CN103532476A - 用于多相旋转机器的控制器 - Google Patents

Abstract

本公开涉及用于多相旋转机器的控制器以及包括该控制器的电动转向装置。根据本公开的控制器包括用于将交流电提供给旋转机器的绕组集合的电力转换器（601，602）。每个电力转换器和对应的绕组集合的对形成了系统。该控制器进一步包括故障检测器（751，752），该故障检测器用于检测每个系统中的故障。该故障引起旋转机器中的制动电流。该控制器进一步包括控制部（65），该控制部用于设定d轴电流和q轴电流以驱动每个系统中的电力转换器。当故障检测器检测到任何一个系统中的故障时，控制部停止故障系统中的电力转换器并且设定正常系统中的d轴电流使得减少故障系统中的电流。

Description

用于多相旋转机器的控制器

技术领域

本公开涉及用于多相旋转机器的控制器。

背景技术

JP-2005-304119公开了一种用于具有多个绕组集合的多相旋转机器的控制器。在该控制器中，当多个逆变器中的一些逆变器未能向绕组集合供电时，其他逆变器向绕组集合供电。因此，即使一些逆变器未能操作，正常的逆变器仍可以继续驱动旋转机器。

假设在任何一个系统中出现诸如短路的故障，即使当故障系统中的电力转换器停止操作时，仍生成逆电动势（即，反电动势），使得电流可以流过故障系统中的电力转换器以及绕组集合。该电流可能引起发热和转矩波纹。

发明内容

有鉴于此，本公开的目的在于提供一种控制器，其用于多相旋转机器并且能够通过减少故障系统中的电力转换器和绕组集合中的电流来减少故障系统中的发热转矩波纹。

根据本公开的一个方面，控制器用于驱动具有磁耦接在一起的绕组集合的多相旋转机器。每个绕组集合包括相绕组。该控制器包括能够向绕组集合提供交流电的电力转换器。每个电力转换器包括分支。每个分支由开关器件构造并且针对对应的相绕组设置。每个电力转换器和对应的绕组集合的对形成了系统。该控制器进一步包括故障检测器，该故障检测器能够检测每个系统中的电力转换器或绕组集合中的故障。该故障引起旋转机器中的制动电流。该控制器进一步包括控制部，该控制部能够通过设定d轴电流和q轴电流以驱动电力转换器来控制电力转换器的输出。当故障检测器检测到任何一个系统中的故障时，控制部停止故障系统中的电力转换器，并且通过设定d轴电流使得减少故障系统中的电流来控制正常系统中的电力转换器的输出。

附图说明

根据参照附图进行的下面的详细描述，本公开的以上和其他目的、特征和优点将变得更为明显。在附图中：

图1是根据第一实施例的控制器控制的逆变器的电路图；

图2是图示具有控制器的电动转向装置的示图；

图3A-3D是图示控制器驱动的三相马达的示图；

图4是控制器的框图；

图5A-5C是图示引起马达中的制动电流的故障示例的示图；

图6是图示当在上MOSFET中出现短路故障时流动的电流的示图；

图7是用于考虑二系统三相马达的互感的示图；

图8A是图示关于故障系统中的逆变器中的q轴电压的等效电路的示图，并且图8B是图示关于故障系统中的逆变器中的d轴电压的等效电路的示图；

图9是图示正常系统中的d轴电流和马达的角速度之间的关系的示图；以及

图10是图示根据本公开的第二实施例的正常系统中的d轴电流和马达的角速度之间的关系的示图。

具体实施方式

下文参照附图描述了本公开的实施例。在这些实施例中，本公开被实施为用在车辆的电动转向装置中的多相旋转机器的控制器。

（第一实施例）

下文将参照图1-9描述本公开的第一实施例。

图2示出了具有电动转向装置1的转向系统90。用于检测转向转矩的转矩传感器94安装在耦接到方向盘91的转向轴杆92上。传动齿轮96位于转向轴杆92末端并且与齿条轴杆97啮合。胎轮98通过拉杆等可旋转地固定到齿条轴杆97的每个末端。转向轴杆92的旋转运动被传动齿轮96转换成齿条轴杆97的直线运动。每个胎轮98转向到与齿条轴杆97的直线运动的位移对应的角度。

电动转向装置1包括致动器2和减速齿轮89。致动器2使旋转轴杆旋转。减速齿轮89减小旋转轴杆的旋转速度并且将旋转传送到转向轴杆92。因此，减速齿轮89用作动力传送设备。

致动器2包括马达80和电子控制单元（ECU）10。马达80用作用于产生转向辅助转矩的多相旋转机器。ECU10用作用于驱动马达80的控制单元。根据第一实施例，马达80是三相无刷马达并且在正向和反向方向上使减速齿轮89旋转。

ECU10包括控制部65和逆变器部60。逆变器部60用作根据来自控制部65的命令控制针对马达80的供电的电力转换器。

旋转传感器85包括磁体和磁检测器。磁体位于马达80中，并且磁检测器位于ECU10中。

旋转传感器85检测马达80的旋转角度θ并且还检测作为每单位时间的旋转角度θ的改变量的旋转角速度ω。

控制部65基于来自旋转传感器85的旋转角度信号、来自车速传感器（未示出）的车速信号和来自转矩传感器94的转向转矩信号来控制逆变器部60。因此，电动转向装置1的致动器2产生辅助方向盘91的转向的转向辅助转矩并且将其传送到转向轴杆92。

如图1中所示，马达80包括第一绕组集合801和第二绕组集合802。第一绕组集合801具有三个相绕组，包括U相绕组811、V相绕组812和W相绕组813。第二绕组集合802具有三个相绕组，包括U相绕组821、V相绕组822和W相绕组823。第一绕组集合801和第二绕组集合802未电连接。然而，第一绕组集合801和第二绕组集合802通过马达80的磁路磁耦接在一起。后面详细描述了第一绕组集合801和第二绕组集合802之间的磁耦合。根据第一实施例，马达80是隐极式表贴永磁同步马达（SPMSM）。

