JPS62166786A - インバ−タ装置 - Google Patents
インバ−タ装置Info
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- JPS62166786A JPS62166786A JP61241839A JP24183986A JPS62166786A JP S62166786 A JPS62166786 A JP S62166786A JP 61241839 A JP61241839 A JP 61241839A JP 24183986 A JP24183986 A JP 24183986A JP S62166786 A JPS62166786 A JP S62166786A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 24
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims abstract description 6
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000004804 winding Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 206010028980 Neoplasm Diseases 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
- 230000005484 gravity Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
Ｅｊｉ術分野１
本発明は直流電源を入力とし、インダクタ、コンデンサ
及び放電灯からなる負荷回路に出力を印加する自励式の
インバータ装置に関するものである。
及び放電灯からなる負荷回路に出力を印加する自励式の
インバータ装置に関するものである。
［背景技術］
従来から負荷の出力を調整可能なインバータ装置として
種々のものが提案されている。
種々のものが提案されている。
第３図のものは周波数を変えて負荷と直列に接続したり
アクタンス素子のインピーダンスを変化させ、これによ
り負荷の電流を調整可ｎａｉｊＬだものである。
アクタンス素子のインピーダンスを変化させ、これによ
り負荷の電流を調整可ｎａｉｊＬだものである。
即ちこの回路では交流電源ＡＣの両端に整流回路Ｒｅｃ
を接続し、整流回路Ｒｅｃの出力端間にフィルター用の
コンデンサＣ３、直列接続したトランジスタＱ、、Ｑ、
及び直列接続したコンデンサＣ３゜Ｃ２を夫々接続しで
ある。トランジスタＱ、、Ｑ２にはダイオードＤ、、Ｄ
２が夫々逆並列接続しである。
を接続し、整流回路Ｒｅｃの出力端間にフィルター用の
コンデンサＣ３、直列接続したトランジスタＱ、、Ｑ、
及び直列接続したコンデンサＣ３゜Ｃ２を夫々接続しで
ある。トランジスタＱ、、Ｑ２にはダイオードＤ、、Ｄ
２が夫々逆並列接続しである。
コンデンサＣ，，Ｃ２及びトランジスタＱ、、Ｑ２の各
々の接続点間にはインダクタンスＬ１・・・と放電灯η
１・・・との直列回路からなる負荷回路ＲＬ、・・・を
複数並列に接続しである。トランジスタＱ、、Ｑ２は制
御回路ｌによって交互にオンオフ駆動される。
々の接続点間にはインダクタンスＬ１・・・と放電灯η
１・・・との直列回路からなる負荷回路ＲＬ、・・・を
複数並列に接続しである。トランジスタＱ、、Ｑ２は制
御回路ｌによって交互にオンオフ駆動される。
負荷電流制御部２は制御回路１に調光を指示する回路で
ある。
ある。
ｆ：ｔＳ４図は第３図の回路動作を説明するためのもの
で、トランジスタＱ、、Ｑ２のスイッチング周波数と各
負荷回路ＲＬ、・・・に流れる電流との相関を示してい
る。
で、トランジスタＱ、、Ｑ２のスイッチング周波数と各
負荷回路ＲＬ、・・・に流れる電流との相関を示してい
る。
今、コンデンサＣ，，Ｃ２及び負荷回路ＲＬ、・・・を
構成するインダクタＬ１・・・、放電灯ａ１・・・の固
有振動周波数に対してトランジスタＱ、、Ｑ２のスイッ
