算し、その加算結果に更に加算部３４５で収れん性制御値３４１を加算し、その加算結果を補償信号ＣＭとして加算部３２Ａに入力し、特性改善する。

このようなモータ制御装置において、３相ブラシレスモータのロータの座標軸であるトルクを制御するｑ軸と、磁界の強さを制御するｄ軸とを独立に設定し、各軸が９０°の関係にあることから、そのベクトルで各軸に相当する電流（ｄ軸電流指令値及びｑ軸電流指令値）を制御するベクトル制御方式が知られている。

図３はベクトル制御方式の一例を示しており、モータ角度（回転角度）θからモータ角速度ωｍを演算する角速度演算部５６が設けられており、演算されたモータ角速度ωｍは電流指令値演算部５０及び進角度演算部５７に入力される。電流指令値演算部５０は、モータ角速度ωｍ、補正されたモータ角度θ_ｅ、操舵トルク（トルク指令値）Ｔｈ及び車速Ｖｅｌに基づいて２軸ｄｑ軸座標系のｄ軸電流指令値Ｉ_ｄref及びｑ軸電流指令値Ｉ_ｑｒｅｆを演算し、ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄref及びｑ軸電流指令値Ｉ_ｑｒｅｆは２相／３相変換部５１に入力され、２相／３相変換部５１は進角補正されたモータ角度θ_ｅに基づいて３相の電流指令値Ｉ_ｕｒｅｆ、Ｉ_ｖｒｅｆ及びＩ_ｗｒｅｆを出力する。即ち、電流指令値演算部５０は、操舵トルクＴｈ及び車速Ｖｅｌに基づいて電流指令値Ｉ_refを演算し、演算した電流指令値Ｉ_ref及びモータ角速度ωｍに基づいてｄ軸電流指令値Ｉ_dref及びｑ軸電流指令値Ｉ_qrefを演算する。ｄ軸電流指令値Ｉ_ｄｒｅｆは進角度演算部５７に入力され、演算された進角度θ_０が加算部５８に入力され、モータ角度θｍに進角度θ_０を加算することにより補正されたモータ角度θ_ｅが算出され、モータ角度θ_ｅは２相／３相変換部５１に入力される。

２相／３相変換部５１から出力される３相の電流指令値Ｉ_Uref、Ｉ_Vref及びＩ_Wrefはそれぞれ減算部５２（減算部５２ｕ，５２ｖ，５２ｗ）に入力され、減算部５２でモータ電流検出部５５Ａで検出された各相電流Ｉｍｕ、Ｉｍｖ及びＩｍｗとの偏差ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗが算出される。偏差ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗはＰＩ制御部５３に入力され、更にＰＷＭ制御部５４及びインバータ５５を介してモータ２０が駆動制御される。

図３のベクトル制御方式では３相電流をフィードバックしているが、３相／２相変換（Ｕ，Ｖ，Ｗ相電流→ｐｑ軸電流）したモータ検出電流をフィードバックする２相フィードバック式のモータ制御装置も知られている（例えば特開２００８−２１１９０８号公報：特許文献１）。特許文献１の装置では、モータ端子間の逆起電圧実測値を基に所望のトルクとなるような各相電流を求め、３相／２相変換を行ってｄｑ軸電流指令値を求める手法が開示されている。そして、特許文献１の装置は、逆起電圧実測値に含まれる歪み成分によるトルクリップルを補償することを開示している。

特開２００８−２１１９０８号公報 特開２０１１−２２３７２４号公報

しかしながら、特許文献１の装置では、モータが高速回転する場合、電流フィードバック制御の制御帯域の影響により、逆起電圧実測値の歪み成分の高調波成分の補償が不十分になる可能性がある。

また、特開２０１１−２２３７２４号公報（特許文献２）には、電流指令値と回転角度及び角速度とに基づいて、モータの誘起電圧の高調波成分により発生するトルクリップルを打ち消すようにフィードフォワードを行うための補正値を算出し、算出された補正値を用いて電圧指令値を補正することが開示されている。