逆变器部60包括与第一绕组集合801对应设置的第一系统逆变器601和与第二绕组集合802对应设置的第二系统逆变器602。逆变器和对应的绕组集合的对的单元在下文中被称为“系统”。就是说，第一系统逆变器601和第一绕组集合801的对在下文中有时被称为“第一系统”，并且第二系统逆变器602和第二绕组集合802的对在下文中有时被称为“第二系统”。

ECU10包括第一系统功率继电器521、第二系统功率继电器522、电容器53、第一系统逆变器601、第二系统逆变器602、第一系统电流传感器701、第二系统电流传感器702和控制部65。第一系统电流传感器701检测从第一系统逆变器601提供给第一绕组集合801的相电流。第二系统电流传感器702检测从第二系统逆变器602提供给第二绕组集合802的相电流。

电池51是例如12伏的直流（DC）电源。第一系统功率继电器521可以中断从电池51对第一系统逆变器601的供电。第二系统功率继电器522可以中断从电池51对第二系统逆变器602的供电。

电容器53与电池51并联连接并且存储电荷。电容器53补充对第一系统逆变器601和第二系统逆变器602的供电。再者，电容器53减少诸如浪涌电流的噪声。

第一系统逆变器601包括连接成桥式配置的六个开关器件611、612、613、614、615和616，用于依次对第一绕组集合801的绕组811、812和813加电。根据第一实施例，每个开关器件611-616是金属氧化物半导体场效应晶体管（MOSFET）。开关器件611-616在下文中被分别称为MOSFET611-616。MOSFET611、612和613位于高电位侧。MOSFET611、612和613在下文中被分别称为“上MOSFET611、612和613”。MOSFET614、615和616位于低电位侧。MOSFET614、615和616在下文中被分别称为“下MOSFET614、615和616”。上MOSFET611和下MOSFET614串联连接以形成U相分支。上MOSFET612和下MOSFET615串联连接以形成V相分支。上MOSFET613和下MOSFET616串联连接以形成W相分支。第一系统电力继电器601的每个分支的高电位侧通过上总线导线Lp连接到电池51的正端子。第一系统电力继电器601的每个分支的低电位侧通过下总线导线Lg连接到电池51的负端子。

上MOSFET611、612和613的漏极连接到上总线导线Lp。上MOSFET611、612和613的源极分别连接到下MOSFET614、615和616的漏极。下MOSFET614、615和616的源极分别通过第一系统电流传感器701的电流感测器件711、712和713连接到下总线导线Lg。上MOSFET611和下MOSFET614之间的连接点连接到绕组811的末端。上MOSFET612和下MOSFET615之间的连接点连接到绕组812的末端。上MOSFET613和下MOSFET616之间的连接点连接到绕组813的末端。

电流感测器件711、712和713分别检测提供给绕组811、812和813的相电流。此外，连接在上总线导线Lp和下总线导线Lg之间的分压器检测输入电压Vr1。

第二系统逆变器602以与第一系统逆变器601相同的方式配置。具体地，第二系统逆变器602包括连接成桥式配置的六个开关器件621、622、623、624、625和626，用于依次对第二绕组集合802的绕组821、822和823加电。上MOSFET621和下MOSFET624串联连接以形成U相分支。上MOSFET622和下MOSFET625串联连接以形成V相分支。上MOSFET623和下MOSFET626串联连接以形成W相分支。第二系统电力继电器602的每个分支的高电位侧通过上总线导线Lp连接到电池51的正端子。第二系统电力继电器602的每个分支的低电位侧通过下总线导线Lg连接到电池51的负端子。

上MOSFET621、622和623的漏极连接到上总线导线Lp。上MOSFET621、622和623的源极分别连接到下MOSFET624、625和626的漏极。下MOSFET624、625和626的源极分别通过第二系统电流传感器702的电流感测器件721、722和723连接到下总线导线Lg。上MOSFET621和下MOSFET614之间的连接点连接到绕组821的末端。上MOSFET622和下MOSFET625之间的连接点连接到绕组822的末端。上MOSFET623和下MOSFET626之间的连接点连接到绕组823的末端。

电流感测器件721、722和723分别检测提供给绕组821、822和823的相电流。此外，连接在上总线导线Lp和下总线导线Lg之间的分压器检测输入电压Vr2。

控制部65包括微计算机67和驱动电路68（即，预驱动器）。微计算机67基于包括转矩信号和旋转角度信号的输入信号执行控制所需的计算。驱动电路68连接到MOSFET611-616和621-626的栅极。驱动电路68由微计算机67控制并且向MOSFET611-616和621-626输出开关命令。

下文参照图3A、3B、3C和3D详细描述了马达80。

如图3A中所示，马达80具有转子83和定子84。转子83绕旋转轴O相对于定子84旋转。根据第一实施例，定子84的线圈的数目是12×m，并且永磁体87的磁极数目是2×m，其中m是自然数（即，正整数）。图3A-3D示出了自然数m是2（即，m=2）的示例。注意，自然数m不限于2。

图3B是从图3A中的推进方向Z所见的转子83和定子84的永磁体87的视图。永磁体87具有交替排列的两个北极和两个南极。因此，永磁体87的磁极数目是4（即，2×2）。定子线圈包括四个线圈集合，并且每个线圈集合包括六个线圈。就是说，定子84的线圈的数目是24（即，12×2）。在每个线圈集合中，U1线圈、U2线圈、V1线圈、V2线圈、W1线圈和W2线圈按该顺序顺时针排列。四个线圈集合中的两个提供第一绕组集合801，并且四个线圈集合中的另外两个提供第二绕组集合802。

图3C是从推进方向Z所见的定子84的展开视图。图3D是从图3A中的径向方向R所见的绕组的展开视图。如图3C和3D中所示，例如，通过将导线缠绕在定子84的每第六个突出部86上可以形成U1线圈811。

