JP2007312479A - 直流変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力の損失を低減し、トランスの２次側の整流ダイオードの耐圧を低減させ、高効率化及び小型化を図れる直流変換装置。
【解決手段】直流電源Ｖｄｃの直流電圧をスイッチＱ１によりオン／オフさせてトランスＴ１の１次巻線Ｐ１に供給するスイッチング回路と、２次巻線Ｓ１に発生する電圧を整流及び平滑する整流平滑回路ＤＲ，ＤＦ，Ｌｆ，ＣＬと、整流平滑回路の出力電圧に基づいてスイッチＱ１をオン／オフさせて出力電圧を所定電圧に制御する制御回路１０と、２次巻線Ｓ１に密結合された入力帰還巻線Ｘ１と、直流電源Ｖｄｃの両端に接続され、入力帰還巻線Ｘ１とダイオードＤ４とが直列に接続された直列回路とを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、高効率化及び小型化を図れる直流変換装置に関する。

図６に従来の直流変換装置の一例を示す。図６に示す直流変換装置は、アクティブクランプ方式と呼ばれるもので、直流電源ＶｄｃにトランスＴ０の１次巻線Ｐ１（巻数ｎｐ）とを介してＭＯＳＦＥＴ（以下、ＦＥＴと称する。）等からなるスイッチＱ１が接続されている。１次巻線Ｐ１の両端には、ＦＥＴ等からなるスイッチＱ２とクランプコンデンサＣ１とからなる直列回路が接続されている。スイッチＱ１及びスイッチＱ２は、デットタイム期間を有し、制御回路１０のＰＷＭ制御により交互にオン／オフするようになっている。

なお、図示していないが、トランスＴ０の１次巻線Ｐ１及び２次巻線Ｓ１間にはリーケージインダクタンスを有している。ダイオードＤ１は、スイッチＱ１のドレイン−ソース間に接続され、ダイオードＤ２は、スイッチＱ２のドレイン−ソース間に接続されていて、ダイオードＤ１は、スイッチＱ１の寄生ダイオードでもよく、ダイオードＤ２は、スイッチＱ２の寄生ダイオードでもよい。

コンデンサＣ２は、スイッチＱ１のドレイン−ソース間及びダイオードＤ１の両端に接続されている。

また、トランスＴ０の１次巻線Ｐ１とトランスＴ０の２次巻線Ｓ１とは互いに同相電圧が発生するように巻回されている。トランスＴ０の２次巻線Ｓ１（巻数ｎｓ）の一端にはダイオードＤＲのアノードが接続され、２次巻線Ｓ１の他端にはダイオードＤＦのアノードが接続され、ダイオードＤＲのカソードは、ダイオードＤＦのカソードに接続されている。

ダイオードＤＲの両端には、抵抗Ｒ１１とコンデンサＣ１１との直列回路が接続され、ダイオードＤＦの両端には、抵抗Ｒ１２とコンデンサＣ１２との直列回路が接続されており、これら２つの直列回路は、ＣＲスナバ回路を構成し、ダイオードＤＲ，ＤＦのリカバリ時におけるサージ電圧を減衰させる。

ダイオードＤＦの両端には、リアクトルＬｆとコンデンサＣＬとの直列回路が接続されており、ダイオードＤＲ，ＤＦとリアクトルＬｆとコンデンサＣＬは、整流平滑回路を構成している。この整流平滑回路は、トランスＴ０の２次巻線Ｓ１に誘起された電圧（オン／オフ制御されたパルス電圧）を整流平滑して直流出力を負荷ＲＬに出力する。

制御回路１０は、負荷ＲＬへの出力電圧に基づき、スイッチＱ１をオン／オフ制御するためのパルスからなる制御信号を生成するとともに、出力電圧が所定の電圧となるようにその制御信号のデューティ比を制御する。制御回路１０は、ゲート信号Ｑ１ｇをスイッチＱ１のゲートに印加してスイッチＱ１を駆動し、ゲート信号Ｑ２ｇをスイッチＱ２のゲートに印加してスイッチＱ２を駆動する。

