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Die vorliegende Erfindung betrifft eine Steuervorrichtung zur Steuerung des Betriebs einer Rotationsmaschine.
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Üblicherweise steuert eine PWM-Steuerung in einer Steuervorrichtung einer Rotationsmaschine die Schaltzeitpunkte eines Schaltelements in einem elektrischen Leistungswandler, beispielsweise einem Inverter, so dass die Zufuhr von Elektrizität an die Rotationsmaschine gesteuert wird. Die PWM-Steuerung erzeugt ein Schaltverhältnissignal auf der Grundlage eines Spannungsanweisungswerts. Das Schaltverhältnissignal ist das Verhältnis von Ein/Aus-Zyklen einer Schaltperiode. Die PWM-Steuerung schaltet das Schaltelement durch Vergleich des Schaltverhältnissignals mit einer Trägerwelle, beispielsweise einer Dreieckwelle, einer Sägezahnwelle etc., ein und aus.
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Bei der PWM-Steuerung wird, wenn die PWM-Frequenz, welche eine Frequenz der Trägerwelle ist, höher gewählt wird, das heißt, eine Zykluslänge kürzer gemacht wird, die Steuerbarkeit verbessert. Beispielweise beschreibt die
JP 2013-219905 A (entsprechend der
US 2013/0264974 A1 ), dass die Frequenz einer Trägerwelle auf 20 kHz gesetzt werden kann und eine Zykluslänge auf 50 μs gesetzt werden kann.
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Die Erfinder der vorliegenden Anmeldung haben Folgendes festgestellt.
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Wenn die PWM-Frequenz zunimmt, kann die Anzahl von Schaltvorgängen pro Zeiteinheit zunehmen, und Schaltverluste nehmen zu. In einem normalen Antriebsstatus wird, um die Steuerbarkeit zu verbessern, eine Frequenz von beispielsweise 20 kHz verwendet.
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In einer Steuervorrichtung für einen Motor, der ein Lenkunterstützungsdrehmoment zur Verwendung in einer elektrischen Servolenkung für ein Fahrzeug erzeugt, kann es, insbesondere wenn die Steuervorrichtung sich im Bereich der Lenksäule befindet, vorteilhaft sein, eine PWM-Frequenz von 20 kHz oder mehr aus Gründen der Geräuscharmut zu verwenden, da in diesem Fall die Steuervorrichtung sich nahe beim Fahrer befindet und Fahrer und Fahrzeuginsassen möglicherweise ein Betriebsgeräusch vernehmen können.
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Es sei angenommen, dass die Steuervorrichtung der Rotationsmaschine eine Mehrzahl von Systemen elektrischer Leistungswandler enthält und die Zufuhr von Elektrizität an die Mehrzahl von Wicklungsgruppen entsprechend der Mehrzahl von Systemen steuert. Zusätzlich sei angenommen, dass ein elektrischer Leistungswandler oder eine Wicklungsgruppe in irgendeinem der Mehrzahl von Systemen fehlerhaft wird und die Rotationsmaschine nur (noch) von einem normal arbeitenden System angetrieben werden kann. „Normal arbeitendes System” bedeutet hierbei ein System, welches fehlerfrei arbeitet. Bei einer elektrischen Servolenkvorrichtung kann die obige Situation einem Fall entsprechen, bei dem ein Fehler in irgendeinem System während der Fahrt aufgetreten ist; der Fahrer führt eine „Notfallfahrt” zu einer Werkstatt oder dergleichen durch, wobei die Unterstützungsfunktion für das Lenkdrehmoment nur von dem normal arbeitenden System sichergestellt wird. In dieser Situation kann es wünschenswert sein, die Leistungseffizienz durch Verringern von Schaltverlusten im elektrischen Leistungswandler des normal arbeitenden Systems zu verbessern und Wärmeerzeugung zu verhindern, wobei Steuerbarkeit und Geräuschentwicklung in den Hintergrund treten.
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Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Steuervorrichtung zum Steuern des Betriebs einer Rotationsmaschine zu schaffen, welche eine Mehrzahl von Systemen elektrischer Leistungswandler und eine Mehrzahl von Wicklungsgruppen enthält. Die Steuervorrichtung soll Schaltverluste eines elektrischen Leistungswandlers in einem normal arbeitenden System verringern, wenn ein elektrischer Leistungswandler oder eine Wicklungsgruppe in irgendeinem der Systeme fehlerhaft wird.
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Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Steuervorrichtung für eine Rotationsmaschine geschaffen, wobei die Steuervorrichtung den Antrieb oder Betrieb der Rotationsmaschine steuert, welche eine Mehrzahl von Wicklungsgruppen enthält. Die Steuervorrichtung der Rotationsmaschine enthält elektrische Leistungswandler in einer Mehrzahl von Systemen, einen Fehlererkennungsabschnitt und eine Steuerung. Jeder der elektrischen Leistungswandler hat ein Schaltelement in einem oberen Zweig und ein Schaltelement in einem unteren Zweig und wandelt Gleichstromleistung oder Gleichstromenergie durch einen Schaltvorgang zur Versorgung einer entsprechenden Wicklungsgruppe, welche jedem der elektrischen Leistungswandler entspricht. Das Schaltelement im oberen Zweig und das Schaltelement im unteren Zweig sind in Brückenverbindung. Der Fehlererkennungsabschnitt erkennt einen Fehler eines elektrischen Leistungswandlers oder einen Fehler einer Wicklungsgruppe. Die Steuerung betreibt die Schaltelemente in den elektrischen Leistungswandlern und steuert die Zufuhr von Elektrizität an die Wicklungsgruppen der Rotationsmaschine für jedes aus der Mehrzahl von Systemen. Wenn der Fehlererkennungsabschnitt einen Fehler oder eine Fehlfunktion der elektrischen Leistungswandler oder einen Fehler der Wicklungsgruppe in irgendeinem der Systeme erkennt, stoppt die Steuerung die Ausgabe an den elektrischen Leistungswandler in dem fehlerhaften System der elektrischen Leistungswandler, und die Steuerung verringert die Gesamtanzahl von Schaltvorgängen pro Zeiteinheit der Schaltelemente in einem elektrischen Leistungswandler eines normal arbeitenden Systems der elektrischen Leistungswandler im Vergleich zu einem normalen Fahrzustand. Im normalen Fahrzustand arbeiten sämtliche elektrischen Leistungswandler und sämtliche Wicklungsgruppen in den Systemen normal.
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Bei der Steuervorrichtung für die Rotationsmaschine wird die Anzahl von Schaltvorgängen pro Zeiteinheit verringert und der Schaltverlust im elektrischen Leistungswandler des normal arbeitenden Systems wird verringert. Es kann möglich gemacht werden, die Leistungseffizienz zu verbessern und Wärmeerzeugung zu verhindern, wobei Steuerbarkeit und Geräuschentwicklung in den Hintergrund treten.
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Weitere Einzelheiten, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben sich besser aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung unter Bezugnahme auf die Zeichnung.
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Es zeigt:
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1 schematisch den Schaltungsaufbau von Invertern zweier Systeme, gesteuert von einer Motorsteuervorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung;
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2 schematisch eine elektrische Servolenkvorrichtung, welche die Motorsteuervorrichtung der vorliegenden Erfindung verwendet;
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3 in einem Blockdiagramm die Motorsteuervorrichtung einer ersten Ausführungsform;
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4 ein Zeitdiagramm einer PWM-Trägerwelle;
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5 ein Zeitdiagramm einer PWM-Steuerung;
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6A ein Zeitdiagramm einer PWM-Frequenz zum Zeitpunkt eines normalen Betriebszustands unter Verwendung zweier Systeme;
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6B ein Zeitdiagramm einer PWM-Frequenz zum Zeitpunkt eines Einzelsystem-Betriebszustands;
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7A ein Beispiel einer Charakteristik einer PWM-Frequenz, wobei eine Beziehung zwischen Elementtemperatur und PWM-Frequenz gezeigt ist;
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7B ein weiteres Beispiel einer Charakteristik einer PWM-Frequenz, wobei eine Beziehung zwischen Elementtemperatur und PWM-Frequenz gezeigt ist;
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7C ein anderes Beispiel einer Charakteristik einer PWM-Frequenz, wobei eine Beziehung zwischen Elementtemperatur und PWM-Frequenz gezeigt ist;
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8 ein Beispiel der Verringerung der Ausgangsverstärkung zum Zeitpunkt des Einzelsystem-Betriebszustands im Vergleich zu dem Fall eines normalen Zweisystem-Betriebszustands;
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9A ein Beispiel des Änderungsbetrags der Wärmeerzeugung, wenn das Schaltverhältnis 93% beträgt;
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9B ein Beispiel des Änderungsbetrags der Wärmeerzeugung, wenn das Schaltverhältnis 50% beträgt;
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10 ein Blockdiagramm, in welchem ein Teil einer Motorsteuervorrichtung einer zweiten Ausführungsform gezeigt ist;
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11 die Darstellung eines zweiphasigen Flattop-Modulationsprozesses;
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12 die Darstellung eines zweiphasigen Flatbed-Modulationsprozesses; und
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13 die Darstellung einer Impulswellenform, welche in einer Motorsteuervorrichtung einer dritten Ausführungsform verwendet wird.