因此，第二绕组集合802的U2线圈821在定子84的圆周方向上相对于第一绕组集合801的U1线圈811的位置领先电角度30°。因此，提供给第二绕组集合802的三相交流（AC）电流的相位相对于提供给第一绕组集合801的三相AC电流领先角度30°。注意，提供给第二绕组集合802的三相AC电流的幅度等于提供给第一绕组集合801的三相AC电流的幅度。

接下来，下文参照图4描述了ECU10。特别地，详细描述了控制部65。

控制部65具有第一部分和第二部分。控制部65的第一部分被设置成对应于第一系统。控制部65的第二部分被设置成对应于第二系统。控制部65的第一部分包括电流命令计算器151、2相-3相变换器251、控制器301、2相-3相变换器351和故障检测器751。控制部65的第二部分包括电流命令计算器152、2相-3相变换器252、控制器302、2相-3相变换器352和故障检测器752。

来自转矩传感器94的转向转矩信号Tq*被输入到每个电流命令计算器151和152。电流命令计算器151基于转向转矩信号Tq*计算第一系统的d轴电流命令值Id1*和q轴电流命令值Iq1*。同样地，电流命令计算器152基于转向转矩信号Tq*计算第二系统的d轴电流命令值Id2*和q轴电流命令值Iq2*。每个d轴电流命令值Id1*和Id2*是与磁通量的方向平行的d轴电流（即，励磁电流或场电流）的电流命令值。每个q轴电流命令值Iq1*和Iq2*是与d轴垂直的q轴电流（即，转矩电流）的电流命令值。

d轴电流校正器201位于电流命令计算器151和控制器301之间以矫正d轴电流命令值Id1*。同样地，d轴电流校正器202位于电流命令计算器152和控制器302之间以矫正d轴电流命令值Id2*。后面详细描述了d轴电流校正器201和202。再者，后面描述了电流校正器201由图4中的虚线表示的原因。

接下来，描述了针对每个系统执行的电流反馈控制。

在第一系统中，2相-3相变换器251基于从旋转传感器85反馈的旋转角度θ将电流传感器701检测到的三相电流Iu1、Iv1和Iw1转换成d轴电流检测值Id1和q轴电流检测值Iq1。

在第二系统中，2相-3相变换器252基于从旋转传感器85反馈的旋转角度（θ+30°）将电流传感器702检测到的三相电流Iu2、Iv2和Iw2转换成d轴电流检测值Id2和q轴电流检测值Iq2。

在第一系统中，控制器301接收d轴电流命令值Id1*和d轴电流检测值Id1之间的差并且计算电压命令值Vd1，使得d轴电流命令值Id1*和d轴电流检测值Id1之间的差能够收敛到零。此外，控制器301接收q轴电流命令值Iq1*和q轴电流检测值Iq1之间的差并且计算电压命令值Vq1，使得q轴电流命令值Iq1*和q轴电流检测值Iq1之间的差能够收敛到零。例如，控制器301可以是PI控制器并且基于比例增益和积分增益计算电压命令值Vd1和Vq1。

在第二系统中，控制器302接收d轴电流命令值Id2*和d轴电流检测值Id2之间的差并且计算电压命令值Vd2，使得d轴电流命令值Id2*和d轴电流检测值Id2之间的差能够收敛到零。此外，控制器302接收q轴电流命令值Iq2*和q轴电流检测值Iq2之间的差并且计算电压命令值Vq2，使得q轴电流命令值Iq2*和q轴电流检测值Iq2之间的差能够收敛到零。例如，控制器302可以是PI控制器并且基于比例增益和积分增益计算电压命令值Vd2和Vq2。

在第一系统中，2相-3相变换器351基于从旋转传感器85反馈的旋转角度θ将两相电压命令值Vd1和Vq1转换成三相电压命令值Vu1、Vv1和Vw1。2相-3相变换器351将电压命令值Vu1、Vv1和Vw1输出到第一系统逆变器601。

在第二系统中，2相-3相变换器352基于从旋转传感器85反馈的旋转角度（θ+30°）将两相电压命令值Vd2和Vq2转换成三相电压命令值Vu2、Vv2和Vw2。2相-3相变换器352将电压命令值Vu2、Vv2和Vw2输出到第二系统逆变器602。

故障检测器751基于电流传感器701检测到的相电流和第一系统逆变器601的输入电压Vr1检测第一系统中的故障。第一系统中的故障被定义为引起多相旋转机器中的制动电流的故障。第一系统中的故障的示例包括第一系统逆变器601中的短路故障、第一绕组集合801中的供电故障、第一绕组集合801中的接地故障、以及第一绕组集合801的绕组之间的短路。

故障检测器752基于电流传感器702检测到的相电流和第二系统逆变器602的输入电压Vr2检测第二系统中的故障。第二系统中的故障被定义为引起多相旋转机器中的制动电流的故障。第二系统中的故障的示例包括第二系统逆变器602中的短路故障、第二绕组集合802中的供电故障、第二绕组集合802中的接地故障、以及第二绕组集合802的绕组之间的短路。下文参照图5A-5C详细描述了这些故障。图5A-5C图示了在第一系统中的第一系统逆变器601或第一绕组集合801中出现故障的示例。

图5A图示了第一故障示例Fex1和第二故障示例Fex2。在第一故障示例Fex1中，在上MOSFET611中出现短路故障，使得上MOSFET611的漏极和源极即使在来自驱动电路68的断开命令的情况下仍保持电连接。在第二故障示例Fex2中，在下MOSFET614中出现短路故障，使得下MOSFET614的漏极和源极即使在来自驱动电路68的断开命令的情况下仍保持电连接。

图5B图示了第三故障示例Fex3和第四故障示例Fex4。在第三故障示例Fex3中，在第一绕组集合801中出现了供电故障，使得上总线导线Lp电连接到马达导线Lm，而马达导线Lm连接第一系统逆变器601和第一绕组集合801。在第四故障示例Fex4中，在第一绕组集合801中出现了接地故障，使得总线导线Lg可以电连接到马达导线Lm。