チング周波数が高くなるように選ばれているとする。つ
まり、コンデンサＣｌＩＣ２％ インダクタＬ。
構成するインダクタＬ１・・・、放電灯ａ１・・・の固
有振動周波数に対してトランジスタＱ、、Ｑ２のスイッ
チング周波数が高くなるように選ばれているとする。つ
まり、コンデンサＣｌＩＣ２％ インダクタＬ。
・・・、放電灯ｔ、・・・の振動電流が電圧ｅに対し遅
れ位相になるように、トランジスタＱ、、Ｑ２の動作周
波数が選ばれているとする。またこの時スイッチング周
波数がｆ、で、負荷電流ｌｆｆ１は■α、であり、この
状態で負荷回路ＲＬ、が定帯出力として動作していると
する。ここでスイッチング周波数を高くしていき、例え
ばスイッチング周波数をｒ２にすると、負荷電流１１は
ｒａ、２となり、Ｉ Ｑ、ｚより小さくなるので出力は
定格時より小さくなり負荷電流が減少する（ｉｌｌ光と
して動作する）。
れ位相になるように、トランジスタＱ、、Ｑ２の動作周
波数が選ばれているとする。またこの時スイッチング周
波数がｆ、で、負荷電流ｌｆｆ１は■α、であり、この
状態で負荷回路ＲＬ、が定帯出力として動作していると
する。ここでスイッチング周波数を高くしていき、例え
ばスイッチング周波数をｒ２にすると、負荷電流１１は
ｒａ、２となり、Ｉ Ｑ、ｚより小さくなるので出力は
定格時より小さくなり負荷電流が減少する（ｉｌｌ光と
して動作する）。
このように上記従来のものは、周波数を変化させて負荷
の出力を調整するものであるが、所謂他励式のインバー
タであるために、スイッチング素子のオンオフ制御のた
めに制御回路に発振器や、その他励制御必要な多くの回
路を必要とし、制御回路が必然非常に複雑でコストも非
常に高くつくという問題があった。
の出力を調整するものであるが、所謂他励式のインバー
タであるために、スイッチング素子のオンオフ制御のた
めに制御回路に発振器や、その他励制御必要な多くの回
路を必要とし、制御回路が必然非常に複雑でコストも非
常に高くつくという問題があった。
［発明の目的１
本発明は叙述の問題点に鑑みて為されたもので、その目
的とするところは、簡単な構成で負荷の出力を変化させ
得る自励式のインバータ装置を提供するにある。
的とするところは、簡単な構成で負荷の出力を変化させ
得る自励式のインバータ装置を提供するにある。
［発明のｒＲ１示］
まず本発明者−らは上述の各従来例の問題点に鑑みて、
負荷出力を調整可能としたインバータ装置を特願昭６０
−１１３７１６号で既に提案している。
負荷出力を調整可能としたインバータ装置を特願昭６０
−１１３７１６号で既に提案している。
ｆｆ１５図（、）はその原理図を示すものであり、直流
成分電圧Ｅ０を含んだインバータ回路１にはコンデンサ
Ｃ０を介して負荷回路ＲＬを接続しである。電源電圧ｅ
ａ（ｔ）は ｈ＝１ θｂ）は交流成分電圧を表す。コンデンサＣ０の印加電
圧は上記電源電圧ｅｏ（ｔ）の内の直流成分電圧Ｅ０を
受は持ち、負荷電圧ｅ＋（ｔ）には交流成分Ｅ、Ｅｈｍ
ｓｉｎ（ｈωＬ−θＩ＋）が印加される。電流は一般に
１ｏ（ｔ）＝ Ｉ ｏ＋Σｒ ｈｍｓｉｎ（ｈωｔ−θ
ｈ−φｈ）■１ として表されるが、瞬時重力ｐは ｐ＝ｅｏ（ｔ） ＠ １ｏ（ｔ） となり、基本波の周期を′ｒとすると、有効電力Ｐａは 拳ｃｏｓφ１！ ＝ Ｅ６ ・ｒ 、＋ Ｅｈ ・Ｉ ｈｃｏｓφ！１と
なる。ここで直流成分の電流Ｉ。はコンデンサｃｏによ
ってカットされるので負荷回路ＲＬに供給される電力は Ｐ ａ＝ Ｅ ｈ ・Ｉ ｈｃｏｓφ１１となる。
成分電圧Ｅ０を含んだインバータ回路１にはコンデンサ
Ｃ０を介して負荷回路ＲＬを接続しである。電源電圧ｅ
ａ（ｔ）は ｈ＝１ θｂ）は交流成分電圧を表す。コンデンサＣ０の印加電
圧は上記電源電圧ｅｏ（ｔ）の内の直流成分電圧Ｅ０を
受は持ち、負荷電圧ｅ＋（ｔ）には交流成分Ｅ、Ｅｈｍ
ｓｉｎ（ｈωＬ−θＩ＋）が印加される。電流は一般に
１ｏ（ｔ）＝ Ｉ ｏ＋Σｒ ｈｍｓｉｎ（ｈωｔ−θ
ｈ−φｈ）■１ として表されるが、瞬時重力ｐは ｐ＝ｅｏ（ｔ） ＠ １ｏ（ｔ） となり、基本波の周期を′ｒとすると、有効電力Ｐａは 拳ｃｏｓφ１！ ＝ Ｅ６ ・ｒ 、＋ Ｅｈ ・Ｉ ｈｃｏｓφ！１と