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Nachfolgend sei angenommen, dass eine erfindungsgemäße Steuervorrichtung für eine Rotationsmaschine (einen elektrischen Antriebsmotor) in einem elektrischen Servolenksystem (EPS) eines Fahrzeugs verwendet wird.
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Anhand der 1 und 2 wird die Konfiguration beschrieben, welche sämtlichen Ausführungsformen gemeinsam ist.
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<Gemeinsame Konfiguration>
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In der vorliegenden Ausführungsform enthält ein Lenksystem 90 eine elektrische Servolenkvorrichtung 1. 2 zeigt den Gesamtaufbau des Lenksystems 90. Eine Lenkwelle 92 ist mit einem Lenkrad 91 verbunden. Die Lenkwelle 92 enthält einen Drehmomentsensor 94, der ein Lenkmoment erkennt. Die Lenkwelle 92 enthält an einem ihrer Enden ein Lenkgetriebe 96. Das Lenkgetriebe 96 ist in Eingriff mit einer Zahnstange 97. An beiden Enden der Zahnstange 97 befindet sich jeweils ein Rad 98, welches mit der Zahnstange 97 über eine Spurstange oder dergleichen drehbar verbunden ist. Eine Drehbewegung der Lenkwelle 92 wird vom Lenkgetriebe 96 in eine Linearbewegung der Zahnstange 97 umgesetzt, so dass das Radpaar 98 um einen Winkel entsprechend einer Verschiebung durch eine Linearbewegung der Zahnstange 97 eingeschlagen wird.
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Die elektrische Servolenkvorrichtung 1 enthält ein Stellglied 2 und ein Untersetzungsgetriebe 89. Das Stellglied 2 dreht eine Drehwelle. Das Untersetzungsgetriebe 89 untersetzt die Drehung der Drehwelle und überträgt diese auf die Lenkwelle 92.
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Das Stellglied 2 enthält einen EPS-Motor 80 und eine EPS-Motorsteuervorrichtung 10. Der EPS-Motor 80 entspricht hierbei der Rotationsmaschine, welche ein Lenkunterstützungsdrehmoment erzeugt. Die EPS-Motorsteuervorrichtung 10 entspricht der Steuervorrichtung für die Rotationsmaschine und treibt den Motor 80 an. Die EPS-Motorsteuervorrichtung 10 kann auch als Motorsteuervorrichtung bezeichnet werden. Der Motor 80 ist in der vorliegenden Ausführungsform ein bürstenloser dreiphasiger Wechselstrommotor, der das Untersetzungsgetriebe 89 in und entgegen Uhrzeigerrichtung dreht.
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Die Motorsteuervorrichtung 10 enthält eine Steuerung 65 und Inverter 601, 602. Die Inverter 601, 602 entsprechen elektrischen Leistungswandlern, welche die Elektrizitätszufuhr an den Motor 80 gemäß einer Anweisung durch die Steuerung 65 steuern.
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Ein Drehwinkelsensor 85 enthält einen Magneten am Motor 80 und ein Magnetismuserkennungselement seitens der Motorsteuervorrichtung 10. Der Magnet entspricht einem Magnetismuserzeugungsabschnitt. Der Drehwinkelsensor 85 erkennt einen Rotordrehwinkel θ des Motors 80.
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Die Steuerung 65 führt Schaltvorgänge der Inverter 601, 602 auf der Grundlage einer Drehmomentanweisung trq*, eines Drehwinkelsignals vom Drehwinkelsensor 85 und eines Rückkopplungsstroms durch und steuert die Elektrizitätszufuhr an den Motor 80. Somit erzeugt das Stellglied 2 in der elektrischen Servolenkvorrichtung 1 das Lenkunterstützungsdrehmoment, welches eine Lenkbewegung des Lenkrads 91 unterstützt, und überträgt dieses Lenkunterstützungsdrehmoment auf die Lenkwelle 92.
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Gemäß 1 hat der Motor 80 zwei Wicklungsgruppen 801, 802. Die Wicklungsgruppen 801, 802 können auch als erste Wicklungsgruppe 801 und zweite Wicklungsgruppe 802 betrachtet werden. Die erste Wicklungsgruppe 801 enthält dreiphasige Wicklungsdrähte 811–813 entsprechend einer U-Phase, einer V-Phase und einer W-Phase. Die zweite Wicklungsgruppe 802 enthält dreiphasige Wicklungsdrähte 821–823 entsprechend einer U-Phase, einer V-Phase und einer W-Phase. Der Inverter 601 ist entsprechend der ersten Wicklungsgruppe 801 vorgesehen. Der Inverter 602 ist entsprechend der zweiten Wicklungsgruppe 802 vorgesehen. Nachfolgend ist eine Kombination bestehend aus einem Inverter und einer dreiphasigen Wicklungsgruppe entsprechend dem Inverter als ein System bezeichnet. Die elektrischen Eigenschaften der beiden Systeme sind hierbei identisch. Ein Bezugszeichen oder Symbol im ersten System enthält eine „1” und ein Bezugszeichen oder Symbol im zweiten System enthält eine „2” an der letzten Stelle eines jeden Bezugszeichens oder Symbols eines Bauteils oder einer physikalischen Größe.
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Die Motorsteuervorrichtung 10 enthält Energieversorgungsrelais 521, 522, einen Kondensator 53, Inverter 601, 602, Stromsensoren 701, 702 und eine Steuerung 65.
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Die Energieversorgungsrelais 521, 522 ermöglichen die Unterbrechung einer Energieversorgung von der Batterie 51 an die Inverter 601, 602 in jedem System. Das Energieversorgungsrelais 521 ermöglicht die Unterbrechung der Energiezufuhr von der Batterie 51 an den Inverter 601. Das Energieversorgungsrelais 522 ermöglicht die Unterbrechung der Energiezufuhr von der Batterie 51 an den Inverter 602.
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Der Kondensator 53 und die Batterie 51 sind parallel geschaltet. Der Kondensator 53 speichert eine elektrische Ladung, unterstützt die Energiezufuhr an die Inverter 601, 602 und unterdrückt eine Rauschkomponente, beispielsweise einen Stoßstrom. Ein Schaltverhältnisberechnungsabschnitt 361 ermittelt eine Spannung Vc zwischen den Elektroden des Kondensators 53.
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Da der Inverter 601 im ersten System enthalten ist, kann der Inverter 601 auch als erster Systeminverter bezeichnet werden. Betreffend ein anderes Bauteil in jedem System kann der Ausdruck „erstes System” oder „zweites System” vor der Bezeichnung eines betreffenden Bauteils hinzugefügt sein.
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In dem ersten Systeminverter 601 sind, um die Elektrizitätszufuhr an jeden der Wicklungsdrähte 811–813 in der ersten Wicklungsgruppe 801 zu ändern, sechs Schaltelemente 611–616 in Brückenverbindung. Die Schaltelemente 611–616 sind als ein Beispiel in der vorliegenden Ausführungsform Metalloxid-Halbleiterfeldeffekttransistoren (MOSFETs). Nachfolgend werden die Schaltelemente 611–616 aus Gründen der Einfachheit als MOSs 611–616 bezeichnet.
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Wie in 1 dargestellt, sind die Drains der MOSs 611–613 in einem oberen Zweig, der einer Hochspannungsseite entspricht, mit einer positiven Elektrodenseite der Batterie 51 verbunden. Die Sources der MOSs 611–613 im oberen Zweig sind mit den Drains der MOSs 614–616 in einem unteren Zweig verbunden, der einer Niedrigspannungsseite entspricht. Die Sources der MOSs 614–616 im unteren Zweig sind mit einer negativen Elektrodenseite der Batterie 51 verbunden. Ein Verbindungspunkt zwischen den MOSs 611–613 im oberen Zweig und den MOSs 614–616 im unteren Zweig ist mit einem Ende der entsprechenden Wicklungsdrähte 811–813 verbunden.
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Der Stromsensor 701 erkennt einen Phasenstrom, der vom Inverter 601 an die Wicklungsgruppe 801 geschickt wird. Obgleich der Stromsensor 701 jeden der Ströme in den drei Phasen in 1 erkennt, kann ein Stromsensor auch den Strom in zwei der drei Phasen erkennen und den Strom in der anderen Phase beispielsweise unter Verwendung des Kirchhoff'schen Gesetzes berechnen.
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Die Eingangsspannung Vr1 wird anhand einer auf bestimmte Weise unterteilten Spannung zwischen einer Energieversorgungsleitung und einer Masseleitung im ersten Systeminverter 601 erkannt.
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Was den zweiten Systeminverter 602 betrifft, so sind die Aufbauten von Schaltelementen (MOS) 621–626 und eines Stromsensor 702 und ein Aufbau zur Erkennung einer Eingangsspannung Vr2 ähnlich zu den Aufbauten im ersten Systeminverter 601.
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Die Steuerung 65 enthält einen Mikrocomputer 67 und eine Treiberschaltung 68. Die Treiberschaltung 68 entspricht einem Vortreiber. Der Mikrocomputer 67 führt eine Steuerberechnung eines jeden arithmetischen Werts gemäß einer Steuerung auf der Grundlage eines Eingangssignals, beispielsweise eines Drehmomentsignals oder eines Drehwinkelsignals, durch. Die Treiberschaltung 68 ist mit den Gates der MOSs 611–616 und 621–626 verbunden und führt einen Schaltausgang auf der Grundlage der Steuerung des Mikrocomputers 67 durch.