图5C图示了第五故障示例Fex5和第六故障示例Fex6。在第五故障示例Fex5和第六故障示例Fex6中的每个中，在第一绕组集合801中出现内部短路，使得第一绕组集合801的绕组末端以外的部分电连接在一起。

第一至第六故障示例Fex1-Fex6对应于如下故障，其中绕组集合的至少一个绕组电连接到与分支的高电位侧连接的上总线导线和与分支的低电位侧连接的下总线导线中的至少一个。

当出现该类型的故障时，如图5A-5C中的虚线指示的形成电流路径。结果，电流传感器701、702检测到的相电流变为异常值。当电流传感器701、702检测到的相电流变为异常值时，故障检测器751和752确定出现故障。

接下来，描述ECU10的操作。在ECU10中，控制部65控制逆变器601和602以分别向绕组集合801和802供电，从而驱动马达80。电流传感器701和702分别检测从逆变器601和602提供给绕组集合801和802的相电流。电流传感器701和702检测到的相电流被反馈给控制部65。控制部65使用相电流来计算提供给逆变器601和602的电压命令。

接下来，描述在第一系统或第二系统中的逆变器和绕组集合之一中出现短路故障的情形。

这里，假设在第二系统中没有出现故障的条件下在第一系统中的第一系统逆变器601的U相MOSFET611中出现短路故障（参照图4）。在该情况下，故障检测器751基于电流传感器701检测到的相电流Iu1、Iv1和Iw1检测第一系统中的短路故障。

当故障检测器751检测到短路故障时，故障检测器751将电路命令值设定为零或者断开所有MOSFET。替选地，故障检测器751可以在检测到短路故障时断开功率继电器521，从而中断从电池51到第一系统逆变器601的供电。

在该情况下，马达80保持被正常的第二系统中的第二系统逆变器602驱动。结果，由于马达80中的反电动势或者由于第一和第二系统之间的互感，制动电流流过马达80，使得可以产生针对马达80的驱动转矩的制动转矩。此外，流过第一系统中的第一系统逆变器601和第一绕组集合801的电流可能引起发热和转矩波纹。

图6示出了关于当在第一系统逆变器601的U相MOSFET611中出现短路故障时，反电动势引起第一系统中的第一系统逆变器601中的电流的原理。在图6中，MOSFET611故障，但是其他MOSFET612-616正常。在该情况下，反电动势引起的电流如下流动。首先，如箭头<1>所指示的，电流流过V相绕组812和W相绕组813。随后，如箭头<2>所指示的，电流流过V相上MOSFET612和W相上MOSFET613的寄生二极管。随后，如箭头<3>所指示的，电流流过受到短路故障的困扰的U相上MOSFET611。随后，如箭头<4>所指示的，电流流过U相绕组811。

根据第一实施例，当马达80保持被正常的第二系统驱动时，基于第一绕组集合801和第二绕组集合802之间的互感，ECU10减少流过故障的第一系统的电流。其原因在于，由于第一绕组集合801和第二绕组集合802磁耦合在一起，所以不仅需要考虑自感，还需要考虑系统之间的互感（参见例如，对应于JP-A-2003-153585的US2003/0085683A）。

下文参照图7中所示的模型说明包含第一系统和第二系统之间的互感的dq轴电压方程。在图7中，“U”、“V”和“W”分别表示第一系统的第一绕组集合801的U相、V相和W相。在图7中，“A”、“B”和“C”分别表示第二系统的第二绕组集合802的U相、V相和W相。为了使第一系统和第二系统彼此区别，第二绕组集合802的U相、V相和W相在下文中被分别称为“A相”、“B相”和“C相”。如图7中所示，A相相对于U相移位电角度-30°。就是说，A相相对U相相位领先30°。

在图7中所示的模型中，每相中的磁通量λ由下式（1）给出。

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&lambda;}}_U\\ {\mathrm{\&lambda;}}_V\\ {\mathrm{\&lambda;}}_W\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}{L}_U& M_{\mathrm{UV}}& M_{\mathrm{UW}}\\ M_{\mathrm{VU}}& L_V& M_{\mathrm{VW}}\\ M_{\mathrm{WU}}& M_{\mathrm{WV}}& L_W\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_U\\ I_V\\ I_W\end{array}\right]+\left[\begin{array}{ccc}{M}_{\mathrm{UA}}& M_{\mathrm{UB}}& M_{\mathrm{UC}}\\ M_{\mathrm{VA}}& M_{\mathrm{VB}}& M_{\mathrm{VC}}\\ M_{\mathrm{WA}}& M_{\mathrm{WB}}& M_{\mathrm{WC}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_A\\ I_B\\ I_C\end{array}\right]+{\mathrm{\&phi;}}_0\left[\begin{array}{c}\cos \left(\mathrm{\&theta;}\right)\\ \cos (\mathrm{\&theta;}-120)\\ \cos (\mathrm{\&theta;}+120)\end{array}\right]$

$\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(1\right)$

在式（1）中，L表示每相的自感，M表示同一系统或者不同系统中的相之间的互感，I表示相电流，并且Ф₀表示电枢链接磁通量。例如，λ_U表示U相中的磁通量，L_U表示U相的自感，M_UV表示第一系统的U相和V相之间的互感，M_UA表示第一系统的U相和第二系统的A相之间的互感，并且I_U表示U相的相电流。

通过以如下方式重写式（1）给出了式（2）和（3）：U相、V相和W相中的每个的自感L被定义成L'（即，L’=L_U=L_V=L_W），第一和第二系统之间的耦合因子被定义为a，并且第一和第二系统中的每个中的耦合因子被定义为b。注意，在以下各式和描述中有时省略了角度单位“°”。

