CN101998734B

CN101998734B - 点灯电路及照明装置

Info

Publication number: CN101998734B
Application number: CN201010259213.8A
Authority: CN
Inventors: 松田光弘; 岩井直子; 大崎肇; 久保田洋; 平松拓朗; 内野胜友; 熊谷昌俊
Original assignee: Toshiba Corp; Toshiba Lighting and Technology Corp
Current assignee: Toshiba Corp; Toshiba Lighting and Technology Corp
Priority date: 2009-08-21
Filing date: 2010-08-19
Publication date: 2014-12-24
Anticipated expiration: 2030-08-19
Also published as: CN103384433A; US8427070B2; CN103384433B; CN101998734A; EP2288237A2; JP2012023001A; US8970127B2; US20110043121A1; EP2288237A3; US20130162155A1

Abstract

本发明是有关于一种不论照明负载的种类，均可防止照明中产生闪烁的点灯电路及照明装置。实施形态的点灯电路的特征在于包括：自我保持性元件，与照明负载一同串联连接于产生用以使所述照明负载点亮的电力的交流电源，且通过开启、关闭来控制从所述交流电源所获得的电力的对于所述照明负载的供给；噪音防止电路，并联连接于所述自我保持性元件；以及阻尼电路，从所述自我保持性元件的开启起仅在规定期间内将阻尼电阻并联连接于所述噪音防止电路。

Description

点灯电路及照明装置

技术领域

本发明涉及一种点灯电路及照明装置。特别是涉及一种不论照明负载的种类，均可防止照明中产生闪烁的点灯电路及照明装置。

背景技术

以往，有时采用将电源、照明负载器具及控制器串联连接，并通过控制器来对照明负载器具进行照明控制的照明系统。在此种照明系统中，使用二线式的配线将电力供给至照明负载器具。而且，控制器通过相位控制方式调整对于照明负载器具的供给电力，由此进行调光控制(例如，专利文献1及2)。

在此种二线式的照明系统中，作为进行电源相位控制的开关元件，使用三端双向晶闸管(以下称为双向晶闸管(TRIAC))等。通过双向晶闸管的开启(ON)、关闭，控制来自电源的对于照明负载的电力供给而进行调光。即，从电源电压的零交叉点起基于调光控制的延迟时间后使双向晶闸管开启，由此控制对于照明负载的电力供给时间，从而进行调光。

在此种电源相位控制方式中，由于急速地开启电源，因此产生的电源噪声较大。为了减轻由该电源噪声所产生的影响，采用由电容器(condenser)及电感器(inductor)所构成的噪音防止电路。在专利文献3等中揭示有具备此种噪音防止电路的调光器。

但是，如果由构成噪音防止电路的电容器及电感器构成谐振电路，且作

为开关元件的双向晶闸管开启，那么使谐振电流流入至双向晶闸管中。即，在利用相位控制的电力供给时产生瞬态振动，此时，流动的峰值较大的谐振电流(瞬态振动电流)也流入至双向晶闸管中。在双向晶闸管中，为了维持导通而需要使比较大的保持电流流动。谐振电流朝与来自电源的电流相同的方向而流入至双向晶闸管的期间内不存在问题，但在朝相反方向流动的期间内，存在流入至双向晶闸管中的电流较为下降而变成保持电流以下的可能性。

当在此情况下仍采用灯泡作为照明负载时，由于灯泡具有比较低的电阻值，因此照明负载即灯泡作为阻尼电阻(damping resistor)而发挥作用，可以抑制谐振电流而使保持电流以上的电流流入至双向晶闸管中。

然而，当采用发光二极管(Light Emitting Diode，LED)等高电阻元件作为照明负载时，存在双向晶闸管开启之后不久因谐振电流而使得流入至双向晶闸管中的电流变成保持电流以下，双向晶闸管关闭的情况。此后，双向晶闸管再度开启，根据开启时的所述谐振电流的电平及极性，双向晶闸管有时在电源电压的半个周期中反复开启、关闭。

即，存在如下的问题：根据照明负载的种类，即使原本为双向晶闸管的开启期间，有时双向晶闸管也反复开启、关闭，而使得照明中产生闪烁。

由此可见，上述现有的二线式的照明系统在结构与使用上，显然仍存在有不便与缺陷，而亟待加以进一步改进。因此如何能创设一种新型结构的点灯电路及照明装置，亦成为当前业界极需改进的目标。

[先前技术文献]

[专利文献]

[专利文献1]日本专利特表2007-538378号公报

[专利文献2]日本专利特开2005-011739号公报

[专利文献3]日本专利特开平11-87072号公报

发明内容

本发明的目的在于，克服现有的二线式的照明系统存在的缺陷，而提供一种新型结构的点灯电路及照明装置，所要解决的技术问题是使其提供一种不论照明负载的种类，均可防止照明中产生闪烁的点灯电路及照明装置。