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Wenn eines der beiden Systeme in einen fehlerhaften Betrieb gerät, unterbricht die Steuerung 65 die Ausgabe an den Inverter in dem Fehlersystem und führt eine Steuerung des Ausgangs an den Inverter in dem normal arbeitenden System durch. Die Steuerung des Ausgangs an den Inverter in dem normal arbeitenden System wird nachfolgend erläutert. Wenn das eine der beiden Systeme in einen fehlerhaften Betrieb gerät, ist dieses eine der beiden Systeme das Fehlersystem oder sich in einem Fehlerzustand befindliche System.
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<Konfiguration der Steuerung>
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Es sei angenommen, dass ein System der Inverter 601, 602 oder der Wicklungsgruppen 801, 802 der beiden Systeme in fehlerhaften Betrieb gelangt. In diesem Fall wird der Aufbau der Steuerung 65 zum Beibehalten eines Ausgangsdrehmoments des Motors 80 alleine mit einem Betrieb des normal arbeitenden Systems in jeder Ausführungsform beschrieben, und eine von der Steuerung 65 durchgeführte Verarbeitung wird ebenfalls für jede Ausführungsform beschrieben. Eine Konfiguration ähnlich in jeder Ausführungsform erhält das gleiche Bezugszeichen, und eine wiederholte Erläuterung erfolgt nicht.
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<Erste Ausführungsform>
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Eine Motorsteuervorrichtung 10 einer ersten Ausführungsform wird anhand der 3 bis 9B beschrieben.
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Ein Steuerblockdiagramm von 3 zeigt die Steuerung 65, welche in der Motorsteuervorrichtung 10 mit einer Strichdoppelpunktlinie eingefasst ist. Somit sind die Inverter 601, 602, die Stromsensoren 701, 702 und Fehlererkennungsabschnitte 751, 752 bei der vorliegenden Beschreibung nicht in der Steuerung enthalten. Es sei festzuhalten, dass die vorliegende Beschreibung auf konzeptuelle Ziele eingeschränkt ist. Weiterhin sei festzuhalten, dass die elektronischen Bauteile in einer konkreten Ausgestaltung nicht separat voneinander angeordnet sind.
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Wenn sämtliche Inverter und alle Wicklungsgruppen in allen Systemen normal ohne irgendeinen Fehler arbeiten, arbeiten die Inverter und die Wicklungsgruppen im ersten System und im zweiten System der beiden Systeme normal, und diese Situation wird als normaler Fahr- oder Betriebszustand bezeichnet.
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Alle Systeme betreffend wird nun der Aufbau des ersten Systems zum Zeitpunkt des normalen Fahrzustands beschrieben. Die Steuerung 65 steuert die Elektrizitätszufuhr an den Motor 80 mittels einer Stromrückkopplungssteuerung und einer PWM-Steuerung. Die Stromrückkopplungssteuerung verwendet eine bekannte Stromvektorsteuerung. Die Steuerung 65 enthält, was das erste System betrifft, einen Stromanweisungswertberechnungsabschnitt 151, einen 3-auf-2-Phasenwandler 251, eine Steuervorrichtung 301, einen 2-auf-3-Phasenwandler 351, einen Schaltverhältnisberechnungsabschnitt 361 und einen Trägerwellenvergleichsabschnitt 401. In 1 enthält der Mikrocomputer 67 den Stromanweisungswertberechnungsabschnitt 151, den 3-auf-2-Phasenwandler 251, die Steuerung 301, den 2-auf-3-Phasenwandler 351 und den Schaltverhältnisberechnungsabschnitt 361. Die Treiberschaltung 68 enthält den Trägerwellenvergleichsabschnitt 401.
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Der Stromanweisungswertberechnungsabschnitt 151 multipliziert einen Eingang mit einer bestimmten Verstärkung auf der Grundlage der erhaltenen Drehmomentanweisung trq* und berechnet dq-Achsen-Stromanweisungswerte Id* und Iq1* als Ausgang. Der Stromanweisungswertberechnungsabschnitt 151 kann einem Beispiel eines Stromanweisungswertberechnungsabschnitts entsprechen.
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Der 3-auf-2-Phasenwandler 251 führt eine dq-Umwandlung durch. Der 3-auf-2-Phasenwandler 251 wandelt die Phasenstromerkennungswerte Iu1, Iv1, Iw1 in den drei Phasen, erkannt vom Stromsensor 701, in die dq-Achsen-Stromerkennungswerte Id1, Iq1 auf der Grundlage eines Drehwinkels θ, der vom Drehwinkelsensor 85 zurückgekoppelt wird.
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Die Steuervorrichtung 301 empfängt eine Stromabweichung zwischen den dq-Achsen-Stromanweisungswerten Id1*, Iq1* und den dq-Achsen-Stromerkennungswerten Id1, Iq1. Damit die Stromabweichung null wird, berechnet die Steuervorrichtung 301 Spannungsanweisungswerte Vd1, Vq1 mittels einer PI-Steuerung (proportional/integral) oder dergleichen.
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Der 2-auf-3-Phasenwandler 351 führt eine umgekehrte dq-Umwandlung von den dq-Achsen-Spannungsanweisungswerten Vd1, Vq1 in die dreiphasigen Spannungswerte Vu1, Vv1, Vw1 auf der Grundlage des Drehwinkels θ durch, der vom Drehwinkelsensor 85 zurückgekoppelt wird.
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Der Schaltverhältnisberechnungsabschnitt 361 berechnet für jede Phase Schaltverhältnisanweisungssignale Du, Dv, Dw in der Einheit von % auf der Grundlage der dreiphasigen Anweisungswerte Vu1, Vv1, Vw1 und einer Kondensatorspannung Vc. Beispielsweise sind die Schaltverhältnisanweisungssignale Du, Dv, Dw für jede Phase von im Wesentlichen identischer Amplitude und sind Sinuswellensignale. Die Phasen der Schaltverhältnisanweisungssignale Du, Dv, Dw sind um 120 Grad zueinander verschoben.
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Der Trägerwellenvergleichsabschnitt 401 vergleicht die Schaltverhältnisanweisungssignale Du, Dv, Dw in jeder Phase und die PWM-Trägerwelle und berechnet Ein/Aus-Signale U_H1, U_L1, V_H1, V_L1, W_H1, W_L1 der MOSs 611–616 zur Ausgabe an den Inverter 601.
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Der Inverter 601 führt ein Schalten der MOSs in jeder Phase mit dem Ein- und Aus-Signal durch, und die ausgewählte dreiphasige Wechselspannung wird an den Motor 80 angelegt. Folglich erzeugt der Motor 80 ein bestimmtes Unterstützungsdrehmoment.
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Was das zweite System betrifft, so ist die Konfiguration ähnlich zur Konfiguration des ersten Systems.
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Es sei angenommen, dass einer der Inverter oder eine der Wicklungsgruppen in einem der beiden Systeme in einen fehlerhaften Betrieb geht.
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In diesem Fall sei angenommen, dass das erste System in den fehlerhaften Betrieb geht und das zweite System normal arbeitet. Für diese Situation werden der Fehlererkennungsabschnitt 751 im ersten System und ein PWM-Frequenzänderungsabschnitt 412 im zweiten System mit einer durchgezogenen Linie beschrieben und werden bei den vorliegenden Ausführungsformen erläutert. Der Fehlererkennungsabschnitt 752 im zweiten System und ein PWM-Frequenzänderungsabschnitt 411 im ersten System werden mit einer gestrichelten Linie beschrieben und bei den vorliegenden Ausführungsformen nicht erläutert.
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Der Fehler umfasst einen Kurzschlussfehler und einen Unterbrechungsfehler.
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Der Kurzschlussfehler ist als ein Zustand definiert, bei dem im Inverter 601 oder der Wicklungsgruppe 801 irgendein Abschnitt zwischen Verdrahtungen entgegen einer Steuerung, welche einen nicht leitfähigen Zustand beabsichtigt, leitfähig ist.
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Wenn der Kurzschlussfehler im Inverter 601 auftritt, ist ein Abschnitt zwischen Drain und Source in einem der MOSs 611–616 in den oberen und unteren Zweigen einer jeden Phase in einem leitfähigen Zustand ungeachtet des Falls, dass ein Aus-Signal von der Treiberschaltung 68 dem Gate eingegeben wird. Wenn der Kurzschlussfehler in der Wicklungsgruppe 801 auftritt, befindet sich ein Wicklungsdraht in einer der Phasen oder der Energieversorgungsleitung in einem hohen Fehlerzustand, oder ein Wicklungsdraht in einer der Phasen oder der Masseleitung ist in einem Massefehler.
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Der Unterbrechungsfehler ist als ein Zustand definiert, bei dem im Inverter 601 oder der Wicklungsgruppe 801 irgendein Abschnitt zwischen Verdrahtungen entgegen einer Steuerung, die einen leitfähigen Zustand vorsieht, in einem unterbrochenen Zustand ist.
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Wenn der Unterbrechungsfehler im Inverter 601 auftritt, ist ein Abschnitt zwischen Drain und Source in einem der MOSs 611–616 in den oberen und unteren Zweigen einer jeden Phase nicht leitfähig ungeachtet des Falls, dass ein Ein-Signal von der Treiberschaltung 68 dem Gate eingegeben wird. Wenn der Unterbrechungsfehler in der Wicklungsgruppe 801 auftritt, ist der Wicklungsdraht in irgendeiner der Phasen oder in Verbindungsabschnitt zwischen Wicklungsdraht und Anschluss unterbrochen (im nicht verbundenen Zustand).