次に、このように構成された直流変換装置の動作を図７に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図７において、Ｑ１ｇはスイッチＱ１へのゲート信号、Ｑ１ｖはスイッチＱ１のドレインーソース間の電圧、Ｑ１ｉはスイッチＱ１のドレイン電流、ＤＲｖはダイオードＤＲの電圧、ＤＦｖはダイオードＤＦの電圧を示している。

まず、時刻ｔ_１１において、スイッチＱ１がオンすると、Ｖｄｃ→Ｐ１→Ｑ１→Ｖｄｃで、スイッチＱ１に電流Ｑ１ｉが流れる。このとき、トランスＴ０の２次側では、Ｓ１→ＤＲ→Ｌｆ→ＣＬ→Ｓ１で電流が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。

次に、時刻ｔ_１２において、スイッチＱ１がオフすると、電流Ｑ１ｉが減少し、ダイオードＤＲの電流も減少する。この電流は、ダイオードＤＲの逆電流（リカバリ電流ともいう。）により、零から負に流れる。この逆電流により、ダイオードＤＲにサージ電圧が印加される。また、ダイオードＤＲの電流が減少すると、リアクトルＬｆに電流が流れているので、ダイオードＤＦの電流が増加する。

また、トランスＴ１の励磁インダクタンスに蓄えられた電力により、Ｐ１→Ｃ２→Ｖｄｃ→Ｐ１の経路で電流が流れて、コンデンサＣ２の電圧は上昇する。そして、コンデンサＣ２の電圧が電源電圧とコンデンサＣ１の電圧との和に等しくなると、ダイオードＤ２が導通し、コンデンサＣ１を充電する。このとき、スイッチＱ２をオンすると、スイッチＱ２はゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作する。

トランスＴ１の励磁インダクタンスの電力の放電が完了すると、コンデンサＣ１に蓄えられた電力はＣ１→Ｑ２→Ｐ１→Ｃ１で放出し、トランスＴ１の励磁インダクタンスに蓄えられる。このとき、２次側の整流ダイオードＤＲは、オフとなり、リアクトルＬｆに蓄えられたエネルギーは、Ｌｆ→ＣＬ→ＤＦ→Ｌｆで放出され、負荷ＲＬに電力が供給され続ける。

次に、時刻ｔ_１３において、スイッチＱ２がオフすると、トランスＴ１の励磁インダクタンスに蓄えられた電力により、Ｐ１→Ｖｄｃ→Ｃ２→Ｐ１の経路で電流が流れて、コンデンサＣ２を放電する。コンデンサＣ２の電圧が零となると、ダイオードＤ１が導通し、このとき、スイッチＱ１をオンさせると、スイッチＱ１はＺＶＳ動作となる。そして、スイッチＱ１がオンすると、ダイオードＤＦの電流が減少していく。ダイオードＤＦの逆電流により、零から負の電流が流れて、逆電流がオフする。この時も、逆電流によりダイオードＤＦにサージ電圧が印加される。

なお、従来の直流変換装置の関連技術として、例えば特許文献１が開示されている。
特開２００１−８４４７号公報

このように、図６に示す従来の直流変換装置にあっては、ダイオードＤＲに印加される逆電流によるサージ電圧をコンデンサＣ１１と抵抗Ｒ１１からなるＣＲスナバ回路により減衰させ、ダイオードＤＦに印加される逆電流によるサージ電圧をコンデンサＣ１２と抵抗Ｒ１２からなるＣＲスナバ回路により減衰させていた。しかし、ＣＲスナバ回路には抵抗分があるため、損失が大きく、高効率を図ることができなかった。

また、耐圧の高い素子を使用しなければならないため、損失が増加したり、また、高価な部品を使用しなければならなかった。

本発明は、電力の損失を低減し、トランスの２次側の整流ダイオードの耐圧を低減させ、高効率化及び小型化を図れる直流変換装置を提供することにある。

前記課題を解決するために以下の手段を採用した。請求項１の発明は、直流電源の直流電圧を主スイッチによりオン／オフさせてトランスの１次巻線に供給するスイッチング回路と、前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流及び平滑する整流平滑回路と、前記整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記主スイッチをオン／オフさせて前記出力電圧を所定電圧に制御する制御回路と、前記トランスの２次巻線に密結合された入力帰還巻線と、前記直流電源の両端に接続され、前記入力帰還巻線とダイオードとが直列に接続された第１直列回路とを備えることを特徴とする。