$\left[\begin{array}{ccc}{L}_U& M_{\mathrm{UV}}& M_{\mathrm{UW}}\\ M_{\mathrm{VU}}& L_V& M_{\mathrm{VW}}\\ M_{\mathrm{WU}}& M_{\mathrm{WV}}& L_W\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}{L}^{,}& -\frac{1}{2}b{L}^{,}& -\frac{1}{2}b{L}^{,}\\ -\frac{1}{2}b{L}^{,}& L^{,}& -\frac{1}{2}b{L}^{,}\\ -\frac{1}{2}b{L}^{,}& -\frac{1}{2}b{L}^{,}& L^{,}\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(2\right)$

$\left[\begin{array}{ccc}{M}_{\mathrm{UA}}& M_{\mathrm{UB}}& M_{\mathrm{UC}}\\ M_{\mathrm{VA}}& M_{\mathrm{VB}}& M_{\mathrm{VC}}\\ M_{\mathrm{WA}}& M_{\mathrm{WB}}& M_{\mathrm{WC}}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}\frac{\sqrt{3}}{2}a{L}^{,}& 0& -\frac{\sqrt{3}}{2}a{L}^{,}\\ -\frac{\sqrt{3}}{2}a{L}^{,}& \frac{\sqrt{3}}{2}a{L}^{,}& 0\\ 0& -\frac{\sqrt{3}}{2}a{L}^{,}& \frac{\sqrt{3}}{2}a{L}^{,}\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(3\right)$

在式（2）中，例如，由于V相相对U相移位+120，因此M_UV可以被表示为：M_UV=bL'cos(120)=-(1/2)bL'。

同样地，例如，由于W相相对U相移位-120，因此M_UW可以被表示为：M_UW=bL'cos(-120)=-(1/2)bL'。

在式（3）中，例如，由于A相相对U相移位-30，因此M_UA可以被表示为：M_UA=aL'cos(-30)=(√3/2)aL'。

同样地，例如，由于B相相对U相移位+90，因此M_UB可以被表示为：M_UB=aL'cos(90)=0。

同样地，例如，由于C相相对U相移位-150，因此M_UC可以被表示为：M_UC=aL'cos(-150)=-(√3/2)aL'。

通过将(1/2)bL'加到式（2）的右手侧的矩阵的每个元素，可以将式（2）的右手侧重写成式（4）。

$\left[\begin{array}{ccc}{L}^{,}& -\frac{1}{2}b{L}^{,}& -\frac{1}{2}b{L}^{,}\\ -\frac{1}{2}b{L}^{,}& L^{,}& -\frac{1}{2}b{L}^{,}\\ -\frac{1}{2}b{L}^{,}& -\frac{1}{2}b{L}^{,}& L^{,}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}{L}^{,}& 0& 0\\ 0& L^{,}& 0\\ 0& 0& L^{,}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{ccc}\frac{1}{2}b{L}^{,}& 0& 0\\ 0& \frac{1}{2}b{L}^{,}& 0\\ 0& 0& \frac{1}{2}b{L}^{,}\end{array}\right]$

$=(L^{,}+\frac{1}{2}b{L}^{,})\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(4\right)$

通过使用式（3）和（4）可以将式（1）重写成式（5）。

$\left[\begin{array}{c}{\mathrm{\&lambda;}}_U\\ {\mathrm{\&lambda;}}_V\\ {\mathrm{\&lambda;}}_W\end{array}\right]=(L^{,}+\frac{1}{2}b{L}^{,})\left[\begin{array}{c}{I}_U\\ I_V\\ I_W\end{array}\right]+a{L}^{,}\left[\begin{array}{ccc}\frac{\sqrt{3}}{2}& 0& -\frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}& 0\\ 0& -\frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{I}_A\\ I_B\\ I_C\end{array}\right]+{\mathrm{\&phi;}}_0\left[\begin{array}{c}\cos \left(\mathrm{\&theta;}\right)\\ \cos (\mathrm{\&theta;}-120)\\ \cos (\mathrm{\&theta;}+120)\end{array}\right]$

$\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(5\right)$

通过将电阻R和电流I的乘积项加到式（5）相对于时间的导数，给出了式（6）。

$\left[\begin{array}{c}{V}_U\\ V_V\\ V_W\end{array}\right]=R\left[\begin{array}{c}{I}_U\\ I_V\\ I_W\end{array}\right]+(L^{,}+\frac{1}{2}b{L}^{,})\left[\begin{array}{c}\frac{d{I}_U}{\mathrm{dt}}\\ \frac{d{I}_V}{\mathrm{dt}}\\ \frac{{\mathrm{dI}}_W}{\mathrm{dt}}\end{array}\right]+a{L}^{,}\left[\begin{array}{ccc}\frac{\sqrt{3}}{2}& 0& -\frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}& 0\\ 0& -\frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{dI}}_A}{\mathrm{dt}}\\ \frac{d{I}_B}{\mathrm{dt}}\\ \frac{{\mathrm{dI}}_C}{\mathrm{dt}}\end{array}\right]$

$+\mathrm{\&omega;}{\mathrm{\&phi;}}_0\left[\begin{array}{c}-\sin \left(\mathrm{\&theta;}\right)\\ -\sin (\mathrm{\&theta;}-120)\\ -\sin (\mathrm{\&theta;}+120)\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(6\right)$

注意，磁通量λ的大小是电压和时间的乘积（即，V·s）。因此，磁通量λ相对于时间的导数变为电压V。此外，使用角速度ω将电角度θ表示如下：θ=ωt。因此，cos(θ)相对时间的导数给出如下：dcos(θ)/dt=-ωsin(θ)。

式（7.1）表示第一系统的U相、V相和W相的dq变换（即，三相-两相变换）的旋转矩阵X_θ。式（7.2）表示第二系统的A相、B相和C相的dq变换的旋转矩阵X_(θ+30)。通过在式（7.1）中用(θ+30)取代θ，给出了式（7.2）。