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Der Fehlererkennungsabschnitt 751 erkennt einen Fehler des Inverters 601 oder der Wicklungsgruppe 801 auf der Grundlage der Phasenstromerkennungswerte Iu1, Iv1, Iw1 vom Stromsensor 701 und der Eingangsspannung Vr1 des Inverters 601.
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Wenn der Fehlererkennungsabschnitt 751 einen Fehler im ersten System erkennt, unterbricht der Fehlererkennungsabschnitt 751 einen Ausgang an den Inverter 601. Zum Unterbrechen des Ausgangs können die Stromanweisungswerte Id1*, Iq1*, welche von dem Stromanweisungswertberechnungsabschnitt 151 angewiesen werden, auf Null gesetzt werden. Alle Treibersignale von einer Treiberschaltung 58 an die MOSs 611–616 können abgeschaltet werden. Wenn es keine Möglichkeit zur Neuversorgung im nächsten Moment gibt, kann ein Leistungsversorgungsrelais 521 in der Energieversorgungsleitung des Inverters 601 abgeschaltet werden.
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Die Steuerung 65 hält den Betrieb des Motors 80 nur mit dem zweiten System aufrecht, das sich im normalen Betriebs- oder Fahrzustand befindet. Durch Betreiben des normal arbeitenden Systems, wenn das andere System in den fehlerhaften Betrieb geht, ist es möglich, zu verhindern, dass die Unterstützungsfunktion für das Lenkdrehmoment vollständig verloren geht.
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Wenn der Inverter 602 in einem einzelnen System einen Ausgang entsprechend dem Ausgang erzeugt, der von den Invertern 601, 602 in zwei Systemen im normalen Fahrzustand erzeugt wird, kann ein zu den MOSs 621–626 fließender Strom ansteigen und die Wärmeerzeugung kann zunehmen. Damit die MOSs 621–626 zu diesem Betriebszeitpunkt mit einem einzelnen System ausreichend thermische Beständigkeit sicherstellen, muss beispielsweise ein Bauteil mit geringem Widerstand nötig werden oder eine Wärmesenke muss vergrößert werden. Hierdurch können die Herstellungskosten zunehmen.
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Die Erfinder der vorliegenden Anmeldung haben einen Schaltverlust in der PWM-Steuerung herausgefunden. Durch Verringern des Schaltverlustes zum Zeitpunkt des Einzelsystembetriebs kann die Wärmeerzeugung in einem MOS verringert werden.
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Wenn bei einer PWM-Steuerung eine Frequenz (nachfolgend als PWM-Frequenz bezeichnet) der PWM-Trägerwelle höher gesetzt wird, nehmen Schaltverluste zu, aber die Steuerbarkeit wird verbessert. Um zu vermeiden, dass ein Fahrer im Fahrzeug ein Betriebsgeräusch hört, das heißt, aus Gründen eines ruhigen Fahrbetriebs, verwendet die EPS-Motorsteuervorrichtung 10, welche an der Lenksäule angebracht ist, eine Frequenz von 20 kHz oder mehr. Ein Ton einer Frequenz von 20 kHz oder mehr liegt in der Regel außerhalb der oberen Hörgrenze des Menschen.
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Steuerbarkeit und Geräuscharmut sind für einen Fahrer nur dann wichtig, wenn beide Systeme normal arbeiten. Bei der vorliegenden Ausführungsform wird eine Situation betrachtet, bei der ein System der beiden Systeme in einen fehlerhaften Betrieb gerät und das verbleibende andere System den Motorantrieb aufrechterhalten muss.
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In einer derartigen Situation ist weder Steuerbarkeit noch Geräuscharmut wichtig, sondern die Sicherheit oder das Verbleiben der Lenkunterstützungsfunktion, wenn das Fahrzeug quasi im Notbetrieb zu einer Werkstatt zur Reparatur gefahren wird. Somit wird bei der vorliegenden Ausführungsform die PWM-Frequenz zum Zeitpunkt des Einzelsystem-Fahrzustands unter Verwendung des noch normal arbeitenden Systems im Vergleich zu einem normalen Fahrzustand verringert.
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Eine allgemeine PWM-Steuerung wird anhand der 4 und 5 beschrieben.
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Gemäß 4 enthält ein Schaltverhältnisanweisungssignal D ein U-Phasen-Schaltverhältnisanweisungssignal Du, ein V-Phasen-Schaltverhältnisanweisungssignal Dv und ein W-Phasen-Schaltverhältnisanweisungssignal Dw. Die Amplituden des U-Phasen-Schaltverhältnisanweisungssignals Du, des V-Phasen-Schaltverhältnisanweisungssignals Dv und des W-Phasen-Schaltverhältnisanweisungssignals Dw sind im Wesentlichen identisch. Das U-Phasen Schaltverhältnisanweisungssignal Du, das V-Phasen-Schaltverhältnisanweisungssignal Dv und das W-Phasen-Schaltverhältnisanweisungssignal Dw sind Sinuswellensignale und zueinander um 120 Grad verschoben. Ein Durchschnittswert von Maximum und Minimum des Schaltverhältnisanweisungssignals D entspricht einem Schaltverhältnis von ungefähr 50%.
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In der vorliegenden Ausführungsform ist eine PWM-Trägerwelle C eine Dreieckwelle. In einem anderen Beispiel kann die PWM-Trägerwelle eine Sägezahnwelle sein. Die PWM-Trägerwelle C schwingt zwischen einer unteren Grenze (> 0%) und einer oberen Grenze (< 100%) des Schaltverhältnisses in gleichen Zyklen.
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5 ist eine vergrößerte Ansicht eines Bereichs K in 4 und zeigt schematisch die Klein/Groß-Beziehung zwischen der PWM-Trägerwelle C und dem Schaltverhältnisanweisungssignal D. Die PWM-Steuerung vergleicht die Schaltverhältnisanweisungssignale Du, Dv, Dw in jeder Phase und die PWM-Trägerwelle C und erzeugt das Ein/Aus-Signal oberer und unterer MOSs in jeder Phase.
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In der vorliegenden Ausführungsform schaltet der obere MOS ein und der entsprechende untere MOS schaltet in einem Abschnitt ab, wo die Schaltverhältnisanweisungssignale Du, Dv, Dw in jeder Phase die PWM-Trägerwelle C übersteigen. Der obere MOS schaltet ab und der entsprechende untere MOS schaltet in einem Abschnitt ein, wo die Schaltverhältnisanweisungssignale Du, Dv, Dw in jeder Phase unter die PWM-Trägerwelle C geraten. Beispielsweise schaltet in einem Abschnitt KV1 der obere MOS in der U-Phase ein und der untere MOS schaltet ab, und in der V-Phase und der W-Phase schalten die oberen MOSs ab und die unteren MOSs schalten ein. Das heißt, der Abschnitt KV1 entspricht einer Periode eines Spannungsvektors V1, der als Vektormuster 1 beschrieben wird.
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Wie in 3 beschrieben, benachrichtigt, wenn der Fehlererkennungsabschnitt 751 einen Fehler des Inverters 601 oder der Wicklungsgruppe 801 im ersten System erkennt, der Fehlererkennungsabschnitt 751 den PWM-Frequenzänderungsabschnitt 412 im zweiten System von dem Fehler. Sodann weist der PWM-Frequenzänderungsabschnitt 412 den Trägerwellenvergleichsabschnitt 402 an, die PWM-Frequenz zu verringern (entsprechend einer Frequenz der PWM-Trägerwelle C).
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Das heißt, gemäß den 6A und 6B setzt der PWM-Frequenzänderungsabschnitt 412 die PWM-Frequenz zum Zeitpunkt des Einzelsystem-Fahrzustands auf kürzere Frequenz im Vergleich zum Zeitpunkt des normalen Fahrzustands. Das heißt, der PWM-Frequenzänderungsabschnitt 412 setzt einen PWM-Zyklus zum Zeitpunkt des Einzelsystem-Fahrzustands im Vergleich zum Zeitpunkt des normalen Fahrzustands länger. Wenn beispielsweise die PWM-Frequenz zum Zeitpunkt des normalen Fahrzustands gleich 20 kHz ist und der Zyklus gleich 50 μs ist, ist die PWM-Frequenz zum Zeitpunkt des Einzelsystem-Fahrzustands auf 5 kHz und der Zyklus auf 200 μs gesetzt. In diesem Beispiel ist die PWM-Frequenz zum Zeitpunkt des Einzelsystem-Fahrzustands gleich einem Viertel der PWM-Frequenz im normalen Fahrzustand. In den 6A und 6B ist dieses Verhältnis nicht präzise wiedergegeben.
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Wenn beispielsweise die PWM-Frequenz so verringert wird, dass Bezug auf das Ein/Aus-Signal des oberen MOS in der U-Phase genommen wird, nimmt die Schaltanzahl pro Zeiteinheit ebenfalls ab. Wie in der vorliegenden Ausführungsform beschrieben, wird die PWM-Frequenz verringert, wenn der Inverter 601 oder die Wicklungsgruppe 801 in einem System der beiden Systeme in einen fehlerhaften Betrieb gelangt und der Motor 80 mit dem einzelnen normalen System weiter betrieben wird.