しかしながら、フィードフォワード制御は、モータ抵抗やモータインダクタンスの誤差の影響を受け易く、トルクリップルの補償を十分に行い得ない可能性がある。また、特許文献２は、誘起電圧の５次高調波及び７次高調波に起因する補償をｄｑ軸電流指令値に加算することを開示しているが、誘起電圧の５次高調波及び７次高調波とｄｑ軸軸電流指令値に加算する補償値との関係を全く示していない。

本発明は上述のような事情よりなされたものであり、本発明の目的は、ｄｑ軸制御系の逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開（マクローリン展開）で抽出し、高調波成分のゲイン及び位相を精度良く補正することでトルク変動を抑制するモータ制御装置及びそれを搭載した電動パワーステアリング装置を提供することにある。

本発明は、３以上の相を有するブラシレスモータをｄｑ軸回転座標系のベクトル制御で駆動するモータ制御装置に関し、本発明の上記目的は、前記ブラシレスモータに対するトルク指令値τ_ｃ、前記ブラシレスモータの回転角度θ_ｅ及びモータ角速度ωに基づいてｄ軸電流指令値ｉ_ｄ及びｑ軸電流指令値ｉ_ｑを演算する電流指令値演算部を備え、前記電流指令値演算部は、前記ブラシレスモータのｄｑ軸逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開により抽出し、電流制御帯域による減衰を補償するように前記高調波成分のゲイン及び位相をそれぞれゲイン増及び位相進みで補正することにより達成される。

また、本発明の上記目的は、前記ｄ軸逆起電圧をｅ_ｄ、前記ｑ軸逆起電圧をｅ_ｑとしたとき、前記ｑ軸電流指令値ｉ_ｑがｉ_ｑ＝（２／３・τ_ｃ・ω−ｅ_ｄ・ｉ_ｄ）／ｅ_ｑで表わされ、ω／ｅ_ｑ及びｅ_ｄ／ｅ_ｑの高調波成分を抽出するようになっていることにより、或いは前記電流指令値演算部内の演算処理部が、前記回転角度θ_ｅに進角補正部からの進角を加算する第１加算部と、前記第１加算部の加算結果からω／ｅ_ｑの交流成分を抽出する第１抽出部と、前記第１加算部の加算結果からｅ_ｄ／ｅ_ｑの交流成分のみを抽出する第２抽出部と、ω／ｅ_ｑの直流成分を抽出する第３抽出部と、前記第１抽出部及び前記第２抽出部の各出力に補正ゲインを乗算する第１乗算部及び第２乗算部と、前記第１乗算部の乗算結果、前記直流成分及び前記ｄ軸電流指令値ｉ_ｄに基づいてｑ軸第１補正信号を得る第１演算部と、前記第２乗算部の乗算結果及び前記ｄ軸電流指令値ｉ_ｄに基づいてｑ軸第２補正信号を得る第２演算部と、前記ｑ軸第１補正信号から前記ｑ軸第２補正信号を減算して前記ｑ軸電流指令値ｉ_ｑを出力する減算部とで構成されていることにより、或いは前記演算処理部内の進角補正部の進角特性が、前記モータ角速度ωに対して非線形に進むようになっていることにより、或いは前記演算処理部内の前記ゲイン補正部の特性が、前記モータ角速度ωに対して非線形若しくは線形に増加するようになっていることにより、より効果的に達成される。

本発明の上記目的は、上記各モータ制御装置を搭載した電動パワーステアリング装置により達成される。

本発明のモータ制御装置によれば、ｄｑ軸制御系の逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開（０近傍ではマクローリン展開）で抽出し、高調波成分のゲイン及び位相を補正しているので、高精度な補正を簡易に行うことができ、モータ出力のトルク変動を抑制することができる。