本发明的目的及解决其技术问题是采用以下技术方案来实现的。依据本发明提出的一种点灯电路，其中包括：自我保持性元件，与照明负载一同串联连接于产生用以使所述照明负载点亮的电力的交流电源，且通过开启、关闭来控制从所述交流电源所获得的电力的对于所述照明负载的供给；噪音防止电路，并联连接于所述自我保持性元件；以及阻尼电路，从所述自我保持性元件的开启起仅在规定期间内将阻尼电阻并联连接于所述噪音防止电路所构成的谐振电路并抑制所述谐振电路所产生的谐振电流流入所述自我保持性元件。

本发明的目的及解决其技术问题还采用以下技术方案来实现。依据本发明提出的一种照明装置，其中包括：根据权利要求1所述的点灯电路以及所述照明负载。

本发明的目的及解决其技术问题另外再采用以下技术方案来实现。依据本发明提出的一种照明装置，其中包括：输入端子；整流电路，交流输入端连接于输入端子；LED点灯电路，输入端连接于整流电路的直流输出端；以及阻尼电阻器，当施加于所述输入端子的电源电压各半波的施加开始时仅在规定时间内连接于所述整流电路的直流输出端。

本发明的目的及解决其技术问题还可采用以下技术措施进一步实现。

前述的照明装置，其中所述的开关，与所述阻尼电阻器一同串联连接于构成所述整流电路的直流输出端的正极性输出端与负极性输出端之间；以及控制部，检测所述整流电路的直流输出端的电压，并控制所述开关的开启、关闭，且使所述阻尼电阻器连接于所述整流电路的直流输出端；且所述控制部在所述电源电压各半个周期的施加后1ms以内使所述开关关闭。

前述的照明装置，其中所述的输入端连接于交流电源，输出端连接于所述输入端子的相位控制式调光器。

本发明与现有技术相比具有明显的优点和有益效果。由以上技术方案可知，本发明的主要技术内容如下：实施形态的点灯电路包括：自我保持性元件，与所述照明负载一同串联连接于产生用以使照明负载点亮的电力的交流电源，且通过开启、关闭来控制从所述交流电源所获得的电力的对于所述照明负载的供给；噪音防止电路，并联连接于所述自我保持性元件；以及阻尼电路(damping circuit)，从所述自我保持性元件的开启起仅在规定期间内将阻尼电阻并联连接于所述噪音防止电路。

借由上述技术方案，本发明点灯电路及照明装置至少具有下列优点及有益效果：根据本发明的一实施形态，具有不论照明负载的种类，均可防止照明中产生闪烁的点灯电路及照明装置的效果。

上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其他目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举较佳实施例，并配合附图，详细说明如下。

附图说明

图1是表示具备本发明的第1实施形态的点灯电路的照明装置的电路图。

图2是表示图1中的阻抗可变电路13的具体的电路构成的电路图。

图3是将横轴设为时间，将纵轴设为电压的用以说明电源11的交流电源电压与双向晶闸管T的控制的波形图。

图4是将横轴设为时间，将纵轴设为电压及电流的表示谐振电压(虚线)与谐振电流(实线)的波形图。

图5是用以说明谐振电流的影响的电路图。

图6是用以说明第1实施形态的动作的时序图。

图7是本发明的照明装置的第2实施形态的电路图。

图8是第2实施形态的用来控制阻尼电阻器及变换器的部分的电路图。

图9是说明第2实施形态的对应于交流电压半个周期的相位角的变换器的输出控制的波形图。

图10是表示第2实施形态的交流电压半个周期的相位角与滤波器的输出的关系的图。

图11是本发明的照明装置的第3实施形态的电路图。

图12是第3实施形态的用来控制阻尼电阻器及变换器的部分的电路图。

图13是本发明的照明装置的第4实施形态的图。

图14是本发明的照明装置的第5实施形态的图。

11：电源 12：整流电路

13：阻抗可变电路 14：恒定电流电路

15：照明负载 16：照明负载器具

21：控制 IC22：控制电源

A：电流 AA：第1电路

AC：交流电源 ASM：单稳态电路

b、c：谐振电流 BB：第2电路

BR1、BR2、CS、G、GND、Inr、NC、Vcc、VDC、Vin：引脚

C1、C2、C3、C4、C13：电容器

C11：平滑电容器 C12：输出电容器

CC：控制部 CD：电流检测元件

COM1、COM2：比较器 CONV：变换器

D：双向触发二极管

D1、D2、D11、D12、D13、D14：二极管

F：滤波器 FT：回扫变压器

GSD1、GSD2：驱动器 I1、I2、01、02：端子

L：线圈 L11：电感器

LOC：LED点灯电路 LS：作为负载的LED

PC：光电耦合器 R1、R2、R3、R4：电阻

Rd：阻尼电阻器 Rec：整流电路

Q1：场效应晶体管 Q11、Q12：开关元件

S1、S2：施密特触发电路 T：双向晶闸管

t1、t2：输入端子 Toff：关闭时间

VR、VR2：可变电阻 w2：二次线圈

ZD：齐纳二极管

具体实施方式

为更进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段及功效，以下结合附图及较佳实施例，对依据本发明提出的点灯电路及照明装置其具体实施方式、结构、特征及其功效，详细说明如后。