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Bei der vorliegenden Ausführungsform kann, wenn nur ein System läuft, die PWM-Frequenz abhängig von der Elementtemperatur des normal arbeitenden Systems verringert werden. Genauer gesagt, die PWM-Frequenz kann verringert werden, wenn die Elementtemperatur des normal arbeitenden Systems höher wird. Die Elementtemperatur des normal arbeitenden Systems entspricht der Temperatur der MOSs 621–626 im Inverter 602. Die Elementtemperatur kann eine Erkennungstemperatur sein, welche von einem Temperatursensor erhalten wird, der an einem Substrat angebracht ist, oder kann eine geschätzte Temperatur sein, welche anhand eines Stromwerts geschätzt wird, der vom Stromsensor 702 erkannt wird, was anhand eines Datenfelds oder dergleichen erfolgt.
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Die 7A bis 7C zeigen Charakteristikmuster der PWM-Frequenz gegenüber Elementtemperatur im normal arbeitenden System.
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Wenn gemäß dem Charakteristikmuster von 7A die Temperatur Td kleiner als α1 ist, wird die PWM-Frequenz auf 20 kHz gesetzt, was im Wesentlichen identisch zum normalen Fahr- oder Betriebszustands ist. Wenn die Elementtemperatur gleich oder größer als α1 ist, wird die PWM-Frequenz auf 5 kHz gesetzt. Bei diesem Charakteristikmuster wird die PWM-Frequenz auf einfache Weise in zwei Schritten geändert.
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Bei dem Charakteristikmuster gemäß 76 wird, während die Elementtemperatur Td von α1 auf α2 ansteigt, die PWM-Frequenz stufenweise verringert. Das heißt, wenn die Elementtemperatur kleiner als α1 ist, wird die PWM-Frequenz auf 15 kHz gesetzt. Wenn die Elementtemperatur zwischen α1 und α2 liegt, wird die PWM-Frequenz auf 10 kHz gesetzt. Wenn die Elementtemperatur gleich oder größer als α2 ist, wird die PWM-Frequenz auf 5 kHz gesetzt.
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Bei dem Charakteristikmuster gemäß 7C wird, wenn die Elementtemperatur von α1 auf α2 ansteigt, die PWM-Frequenz linear von 15 kHz auf 5 kHz verringert.
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Anstelle der Elementtemperatur kann auch eine Betriebslast der Rotationsmaschine verwendet werden. Das heißt, wenn die Betriebslast der Rotationsmaschine ansteigt, kann die PWM-Frequenz verringert werden. In diesem Fall kann die Betriebslast der Rotationsmaschine durch einen Parameter bestimmt werden, der in Korrelation zur Betriebslast ist. Der Parameter ist beispielsweise ein Stromerkennungswert in dem normal arbeitenden System, ein Stromanweisungswert, ein Lenkmoment etc. In diesem Fall kann die Elementtemperatur in der waagrechten Achse in den 7A bis 7C durch einen entsprechenden Parameter ersetzt werden und die PWM-Frequenz kann abhängig von unterschiedlichen Charakteristikmustern geändert werden.
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Wenn bei der vorliegenden Ausführungsform gemäß 3 der Fehlererkennungsabschnitt 751 den Fehler im ersten System erkennt, benachrichtigt der Fehlererkennungsabschnitt 751 den Stromanweisungswertberechnungsabschnitt 152 im zweiten System vom Auftreten des Fehlers.
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Gemäß 8 kann der Stromanweisungswertberechnungsabschnitt 152 eine Ausgangsverstärkung der Stromanweisungswerte Id*2, Iq*2 an den Eingang der Drehmomentanweisung trq* im Vergleich zum Zeitpunkt des normalen Betriebs- oder Fahrzustands verringern und kann den zum Inverter 602 zum Zeitpunkt des Einzelsystem-Fahrzustands fließenden Strom begrenzen. Der normale Betriebs- oder Fahrzustand ist ein Zustand oder Status, in welchem beide Systeme normal arbeiten. In einer anderen Ausführungsform kann eine Fahrzeuggeschwindigkeit oder dergleichen anstelle von oder zusätzlich zu der Drehmomentanweisung trq* eingegeben werden.
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Wenn eine Motorsteuervorrichtung einen Abschnitt hat, der den maximalen Stromgrenzwert setzt, der eine obere Grenze des Stromanweisungswerts ist, und der nicht der Stromanweisungswertberechnungsabschnitt 152 ist, und wenn der Fehlererkennungsabschnitt 751 einen Fehler des ersten Systems erkennt, kann der maximale Stromgrenzwert im zweiten System verringert werden.
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Die Vorteile der Motorsteuervorrichtung 10 gemäß der ersten Ausführungsform werden nachfolgend erläutert.
- (1) Wenn bei der ersten Ausführungsform der Inverter 601 oder die Wicklungsgruppe 801 in einem System der beiden Systeme in einen fehlerhaften Betrieb gerät und der Motor 80 nur mit dem normal arbeitenden System am Betrieb gehalten wird, überträgt der PWM-Frequenzänderungsabschnitt 412 in dem normal arbeitenden System eine Anweisung an den Trägerwellenvergleichsabschnitt 402, um die PWM-Frequenz zu verringern, beispielsweise von 20 kHz auf 5 kHz. Folglich kann es möglich gemacht werden, dass zum Zeitpunkt eines normalen Betriebs- oder Fahrzustands, in welchem der Motor 80 von den zwei Systemen angetrieben wird, Steuerbarkeit und Geräuscharmut sichergestellt sind und dass zum Zeitpunkt eines Einzelsystem-Betriebszustands der Schaltverlust des Inverters 602 in dem normal arbeitenden System verringert wird.
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Die 9A und 9B stellen eine Verringerung der Wärmemengenerzeugung eines MOS auf der Grundlage von tatsächlich gemessenen Daten dar, wenn die PWM-Frequenz geändert wird. Die erzeugte Wärmemenge des MOS beinhaltet einen Ein-Widerstand-Verlust (entsprechend einem stetigen Verlust), der im Ein-Zustand erzeugt wird, und einen Schaltverlust, der bei einem Schaltvorgang erzeugt wird. Der Ein-Widerstand-Verlust ist abhängig von einem Ausgang einer Last konstant. Der Schaltverlust kann verringert werden, indem die Anzahl von Schaltvorgängen pro Zeiteinheit verringert wird. Indem bei der vorliegenden Ausführungsform die PWM-Frequenz auf ein Viertel verringert wird, kann der Schaltverlust auch um ein Viertel verringert werden.
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Wenn das Schaltverhältnis 93% beträgt, wie in 9A gezeigt, kann es möglich gemacht werden, die Menge an erzeugter Wärme des MOS um 5% oder mehr zu verringern. Die 9A und 9B zeigen konzeptuell die Änderung der erzeugten Wärmemenge in einem MOS. Wenn das Schaltverhältnis 50% beträgt, wie in 9B gezeigt, wird der Verringerungseffekt der erzeugten Wärmemenge im MOS erhöht, da die Größe des Ein-Widerstand-Verlusts verringert wird und der Beitrag des Schaltverlusts relativ vergrößert wird.
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Indem somit der Schaltverlust verringert wird, ohne dass Teile mit niedrigem Widerstand verwendet werden oder die Größe einer Wärmesenke erhöht wird, ist es möglich, die kalorische Leistung der Steuervorrichtung zu verbessern.
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In den 9A und 9B zeigt eine Säule mit durchgehender Schraffur den Ein-Widerstand-Verlust und eine Säule mit gestrichelter Schraffur zeigt den Schaltverlust.
- (2) Durch Verringern der PWM-Frequenz gemäß der Elementtemperatur oder einem Parameter, beispielsweise dem Stromerkennungswert, dem Stromanweisungswert, dem Lenkdrehmoment etc., ist es möglich, den Schaltverlust mit Blick auf eine genauere Verhinderung von Wärmeerzeugung geeignet zu verringern.
- (3) In der vorliegenden Ausführungsform wird die PWM-Frequenz nach ihrer Absenkung auf 20 Hz bis 20 kHz gesetzt, was dem Hörbereich eines Menschen entspricht. Bevorzugter wird die PWM-Frequenz nach der Absenkung der Frequenz auf unter 10 kHz gesetzt, was von vielen Menschen gehört werden kann, obgleich individuelle Unterschiede berücksichtigt werden müssen. Folglich kann es möglich sein, dass die EPS-Motorsteuervorrichtung 10 an der Lenksäule bewirkt, dass der Fahrer ein Betriebsgeräusch hört, so dass der Fahrer feststellt, dass ein Fehler aufgetreten ist. Das heißt, Geräuscharmut hat Priorität zum Zeitpunkt des normalen Fahrzustands, und die PWM-Frequenz von 20 kHz wird verwendet, so dass der Fahrer kein Geräusch hört. Im Gegensatz hierzu wird im Einzelsystem-Fahrzustand oder Einzelsystem-Betriebszustand ein Geräusch (absichtlich) erzeugt, so dass es möglich gemacht wird, den Fahrer zu informieren, dass umgehende Reparatur notwendig ist. Es wird möglich, dem Fahrer mitzuteilen, dass eine Reparatur oder dergleichen sobald als möglich vorzunehmen ist.
