CN113165688A - 用于运行转向系统的方法、用于转向系统的控制器以及转向系统 - Google Patents

用于运行转向系统的方法、用于转向系统的控制器以及转向系统 Download PDF

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CN113165688A CN201980082548.6A CN201980082548A CN113165688A CN 113165688 A CN113165688 A CN 113165688A CN 201980082548 A CN201980082548 A CN 201980082548A CN 113165688 A CN113165688 A CN 113165688A
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Abstract

提供一种用于运行机动车的转向系统的方法。根据用于第二调节电压（
Figure 100004_DEST_PATH_IMAGE002
）的补偿轨迹（
Figure 100004_DEST_PATH_IMAGE004
）并且根据调制极限（
Figure 100004_DEST_PATH_IMAGE006
）来获知电压储备（
Figure 100004_DEST_PATH_IMAGE008
）。根据所述电压储备（
Figure 100004_DEST_PATH_IMAGE008A
）来获知具有基本振荡的第一调节电压（
Figure 100004_DEST_PATH_IMAGE010
）。获知相对于第一调节电压（
Figure 100004_DEST_PATH_IMAGE011
）的基本振荡具有第六阶谐波振荡的补偿电压（
Figure 100004_DEST_PATH_IMAGE013
）。为逆整流器根据所述第一调节电压（
Figure 100004_DEST_PATH_IMAGE014
）并且根据所述补偿电压（
Figure 100004_DEST_PATH_IMAGE016
）来获知所述第二调节电压（
Figure 100004_DEST_PATH_IMAGE017
）。

Description

用于运行转向系统的方法、用于转向系统的控制器以及转向 系统
技术领域
本发明涉及一种用于运行转向系统的方法、一种用于转向系统的控制器以及一种转向系统。
背景技术
在转向系统中所使用的电机承受大量的要求。出于包装原因，所述电机必须被实施得尽可能地紧凑。永久励磁的同步电机（PMSM）由于其高的功率密度而已经证实是特别合适的。此外，所输出的转矩的波动性和马达壳体振动必须低于允许的极限值之下，以用于满足对声学特性的要求。
DE 10 2011 004 384 A1公开了用于车辆的伺服转向机构的同步马达的一种操控机构，该操控机构包括为了控制末级而用于进行PWM计算的装置、用于遮蔽同步马达的定子绕组的末级以及场导向的调节机构，其中所述场导向的调节机构作为输出参量提供额定角，其中所述操控机构具有补偿装置，由此能够向所述额定角加载补偿角。
发明内容
按照第一方面，提供一种用于运行机动车的转向系统的方法，其中所述方法包括：所述控制器根据用于第二调节电压的补偿轨迹并且根据调制极限来获知电压储备、根据所述电压储备来获知具有基本振荡的第一调节电压、获知相对于所述第一调节电压的基本振荡具有第六阶谐波振荡的补偿电压并且根据所述第一调节电压并且根据所述补偿电压来获知所述用于逆整流器的第二调节电压。
永久励磁的同步电机的寄生效应引起取决于转子位置的转矩波动性。尤其在弱磁范围内占优势的第六电阶很重要。为了对这种转矩阶进行补偿，在电压极限的附近运行所述永久励磁的同步电机时提供电压储备。因此，比如通过将谐波的补偿电压接通到第一调节电压上这种方式来对电流调节回路进行干预。焦点被放到作为声学上的异常的源头的转矩波动性上。谐波的机器模型根据工作点来计算所述补偿电压，所述补偿电压引起干扰性的转矩阶的消除。为了将附加的d或者q份额接通到输出电压空间向量上，始终需要附加的电压储备。所述永久励磁的同步电机能够通过所提出的控制器尽可能靠近电压极限来运行并且在这些工作点中保证补偿。
面临所述永久励磁的同步电机经常比如在停车过程中在电压极限处运行这个背景，所提供的解决方案不仅对驾驶员来说代表着舒适性好处。更确切地说，噪声降低也意味着投拆的降低，因为驾驶员不太经常感觉到由同步电机产生的噪声是缺陷并且由此不太经常造访维修点。
因此，提供一种全面的方法论，以完全对呈第六电阶的形式的、直至弱磁范围内的转矩波动性进行补偿。为了同时获得最大的转矩效率，焦点在于可供使用的调制电压的最大的利用，从而比如能够在利用过调制范围的情况下尽可能好地对转矩波动性进行补偿。