請求項２の発明は、直流電源の直流電圧を主スイッチによりオン／オフさせてトランスの１次巻線に供給するスイッチング回路と、前記トランスの１次巻線に疎結合された前記トランスの２次巻線と、前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流及び平滑する整流平滑回路と、前記整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記主スイッチをオン／オフさせて前記出力電圧を所定電圧に制御する制御回路と、前記トランスの２次巻線に直列に接続され、前記主スイッチがオン時に前記トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーを前記主スイッチがオフ時に２次側に還流させる帰還巻線と、前記帰還巻線に密結合された入力帰還巻線と、前記直流電源の両端に接続され、前記入力帰還巻線とダイオードとが直列に接続された第１直列回路とを備えることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１又は請求項２記載の直流変換装置において、前記スイッチング回路は、前記主スイッチの両端又は前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助スイッチとコンデンサとが直列に接続された第２直列回路を有し、前記制御回路は、前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン／オフさせることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記トランスの１次巻線の巻数に対する前記入力帰還巻線の巻数の巻数比は、１未満であることを特徴とする。

請求項５の発明は、請求項１又は請求項３又は請求項４記載の直流変換装置において、前記トランスは、磁気回路が形成され且つ中央脚と側脚とを有するコアを有し、前記中央脚には前記１次巻線と前記２次巻線及び前記入力帰還巻線とが所定の間隙を隔てて巻回されてなることを特徴とする。

請求項６の発明は、請求項２又は請求項３又は請求項４記載の直流変換装置において、前記トランスは、磁気回路が形成され且つ中央脚と第１側脚及び第２側脚とを有するコアを有し、前記コアの中央脚には前記１次巻線と前記帰還巻線及び前記入力帰還巻線とが所定の間隙を隔てて巻回され、前記コアの第１側脚には前記２次巻線が巻回され、前記コアの第２側脚に空隙が形成されていることを特徴とする。

本発明によれば、トランスの２次巻線に密結合させた入力帰還巻線を追加し、整流ダイオードのリカバリにより発生する整流ダイオードのスパイク電圧を、入力帰還巻線を介してトランスの１次側に帰還することにより、電力の損失を低減できる。また、ＣＲスナバ回路も不要になり、さらに、低耐圧の整流ダイオードを使用できるので、高効率化及び小型化を図ることができる直流変換装置を提供できる。

以下、本発明の直流変換装置の実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は実施例１の直流変換装置の回路構成図である。図１に示す直流変換装置は、図６に示す直流変換装置に対して、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２とコンデンサＣ１１，Ｃ１２と削除し、トランスＴ０の２次巻線Ｓ１に密結合させた入力帰還巻線Ｘ１を設け、整流ダイオードのリカバリにより、トランスのリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーを入力帰還巻線Ｘ１を介して入力側に帰還させることを特徴とする。これにより、整流ダイオードのスパイク電圧を減少させ、スパイク防止用のＣＲスナバ回路が不要になり、低耐圧の整流ダイオードを使用でき、高効率化及び小型化を図ることができる。

トランスＴ１は、１次巻線Ｐ１（巻数ｎｐ）と、１次巻線Ｐ１に略密結合する２次巻線Ｓ１（巻数ｎｓ）と、２次巻線Ｓ１に密結合する入力帰還巻線Ｘ１（巻数ｎｘ）とを有する。入力帰還巻線Ｘ１と１次巻線Ｐ１とは互いに同相電圧が発生するように巻回されている。トランスＴ１の１次巻線Ｐ１の巻数ｎｐに対する入力帰還巻線Ｘ１の巻数ｎｘの巻数比ｎｘ／ｎｐは、１未満であり、例えば、０．９〜０．９５である。

入力帰還巻線Ｘ１の一端は、直流電源Ｖｄｃの正極とコンデンサＣ１の一端とトランスＴ１の１次巻線Ｐ１の一端とに接続されている。入力帰還巻線Ｘ１の他端は、ダイオードＤ３のアノードとダイオードＤ４（本発明のダイオードに対応）のカソードとに接続され、ダイオードＤ４のアノードは、直流電源Ｖｄｃの負極に接続されている。