- (4) Der Zeitraum, zu dem der Motor 80 durch das Einzelsystem betrieben wird, ist grundsätzlich auf eine Notfahrt zu einer Werkstatt oder dergleichen begrenzt. Unter dieser Annahme verringert der Stromanweisungswertberechnungsabschnitt 152 die Ausgangsverstärkung des Stromanweisungswerts bezüglich Drehmomentanweisungseingangs zum Zeitpunkt des Einzelsystem-Betriebszustands, und der zum Inverter 602 fließende Strom wird begrenzt. Folglich kann es durch Kombination des Verringerungseffekts des Schaltverlusts durch Absenken der PWM-Frequenz möglich gemacht werden, eine Wärmeerzeugung im MOS besonders bevorzugt zu verhindern.
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Wenn der maximale Stromgrenzwert, der die Obergrenze des Stromanweisungswerts ist, zum Zeitpunkt des Einzelsystem-Betriebzustands gesenkt wird, können Effekte ähnlich zur vorliegenden Ausführungsform erhalten werden.
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<Zweite Ausführungsform>
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Anhand der 10 bis 12 wird eine zweite Ausführungsform erläutert.
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Die Motorsteuervorrichtung 10 der zweiten Ausführungsform betreibt die Schaltelemente 611–616, 621–626 der Inverter 601, 602 durch einen dreiphasigen Modulationsprozess bei der PWM-Steuerung zum Zeitpunkt des normalen Betriebs- oder Fahrzustands und steuert den dreiphasigen AC-Motor 80.
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10 zeigt, dass die Steuerung 65 einen Zweiphasenmodulationsprozessabschnitt 382 zwischen dem Schaltverhältnisberechnungsabschnitt 362 und dem Trägerwellenvergleichsabschnitt 402 hat. In 10 wird als Beispiel das zweite System beschrieben. Der Zweiphasenmodulationsprozessabschnitt 382 führt einen zweiphasigen Flattop-Modulationsprozess oder einen zweiphasigen Flatbed-Modulationsprozess durch. Der Zweiphasenmodulationsprozessabschnitt 382 fügt den Zweiphasenmodulationsprozess bei jeder durch den Schaltverhältnisberechnungsabschnitt 362 berechneten Phase zu den Schaltverhältnisanweisungssignalen Du, Dv, Dw hinzu und gibt den Ausgang an den Trägerwellenvergleichsabschnitt 402. Die Schaltverhältnisanweisungssignale Du, Dv, Dw in jeder Phase entsprechen einem Spannungsanweisungssignal.
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Der zweiphasige Flattop-Modulationsprozess und der zweiphasige Flatbed-Modulationsprozess sind in der
JP 5045799 A beschrieben.
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Wie in 11 gezeigt, subtrahiert der zweiphasige Flattop-Modulationsprozess von den Spannungsanweisungssignalen aller Phasen einen Differenzwert, der erhalten wird durch Subtraktion eines bestimmten oberen Grenzwerts Smax von dem höchsten Spannungsanweisungssignal, so dass das höchste Spannungsanweisungssignal in den Spannungsanweisungssignalen Du, Dv, Dw entsprechend den drei Phasen einen bestimmten oberen Grenzwert Smax hat.
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Gemäß 12 subtrahiert der zweiphasige Flatbed-Modulationsprozess von den Spannungsanweisungssignalen aller Phasen einen Differenzwert, der erhalten wird durch Subtraktion eines bestimmten unteren Grenzwerts Smin von dem kleinsten Spannungsanweisungssignal, so dass das kleinste Spannungsanweisungssignal in den Spannungsanweisungssignalen Du, Dv, Dw entsprechend den drei Phasen einen bestimmten unteren Grenzwert Smin hat.
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Der zweiphasige Flatbed-Modulationsprozess wird nachfolgend erläutert. Basissinuswellen, welche als Referenz dienen, werden moduliert, indem von allen Phasen eine Differenz zwischen einem Schaltverhältnis der kleinsten Phase und einem Minimalreferenzwert subtrahiert wird (d. h. eine Differenz, berechnet durch Subtraktion eines Minimalreferenzwerts von dem Schaltverhältnis der kleinsten Phase), so dass das Schaltverhältnis der kleinsten Phase der Minimalreferenzwert wird.
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Der zweiphasige Flattop-Modulationsprozess wird nachfolgend erläutert. Basissinuswellen werden moduliert, indem von allen Phasen eine Differenz zwischen einem Schaltverhältnis der größten Phase und einem Maximalreferenzwert subtrahiert wird (d. h. eine Differenz, berechnet durch Subtraktion eines Maximalreferenzwerts von dem Schaltverhältnis der größten Phase), so dass das Schaltverhältnis der größten Phase der Maximalreferenzwert wird.
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Ein Vergleichsbeispiel wird erläutert, bei dem ein erstes Schaltverhältnisanweisungssignal, welches dem zweiphasigen Flatbed-Modulationsprozess unterworfen wurde, und ein zweites Schaltverhältnisanweisungssignal, welches dem zweiphasigen Flattop-Modulationsprozess unterworfen wurde, die gleiche Phase haben.
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Ein Minimalwert in einem ersten Schaltverhältnisanweisungssignal ist im Wesentlichen gleich dem Minimalwert des erlaubbaren Schaltverhältnisausgangsbereichs, und der Maximalwert in dem ersten Schaltverhältnisanweisungssignal ist nur geringfügig größer als ein mittiger Ausgangswert. Der Maximalwert des zweiten Schaltverhältnisanweisungssignals ist im Wesentlichen gleich dem Maximalwert des erlaubbaren Schaltverhältnisausgangsbereichs, und der Minimalwert des zweiten Schaltverhältnisanweisungssignals ist nur geringfügig kleiner als der mittige Ausgangswert. Der Maximalwert des ersten Schaltverhältnisanweisungssignals und der Minimalwert des zweiten Schaltverhältnisanweisungssignals sind relativ zu dem mittigen Ausgangswert im Wesentlichen symmetrisch. Weiterhin überlappen ein Zeitpunkt, zu dem das erste Schaltverhältnisanweisungssignal den Maximalwert annimmt, und ein Zeitpunkt, zu dem das zweite Schaltverhältnisanweisungssignal den Minimalwert annimmt, sich bei jeweils 60 Grad, so dass sich das erste Schaltverhältnisanweisungssignal und das zweite Schaltverhältnisanweisungssignal schneiden.
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Das größte U-Phasen-Schaltverhältnis im ersten Schaltverhältnisanweisungssignal ist größer als das kleinste W-Phasen-Schaltverhältnis im zweiten Schaltverhältnisanweisungssignal. Wenn daher das erste PWM-Referenzsignal und das zweite PWM-Referenzsignal gesteuert werden, um die gleiche Phase zu haben, wird eine Entladungsperiode eines zweiten Systems, welche eine Erzeugungsperiode des effektiven Spannungsvektors des zweiten PWM-Referenzsignals ist, länger als die Ladeperiode eines ersten Systems, welche eine Erzeugungsperiode des Nullspannungsvektors an der Anstiegsseite des ersten PWM-Referenzsignals ist. Daher überlappen die Kondensatorentladungsdauer des ersten Systems und die Kondensatorentladungsdauer des zweiten Systems einander zweimal in einem Zyklus der Spannungsanweisung, was einen Anstieg eines elektrischen Wellenstroms bewirkt.
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Der Minimalwert des erlaubbaren Schaltverhältnisausgangsbereichs kann auf 0% gesetzt werden und der Maximalwert auf 100%. In einem solchen Fall wird der mittlere Ausgangswert, der der Mittelwert des Schaltverhältnisbereichs ist, auf 50% gesetzt.
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Das erste PWM-Referenzsignal betreffend den Antrieb einer Invertereinheit und das zweite PWM-Referenzsignal betreffend den Antrieb einer anderen Invertereinheit sind gechoppte Wellensignale mit einer Frequenz von 20 kHz, d. h. mit einer Zyklusdauer von 50 μs.
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In einem Fall, bei dem die Phase um 30 Grad vorwärtsverschoben wird, wird erläutert. Die Phase des zweiten Schaltverhältnisanweisungssignals wird um 30 Grad von der Phase des ersten Schaltverhältnisanweisungssignals aus verschoben. In einem solchen Fall werden ein Zeitpunkt, zu dem das zweite Schaltverhältnisanweisungssignal den Minimalwert annimmt, und ein Zeitpunkt, zu dem das erste Schaltverhältnisanweisungssignal den Maximalwert annimmt, um 30 Grad zueinander phasenverschoben. Das heißt, das zweite Schaltverhältnisanweisungssignal nimmt den Minimalwert genau in der Mitte (d. h. mittig) der beiden Zeitpunkte an, wenn das erste Schaltverhältnisanweisungssignal den Maximalwert zu allen 60 Grad einnimmt.
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Das U-Phasen-Schaltverhältnis, welches das größte in dem ersten Schaltverhältnisanweisungssignal ist, ist kleiner als das W-Phasen-Schaltverhältnis, welches das kleinste in dem zweiten Schaltverhältnisanweisungssignal ist.