一种有利的实施方式的突出之处在于，所述调制极限在电压层面中沿着圆来伸展。由此，所述调制极限不取决于角度。有利地产生第二调节电压，所述第二调节电压在调制极限之内伸展并且在靠近电压极限来运行永久励磁的同步电机时实现对于转矩波动性的完全的补偿。
一种有利的实施方式的突出之处在于，所述调制极限在电压层面中沿着六角形来伸展。由此，所述调制极限取决于角度。由此有利地充分利用所述逆整流器的调节范围并且在补偿转矩波动性的同时提高转矩效率。
一种有利的实施方式的突出之处在于，所述取决于角度的电压储备通过从取决于角度的补偿轨迹的绝对值中减去所述调制极限的绝对值这种方式来获知。所述电压储备由此能够通过补偿电压的接通来实现对转矩波动性进行补偿。
一种有利的实施方式突出之处在于，借助于谐波的机器模型来获知所述补偿电压。
一种有利的实施方式的突出之处在于，根据永久励磁的同步电机的实际-转子位置并且根据所述第一调节电压来获知所述补偿电压。
一种有利的实施方式的突出之处在于，通过所述第一调节电压与所述补偿电压的相加来获知所述用于逆整流器的第二调节电压。
本说明书的第二方面涉及机动车的转向系统的一种控制器，其中所述控制器（26）包括至少一个处理器和至少一个具有计算机程序代码的存储器，其中所述计算机程序代码如此被配置，使得其与至少一个处理器一起引起以下结果，即：所述控制器根据用于第二调节电压的补偿轨迹并且根据调制极限来获知电压储备、根据所述电压储备来获知具有基本振荡的第一调节电压、获知相对于所述第一调节电压的基本振荡具有第六阶谐波振荡的补偿电压并且根据所述第一调节电压并且根据所述补偿电压来获知用于逆整流器的第二调节电压。
本说明书的第二方面涉及机动车的一种转向系统，其中该转向系统包括逆整流器、永久励磁的同步电机以及按照第一方面的控制器。
附图说明
在以下对实施例所作的描述中获得另外的特征和优点。在附图中：
图1以示意性的形式示出了用于机动车的转向系统；
图2a示出了示意性的方框图；
图2b示出了示意性地示出的控制器；
图3a、4a示出了dq系统中的相应的示意性的电压图表；并且
图3b、4b示出了αβ-系统中的相应的示意性的电压图表。
具体实施方式
图1以示意性的形式示出了具有助力转向机构4的转向系统2。此外，所述转向系统2也能够如所示出的那样包括叠加转向机构6。所述转向系统2具有转向传动机构8，该转向传动机构比如被构造为齿条转向传动机构。在本说明书中，主要以齿条转向机构为出发点，其中所述转向传动机构24包括小齿轮10和齿条12。所述转向传动机构8通过小齿轮10和齿条12在每个车辆侧上与转向拉杆系统14相连接，该转向拉杆系统分别与车轮16共同起作用。原则上，所述转向系统2代表着适合用于执行按本发明的方法的装置的大量可能的实施方式之一。其他的实施方式由此也能够通过其他的转向传动机构或者通过驱动装置的其他布置结构来实施。在一种实施方式中，尤其所述转向系统2是线控转向的转向系统。此外，能够在所述转向系统中布置另外的传感器，在此不对所述传感器的布置和实施进行探讨。
在所述转向系统2的扭杆18上布置有所述转向系统的转向器件20、比如方向盘。借助于所述叠加转向机构6，能够在所述转向系统2的正常运行中朝转向传动机构8扩大或缩小由车辆驾驶员施加的转向器件角度。这个由叠加转向机构6加入到转向传动机构8中的转向角差也被称为附加转向角。当然，也能够取代扭杆18而在所述转向器件20与所述叠加转向机构6之间布置转向柱。在这种实施方式中，所述扭杆18布置在叠加转向机构6与助力转向机构4之间。
所述转向系统2的助力转向机构4包括永久励磁的同步电机22、配属于驱动单元22的逆整流器23和传动机构24。所述逆整流器23产生用于运行永久励磁的同步电机22的经过调制的调节电压
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE002
。所述转向系统的控制器26配属于所述永久励磁的同步电机22。所述永久励磁的同步电机22通过传动机构24作用到齿条12上。
向所述控制器26的方框102输送由转向系统2的传感器32所获知的扭杆力矩34。所述转向系统2包括位置传感器38，该位置传感器获知实际-齿条位置40，该实际-齿条位置被输送给控制器26的方框102。此外，所述机动车包括速度传感器42，该速度传感器获知实际-车速44并且将其输送给控制器26。作为替代方案，所述实际-车速44也能够由其他控制器来输送给控制器26。
根据所输送的扭杆力矩34、所输送的实际-齿条位置40以及机动车的实际-速度，所述控制器26获知支撑力矩Mref，该支撑力矩代表着用于有待借助于永久励磁的同步电机22加入到转向系统2中的支撑力矩的额定值，并且比如在相应地作为调节量被转换的情况下以经过调制的调节电压
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE004