なる。ここで直流成分の電流Ｉ。はコンデンサｃｏによ
ってカットされるので負荷回路ＲＬに供給される電力は Ｐ ａ＝ Ｅ ｈ ・Ｉ ｈｃｏｓφ１１となる。
ｆ５片図（ｂ）はｅｏ（ｔ）の内、直流成分電圧Ｅ０と
交）が一定で直流成分電圧Ｅ。を大きくする程、交流流
成分電圧Ｅ０はコンデンサＣ８でカットされるので、負
荷回路ＲＬに供給される電力を低減できる。
交）が一定で直流成分電圧Ｅ。を大きくする程、交流流
成分電圧Ｅ０はコンデンサＣ８でカットされるので、負
荷回路ＲＬに供給される電力を低減できる。
しかして負荷回路ＲＬに放電灯を含めると、直流成分電
圧Ｅ。が大きく成る程放電灯電流又は光出力が低減し、
調光が為される。 本発明はこのような原理回路に基づ
いて具体的回路を提案するもので、以下実施例により詳
述する。
圧Ｅ。が大きく成る程放電灯電流又は光出力が低減し、
調光が為される。 本発明はこのような原理回路に基づ
いて具体的回路を提案するもので、以下実施例により詳
述する。
几ｌ匠
第１図は本発明の実施例回路を示しており、この実施例
回路のインバータ回路１を主スイッチング素子であるト
ランジスタＱ、、Ｑ２、ダイオードＤ 、、Ｄ ２、カ
レントトランスである駆動トランスＴ１、及びコンデン
サＣ０にて構成し、負荷回路ＲＬをインダクタしいコン
デンサＣ７、及び放電灯！よりなる振動回路と、直流成
分電圧Ｅ０をカットするコンデンサＣ０とより構成し、
該負荷回路ＲＬをインバータ回路１に接続している。駆
動トランスＴ１の１次巻線ｎ、は負荷回路ＲＬと直列接
続されており、負荷である振動回路に流れる電流にて極
性の異なる２大巻＃１ｎ２１ｎ３に誘起される電圧をト
ランジスタＱ、、Ｑ２の帰還入力端子としてのベースに
印加して、トランジスタＱ、、Ｑ２を交互にスイッチン
グさせる。このインバータ回路１には直流電源Ｅが印加
されたときインバータ回路１を起動するための起動回路
ＳＴを備えている。更にトランジスタＱ２のベース・エ
ミッタ間には腫！スイッチング素子であるトランジスタ
Ｑ、が接続され、このトランジスタＱ、の制御端である
ベースには負荷電流路を１次側として２次側に負荷電流
に比例した出力を発生するカレントトランスＴ２の２次
側をダイオードＤ、と調光用スイッチＳＷ、を介して接
続し、この調光用スイッチＳＷ１をオフ又はオンさせる
ことにより、全点灯と調光とを切り換えることができる
ようになっている。つまりカレントトランスＴ２が負荷
に流れる振動電流の位相を検出する負荷電流位相検出回
路を構成し、このカレントトランスＴ２の検出出力でオ
ンオフ制御されるｕＩＪスイッチング素子たるトランジ
スタＱ、を含みダイオードＤ１等から強制オフ回路を構
成し、この強制オフ回路と負荷電流位相検出回路とより
制御回路を構成する。そして制御回路の動作不動作を制
御するスイッチ要素を調光用スイッチＳＷＩで構成する
。
回路のインバータ回路１を主スイッチング素子であるト
ランジスタＱ、、Ｑ２、ダイオードＤ 、、Ｄ ２、カ
レントトランスである駆動トランスＴ１、及びコンデン
サＣ０にて構成し、負荷回路ＲＬをインダクタしいコン
デンサＣ７、及び放電灯！よりなる振動回路と、直流成
分電圧Ｅ０をカットするコンデンサＣ０とより構成し、
該負荷回路ＲＬをインバータ回路１に接続している。駆
動トランスＴ１の１次巻線ｎ、は負荷回路ＲＬと直列接
続されており、負荷である振動回路に流れる電流にて極
性の異なる２大巻＃１ｎ２１ｎ３に誘起される電圧をト
ランジスタＱ、、Ｑ２の帰還入力端子としてのベースに
印加して、トランジスタＱ、、Ｑ２を交互にスイッチン
グさせる。このインバータ回路１には直流電源Ｅが印加
されたときインバータ回路１を起動するための起動回路
ＳＴを備えている。更にトランジスタＱ２のベース・エ
ミッタ間には腫！スイッチング素子であるトランジスタ
Ｑ、が接続され、このトランジスタＱ、の制御端である
ベースには負荷電流路を１次側として２次側に負荷電流
に比例した出力を発生するカレントトランスＴ２の２次
側をダイオードＤ、と調光用スイッチＳＷ、を介して接