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Wenn das erste PWM-Referenzsignal und das zweite PWM-Referenzsignal so gesteuert werden, dass sie gleiche Phase haben, wird die Ladungsperiode des ersten Systems, welche eine Erzeugungsdauer des Nullspannungsvektors an der Anstiegsseite des ersten PWM-Referenzsignals ist, länger als die Entladungsperiode des zweiten Systems, welche eine Erzeugungsdauer des effektiven Spannungsvektors der zweiten PWM-Referenzsignals ist. Daher haben die Kondensatorentladungsdauern der ersten und zweiten Systeme keine Überlappung. Damit wird der elektrische Wellenstrom verringert.
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Der zweiphasige Flattop-Modulationsprozess und der zweiphasige Flatbed-Modulationsprozess können die Spannungsausnutzungsrate verbessern, indem mit einem Mittelwert des angewiesenen Schaltverhältnisses auf der Grundlage einer Grundwelle (Sinuswelle) gearbeitet wird. Die Wellenform einer dreiphasigen Spannung kann gestört werden. Wenn ein Stromsensor einen Phasenstrom an einer Spitze und an einem Tal der Trägerwelle erkennt, kann es unmöglich werden, eine Erkennungszeit gemäß der Festsetzung des oberen Grenzwerts und des unteren Grenzwerts des Schaltverhältnisses sicherzustellen. Daher werden bei der zweiten Ausführungsform der zweiphasige Flattop-Modulationsprozess und der zweiphasige Flatbed-Modulationsprozess zum Zeitpunkt des normalen Fahrzustands nicht durchgeführt. Der zweiphasige Flattop-Modulationsprozess und der zweiphasige Flatbed-Modulationsprozess werden nur zum Zeitpunkt des Einzelsystem-Fahrzustands durchgeführt.
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Die zweite Ausführungsform kann mit der ersten Ausführungsform kombiniert werden. Das heißt, wenn der Fehlererkennungsabschnitt 751 einen Fehler des Inverters 601 oder Wicklungsgruppe 801 im ersten System erkennt, können der zweiphasige Flattop-Modulationsprozess und der zweiphasige Flatbed-Modulationsprozess zusammen mit dem Prozess durchgeführt werden, bei dem im zweiten System die PWM-Frequenz abgesenkt wird.
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Alternativ kann ohne Kombination mit der ersten Ausführungsform nur der zweiphasige Flattop-Modulationsprozess oder der zweiphasige Flatbed-Modulationsprozess durchgeführt werden, wobei die PWM-Frequenz zum Zeitpunkt des normalen Fahrzustands beibehalten wird.
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In der zweiten Ausführungsform wird zum Zeitpunkt des normalen Fahrzustands durch Änderung vom dreiphasigen Modulationsprozess zum zweiphasigen Flattop-Modulationsprozess und zum zweiphasigen Flatbed-Modulationsprozess die Möglichkeit gegeben, die Anzahl von Schaltzeitpunkten pro Zeiteinheit auf zwei Drittel zu verringern. Da die Energieverbrauchsrate bei dem zweiphasigen Flattop-Modulationsprozess und dem zweiphasigen Flatbed-Modulationsprozess verbessert ist, kann es möglich gemacht werden, eine Wärmeerzeugung in den Schaltelementen 621–626 zu verhindern, welche elektrische Leistung gleich dem normalen Betriebszustand an eine Rotationsmaschine ausgeben.
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<Dritte Ausführungsform>
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Eine dritte Ausführungsform wird unter Bezugnahme auf 13 beschrieben.
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Die Motorsteuervorrichtung 10 in der dritten Ausführungsform betreibt den Schaltvorgang des Inverters 602 durch eine Pulswellensteuerung anstelle einer PWM-Steuerung, wenn ein Fehler des Inverters 601 oder der Wicklungsgruppe 801 im ersten System erkannt wird und der Motor 80 nur durch das zweite System betrieben wird.
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Die
JP 2011-35991 A1 und die
JP 2013-162660 A1 beschreiben eine Pulswellensteuerung. Die Pulswellensteuerung betreibt das Schalten eines Schaltelements auf der Grundlage einer Pulswellenform einer Ausgangsspannung, wobei die Pulswellenform mit einem elektrischen Winkel des Motors
80 synchronisiert wird. Insbesondere wird unter Bezugnahme auf ein Datenfeld oder dergleichen abhängig von einer Modulationsrate, einer Spannungsphase und der Anzahl von Schaltvorgängen innerhalb einer bestimmten Periode eine geeignete Pulswellenform gewählt.
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13 zeigt ein Beispiel einer Pulswellenform, welche die fünften harmonischen Komponenten beseitigt. Die Anzahl von Schaltvorgängen in einem elektrischen Zyklus von 1/2 wird auf sieben gesetzt. Damit wird es möglich gemacht, die Anzahl von Schaltvorgängen gemäß einer ausgewählten Pulswellenform extrem zu verringern, und es kann möglich gemacht werden, Schaltverluste zu verringern.
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Die Pulswellensteuerung kann im Vergleich zur PWM-Steuerung eine schlechte Steuerbarkeit haben und kann Schwierigkeiten hinsichtlich der Harmonischen und Störrauschen haben und kann damit zum Zeitpunkt eines normalen Fahrbetriebs bei der EPS-Motorsteuerung von Nachteil sein. Die Pulswellensteuerung kann von dem normal arbeitenden System zum Zeitpunkt des Einzelsystem-Betriebszustands verwendet werden. Dieses Situation wird bei der vorliegenden Erfindung berücksichtigt.
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Gemäß der vorliegenden Ausführungsform kann es somit möglich gemacht werden, einen Effekt ähnlich zu einer anderen Ausführungsform unter Verwendung der PWM-Steuerung mit Hilfe einer Steuervorrichtung zu erzielen, welche von der Pulswellenform gesteuert wird. Die vorliegende Erfindung ist nicht auf eine Steuervorrichtung beschränkt, welche die elektrische Versorgung eines Motors mittels PWM-Steuerung steuert.
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<Andere Ausführungsformen>
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- (1) Es sei festzuhalten, dass die Steuervorrichtung der Rotationsmaschine in der ersten Ausführungsform nicht auf eine Steuervorrichtung beschränkt ist, welche den Betrieb eines dreiphasigen AC-Motors mittels Mehrfachsystemen von Invertern steuert. Die Steuervorrichtung für die Rotationsmaschine bei der ersten Ausführungsform kann in einer Steuervorrichtung verwendet werden, welche den Betrieb eines Gleichstrommotors mit einem Mehrfachsystem von H-Brückenschaltungen steuert. In diesem Fall entspricht die Mehrzahl von Systemen von H-Brückenschaltungen einem Beispiel eines elektrischen Leistungswandlers.
Die Steuervorrichtung der Rotationsmaschine bei der ersten Ausführungsform und der dritten Ausführungsform ist nicht auf einen dreiphasigen AC-Motor beschränkt. Anstelle hiervon kann die Steuervorrichtung für die Rotationsmaschine auch in einem mehrphasigen AC-Motor mit vier Phasen oder mehr Phasen verwendet werden.
- (2) Die Mehrzahl von Systemen elektrischer Leistungswandler (entsprechend den Invertern und der H-Brückenschaltung) sind nicht auf zwei Systeme begrenzt, und anstelle hiervon kann die Anzahl der Mehrfachsysteme der elektrischen Leistungswandler drei Systeme oder mehr betragen. Wenn in diesem Fall eines oder mehrere Systeme der Mehrzahl von Systemen in einen fehlerhaften Betrieb geht und eine Fahrt mit einem normal arbeitenden System in Form eines einzelnen Systems oder mehrerer möglich ist, kann eine Konfiguration ähnlich zu den vorliegenden Ausführungsformen bezüglich der PWM-Frequenz oder dergleichen eines jeden normalen Systems angewendet werden.
- (3) Eine bestimmte Konfiguration der Motorsteuervorrichtung 10 ist nicht auf die vorliegende Ausführungsform beschränkt. Beispielsweise kann das Schaltelement ein Feldeffekttransistor oder ein bipolarer Transistor mit isoliertem Gate (IGBT) anstelle eines MOSFET sein.
- (4) Der dreiphasige Strom, der in den zwei Systemen der Wicklungsgruppe fließt, ist nicht auf die identische Phase begrenzt, und die Phasen des dreiphasigen Stroms können verschoben sein.
- (5) Die Steuervorrichtung für die Rotationsmaschine gemäß der vorliegenden Erfindung ist nicht auf eine Steuervorrichtung zur Verwendung bei einer EPS-Motorsteuervorrichtung beschränkt. Die Steuervorrichtung für die Rotationsmaschine kann als eine Vorrichtung für ein Fahrzeug anders als ein elektrisches Servolenksystem verwendet werden oder kann eine Steuervorrichtung für einen Motor oder einen Generator verschiedener Vorrichtungen anders als einer Vorrichtung für ein Fahrzeug sein.
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Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung wird demnach eine Steuervorrichtung zur Steuerung des Antriebs oder Betriebs einer Rotationsmaschine mit einer Mehrzahl von Wicklungsgruppen geschaffen.