的形式被输送给所述永久励磁的同步电机22。
所述转向系统2的传感器46获知永久励磁的同步电机22的实际-定子电流
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE006
。所述实际-定子电流
Figure DEST_PATH_IMAGE007
比如是矢量的参量并且包括iq-系统中的分量id和iq。所述转向系统2的传感器48获知永久励磁的同步电机22的实际-转子位置θ。方框104获知调制极限
Figure DEST_PATH_IMAGE009
。方框106将所输送的补偿电压
Figure DEST_PATH_IMAGE011
的补偿轨迹转换为定子固定的补偿轨迹
Figure DEST_PATH_IMAGE013
。像前面所提到的补偿轨迹之一一样的轨迹定义了相应的坐标系中的轨道曲线，在所述坐标系上所述补偿电压关于时间来伸展。像比如所述补偿轨迹
Figure DEST_PATH_IMAGE013A
一样的轨迹因此借助于像比如补偿电压
Figure DEST_PATH_IMAGE015
一样的矢量的参量来开始（abfahren）。
方框108根据调制极限
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE017
并且根据补偿轨迹
Figure DEST_PATH_IMAGE019
来获知电压储备
Figure DEST_PATH_IMAGE021
。方框110根据第一调节电压
Figure DEST_PATH_IMAGE023
并且根据实际-转子位置
Figure DEST_PATH_IMAGE025
来获知补偿电压
Figure DEST_PATH_IMAGE027
。方框110比如包括谐波的机器模型并且能够被称为这样的谐波的机器模型。从机器模型中得知的补偿电压
Figure DEST_PATH_IMAGE029
在dq系统中按照方程式（1）和（2）来定义：
Figure DEST_PATH_IMAGE031
。
Figure DEST_PATH_IMAGE033
是沿着d方向的取决于角度的补偿电压。
Figure DEST_PATH_IMAGE035
是所述补偿电压
Figure DEST_PATH_IMAGE037
的幅度。
Figure DEST_PATH_IMAGE039
是电转子位置。
Figure DEST_PATH_IMAGE041
是所述补偿电压
Figure DEST_PATH_IMAGE043
的相位。类似地，这适用于
Figure DEST_PATH_IMAGE043A
，不过是沿着q方向。
方框 112根据预先给定的支撑力矩
Figure DEST_PATH_IMAGE045
、根据电压储备
Figure DEST_PATH_IMAGE047
并且根据实际-转子位置
Figure DEST_PATH_IMAGE049
来获知具有分量
Figure DEST_PATH_IMAGE051
和
Figure DEST_PATH_IMAGE053
的额定-定子电流
Figure DEST_PATH_IMAGE055
。在加法点处，根据所述额定-定子电流
Figure DEST_PATH_IMAGE057
并且根据实际-定子电流
Figure DEST_PATH_IMAGE059
来获知调节差d。方框116代表着调节器，该调节器根据调节差d来获知第一调节电压
Figure DEST_PATH_IMAGE061
。在加法点118处，根据所述第一调节电压
Figure DEST_PATH_IMAGE063
并且根据所述补偿电压
Figure DEST_PATH_IMAGE065
来获知第二调节电压
Figure DEST_PATH_IMAGE067
。所述逆整流器23在经过调制的调节电压
Figure DEST_PATH_IMAGE069
的意义上如此对能调节的电压进行调制，从而在所述永久励磁的同步电机22的定子绕组上设置有效的电压，该有效的电压对应于所述第二调节电压
Figure DEST_PATH_IMAGE071
。所述第一调节电压
Figure DEST_PATH_IMAGE073
由调节器116来算出。所述第二调节电压
Figure DEST_PATH_IMAGE075
被输送给逆整流器32，使得该逆整流器23通过调制在所述永久励磁的同步电机22上设置这种调节电压
Figure DEST_PATH_IMAGE076
。因此，所述控制器26提供第二调节电压
Figure DEST_PATH_IMAGE077
并且将其输送给逆整流器23，该逆整流器在使用第二调节电压的情况下操控所述永久励磁的同步电机22。
供转矩形成所用的电压
Figure DEST_PATH_IMAGE079