続し、この調光用スイッチＳＷ１をオフ又はオンさせる
ことにより、全点灯と調光とを切り換えることができる
ようになっている。つまりカレントトランスＴ２が負荷
に流れる振動電流の位相を検出する負荷電流位相検出回
路を構成し、このカレントトランスＴ２の検出出力でオ
ンオフ制御されるｕＩＪスイッチング素子たるトランジ
スタＱ、を含みダイオードＤ１等から強制オフ回路を構
成し、この強制オフ回路と負荷電流位相検出回路とより
制御回路を構成する。そして制御回路の動作不動作を制
御するスイッチ要素を調光用スイッチＳＷＩで構成する
。
第２図（、）は調光用スイッチＳＷ１をオフした全点灯
時の各部波形を示し、同図（ｂ）は調光用スイッチＳＷ
１をオンした調光時の各部の波形を示す。
時の各部波形を示し、同図（ｂ）は調光用スイッチＳＷ
１をオンした調光時の各部の波形を示す。
そして、（イ）はインダクタＬ 、に流れる負荷電流１
、を示し、文中■。１．■。２はトランジスＱ、、Ｑ２
に流れるコレクタ電流であり、Ｉ Ｄｌｌ ｒ Ｄ２は
ダイオードＤ１．Ｄ２に流れる電流である。（ロ）はト
ランジスタＱ２に流れるコレクタ電流１ｏ２、（ハ）は
トラン・ソズダｎ、めベーズ常諭ｒ−，，ｒ二）２千町
ｌ釉トランスＴ、の２大巻＃ｉｎ３の両端電圧Ｖｎ＝、
（ホ）はトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧Ｖ
［ｌＥ２、（へ）はトランジスタＱ、のコレクタ・エミ
ッタ間電圧■Ｃｎｔ、（ト）はトランジスタＱ、のコレ
クタ電流工０゜、（チ）はトランジスタＱ、のベース電
流■８、を示す。尚、第１図において抵抗Ｒ９？ダイオ
ードＤ、はトランジスタＱ、のベース電流が所定値に設
定され、トランジスタＱ、のベース・エミッタ間の耐圧
に問題がなければなくても良いものである。またカレン
トトランスＴ２の一端からトランジスタＱ、のベース端
間にインダクタやコンデンサなどからなる移相索子を接
続しても良い。
、を示し、文中■。１．■。２はトランジスＱ、、Ｑ２
に流れるコレクタ電流であり、Ｉ Ｄｌｌ ｒ Ｄ２は
ダイオードＤ１．Ｄ２に流れる電流である。（ロ）はト
ランジスタＱ２に流れるコレクタ電流１ｏ２、（ハ）は
トラン・ソズダｎ、めベーズ常諭ｒ−，，ｒ二）２千町
ｌ釉トランスＴ、の２大巻＃ｉｎ３の両端電圧Ｖｎ＝、
（ホ）はトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧Ｖ
［ｌＥ２、（へ）はトランジスタＱ、のコレクタ・エミ
ッタ間電圧■Ｃｎｔ、（ト）はトランジスタＱ、のコレ
クタ電流工０゜、（チ）はトランジスタＱ、のベース電
流■８、を示す。尚、第１図において抵抗Ｒ９？ダイオ
ードＤ、はトランジスタＱ、のベース電流が所定値に設
定され、トランジスタＱ、のベース・エミッタ間の耐圧
に問題がなければなくても良いものである。またカレン
トトランスＴ２の一端からトランジスタＱ、のベース端
間にインダクタやコンデンサなどからなる移相索子を接
続しても良い。
調光用スイッチＳＷ、がオフした同図（ａ）の場合、ト
ランジスタＱ、Ｑ２は駆動トランスＴ１によって帰還さ
れた電流にて交互にオンオフし、インバータ回路１出力
がコンデンサＣ０を介してコンデンサＣフ、インダクタ
Ｌ１、放電灯ｌからなる振動回路に印加され、放電灯ｌ
に所定の電流が供給され、全点灯状態となる。 次に、
調光用スイッチＳＷ１がオンされたとき、第２図（ｂ）
に示すように、トランノスタＱ２がオン期間の開始時点
から一定時間遅延した所定時間後よりオン期間の終了時
息までの間（図中ｔ２〜Ｌ、の期間）においてカレント
トランスＴ２からダイオードＤ、を介してトランジスタ
Ｑ３にベース電流が供給され、トランジスタＱ、がオン
する。このため、今まで流れていたトランジスタＱ２の
ベース電流１．２がカットされ、同時にトランジスタＱ
、のベース・エミッタ間の浮ＦＬＷ量に薔えられていた
電荷がトランジスタＱ、に流れるので、トランジスタＱ
２は急速にオフする。
ランジスタＱ、Ｑ２は駆動トランスＴ１によって帰還さ
れた電流にて交互にオンオフし、インバータ回路１出力