ダイオードＤ３のカソードは、コンデンサＣ１の他端とダイオードＤ２のカソードとスイッチＱ２のドレインとに接続されている。スイッチＱ１は、本発明の主スイッチに対応し、スイッチＱ２は、補助スイッチに対応する。スイッチＱ１とスイッチＱ２とで、本発明のスイッチング回路を構成している。

なお、図１に示すその他の構成は、図６に示す構成と同一であり、同一部分には同一符号を付し、その説明は省略する。

次に、このように構成された実施例１の直流変換装置の動作を、図２に示すタイミングチャートを参照しながら説明する。なお、図２において、Ｑ１ｖはスイッチＱ１のドレインーソース間の電圧、Ｑ１ｉはスイッチＱ１のドレイン電流、ＤＲｖはダイオードＤＲの電圧、ＤＦｖはダイオードＤＦの電圧、Ｄ３ｉはダイオードＤ３に流れる電流、及びＤ４ｉはダイオードＤ４に流れる電流を示している。

まず、時刻ｔ_０において、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ→Ｐ１→Ｑ１→Ｖｄｃの経路で電流が流れる。これと同時に、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１にも電圧が発生し、Ｓ１→ＤＲ→Ｌｆ→ＣＬ→Ｓ１の経路で電流が流れて、負荷ＲＬに電力が供給される。

次に、時刻ｔ_２において、スイッチＱ１をオフすると、トランスＴ１の励磁インダクタンスに蓄えられた電力により、Ｐ１→Ｃ２→Ｖｄｃ→Ｐ１の経路で電流が流れて、コンデンサＣ２の電圧は上昇する。そして、コンデンサＣ２の電圧が電源電圧とコンデンサＣ１の電圧との和に等しくなると、ダイオードＤ２が導通し、コンデンサＣ１を充電する。このとき、スイッチＱ２をオンすると、スイッチＱ２はゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作する。

トランスＴ１の励磁インダクタンスの電力の放電が完了すると、コンデンサＣ１に蓄えられた電力はＣ１→Ｑ２→Ｐ１→Ｃ１で放出し、トランスＴ１の励磁インダクタンスに蓄えられる。このとき（時刻ｔ_３）、２次側の整流ダイオードＤＲは、オフとなり、リアクトルＬｆに蓄えられたエネルギーは、Ｌｆ→ＣＬ→ＤＦ→Ｌｆで放出され、負荷ＲＬに電力が供給され続ける。

次に、時刻ｔ_４において、スイッチＱ２がオフすると、トランスＴ１の励磁インダクタンスに蓄えられた電力により、Ｐ１→Ｖｄｃ→Ｃ２→Ｐ１の経路で電流が流れて、コンデンサＣ２を放電する。コンデンサＣ２の電圧が零となると、ダイオードＤ１が導通し、このとき、スイッチＱ１をオンさせると、スイッチＱ１はＺＶＳ動作となる。

次に、スイッチＱ１がオンすると、２次巻線Ｓ１にダイオードＤＲを順バイアスする方向に電圧が発生するため、ダイオードＤＲがオンし、負荷ＲＬに電力が供給される。以下、この動作を繰り返すことにより動作が継続される。

リアクトルＬｆの電流が連続的に流れている状態で、スイッチＱ２をオフした場合には、整流ダイオードＤＦがオン状態であるため、トランスＴ１の励磁インダクタンスに蓄えられたエネルギーは、１次巻線Ｐ１から２次巻線Ｓ１を介して２次側に伝達される。

このため、リアクトルＬｆの電流より、大きな電流を流さなければ、１次巻線Ｐ１に正方向の電圧は、発生しないため、スイッチＱ１の電圧を零にすることはできない。従って、励磁インダクタンスを小さくする必要があり、効率の低下を招く。

そこで、トランスＴ１の１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１とを略密結合とし、小さなリーケージインダクタンスを持たせる。これにより、励磁インダクタンスによる電流が負荷側に伝達されるのを阻害し、励磁インダクタンスをそれほど小さくしなくてもスイッチＱ１の電圧を零とすることができる。

以上の動作は、理想的な動作であるが、実際には、整流ダイオードにリカバリが存在し、順方向電流が流れているとき、逆電圧を印加した場合、すぐには逆特性を回復せずリカバリ時間だけ逆方向に電流が流れて短絡状態となる。例えば、ダイオードＤＦに電流が流れている状態でスイッチＱ１をオンさせると、ダイオードＤＲが導通し、ダイオードＤＦが短絡状態であるため、スイッチＱ１にスパイク電流が流れる。