上記モータ制御装置を電動パワーステアリング装置に搭載することにより、高性能なＥＣＵを具備した電動パワーステアリング装置を提供することができる。

電動パワーステアリング装置の概要を示す構成図である。 電動パワーステアリング装置の制御系の構成例を示すブロック図である。 ベクトル制御方式の構成例（３相フィードバック式）を示すブロック図である。 電流制御の特性例を示すボード線図である。 本発明に係る３相フィードバック式ベクトル制御系の構成例を示すブロック図である。 本発明に係る２相フィードバック式ベクトル制御系の構成例を示すブロック図である。 本発明に係る電流指令値演算部の構成例を示すブロック図である。 進角補正部の特性例を示す特性図である。 ゲイン補正部の特性例を示す特性図である。 本発明（電流指令値演算部）の動作例を示すフローチャートである。 本発明の効果を示すシミュレーション結果を示すタイムチャートである。

本発明のモータ制御装置は３相以上のブラシレスモータに適用でき、ｄｑ軸制御系の逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開（０近傍ではマクローリン展開）で抽出し、ｑ軸電流指令値に対して、高調波成分のゲイン及び位相をゲイン増及び位相進みで補正している。即ち、ブラシレスモータに対するトルク指令値τ_ｃ、ブラシレスモータのモータ角度（回転角度）θ_ｅ及びモータ角速度ωに基づいてｄ軸電流指令値ｉ_ｄ及びｑ軸電流指令値ｉ_ｑを演算する電流指令値演算部を設け、電流指令値演算部は、ブラシレスモータのｄｑ軸逆起電圧に含まれる高調波成分（特に５次、７次）をテイラー展開（０近傍ではマクローリン展開）により抽出し、電流制御帯域による減衰を補償するように高調波成分のゲイン及び位相をそれぞれゲイン増及び位相進みで補正する。また、ｄ軸逆起電圧をｅ_ｄ、ｑ軸逆起電圧をｅ_ｑとしたとき、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑをｉ_ｑ＝（２／３・τ_ｃ・ω−ｅ_ｄ・ｉ_ｄ）／ｅ_ｑで表わし、ω／ｅ_ｑ及びｅ_ｄ／ｅ_ｑの高調波成分を抽出する。これにより、高精度な補正を簡易に行うことができ、モータ出力のトルク変動を抑制することができる。

上記モータ制御装置を電動パワーステアリング装置に搭載することにより、高性能なＥＣＵを具備した電動パワーステアリング装置を提供することができる。

以下に、本発明の実施形態を図面を参照して説明する。

本発明ではブラシレスモータの制御方法において、モータ逆起電圧に含まれる高調波成分の影響によるトルク変動を低減できるようなｑ軸電流指令値ｉ_ｑの算出を行うが、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑの算出式は下記数１で表される（例えば本出願人による特開２００４−２０１４８７号公報参照）。

上記数１のω／ｅ_ｑ及びｅ_ｄ／ｅ_ｑには逆起電圧の高調波成分が含まれているため、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑには逆起電圧高調波成分によるトルクリップルを低減する成分が含まれる。一方、電流指令値から電流値までの応答性は、電流フィードバック制御の制御帯域で決まるため、高周波数成分の振幅が小さくなり、位相が遅れる。高調波成分はモータ回転数（角速度）の関数であるため、高速回転ほどトルク変動を抑える能力が減退する。そのため、上記数１のω／ｅ_ｑ及びｅ_ｄ／ｅ_ｑに含まれる高調波成分のゲインと位相を精度高く補正することで、高速回転におけるトルク変動を抑制する能力を確保することが可能である。本発明では、補正する高調波成分はテイラー展開（０付近ではマクローリン展開）を使って求める。

モータ逆起電圧に５次高調波、７次高調波を考慮して表わすと、下記数２のようになる。

ここで、下記数３の３相／２相変換式を用いて、ｄｑ軸上の逆起電圧を求めると、数４となる。なお、ｄｑ軸では６次高調波になる。

モータ逆起電圧高調波成分によるトルク変動を抑制するようなモータ電流の生成方法は、例えば特開２００４−２０１４８７号公報に開示されているように、下記数５で表わされる。