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Die Steuervorrichtung steuert den Betrieb der Rotationsmaschine, die eine Mehrzahl von Wicklungsgruppen hat. Die Steuervorrichtung für eine Rotationsmaschine enthält elektrische Leistungswandler in einer Mehrzahl von Systemen, einen Fehlererkennungsabschnitt und eine Steuerung. Jeder der elektrischen Leistungswandler hat ein Schaltelement in einem oberen Zweig und ein Schaltelement in einem unteren Zweig und wandelt Gleichstromleistung durch einen Schaltvorgang, um eine entsprechende Wicklungsgruppe zu versorgen, welche jedem der elektrischen Leistungswandler entspricht. Das Schaltelement in dem oberen Zweig und das Schaltelement in dem unteren Zweig sind in Brückenverbindung. Der Fehlererkennungsabschnitt erkennt einen Fehler eines elektrischen Leistungswandlers oder einen Fehler einer Wicklungsgruppe. Die Steuerung betreibt die Schaltelemente in den elektrischen Leistungswandlern und steuert die Zufuhr von Elektrizität an die Wicklungsgruppen der Rotationsmaschine für jedes der Mehrzahl von Systemen. Wenn der Fehlererkennungsabschnitt den Fehler der elektrischen Leistungswandler oder den Fehler der Wicklungsgruppe in irgendeinem der Systeme erkennt, unterbricht die Steuerung die Ausgabe an einen elektrischen Leistungswandler in dem fehlerhaften System der elektrischen Leistungswandler, und die Steuerung verringert die Gesamtanzahl von Schaltvorgängen pro Zeiteinheit der Schaltelemente in einem elektrischen Leistungswandler des normal arbeitenden Systems oder der normal arbeitenden Systeme der elektrischen Leistungswandler im Vergleich zu einem normalen Fahr- oder Betriebszustand. Im normalen Betriebszustand arbeiten sämtliche elektrischen Leistungswandler und sämtliche Wicklungsgruppen der Systeme normal. Durch Verringern der Anzahl von Schaltvorgängen pro Zeiteinheit und durch Verringern der Schaltverluste in dem elektrischen Leistungswandler des normal arbeitenden Systems wird es möglich, die Leistungseffizienz zu verbessern und Wärmeerzeugung zu verhindern, wobei Abstriche an Steuerbarkeit und Geräuschentwicklung gemacht werden.
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Zusätzlich kann in der Steuervorrichtung, welche ein Schaltelement in einem elektrischen Leistungswandler mit einer PWM-Steuerung betreibt und einen Antrieb der Rotationsmaschine steuert, die Steuerung einen PWM-Frequenzänderungsabschnitt enthalten, der eine PWM-Frequenz ändert. Die Steuerung kann die PWM-Frequenz bezüglich des elektrischen Leistungswandlers in einem normal arbeitenden System verringern, wenn eines der Systeme in einen fehlerhaften Betrieb geht, verglichen zum Fall eines normalen Betriebszustands. Es sei beispielsweise angenommen, dass die PWM-Frequenz im normalen Antriebszustand auf 20 kHz gesetzt ist. Der PWM-Frequenzänderungsabschnitt kann die PWM-Frequenz des elektrischen Leistungswandlers in dem normal arbeitenden System zum Zeitpunkt eines Fehlers eines der anderen Systems auf 5 kHz ändern, was ein Viertel der Zeit des normalen Antriebszustands ist.
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In diesem Fall kann die PWM-Frequenz verringert werden, wenn die Temperatur des Schaltelements, welches den elektrischen Leistungswandler bildet, höher wird oder wenn die Antriebslast in der Rotationsmaschine höher wird. Die Temperatur des Schaltelements kann eine Elementtemperatur oder eine geschätzte Temperatur sein. Die Antriebslast der Rotationsmaschine kann durch einen Parameter bestimmt werden, der in Korrelation zur Antriebslast ist. Der Parameter kann ein Stromerkennungswert, ein Stromanweisungswert, ein Lenkdrehmoment oder dergleichen sein.
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Wenn die PWM-Frequenz auf 20 Hz bis 20 kHz gesetzt wird, was dem menschlichen Wahrnehmungsbereich entspricht, kann es möglich gemacht werden, einen Fahrer vom Auftritt eines Fehlers zu informieren.
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Zusätzlich sei angenommen, dass die Steuervorrichtung ein Schaltelement in einem elektrischen Leistungswandler durch einen dreiphasigen Modulationsprozess in einer PWM-Steuerung steuert und den Betrieb einer dreiphasigen Rotationsmaschine im normalen Betrieb steuert. Wenn ein Fehlererkennungsabschnitt den Fehler eines elektrischen Leistungswandlers oder einer Wicklungsgruppe in einem der Systeme erkannt hat, kann der PWM-Frequenzänderungsabschnitt die PWM-Frequenz verringern, und zusätzlich zu oder anstelle hiervon kann die Steuerung den zweiphasigen Flattop-Modulationsprozess oder den zweiphasigen Flatbed-Modulationsprozess durchführen.
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Wie in der
JP 5045799 A beschrieben, ist der zweiphasige Flattop-Modulationsprozess ein Prozess, der von den Spannungsanweisungssignalen aller drei Phasen einen Differenzwert subtrahiert, der erhalten wird durch Subtraktion eines bestimmten oberen Grenzwerts von dem größten Spannungsanweisungssignal aus den Spannungsanweisungssignalen der drei Phasen, so dass das größte Spannungsanweisungssignal in den Spannungsanweisungssignalen den bestimmten oberen Grenzwert hat. Der zweiphasige Flatbed-Modulationsprozess ist ein Prozess, der von den Spannungsanweisungssignalen aller drei Phasen einen Differenzwert subtrahiert, der erhalten wird durch Subtraktion eines bestimmten unteren Grenzwerts von dem kleinsten Spannungsanweisungssignal aus den Spannungsanweisungssignalen der drei Phasen, so dass das kleinste Spannungsanweisungssignal in den Spannungsanweisungssignalen den bestimmten unteren Grenzwert hat.
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Der dreiphasige Modulationsprozess zum Zeitpunkt des normalen Fahr- oder Betriebszustands wird in den zweiphasigen Modulationsprozess geändert, und die Gesamtanzahl von Schaltvorgängen pro Zeiteinheit kann auf zwei Drittel verringert werden. Die Leistungsausbeute kann verbessert werden und es kann möglich gemacht werden, das Schaltelement vor Wärmeentwicklung zu schützen, während identische elektrische Leistung an die Rotationsmaschine ausgegeben wird.
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Zusätzlich kann die Steuerung einen Stromanweisungswertberechnungsabschnitt enthalten, der auf der Grundlage eines bestimmten Eingangs, beispielsweise einer Drehmomentanweisung, einen momentanen Anweisungswert für einen Strom berechnet, der der Wicklungsgruppe in der Rotationsmaschine zugeführt wird. Wenn der Fehlererkennungsabschnitt einen Fehler in einem der Systeme erkennt, kann der Stromanweisungswertberechnungsabschnitt die Verstärkung seines Ausgangs gegenüber dem Eingang betreffend den Leistungsanweisungswert im normal arbeitenden System verringern.
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Dieser Vorgang basiert auf der Annahme, dass die Rotationsmaschine alleine mit dem normal arbeitenden System nur zum Zeitpunkt eines Notbetriebs eines Fahrzeugs zu einer Werkstatt oder dergleichen angetrieben wird. Folglich kann es möglich gemacht werden, das Schaltelement vor Hitzeerzeugung zu schützen, indem die Verringerung von Schaltverlusten durch Absenken der Anzahl von Schaltvorgängen kombiniert wird.
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Die EPS-Motorsteuervorrichtung 10 kann einem Beispiel einer Steuervorrichtung für eine Rotationsmaschine entsprechen. Die Inverter 601, 602 können einem Beispiel eines elektrischen Leistungswandlers entsprechen. Der Motor 80 kann einem Beispiel einer Rotationsmaschine entsprechen.
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Beschrieben wurde insoweit zusammenfassend eine Steuervorrichtung für eine Rotationsmaschine, welche den Betrieb der Rotationsmaschine mittels Wicklungsgruppen steuert. Die Steuervorrichtung enthält elektrische Leistungswandler in einer Mehrzahl von Systemen, einen Fehlererkennungsabschnitt und eine Steuerung. Der elektrische Leistungswandler hat Schaltelemente in einem oberen Zweig und einem unteren Zweig und wandelt Gleichstromleistung. Der Fehlererkennungsabschnitt erkennt einen Fehler eines elektrischen Leistungswandlers oder einen Fehler einer Wicklungsgruppe.
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Die Steuerung betreibt die Schaltelemente und steuert die Zufuhr elektrischer Energie. Wenn der Fehlererkennungsabschnitt den Fehler erkennt, stoppt die Steuerung die Ausgabe an einen elektrischen Leistungswandler in einem fehlerhaften System, und die Steuerung verringert die Gesamtanzahl von Schaltvorgängen pro Zeiteinheit der Schaltelemente in einem normal arbeitenden System.
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Die vorliegende Erfindung wurde unter Bezugnahme auf Ausführungsformen hiervon beschrieben; es versteht sich, dass die Erfindung nicht hierauf beschränkt ist. Verschiedene Kombinationen und Ausgestaltungen sowie Abwandlungen und Modifikationen sind im Rahmen der vorliegenden Offenbarung möglich, wie sie durch die nachfolgenden Ansprüche und deren Äquivalente angegeben ist.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- JP 2013-219905 A [0003]
- US 2013/0264974 A1 [0003]
- JP 5045799 A [0104, 0133]
- JP 2011-35991 A1 [0123]
- JP 2013-162660 A1 [0123]