このスパイク電流により、１次巻線Ｐ１及び２次巻線Ｓ１間のリーケージインダクタンスにエネルギーが蓄えられ、ダイオードＤＦの逆特性が回復したとき、電流が急激に減少するので、２次巻線Ｓ１にスパイク電圧が発生する。

実施例１の直流変換装置では、２次巻線Ｓ１に密結合させた入力帰還巻線Ｘ１を設けたので、２次巻線Ｓ１に発生した電圧は、入力帰還巻線Ｘ１に誘起される。このため、時刻ｔ_１（時刻ｔ_５も同じ）において、Ｘ１→Ｖｄｃ→Ｄ４→Ｘ１の経路で電流Ｄ４ｉが流れる。即ち、リーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーは、直流電源側に帰還されるため、スパイク電圧は生じない。

ここで、入力帰還巻線Ｘ１の巻数ｎｘが１次巻線Ｐ１の巻数ｎｐと同一値である場合には、入力帰還巻線Ｘ１の電圧と１次巻線Ｐ１の電圧とが同一値となる。このため、スイッチＱ１がオン状態であるときには、入力帰還巻線Ｘ１と１次巻線Ｐ１とは、リーケージインダクタンスを介して並列に接続されるため、電流が減少せず流れ続けることになる。

従って、入力帰還巻線Ｘ１の巻数ｎｘを１次巻線Ｐ１の巻数ｎｐの巻数よりも、少なくすることにより、リーケージインダクタンスに電圧を発生させて、短時間で１次側に回生させる。入力帰還巻線Ｘ１の巻数ｎｘが少ないほど発生する電圧は高くなるため、時間は短くなるがダイオードの逆電圧は高くなる。従って、入力帰還巻線Ｘ１の巻数ｎｘと１次巻線Ｐ１の巻数ｎｐの巻数比は、０．９５〜０．９程度が適当である。

同様にして、ダイオードＤＲがオン状態であるとき、スイッチＱ２をオンさせると、ダイオードＤＲに逆電流が流れる。このときのエネルギーは、Ｘ１→Ｄ３→Ｃ１→Ｘ１の経路で回生される（時刻ｔ_３）。

図２の時刻ｔ_３、時刻ｔ_５の近傍においては、ダイオードＤＲ、ダイオードＤＦの電圧波形に短い凸部を有しているが、この電圧でクランプして残りのエネルギーを１次側に回生している。

このように実施例１の直流変換装置によれば、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１に密結合させた入力帰還巻線Ｘ１を追加し、整流ダイオードのリカバリにより発生する整流ダイオードのスパイク電圧を、入力帰還巻線Ｘ１を介してトランスＴ１の１次側に帰還することにより、電力の損失を低減できる。また、ＣＲスナバ回路も不要になり、さらに、低耐圧の整流ダイオードを使用できるので、高効率化及び小型化を図ることができる。

図３は実施例１の直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。図３において、トランスＴ１は、日の字型のコア３０を有し、コア３０のコア部３０ａには、１次巻線Ｐ１が巻回され、この１次巻線Ｐ１に近接して２次巻線Ｓ１及び入力帰還巻線Ｘ１とが同一位置に巻回されている。これにより、１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１とは、略密結合され、２次巻線Ｓ１と入力帰還巻線Ｘ１とは、密結合されている。

また、コア部３０ａには、凹部３０ｂが２箇所形成されている。この凹部３０ｂにより、コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和するので、コア損失を低減できる。

次に実施例２の直流変換装置を説明する。実施例２の直流変換装置では、トランスの１次巻線に直列に接続されるリーケージインダクタンスの値を大きくし、スイッチＱ１がオン時にリーケージインダクタンスに蓄えられるエネルギーを２次側に還流する帰還巻線Ｓ２を設けたことを特徴とする。

図４は実施例２の直流変換装置を示す回路構成図である。図４に示す実施例２の直流変換装置は、図１に示す実施例１の直流変換装置に対して、トランスＴ２の周辺回路が異なるので、その部分についてのみ説明する。