数５に数３及び数４を代入すると、下記数６となる。

電流制御の周波数特性は、一般的に図４に示すようなローパスフィルタ（ＬＰＦ）特性となっている。回転数が高くなると数６のモータ角度θ_ｅの変化が大きくなるため、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑに含まれる交流成分の周波数が高くなる。そうすると、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑに含まれる交流成分は電流制御の周波数特性により減衰されて実電流になるので、数５の電流が流れなくなり、高周波トルクリップルを発生して作動音を悪化させる。

高調波成分減退を防止するため、本発明では数６の中から交流成分を抽出する。数６を見ると、モータ角度θ_ｅの関数部分を加算と乗算の形で抜き出すことができない。そのため、テイラー展開を用いてモータ角度θ_ｅの関数部分とモータ角度θ_ｅの関数でない部分を分ける必要があり、先ず数６の第1項について検討する。

と置くと、テイラー展開は、

となり、右辺第1項はモータ角度θ_ｅに依存しないことが分かる。これを求めると、下記数９となる。

よって、モータ角度θ_ｅに依存する部分は、下記数１０となる。

上記数１０をモータ角度θ_ｅの関数としてルックアップテーブル等を参照して、予め求めておくことができる。
次に、数６の第２項について検討する。

数１１から、テイラー展開式の第１項を求めると、

となる。よって、関数ｇ（θ）に、モータ角度θに依存しない項が無いことが分かり、関数ｇ（θ）をルックアップテーブル等を参照して、予め求めておくことができる。

最後に抽出した交流成分に対してゲイン増及び位相進みの処理を行う。ゲイン増量及び位相進み量は、電流制御帯域による減衰を打ち消すように設定する。

本発明は、ｄｑ軸回転座標系でベクトル制御するモータ制御装置に関するもので、特に電流指令値演算部内のｑ軸電流指令値 ｉ_ｑの補正に関連しており、図５に示すような３相フィードバック式のｄｑ軸回転座標系のベクトル制御、或いは図６に示すような２相フィードバック式のｄｑ軸回転座標系のベクトル制御に適用できる。

図５のベクトル制御系では、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄ及びｑ軸電流指令値ｉ_ｑを演算して補正する電流指令値演算部１００が設けられており、電流指令値演算部１００にはトルク指令値τ_ｃ、車速Ｖｅｌ、モータ２００に連結された回転センサ２０１からモータ角度（回転角度）θ_ｅ、角速度演算部２０２で演算されたモータ角速度ωが入力されている。電流指令値演算部１００で演算されたｄ軸電流指令値ｉ_ｄ及びｑ軸電流指令値ｉ_ｑは２相／３相変換部２１０に入力され、モータ角度θ_ｅに同期して３相の電流指令値Ｉｕｒｅｆ，Ｉｖｒｅｆ，Ｉｗｒｅｆに変換される。３相の電流指令値Ｉｕｒｅｆ，Ｉｖｒｅｆ，Ｉｗｒｅｆは減算部２０３（２０３ｕ，２０３ｖ，２０３ｗ）に入力され、電流検出回路２３２Ａで検出されたモータ電流Ｉｍｕ，Ｉｍｖ，Ｉｍｗとの偏差ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗが算出される。算出された偏差ΔＩｕ，ΔＩｖ，ΔＩｗはＰＩ制御部２３０に入力され、電流制御された３相の電圧制御指令値Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，ＶｗｒｅｆがＰＷＭ制御部２３１に入力され、ＰＷＭ制御部２３１で演算された各相ｄｕｔｙに基づいてインバータ２３２を介してモータ２００が駆動される。