$X_{\mathrm{\&theta;}}=\left[\begin{array}{ccc}\cos \left(\mathrm{\&theta;}\right)& \cos (\mathrm{\&theta;}-120)& \cos (\mathrm{\&theta;}+120)\\ -\sin \left(\mathrm{\&theta;}\right)& -\sin (\mathrm{\&theta;}-120)& -\sin (\mathrm{\&theta;}+120)\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(7.1\right)$

$X_{\mathrm{\&theta;}+30}=\left[\begin{array}{ccc}\cos (\mathrm{\&theta;}+30)& \cos (\mathrm{\&theta;}-90)& \cos (\mathrm{\&theta;}+150)\\ -\sin (\mathrm{\&theta;}+30)& -\sin (\mathrm{\&theta;}-90)& -\sin (\mathrm{\&theta;}+150)\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(7.2\right)$

每个系统的三相电压向量的d-q变换由式（8.1）和（8.2）给出。

$\left[\begin{array}{c}{V}_{d1}\\ V_{q1}\end{array}\right]=X_{\mathrm{\&theta;}}\left[\begin{array}{c}{V}_U\\ V_V\\ V_W\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(8.1\right),$ $\left[\begin{array}{c}{V}_{d2}\\ V_{q2}\end{array}\right]=X_{\mathrm{\&theta;}+30}\left[\begin{array}{c}{V}_A\\ V_B\\ V_C\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(8.2\right)$

同样地，每个系统的三相电流向量的d-q变换由式（9.1）和（9.2）给出。

$\left[\begin{array}{c}{I}_{d1}\\ I_{q1}\end{array}\right]=X_{\mathrm{\&theta;}}\left[\begin{array}{c}{I}_U\\ I_V\\ I_W\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(9.1\right),$ $\left[\begin{array}{c}{I}_{d2}\\ I_{q2}\end{array}\right]=X_{\mathrm{\&theta;}+30}\left[\begin{array}{c}{I}_A\\ I_B\\ I_C\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(9.2\right)$

通过使式（6）的每项乘以旋转矩阵X_θ，给出了式（10）。

这里，注意，每个旋转矩阵X_θ和电流矩阵I是时间的函数。从旋转矩阵X_θ(t)和电流矩阵I(t)的复合函数的导数得到了如下关系：X_θ(t)·{I(t)}'={X_θ(t)·I(t)}'-{X_θ(t)}'·I(t)。

因此，可以如式（11）中所示计算式（10）的第2项的部分（11o）。具有通过将旋转矩阵X_θ的第一行向量与第二行互换而创建的形式的旋转矩阵呈现在该计算的后面的部分中。因此，式（11）的第2项包含具有通过将式（9.1）中的Id1与Iq1互换而创建的形式的列向量。

如式（11）中所示，通过使用三角函数的加法定理可以计算式（10）的第3项的（12o）部分，并且其变为等于旋转矩阵X_(θ+30)的3/2倍。

$\left[\begin{array}{ccc}\cos \left(\mathrm{\&theta;}\right)& \cos (\mathrm{\&theta;}-120)& \cos (\mathrm{\&theta;}+120)\\ -\sin \left(\mathrm{\&theta;}\right)& -\sin (\mathrm{\&theta;}-120)& -\sin (\mathrm{\&theta;}+120)\end{array}\right]\left[\begin{array}{ccc}\frac{\sqrt{3}}{2}& 0& -\frac{\sqrt{3}}{2}\\ -\frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}& 0\\ 0& -\frac{\sqrt{3}}{2}& \frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right]$

$=\frac{\sqrt{3}}{2}\left[\begin{array}{ccc}\cos \left(\mathrm{\&theta;}\right)-\cos (\mathrm{\&theta;}-120)& \cos (\mathrm{\&theta;}-120)-\cos (\mathrm{\&theta;}+120)& -\cos \left(\mathrm{\&theta;}\right)+\cos (\mathrm{\&theta;}+120)\\ -\sin \left(\mathrm{\&theta;}\right)+\sin (\mathrm{\&theta;}-120)& -\sin (\mathrm{\&theta;}-120)+\sin (\mathrm{\&theta;}+120)& \sin \left(\mathrm{\&theta;}\right)-\sin (\mathrm{\&theta;}-120)\end{array}\right]$

$=\frac{3}{2}\left[\begin{array}{ccc}\cos (\mathrm{\&theta;}+30)& \cos (\mathrm{\&theta;}-90)& \cos (\mathrm{\&theta;}+150)\\ -\sin (\mathrm{\&theta;}+30)& -\sin (\mathrm{\&theta;}-90)& -\sin (\mathrm{\&theta;}+150)\end{array}\right]$

$=\frac{3}{2}{X}_{\mathrm{\&theta;}+30}\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(12\right)$

按照与上文针对式（11）讨论的相同的方式，由式（13）给出旋转矩阵X_(θ+30)和电流相对于时间的导数的列向量的乘积。

$X_{\mathrm{\&theta;}+30}\left[\begin{array}{c}\frac{{\mathrm{dI}}_A}{\mathrm{dt}}\\ \frac{d{I}_B}{\mathrm{dt}}\\ \frac{{\mathrm{dI}}_C}{\mathrm{dt}}\end{array}\right]=\frac{d}{\mathrm{dt}}\left[\begin{array}{c}{I}_{d2}\\ I_{q2}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}-\mathrm{\&omega;}{I}_{q2}\\ \mathrm{\&omega;}{I}_{d2}\end{array}\right]\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(13\right)$

如式（14）中所示，通过使用三角函数的加法定理可以计算式（10）的第4项的（14o）部分。

$\left[\begin{array}{ccc}\cos \left(\mathrm{\&theta;}\right)& \cos (\mathrm{\&theta;}-120)& \cos (\mathrm{\&theta;}+120)\\ -\sin \left(\mathrm{\&theta;}\right)& -\sin (\mathrm{\&theta;}-120)& -\sin (\mathrm{\&theta;}+120)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}-\sin \left(\mathrm{\&theta;}\right)\\ -\sin (\mathrm{\&theta;}-120)\\ -\sin (\mathrm{\&theta;}+120)\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}0\\ \frac{3}{2}\end{array}\right]=\frac{3}{2}\left[\begin{array}{c}0\\ 1\end{array}\right]$