この例では、トランスＴ２には、１次巻線Ｐ１（巻数ｎｐ）と２次巻線Ｓ１（巻数ｎｓ）と帰還巻線Ｓ２（巻数ｎｆ）とが巻回されている。

トランスＴ２の２次巻線Ｓ１と帰還巻線Ｓ２との直列回路の両端には、ダイオードＤＦとコンデンサＣＬとの直列回路が接続されている。２次巻線Ｓ１と帰還巻線Ｓ２との接続点とダイオードＤＦとコンデンサＣＬとの接続点とには、ダイオードＤＲが接続されている。１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１とは同相に巻回され、１次巻線Ｐ１と帰還巻線Ｓ２とは逆相に巻回されている。

トランスＴ２の２次巻線Ｓ１を１次巻線Ｐ１と疎結合させ、１次巻線Ｐ１及び２次巻線Ｓ１間のリーケージインダクタンスにより、トランスＴ２に直列に接続されるリアクトル（図示せず）を代用している。トランスＴ２の帰還巻線Ｓ２を１次巻線Ｐ１と密結合させ、トランスＴ２の帰還巻線Ｓ２に入力帰還巻線Ｘ１が密結合させている。

このように構成された実施例２の直流変換装置の動作を説明する。基本的な動作は、実施例１の動作と同様であり、ここでは、トランスＴ２の２次側回路の動作を中心に説明する。

まず、スイッチＱ１をオンさせると、Ｖｄｃ→Ｐ１→Ｑ１→Ｖｄｃで電流が流れる。また、この時刻に、トランスＴ２の２次巻線Ｓ１にも電圧が発生し、Ｓ１→ＤＲ→ＣＬ→Ｓ１で電流が流れる。このため、ダイオードＤＲの電流が直線的に増大する。

次に、スイッチＱ１をオフさせると、トランスＴ２のインダクタンスに蓄えられたエネルギーは、トランスＴ２を介して２次側に還流される。２次側では、トランスＴ２の帰還巻線Ｓ２に電圧が誘起されるため、Ｓ２→ＤＦ→ＣＬ→Ｓ１→Ｓ２と電流が流れる。このため、ダイオードＤＦに電流が流れる。

このように、トランスＴ２の１次巻線Ｐ１に直列に接続されるインダクタンスの値を大きくし、スイッチＱ１がオン時に蓄えられるエネルギーをトランスＴ２を介して２次側に還流するため、効率が良くなる。また、ダイオードＤＲ及びダイオードＤＦにより、スイッチＱ１のオン、オフ期間に２次側電流が流れて連続的となる。このため、コンデンサＣＬのリップル電流も減少する。

また、入力帰還巻線Ｘ１を設けているので、実施例１の動作及び効果と同様な動作及び効果が得られる。

図５は実施例２の直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。図５に示すトランスＴ２は、日の字型のコア４０を有し、コア４０のコア部４０ａには、１次巻線Ｐ１が巻回され、この１次巻線Ｐ１に近接して帰還巻線Ｓ２及び入力帰還巻線Ｘ１とが同一位置に巻回されている。

これにより、１次巻線Ｐ１と帰還巻線Ｓ２及び入力帰還巻線Ｘ１間にわずかなリーケージインダクタンスを持たせている。また、コア４０にはパスコア４０ｃとギャップ４１が形成され、外周コアには２次巻線Ｓ１が巻回されている。即ち、パスコア４０ｃにより、１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１を疎結合させることにより、リーケージインダクタンスを大きくしている。

また、外周コア上で且つ１次巻線Ｐ１と２次巻線Ｓ１との間に、凹部４０ｂが２箇所形成されている。この凹部４０ｂにより、コアの磁路の一部の断面積が他の部分よりも狭くなり、その部分のみが飽和するので、コア損失を低減できる。

このように、トランスＴ２のコアの形状と巻線の工夫により、トランスＴ２とリアクトルのエネルギーを２次側に帰還する入力帰還巻線Ｘ１とを一つのコア４０に結合し、パスコア４０ｃを設けることにより、大きなリーケージインダクタンスを得て、トランス部分とリアクトルとを結合したので、直流変換装置を小型化、低価格化することができる。