なお、図５では、電流検出回路２３２Ａはインバータ２３２内に設けられているが、モータ２００への供給線等でも検出可能である。

また、図６のベクトル制御系では、電流検出回路２３２Ａで検出された３相のモータ電流Ｉｍｕ，Ｉｍｖ，Ｉｍｗをモータ角度θ_ｅに同期して２相に変換する３相／２相変換部２２０が設けられている。電流指令値演算部１００で演算され補正されたｄ軸電流指令値ｉ_ｄ及びｑ軸電流指令値ｉ_ｑは減算部２０３（２０３ｄ、２０３ｑ）に入力され、減算部２０３で３相／２相変換部２２０からの２相の電流Ｉｍｄ，Ｉｍｑとの偏差Δｉ_ｄ，Δｉ_ｑが算出される。偏差Δｉ_ｄ，Δｉ_ｑはＰＩ制御部２３０に入力され、ＰＩ制御された電圧Ｖ_ｄｒｅｆ及びＶ_ｑｒｅｆが２相／３相変換部２１０に入力され、３相変換された３相の電圧制御指令値Ｉｕｒｅｆ，Ｉｖｒｅｆ，ＩｗｒｅｆがＰＷＭ制御部２３１に入力され、以降は図５の場合と同様な動作が実行される。

図５の制御系は、３相のモータ電流Ｉｍｕ，Ｉｍｖ，Ｉｍｗがフィードバックされる３相フィードバック式であり、図６の制御系は、３相のモータ電流Ｉｍｕ，Ｉｍｖ，Ｉｍｗが２相電流Ｉｍｄ，Ｉｍｑに変換されてフィードバックされる２相フィードバック式である。

上述の数２〜数１２の説明より、電流指令値演算部１００は図７に示すような構成である。即ち、数９に対応する直流成分部（ω／ｅ_ｑ）１０３、数１０に対応する交流成分部（ω／ｅ_ｑ）１１０、数１１に対応する交流成分のみ（ｅ_ｄω／ｅ_ｑ）の部分１１１が電流指令値演算部１００に設けられる。トルク指令値τ_ｃはゲイン部１０１に入力され、ゲイン部１０１からのトルク指令値τ_ｃ１は第１演算部を構成する乗算部１１５に入力されると共に、ｉ_ｄ設定部１０２に入力されてｄ軸電流指令値ｉ_ｄを出力する。ｄ軸電流指令値ｉ_ｄは第２演算部を構成する乗算部１１６に入力される。また、モータ角度θ_ｅはゲイン部１０４で６倍されて加算部１０５に入力される。

モータ角速度ωは進角補正部１２０及びゲイン補正部１３０に入力され、進角補正部１２０からの進角度θ_０が加算部１０５で加算され、加算されたモータ角度θ_１が交流成分部１１０及び１１１に入力される。交流成分部１１０で抽出された交流成分は第１演算部を構成する乗算部１１３に入力され、抽出部１３０で抽出された交流成分は第２演算部を構成する乗算部１１２に入力される。また、ゲイン補正部１３０からの補正ゲインＧは、第１演算部の乗算部１１３に入力されると共に、第２演算部の乗算部１１２に入力される。

直流成分部１０３の直流成分（ω／ｅ_ｑ）は第１演算部の加算部１１４に入力され、乗算部１１３の乗算結果も加算部１１４に入力される。加算部１１４の加算結果は乗算部１１５に入力され、トルク指令τ_ｃ１との乗算結果である電流値ｉ_１が減算部１１７に加算入力される。また、乗算部１１２の乗算結果は乗算部１１６に入力され、ｄ軸電流指令値ｉ_ｄとの乗算結果である電流値ｉ_２が減算部１１７に減算入力される。減算部１１７では“ｉ_１−ｉ_２＝ｉ_ｑ”の減算を行い、減算結果であるｑ軸電流指令値ｉ_ｑを出力する。