按照方程式（3）来获知，其中
Figure DEST_PATH_IMAGE081
是调制极限，其中Rs是定子电阻，其中Imax是定子绕组上的最大的电流值并且Ures是电压储备：
Figure DEST_PATH_IMAGE083
。
对于额定-定子电流
Figure DEST_PATH_IMAGE085
的计算按照方程式（4）到（7）来计算，其中Zp是极对数，
Figure DEST_PATH_IMAGE087
是沿着d方向的永磁体-磁链，Ld、Lq是沿着d或者q方向的相应的电感，ω是电角速度，并且λ是拉格朗日乘数：
Figure DEST_PATH_IMAGE089
。
所述额定-定子电流
Figure DEST_PATH_IMAGE091
借助于转矩方程式（4）以及可供使用的电压
Figure DEST_PATH_IMAGE093
来计算。所述电压限制借助于链接的磁通
Figure DEST_PATH_IMAGE095
通过方程式（5）来描述。从中作为附加条件按照方程式（6）来产生具有有待最大化的转矩和电压限制的优化问题。借助于负的转矩方程式和附加条件，可以开发有待最小化的拉格朗日函数（7），从所述拉格朗日函数中计算具有按照相应的d或q方向的分量id,ref和iq,ref的运行最佳的额定-定子电流
Figure DEST_PATH_IMAGE097
。
借助于按照额定-定子电流
Figure DEST_PATH_IMAGE099
的参考值计算，来如此限制所述第二调节电压
Figure DEST_PATH_IMAGE101
的基本振荡幅度udq，以便始终保证所述补偿电压
Figure DEST_PATH_IMAGE103
的接通。为此，将按照方程式（8）的补偿电压
Figure DEST_PATH_IMAGE105
转换为按照补偿电压
Figure DEST_PATH_IMAGE107
的定子固定的
Figure DEST_PATH_IMAGE109
系统：
Figure DEST_PATH_IMAGE111
。
所述补偿电压
Figure DEST_PATH_IMAGE113
的有待接通的形式通过其d及q分量来表征。根据相应的分量的幅度和相位，产生对应的补偿轨迹
Figure DEST_PATH_IMAGE115
。在一般情况下，所述补偿轨迹通过椭圆用电压层面中的可变的伸展度和定向来描述。在极端情况下，所述椭圆被简化为圆或直线。
借助于对于额定-定子电流
Figure DEST_PATH_IMAGE117
的计算的干预（MMPA/MMPV-策略）来引起以下结果，即：提供合适的电压储备
Figure DEST_PATH_IMAGE119
，该电压储备允许对于必需的补偿轨迹
Figure DEST_PATH_IMAGE121
的电压接通。
图2a示出了示意性的方框图。按照方框202，根据所述用于第二调节电压
Figure DEST_PATH_IMAGE123
的补偿轨迹
Figure DEST_PATH_IMAGE125
并且根据所述调制极限
Figure DEST_PATH_IMAGE127
来获知电压储备
Figure DEST_PATH_IMAGE129
。方框204根据所述电压储备
Figure DEST_PATH_IMAGE129A
来获知具有基本振荡的第一调节电压
Figure DEST_PATH_IMAGE131
。按照方框206，来获知相对于第一调节电压
Figure DEST_PATH_IMAGE133
的基本振荡具有第六阶谐波振荡的场导向的补偿电压
Figure DEST_PATH_IMAGE135
。按照方框208，根据所述第一调节电压
Figure DEST_PATH_IMAGE136
并且根据所述补偿电压
Figure DEST_PATH_IMAGE138
来获知用于逆整流器的第二调节电压
Figure DEST_PATH_IMAGE140
。
图2b示出了示意性地示出的控制器26。所述控制器26具有处理器P，该处理器通过数据线与存储元件Mem相连接。所述处理器P也能够称为数字式计算器，在该数字式处理器上能够实施在这里所描述的方法。所述存储元件Mem也能够称为存储介质。在所述存储元件Mem上存储有可在处理器P上执行的、作为计算机程序代码的计算机程序。
图3a以场导向的dq-坐标系来示出。按照图3a和3b，空间向量平面的、具有最大直径的内圆作为调制极限
Figure DEST_PATH_IMAGE142
来确定，所述调制极限
Figure DEST_PATH_IMAGE143
也能够称为不取决于角度的电压极限。这个调制极限
Figure DEST_PATH_IMAGE144
通过方程式（9）来定义，该方程式通过线性的调制范围内的空间向量调制的运用来实现。
Figure DEST_PATH_IMAGE146