がコンデンサＣ０を介してコンデンサＣフ、インダクタ
Ｌ１、放電灯ｌからなる振動回路に印加され、放電灯ｌ
に所定の電流が供給され、全点灯状態となる。 次に、
調光用スイッチＳＷ１がオンされたとき、第２図（ｂ）
に示すように、トランノスタＱ２がオン期間の開始時点
から一定時間遅延した所定時間後よりオン期間の終了時
息までの間（図中ｔ２〜Ｌ、の期間）においてカレント
トランスＴ２からダイオードＤ、を介してトランジスタ
Ｑ３にベース電流が供給され、トランジスタＱ、がオン
する。このため、今まで流れていたトランジスタＱ２の
ベース電流１．２がカットされ、同時にトランジスタＱ
、のベース・エミッタ間の浮ＦＬＷ量に薔えられていた
電荷がトランジスタＱ、に流れるので、トランジスタＱ
２は急速にオフする。
従って、調光用スイッチＳＷ１をオンすることによって
、トランジスタＱ、がオンすると、トランジスタＱ２の
オン期間が短くなり、放電灯ｌに流れる電流は小さくな
って、調光点灯状態となる。
、トランジスタＱ、がオンすると、トランジスタＱ２の
オン期間が短くなり、放電灯ｌに流れる電流は小さくな
って、調光点灯状態となる。
つまりインバータ回路の発振周波数を一定にして直流成
分電圧Ｅ０を可変することにより調光ができるのである
。
分電圧Ｅ０を可変することにより調光ができるのである
。
尚起動回路ＳＴはコンデンサＣ６が電源投入から抵抗Ｒ
１ｏを介して充電されその充電電圧が２端子サイリスタ
Ｑ４のブレークオーバ電圧に達すると２端子サイリスタ
Ｑ４がオン動作し、インバータ回路１のトランジスタＱ
２のベースに２１＠子サイリスタＱ、を通じて電流を流
してトランジスタＱ２を最初にオン動作させ、インバー
タ回路１を起動するものである。またインバータ回路１
の抵抗Ｒ，，−Ｒ，，は夫々トランジスタＱ、、Ｑ２の
ベース抵抗である。
１ｏを介して充電されその充電電圧が２端子サイリスタ
Ｑ４のブレークオーバ電圧に達すると２端子サイリスタ
Ｑ４がオン動作し、インバータ回路１のトランジスタＱ
２のベースに２１＠子サイリスタＱ、を通じて電流を流
してトランジスタＱ２を最初にオン動作させ、インバー
タ回路１を起動するものである。またインバータ回路１
の抵抗Ｒ，，−Ｒ，，は夫々トランジスタＱ、、Ｑ２の
ベース抵抗である。
〔発明の効果］
本発明は上述のように構成した自励式インバータ装置で
あるから、制御回路により強制オフするだけで、帰還回
路の帰還によって自動的に出力調整状態で発振がスムー
ズに継続し、構成が簡単で安価に出力調整を達成′ｃｈ
きるという効果を奏する。
あるから、制御回路により強制オフするだけで、帰還回
路の帰還によって自動的に出力調整状態で発振がスムー
ズに継続し、構成が簡単で安価に出力調整を達成′ｃｈ
きるという効果を奏する。
第１図は本発明の実施例の回路図、第２図は同上の動作
説明用の波形図、第３図は従来例の回路図、第４図は同
上の動作説明図、第５図は本発明原理説明用回路図であ
り、Ｑ、、Ｑ２．Ｑ、はトランジスタ、Ｌ、はインダク
タ、ｌは放電灯、Ｃ，、Ｃ。 はコンデンサ、ＲＬは負荷回路、Ｔ２はカレントトラン
ス、ＳＷ、は調光層スイッチ、Ｅは直流電源である。 代理人 弁理士 石 １）艮 七 第１図 ２図 （ｂ） 第３図
説明用の波形図、第３図は従来例の回路図、第４図は同
上の動作説明図、第５図は本発明原理説明用回路図であ
り、Ｑ、、Ｑ２．Ｑ、はトランジスタ、Ｌ、はインダク
タ、ｌは放電灯、Ｃ，、Ｃ。 はコンデンサ、ＲＬは負荷回路、Ｔ２はカレントトラン
ス、ＳＷ、は調光層スイッチ、Ｅは直流電源である。 代理人 弁理士 石 １）艮 七 第１図 ２図 （ｂ） 第３図
Claims (3)
- （１）直流電源と、この直流電源の両端に直列接続され
た一対のスイッチング素子と、このスイッチング素子の
少なくとも一方に並列接続され、負荷を有して振動回路
を形成するとともに少なくとも負荷及びコンデンサの直
列回路を含んで成る負荷回路と、この負荷回路に流れる
振動電流をスイッチング素子の制御端に帰還し、上記振
動電流で決まる所定周期で上記一対のスイッチング素子
を交互にオンオフ制御する発振制御用の帰還回路と、一