進角演算部１２０は例えば図８に示すように、モータ角速度ωに対して非線形に徐々に増加する進角特性Ａ又はＢを有しているが、増加特性及び増加率は、電流制御帯域による減衰を打ち消すような範囲で自由に設定可能である。また、ゲイン補正部１３０は例えば図９に示すように、モータ角速度ωに対して線形に増加するゲイン特性Ａ、或いは非線形Ｂのように徐々に増加するゲイン特性Ｂを有しているが、増加特性及び増加率は、電流制御帯域による減衰を打ち消すような範囲で自由に設定可能である。

このような構成において、その動作例を図１０のフローチャートを参照して説明する。

先ずトルク指令値τ_ｃ、モータ角度θ_ｅ、モータ角速度ωを入力し（ステップＳ１）、トルク指令値τ_ｃをゲイン部１０１がゲイン倍（２／３・１／Ｋ_１）したトルク指令値τ_ｃ１を乗算部１１５に入力すると共に、ｉ_ｄ設定部１０２に入力する（ステップＳ２）。ｉ_ｄ設定部１０２はｑ軸電流指令値ｉ_ｑを設定して出力すると共に、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑを乗算部１１６に入力する（ステップＳ３）。

モータ角度θ_ｅはゲイン部１０４でゲイン倍（６倍）されて加算部１０５に入力され、モータ角速度ωは進角補正部１２０で進角度θ_０を演算され、進角度θ_０が加算部１０５に入力され進角処理される（ステップＳ４）。また、モータ角速度ωはゲイン補正部１３０でゲイン補正され、補正ゲインＧが乗算部１１３及び１１２に入力される（ステップＳ５）。

加算部１０５の加算結果である進角処理されたモータ角度θ_１は交流成分部１１０及び１１１で抽出処理され、直流成分部１０３で直流成分が抽出され（ステップＳ１０）、抽出された交流成分は乗算部で補正ゲインＧと乗算され、その乗算結果が加算部１１４で抽出された直流成分と加算され、加算結果が乗算部１１５でトルク指令値と乗算され（ステップＳ２０）、乗算結果である電流値ｉ_１が減算部１１７に入力される。交流成分部１１１で抽出された交流成分は乗算部１１２で補正ゲインＧと乗算され、その乗算結果が乗算部１１２でｄ軸電流指令値ｉ_ｄと乗算され（ステップＳ２１）、乗算結果である電流値ｉ_２が減算部１１７に入力される。減算部１１７で“ｉ_１−ｉ_２＝ｉ_ｑ”の減算が行われ（ステップＳ２２）、減算結果としてｑ軸電流指令値ｉ_ｑが出力される（ステップＳ２３）。

図１１は本発明のシミュレーション結果を示しており、図１１（Ａ）は高調波成分のゲイン及び位相の補償のない従来例であり、図１１（Ｂ）は高調波成分のゲイン及び位相の補償を行う本発明の特性である。これからも明らかなように、本発明による補償により、モータ出力トルクの変動は著しく抑制されている。

なお、上述では３相モータを例に挙げて説明しているが、ベクトル制御が可能な多相モータに適用できる。

１ ハンドル
２ コラム軸（ステアリングシャフト、ハンドル軸）
１０ トルクセンサ
１２ 車速センサ
１３ バッテリ
２０、２００ モータ
３０ コントロールユニット（ＥＣＵ）
３１ 電流指令値演算部
３５ ＰＩ制御部
３６、２３１ ＰＷＭ制御部
３７，２３２ インバータ
１００ 電流指令値演算部
１２０ 進角補正部
１３０ ゲイン補正部
２０１ 回転センサ
２０２ 角速度演算部
２１０ ２相／３相変換部
２２０ ３相／２相変換部