表示电池电压或者中间电路电压。所述调制极限
Figure DEST_PATH_IMAGE144A
在图3b（定子导向的坐标系）中是最大的内圆，该最大的内圆能够被绘入到六角形中：
Figure DEST_PATH_IMAGE148
。
能调节的调制电压通过定子绕组上的欧姆的电压降来降低。最后，通过待提供的电压储备
Figure DEST_PATH_IMAGE150
来保证所述补偿。
由基本振荡份额和呈补偿电压
Figure DEST_PATH_IMAGE152
的形式的补偿份额构成的叠加引起用于第二调节电压
Figure DEST_PATH_IMAGE154
的取决于角度的原始轨迹
Figure DEST_PATH_IMAGE156
，其中所述定子固定的调节电压
Figure DEST_PATH_IMAGE158
沿着取决于角度的原始轨迹
Figure DEST_PATH_IMAGE160
来伸展。所述定子固定的调节电压
Figure DEST_PATH_IMAGE162
与方程式（8）类似地对应于场导向的第二调节电压
Figure DEST_PATH_IMAGE164
。
出于对称原因，下面对图3b中的空间向量平面的、
Figure DEST_PATH_IMAGE166
的截取部分进行观察是足够的，其中
Figure DEST_PATH_IMAGE168
表示定子固定的调节电压
Figure DEST_PATH_IMAGE170
的电角。在这个范围内，为所定义的数目的角度值按照方程式（10）来预先计算所述补偿轨迹
Figure DEST_PATH_IMAGE172
和调制极限
Figure DEST_PATH_IMAGE174
的差。所述定子固定的调节电压
Figure DEST_PATH_IMAGE176
的电角
Figure DEST_PATH_IMAGE177
与电转子位置
Figure DEST_PATH_IMAGE179
的区别在于偏移：
Figure DEST_PATH_IMAGE181
。
最后，由最大的电压差
Figure DEST_PATH_IMAGE183
产生必需的电压储备
Figure DEST_PATH_IMAGE185
，该电压储备引起对于基本振荡幅度的限制。对于所述基本振荡幅度的限制使得所述原始轨迹
Figure DEST_PATH_IMAGE187
始终处于调制极限
Figure DEST_PATH_IMAGE189
之内。由此，将所要求的处于六角形H的外部的原始轨迹
Figure DEST_PATH_IMAGE191
缩放到能调节的电压范围内，使得仅仅所述原始轨迹
Figure DEST_PATH_IMAGE193
的外部的点处于调制极限
Figure DEST_PATH_IMAGE195
上。所述六角形H的内部区域对应于能通过逆整流器23来调节的范围。
图4a和4b示出了另一种实例，在该实例中所述逆整流器23的调节范围得到充分利用并且由此转矩效率得到提高。通过在非线性的调制范围内对逆整流器23进行的调制，能够设置完全的六角形的电压面。所述空间向量平面的角部中的这些所谓的过调制范围能够用于对转矩中的第六电阶进行补偿。所要求的椭圆形的原始轨迹
Figure DEST_PATH_IMAGE197
而后能够按照图4a在线性的调节范围内来设置。所述调制极限
Figure DEST_PATH_IMAGE199
因此通过按照方程式（11）的取决于角度的函数来定义，其沿着所述六角形来伸展：
Figure DEST_PATH_IMAGE201
。
在这里现在将所述用于对转矩波动性的补偿来说必需的第二调节电压
Figure DEST_PATH_IMAGE203
的原始轨迹
Figure DEST_PATH_IMAGE205
与调制面的六分之一的范围内的所定义的角度值处的取决于角度的调制极限
Figure DEST_PATH_IMAGE207
进行比较。从按照方程式（12）的最大的绝对值差中预测或者获知必需的电压储备
Figure DEST_PATH_IMAGE209
：
Figure DEST_PATH_IMAGE211
。
如可以从图4b中看出的那样，只有根据所述谐波的补偿电压
Figure DEST_PATH_IMAGE213
的角度所述原始轨迹
Figure DEST_PATH_IMAGE215
处于通过调制极限
Figure DEST_PATH_IMAGE217
来预先给定的调制面之外才需要附加地提供电压储备
Figure DEST_PATH_IMAGE219
。否则，用这种方法论能够在没有附加的转矩损失的情况下对转矩中的第六电阶进行补偿。所提出的方法论能够实现在利用三相的脉冲逆整流器的非线性的调制范围（过调制）的情况下对转矩波动性进行补偿。

Claims (9)