$\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;\left(14\right)$

根据式（11）-（14），可以将式（10）重写成式（15）。

这里，式（15）的第2项的系数被代换如下：L'+(1/2)bL'=L，其中L是自感。

这里，式（15）的第3项的系数被代换如下：(3/2)aL'=M，其中M是互感。

这里，式（15）的第3项的系数被代换如下：(3/2)Φ₀=Ke，其中Ke是反电动势常数。

此外，式（15）中的时间导数（d/dt）被替换为拉普拉斯变量（s）。因此，获得了作为关于第一系统的电压方程的式（16）。

如前面提及的，根据第一实施例，马达80是隐极式表贴永磁同步马达（SPMSM）。因此，d轴自感Ld等于q轴自感Lq。d轴自感Ld和q轴自感Lq中的每个在下文中被称为“自感L”。就是说，Ld=Lq=L。同样地，d轴互感Md等于q轴互感Mq。d轴互感Md和q轴互感Mq中的每个在下文中被称为“互感M”。就是说，Md=Mq=L。

以矩阵形式表示的式（16）可以被分解成式17和18。

Vq1=R×Iq1+Ls×Iq1+ω×L×ld1+Ms×Iq2+ω×M×ld2+ω×Ke

···(17)

Vd1=R×Id1+Ls×Id1-ω×L×lq1+Ms×Id2-ω×M×lq2···(18)

图8A示出了与式（17）对应的等效电路，并且图8B示出了与式（18）对应的等效电路。

假设第一系统逆变器601由于短路故障而停止操作，Vq1=0并且Id=0。因此，从式（17）可以获得q轴电流Iq1的式（19.1）。

Iq1={Ms×Iq2+ω×(M×ld2+Ke)}/(R+Ls)    ···(19.1)

通过忽略作为瞬时部分的项Ms，可以将式（19.1）重写成式（19.2）。

Iq1≈{ω×M×ld2+ω×Ke)}/(R+Ls)    ···(19.2)

同样地，由于Vd1=0并且Iq1=0，则从式（18）可以获得关于d轴电流Id1的式（20.1）。

Id1=(Ms×Id2-ω×M×lq2)/(R+Ls)    ···(20.1)

通过忽略作为瞬时部分的项Ms，可以将式（20.1）重写成式（20.2）。

Id1≈(-ω×M×lq2)/(R+Ls)    ···(20.2)

如从式（19.2）和（20.2）可理解的，尽管故障的第一系统中的第一系统逆变器601停止操作，但是电流Id2仍在正常的第二系统中流动，使得可以生成由于电流Id2引起的电压。结果，电流在故障的第一系统中流动。

根据第一实施例，如图4中所示，当故障检测器751检测到第一系统逆变器601或第一绕组集合801中的故障时，控制部65控制提供给第二系统逆变器602的电流命令，使得可以减小故障的第一系统中的电流。具体地，为了减小式19.2中的项ω×Ke，d轴电流校正器202校正d轴电流命令值Id2*，使得正常的第二系统中的d轴电流Id2可以在负方向上增加。

原则上，式（20.2）中的q轴电流Iq2保持不变，因为q轴电流Iq2可能影响马达80的转矩。

在图4中，d轴电流校正器202被设置成分离的部件。替选地，例如，d轴电流校正器202可以并入在电流命令计算器152中。

以上说明基于在第二系统中的第二系统逆变器602正常的条件下在第一系统中的第一系统逆变器601中出现短路故障的假设。当在第一系统中的第一系统逆变器601正常的条件下在第二系统中的第二系统逆变器602中出现短路故障时，ECU10可以通过与上文解释的相同的方式进行操作。就是说，如图4中的虚线所指示的，当故障检测器752检测到第二系统中的故障时，d轴电流校正器201校正d轴电路命令值Id1*，使得正常的第一系统中的d轴电流Id1可以在负方向上增加。

此外，根据第一实施例，设定正常系统中的d轴电流命令值Id2*，使得d轴电流Id2可以依赖于马达80的角速度ω。具体地，如图9中所示，当角速度ω小于预定阈值ω0时，设定d轴电流命令值Id2*，使得d轴电流Id2可以是零。相反地，当角速度ω超过阈值ω0时，设定d轴电流命令值Id2*，使得d轴电流Id2可以与角速度ω和阈值ω0之间的差（ω-ω0）成比例地改变。

当角速度ω小于阈值ω0时，式19.2中的项M×Id2和项Ke两者是小的，使得可以忽略故障系统中的电流引起的发热和转矩波纹。因此，当角速度ω小于阈值ω0时，在正常系统中不需要提供d轴电流。相反地，当角速度ω超过阈值ω0时，负的d轴电流被提供给正常系统，使得式19.2中的项M×Id2变为负值。因此，作为反电动势常数的项Ke被消除，使得可以减小故障系统中的由于电流引起的发热和转矩波纹。

因此，例如，ECU10可以有效地用于需要继续稳定操作以协助驾驶员转向的电动转向装置1。

（第二实施例）

下文参照图10描述了本公开的第二实施例。如同第一实施例，设定正常系统中的d轴电流命令值Id2*使得d轴电流Id2可以依赖于马达80的角速度ω。具体地，根据第二实施例，当角速度ω小于预定阈值ω0时，设定d轴电流命令值Id2*，使得d轴电流Id2可以变为零。相反地，当角速度ω超过阈值ω0时，设定d轴电流命令值Id2*，使得d轴电流Id2可以具有预定的常数负值-Idconst。因此，正常系统中的d轴电流Id2根据角速度ω以分段的方式改变。

在图10中所示的示例中，设定了一个阈值ω0。替选地，可以设定多个阈值。在该情况下，每当角速度ω超过任何一个阈值时，正常系统中的d轴电流Id2可以以分段的方式改变。