本発明は、３以上の相を有するブラシレスモータをｄｑ軸回転座標系のベクトル制御で駆動するモータ制御装置に関し、本発明の上記目的は、前記ブラシレスモータに対するトルク指令値τ_ｃ、前記ブラシレスモータの回転角度θ_ｅ及びモータ角速度ωに基づいてｄ軸電流指令値ｉ_ｄ及びｑ軸電流指令値ｉ_ｑを演算する電流指令値演算部を備え、前記電流指令値演算部は、前記ブラシレスモータのｄｑ軸逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開により抽出し、電流制御帯域による減衰を補償するように前記高調波成分のゲイン及び位相をそれぞれゲイン増及び位相進みで補正するようになっており、前記電流指令値演算部内の演算処理部が、前記回転角度θ_ｅに進角補正部からの進角を加算する第１加算部と、前記第１加算部の加算結果からω／ｅ_ｑの交流成分を抽出する第１抽出部と、前記第１加算部の加算結果からｅ_ｄ／ｅ_ｑの交流成分のみを抽出する第２抽出部と、ω／ｅ_ｑの直流成分を抽出する第３抽出部と、前記第１抽出部及び前記第２抽出部の各出力に補正ゲインを乗算する第１乗算部及び第２乗算部と、前記第１乗算部の乗算結果、前記直流成分及び前記ｄ軸電流指令値ｉ_ｄに基づいてｑ軸第１補正信号を得る第１演算部と、前記第２乗算部の乗算結果及び前記ｄ軸電流指令値ｉ_ｄに基づいてｑ軸第２補正信号を得る第２演算部と、前記ｑ軸第１補正信号から前記ｑ軸第２補正信号を減算して前記ｑ軸電流指令値ｉ_ｑを出力する減算部とで構成されていることにより達成される。

また、本発明の上記目的は、前記ｄ軸逆起電圧をｅ_ｄ、前記ｑ軸逆起電圧をｅ_ｑとしたとき、前記ｑ軸電流指令値ｉ_ｑがｉ_ｑ＝（２／３・τ_ｃ・ω−ｅ_ｄ・ｉ_ｄ）／ｅ_ｑで表わされ、ω／ｅ_ｑ及びｅ_ｄ／ｅ_ｑの高調波成分を抽出するようになっていることにより、或いは前記演算処理部内の進角補正部の進角特性が、前記モータ角速度ωに対して非線形に進むようになっていることにより、或いは前記演算処理部内のゲイン補正部の特性が、前記モータ角速度ωに対して非線形若しくは線形に増加するようになっていることにより、より効果的に達成される。

本発明は、３以上の相を有するブラシレスモータをｄｑ軸回転座標系のベクトル制御で駆動するモータ制御装置に関し、本発明の上記目的は、前記ブラシレスモータに対するトルク指令値τ_ｃ、前記ブラシレスモータの回転角度θ_ｅ及びモータ角速度ωに基づいてｄ軸電流指令値ｉ_ｄ及びｑ軸電流指令値ｉ_ｑを演算する電流指令値演算部を備え、前記電流指令値演算部は、前記ブラシレスモータのｄ軸逆起電圧ｅ _ｄ 及びｑ軸逆起電圧ｅ _ｑ に含まれる高調波成分をテイラー展開により抽出し、電流制御帯域による減衰を補償するように前記高調波成分のゲイン及び位相をそれぞれゲイン増及び位相進みで補正するようになっており、前記電流指令値演算部内の演算処理部が、前記回転角度θ_ｅに進角補正部からの進角を加算する第１加算部と、前記第１加算部の加算結果からω／ｅ_ｑの交流成分を抽出する第１抽出部と、前記第１加算部の加算結果からｅ_ｄ／ｅ_ｑの交流成分のみを抽出する第２抽出部と、ω／ｅ_ｑの直流成分を抽出する第３抽出部と、前記第１抽出部及び前記第２抽出部の各出力に補正ゲインを乗算する第１乗算部及び第２乗算部と、前記第１乗算部の乗算結果、前記直流成分及び前記ｄ軸電流指令値ｉ_ｄに基づいてｑ軸第１補正信号を得る第１演算部と、前記第２乗算部の乗算結果及び前記ｄ軸電流指令値ｉ_ｄに基づいてｑ軸第２補正信号を得る第２演算部と、前記ｑ軸第１補正信号から前記ｑ軸第２補正信号を減算して前記ｑ軸電流指令値ｉ_ｑを出力する減算部とで構成されていることにより達成される。