1.用于运行机动车的转向系统（2）的方法，其中所述方法包括：
根据用于第二调节电压（
Figure DEST_PATH_IMAGE002
）的补偿轨迹（
Figure DEST_PATH_IMAGE004
）并且根据调制极限（
Figure DEST_PATH_IMAGE006
）来获知电压储备（
Figure DEST_PATH_IMAGE008
），
根据所述电压储备（
Figure DEST_PATH_IMAGE008A
）来获知具有基本振荡的第一调节电压（
Figure DEST_PATH_IMAGE010
），
获知相对于所述第一调节电压（
Figure DEST_PATH_IMAGE010A
）的基本振荡具有第六阶谐波振荡的补偿电压（
Figure DEST_PATH_IMAGE012
），并且
针对逆整流器（23）根据所述第一调节电压（
Figure DEST_PATH_IMAGE010AA
）并且根据所述补偿电压（
Figure DEST_PATH_IMAGE012A
）来获知所述第二调节电压（
Figure DEST_PATH_IMAGE014
）。
2.根据权利要求1所述的方法，其中所述调制极限（
Figure DEST_PATH_IMAGE006A
）在电压层面中沿着圆来伸展。
3.根据权利要求1所述的方法，其中所述调制极限（
Figure DEST_PATH_IMAGE006AA
）在电压层面中沿着六角形来伸展。
4.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中所述补偿电压（
Figure DEST_PATH_IMAGE012AA
）借助于谐波的机器模型来获知。
5.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中所述补偿电压（
Figure DEST_PATH_IMAGE012AAA
）根据永久励磁的同步电机（22）的实际转子位置（
Figure DEST_PATH_IMAGE016
）并且根据所述第一调节电压（
Figure DEST_PATH_IMAGE010AAA
）来获知。
6.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中用于逆整流器（23）的第二调节电压（
Figure DEST_PATH_IMAGE014A
）通过第一调节电压（
Figure DEST_PATH_IMAGE010AAAA
）与补偿电压（
Figure DEST_PATH_IMAGE012AAAA
）的相加来获知。
7. 根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中取决于角度的电压储备（
Figure DEST_PATH_IMAGE008AA
）通过从取决于角度的补偿轨迹（
Figure DEST_PATH_IMAGE017
）的绝对值中减去调制极限（
Figure DEST_PATH_IMAGE006AAA
）的绝对值这种方式来获知。
8.用于机动车的转向系统（2）的控制器（26），其中所述控制器（26）包括至少一个处理器和至少一个带有计算机程序代码的存储器，其中所述计算机程序代码如此被配置，使得其与至少一个处理器一起引起以下结果，即：所述控制器（26）
根据用于第二调节电压（
Figure DEST_PATH_IMAGE014AA
）的补偿轨迹（
Figure DEST_PATH_IMAGE017A
）并且根据调制极限（
Figure DEST_PATH_IMAGE006AAAA
）来获知电压储备（
Figure DEST_PATH_IMAGE008AAA
），
根据所述电压储备（
Figure DEST_PATH_IMAGE008AAAA
）来获知具有基本振荡的第一调节电压（
Figure DEST_PATH_IMAGE010AAAAA
），
获知相对于所述第一调节电压（
Figure DEST_PATH_IMAGE010AAAAAA
）的基本振荡具有第六阶谐波振荡的补偿电压（
Figure DEST_PATH_IMAGE012AAAAA
），并且
根据所述第一调节电压（
Figure DEST_PATH_IMAGE010AAAAAAA
）并且根据所述补偿电压（
Figure DEST_PATH_IMAGE012AAAAAA
）来获知用于逆整流器的第二调节电压（
Figure DEST_PATH_IMAGE014AAA
）。
9.机动车的转向系统（2），其中所述转向系统（2）包括逆整流器（23）、永久励磁的同步电机（22）和根据前一项权利要求所述的控制器（26）。
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