方のスイッチング素子のオン期間の開始時点から所定時
間遅延して当該一方のスイッチング素子を強制的にオフ
させる制御回路と、この制御回路の動作不動作を制御す
るスイッチ要素とを具備したことを特徴とするインバー
タ装置。 - （２）上記負荷回路は、負荷及びコンデンサの直列回路
と直列に挿入されたインダクタと、負荷に並列に接続さ
れた振動用のコンデンサとから成り、制御回路は、負荷
に流れる振動電流の位相を検出する負荷電流位相検出回
路と、この負荷電流位相検出回路の出力に対応して上記
一方のスイッチング素子の制御端にオフ信号を供給する
強制オフ回路とから成る特許請求の範囲第１項記載のイ
ンバータ装置。 - （３）負荷電流位相検出回路は、負荷と直列でかつ振動
用のコンデンサとは並列になるように介挿されたカレン
トトランスで構成され、強制オフ回路は、上記一方のス
イッチング素子の制御端間に接続されカレントトランス
の検出出力でオンオフ制御される副スイッチング素子を
具備して成ることを特徴とする特許請求の範囲第２項記
載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61241839A JP2697815B2 (ja) | 1986-10-11 | 1986-10-11 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61241839A JP2697815B2 (ja) | 1986-10-11 | 1986-10-11 | インバータ装置 |
Related Parent Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61005242A Division JPH0760755B2 (ja) | 1986-01-14 | 1986-01-14 | トランジスタインバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62166786A true JPS62166786A (ja) | 1987-07-23 |
| JP2697815B2 JP2697815B2 (ja) | 1998-01-14 |
Family
ID=17080266
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61241839A Expired - Lifetime JP2697815B2 (ja) | 1986-10-11 | 1986-10-11 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2697815B2 (ja) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5861597A (ja) * | 1981-09-18 | 1983-04-12 | オイ・ヘルバー | 放電灯用電子式安定器 |
| JPS58192296A (ja) * | 1982-04-20 | 1983-11-09 | エヌ・ベ−・フイリツプス・フル−イランペンフアブリケン | 放電灯用ｄｃ／ａｃコンバ−タ |
-
1986
- 1986-10-11 JP JP61241839A patent/JP2697815B2/ja not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5861597A (ja) * | 1981-09-18 | 1983-04-12 | オイ・ヘルバー | 放電灯用電子式安定器 |
| JPS58192296A (ja) * | 1982-04-20 | 1983-11-09 | エヌ・ベ−・フイリツプス・フル−イランペンフアブリケン | 放電灯用ｄｃ／ａｃコンバ−タ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2697815B2 (ja) | 1998-01-14 |
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