また、本発明の上記目的は、前記ｑ軸電流指令値ｉ_ｑがｉ_ｑ＝（２／３・τ_ｃ・ω−ｅ_ｄ・ｉ_ｄ）／ｅ_ｑで表わされ、ω／ｅ_ｑ及びｅ_ｄ／ｅ_ｑの高調波成分を抽出するようになっていることにより、或いは前記演算処理部内の進角補正部の進角特性が、前記モータ角速度ωに対して非線形に進むようになっていることにより、或いは前記演算処理部内のゲイン補正部の特性が、前記モータ角速度ωに対して非線形若しくは線形に増加するようになっていることにより、より効果的に達成される。

Claims (6)

1. ３以上の相を有するブラシレスモータをｄｑ軸回転座標系のベクトル制御で駆動するモータ制御装置において、
   前記ブラシレスモータに対するトルク指令値τ_ｃ、前記ブラシレスモータの回転角度θ_ｅ及びモータ角速度ωに基づいてｄ軸電流指令値ｉ_ｄ及びｑ軸電流指令値ｉ_ｑを演算する電流指令値演算部を備え、
   前記電流指令値演算部は、前記ブラシレスモータのｄｑ軸逆起電圧に含まれる高調波成分をテイラー展開により抽出し、電流制御帯域による減衰を補償するように前記高調波成分のゲイン及び位相をそれぞれゲイン増及び位相進みで補正することを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記ｄ軸逆起電圧をｅ_ｄ、前記ｑ軸逆起電圧をｅ_ｑとしたとき、前記ｑ軸電流指令値ｉ_ｑがｉ_ｑ＝（２／３・τ_ｃ・ω−ｅ_ｄ・ｉ_ｄ）／ｅ_ｑで表わされ、ω／ｅ_ｑ及びｅ_ｄ／ｅ_ｑの高調波成分を抽出するようになっている請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記電流指令値演算部内の演算処理部が、
   前記回転角度θ_ｅに進角補正部からの進角を加算する第１加算部と、
   前記第１加算部の加算結果からω／ｅ_ｑの交流成分を抽出する第１抽出部と、
   前記第１加算部の加算結果からｅ_ｄ／ｅ_ｑの交流成分のみを抽出する第２抽出部と、
   ω／ｅ_ｑの直流成分を抽出する第３抽出部と、
   前記第１抽出部及び前記第２抽出部の各出力に補正ゲインを乗算する第１乗算部及び第２乗算部と、
   前記第１乗算部の乗算結果、前記直流成分及び前記ｄ軸電流指令値ｉ_ｄに基づいてｑ軸第１補正信号を得る第１演算部と、
   前記第２乗算部の乗算結果及び前記ｄ軸電流指令値ｉ_ｄに基づいてｑ軸第２補正信号を得る第２演算部と、
   前記ｑ軸第１補正信号から前記ｑ軸第２補正信号を減算して前記ｑ軸電流指令値ｉ_ｑを出力する減算部と、
   で構成されている請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
4. 前記演算処理部内の進角補正部の進角特性が、前記モータ角速度ωに対して非線形に進むようになっている請求項３に記載のモータ制御装置。
5. 前記演算処理部内のゲイン補正部の特性が、前記モータ角速度ωに対して非線形若しくは線形に増加するようになっている請求項３に記載のモータ制御装置。
6. 請求項１乃至５のいずれかに記載のモータ制御装置を搭載し、
   少なくとも操舵トルクに基づいて演算された電流指令値により、車両の操舵系にアシスト力を付与することを特徴とする電動パワーステアリング装置。

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