（第三实施例）

下文描述了本公开的第三实施例。根据第三实施例，设定正常系统中的d轴电流命令值Id2*使得d轴电流Id2可以变为式（21）表示的值。在该方法中，式（19.2）的分母可以变为零而与角速度ω无关。

这样，可以设定d轴电流Id2而与角速度ω无关。

（修改）

尽管参照本公开的实施例描述了本公开内容，但是将理解，本公开不限于这些实施例和构造。本公开旨在涵盖各种修改和等同配置。此外，尽管已描述了各种组合和配置，但是包括更多、更少或者仅单个元素的其他组合和配置也在本公开的精神和范围内。

马达80不限于SPMSM。例如，马达80可以是凸极式马达，诸如内置式永磁同步马达（IPMSM）。SPMSM适用于高转矩和低RPM输出应用，而IPMSM适用于低转矩和高RPM输出应用。在IPMSM的情况下，d轴自感Ld不同于q轴自感Lq（即，Ld≠Lq），并且d轴互感Md不同于q轴互感Mq（即，Md≠Mq）。因此，需要通过使d轴和q轴项彼此分离来展开以上各式。然而，即使在IPMSM的情况下，通过在正常系统中传递d轴电流仍可以减小发热和转矩波纹。

ECU10的结构不限于图1和4中所示的结构。例如，开关器件可以是不同于MOSFET的IGBT或FET。

在这些实施例中，作为多相旋转机器的马达80是二系统三相马达。如前面定义的，电力转换器（即，逆变器）和绕组集合的对形成了系统。就是说，“二系统”意味着电力转换器和绕组集合的对的数目是2。系统的数目不限于2。

假设系统的数目是3或更多，当在一个系统中出现故障时，两个或更多的系统将是正常的。在该情况下，按照与这些实施例中讨论的相同的方式设定每个正常系统中的d轴电流。

在相数目是3的实施例中，d轴电流被定义为与磁通量方向平行的电流。即使当相数目是4或更多时，d轴电流可以按照与相数目是3的情况相同的方式定义。例如，当相数目是4时，用于执行dq变换的旋转矩阵的元素由（θ±n×90°）的三角函数提供。

在图3A-3D中所示的示例中，马达30被配置成，提供给第二绕组集合802的电流的相位相对于提供给第一绕组集合801的电流的相位领先电角度30°（即，相位差是-30°）。替选地，马达30可以被配置成使得提供给第二绕组集合802的电流的相位相对于提供给第一绕组集合801的电流的相位延迟电角度30°（即，相位差是+30°）。当第二绕组集合802的U相的相位相对于第一绕组集合801的V相或W相是±90°或±150°（相对于U相±120°）时，情况亦是如此。

就是说，只要系统之间的电流相位差是(30±60×n)°，其中n是整数，则可以从与式3、7.2和12相似的式得到式（16）。如果系统的数目是3或更多，则在任何两个系统之间的电流相位差是(30±60×n)°时，获得了相同的结论。

尽管这里未作说明，但是本发明人确信，即使当系统之间的电流相位差不是(30±60×n)°时，仍可以得到等同于式（16）的电压方程。此外，理论上，即使相数目是4或更多，仍可以使用等同于式（16）的电压方程模型而与系统之间的电流相位差无关。

多相旋转机器不限于马达。例如，多相旋转机器可以是发电机或交流发电机。多相旋转机器可以用于电动转向装置以外的装置。

Claims (5)

1.一种用于驱动具有磁耦接在一起的多个绕组集合（801，802）的多相旋转机器的控制器，每个绕组集合包括多个相绕组，所述控制器包括：

多个电力转换器（601，602），所述多个电力转换器能够向所述多个绕组集合提供交流电，每个电力转换器包括多个分支，每个分支由开关器件构造并且针对所述多个相绕组中的对应的一个相绕组设置，每个电力转换器和对应的绕组集合的对被定义为系统；

故障检测器（751，752），所述故障检测器能够检测每个系统中的电力转换器或绕组集合中的故障，所述故障引起所述旋转机器中的制动电流；以及

控制部（65），所述控制部能够通过设定d轴电流和q轴电流以驱动所述电力转换器来控制所述电力转换器的输出，其中

当所述故障检测器检测到任何一个系统中的故障时，所述控制部停止该一个系统中的电力转换器，并且通过设定所述d轴电流使得减少该一个系统中的电流来控制每个其他系统中的电力转换器的输出。

2.根据权利要求1所述的控制器，其中

当所述故障检测器检测到任何一个系统中的故障时，所述控制部停止该一个系统中的电力转换器，并且通过根据所述旋转机器的角速度设定所述d轴电流来控制每个其他系统中的电力转换器的输出。

3.根据权利要求1所述的控制器，其中

所述多个绕组集合的数目是2，

所述多个相绕组的数目是3，

从一个转换器提供给一个绕组集合的交流电被定义为第一交流电，

从其他转换器提供给其他绕组集合的交流电被定义为第二交流电，以及

所述第一交流电和所述第二交流电具有相同的幅度并且具有30°±60°×n的相位差，其中n是整数。

4.根据权利要求1所述的控制器，其中

当所述多个相绕组中的任何一个电连接到任何一个系统中的上总线导线和下总线导线中的至少一个时，所述故障检测器检测故障，

所述上总线导线电连接到所述分支的高电位侧，以及

所述下总线导线电连接到所述分支的低电位侧。

5.一种电动转向装置，包括：

多相旋转机器（80），所述多相旋转机器能够产生转向辅助转矩以辅助驾驶员使车辆的方向盘（91）转向，所述旋转机器具有磁耦接在一起的多个绕组集合（801，802），每个绕组集合包括多个相绕组；

根据权利要求1至4中任一项所述的控制器；以及

动力传送设备（89），所述动力传送设备能够将所述旋转机器的旋转传送到耦接到所述方向盘的转向轴杆（92）。

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