なお、上述した実施例１及び実施例２では、トランスの１次巻線Ｐ１の両端に、スイッチＱ２とコンデンサＣ１とからなる直列回路を接続したが、この直列回路は、例えば、スイッチＱ１の両端に接続しても良い。

また、実施例１及び実施例２では、トランスの１次巻線Ｐ１とスイッチＱ１とからなる直列回路に、直流電源Ｖｄｃを接続したが、例えば、この直列回路に、交流電源の交流電圧を整流して整流電圧を得る整流電圧部を接続しても良い。

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＡＣ−ＤＣコンバータ等のスイッチング電源装置に適用可能である。

実施例１の直流変換装置の回路構成図である。 実施例１の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。 実施例１の直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。 実施例２の直流変換装置の回路構成図である。 実施例２の直流変換装置に設けられたトランスの構造図である。 従来の直流変換装置の回路構成図である。 従来の直流変換装置の各部における信号のタイミングチャートである。

符号の説明

Ｖｄｃ 直流電源
Ｑ１，Ｑ２ スイッチ
Ｔ０，Ｔ１，Ｔ２ トランス
Ｐ１ １次巻線
Ｓ１ ２次巻線
Ｓ２ 帰還巻線
Ｘ１ 入力帰還巻線
Ｌｆ リアクトル
ＣＬ コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，ＤＲ，ＤＦ ダイオード
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１１，Ｃ１２ コンデンサ
Ｒ１１，Ｒ１２ 抵抗
１０ 制御回路
３０，４０ コア
３０ａ，４０ａ コア部
３０ｂ，４０ｂ 凹部

Claims (6)

1. 直流電源の直流電圧を主スイッチによりオン／オフさせてトランスの１次巻線に供給するスイッチング回路と、
   前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流及び平滑する整流平滑回路と、
   前記整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記主スイッチをオン／オフさせて前記出力電圧を所定電圧に制御する制御回路と、
   前記トランスの２次巻線に密結合された入力帰還巻線と、
   前記直流電源の両端に接続され、前記入力帰還巻線とダイオードとが直列に接続された第１直列回路と、
   を備えることを特徴とする直流変換装置。
2. 直流電源の直流電圧を主スイッチによりオン／オフさせてトランスの１次巻線に供給するスイッチング回路と、
   前記トランスの１次巻線に疎結合された前記トランスの２次巻線と、
   前記トランスの２次巻線に発生する電圧を整流及び平滑する整流平滑回路と、
   前記整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記主スイッチをオン／オフさせて前記出力電圧を所定電圧に制御する制御回路と、
   前記トランスの２次巻線に直列に接続され、前記主スイッチがオン時に前記トランスの１次巻線及び２次巻線間のリーケージインダクタンスに蓄えられたエネルギーを前記主スイッチがオフ時に２次側に還流させる帰還巻線と、
   前記帰還巻線に密結合された入力帰還巻線と、
   前記直流電源の両端に接続され、前記入力帰還巻線とダイオードとが直列に接続された第１直列回路と、
   を備えることを特徴とする直流変換装置。
3. 前記スイッチング回路は、前記主スイッチの両端又は前記トランスの１次巻線の両端に接続され、補助スイッチとコンデンサとが直列に接続された第２直列回路を有し、
   前記制御回路は、前記主スイッチと前記補助スイッチとを交互にオン／オフさせることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の直流変換装置。
4. 前記トランスの１次巻線の巻数に対する前記入力帰還巻線の巻数の巻数比は、１未満であることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置。
5. 前記トランスは、磁気回路が形成され且つ中央脚と側脚とを有するコアを有し、前記中央脚には前記１次巻線と前記２次巻線及び前記入力帰還巻線とが所定の間隙を隔てて巻回されてなることを特徴とする請求項１又は請求項３又は請求項４記載の直流変換装置。
6. 前記トランスは、磁気回路が形成され且つ中央脚と第１側脚及び第２側脚とを有するコアを有し、前記コアの中央脚には前記１次巻線と前記帰還巻線及び前記入力帰還巻線とが所定の間隙を隔てて巻回され、前記コアの第１側脚には前記２次巻線が巻回され、前記コアの第２側脚に空隙が形成されていることを特徴とする請求項２又は請求項３又は請求項４記載の直流変換装置。
   

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