实施形态的点灯电路包括：自我保持性元件，与所述照明负载一同串联连接于产生用以使照明负载点亮的电力的交流电源，且通过开启、关闭来控制从所述交流电源所获得的电力的对于所述照明负载的供给；噪音防止电路，并联连接于所述自我保持性元件；以及阻尼电路，从所述自我保持性元件的开启起仅在规定期间内将阻尼电阻并联连接于所述噪音防止电路所构成的谐振电路并抑制所述谐振电路所产生的谐振电流流入所述自我保持性元件。

实施形态的点灯电路进而包括：整流电路，经由所述自我保持性元件而被施加来自所述交流电源的电压；以及恒定电流电路，与所述阻尼电路一同并联连接于所述整流电路的输出端并驱动所述照明负载。

在实施形态的点灯电路中，进而，所述阻尼电路包括：限制部，限制所述整流电路的输出；第1施密特触发电路(Schmitt trigger circuit)，对所述限制部的输出进行波形整形；微分电路，对所述第1施密特触发电路的输出进行微分；第2施密特触发电路，对所述微分电路的输出进行波形整形。

实施形态的照明装置包括点灯电路与所述照明负载。

另外，实施形态的照明装置包括：输入端子；整流电路，交流输入端连接于输入端子；LED点灯电路，输入端连接于整流电路的直流输出端；阻尼电阻器，当施加于所述输入端子的电源电压各半波的施加开始时仅在规定时间内连接于所述整流电路的直流输出端。

LED点灯电路并无特别限定。优选包含进行高频动作的变换器(converter)。由于LED的动作电压较低，因此变换器优选降压形的变换器。但是，根据所需，也可以是升压形的变换器等其他已知的各种电路形式的变换器。

电源电压各半个周期中的电压施加开始时仅在短时间内连接于整流电路的直流输出端的阻尼电阻器在电源电压施加开始时，作为对瞬态振动电流进行制动的手段而发挥功能。即，当通过相位控制式调光器而进行相位控制的急剧上升的交流电压的半个周期的电压被施加到照明装置时，即使受到相位控制的急剧的上升部分产生瞬态振动，也作为针对此瞬态振动的制动手段而发挥功能，因此瞬态振动受到制动，瞬态振动电流的峰值降低。其结果，可有效防止受到相位控制的电源电压各半个周期的上升时相位控制式调光器误动作。

阻尼电阻器连接于整流电路的直流输出端的时间优选从电源电压各半个周期的施加开始时起1ms以内。如果是此种程度的时间，那么由阻尼电阻器所产生的发热较少，因此可以忽视。此外，即使阻尼电阻器的连接时间超过1ms，也具有相位控制式调光器的误动作防止效果，但伴随着连接时间较所述时间变长，由阻尼电阻器所产生的电力损耗增大，伴随于此的发热相应地增多，故不佳。因此，必须设定为至少比电源电压的各半个周期中的相位控制式调光器的规定的导通期间更短的期间。

另外，阻尼电阻器的连接时间较佳为至少包含瞬态振动的峰值相对较高且影响误动作的振动电压产生的期间，所述瞬态振动是在通过相位控制式调光器进行相位控制的交流电压的急剧的上升时产生的瞬态振动。因此，阻尼电阻器的连接时间优选为约10μs以上。若如此，则在通常所使用的噪音防止电路的谐振频率(30k～100kHz)的1/2周期的大部分的期间内，阻尼电阻器连接于整流电路的直流输出端，因此可以获得针对瞬态振动电流的实质的制动动作。此外，更优选为15μs以上。另外，为了更可靠地防止相位控制式调光器的误动作，较佳为持续在谐振频率的1个周期的期间连接阻尼电阻器。即，较佳为将阻尼电阻器的连接时间设定为10μs～34μs以上。

用以短时间连接阻尼电阻器的手段并无特别限定。但是，根据所需，能够以使用开关元件来控制阻尼电阻器的对于整流电路的直流输出端的连接时间的方式而构成。在该形态中，开关元件可以内置于变换器的控制用集成电路(Integrated Circuit，IC)中，也可以安装于外部。

进而，可以由电压依赖性的非线性电阻器构成阻尼电阻器。作为此非线性电阻器，例如可以使用电涌(surge)吸收元件。此外，电涌吸收元件通常用于吸收雷电电涌等的外来电涌。因此，在此种情况下，使用击穿电压(breakdown voltage)比额定交流电源电压高约4倍左右者。相对于此，在实施形态中，为了采用电压依赖性的非线性电阻器作为阻尼电阻器本身来控制连接时间，优选击穿电压为交流电源电压的峰值附近的值，即为额定交流电源电压的峰值的1.5～1.6倍，优选为1.5～1.55倍。

在所述形态中，当因通过相位控制式调光器等所形成的交流电压各半个周期的电压的急剧的上升时所产生的瞬态振动，而使得电压依赖性的非线性电阻器损坏时，吸收瞬态振动电压的超过击穿电压的部分，因此其结果为瞬态振动电流的峰值下降。因此，在使用电压依赖性的非线性电阻器作为阻尼电阻器的情况下，当电压依赖性的非线性电阻器损坏时，阻尼电阻器实质上连接于整流电路的直流输出端。

照明装置由于是将LED作为光源的照明装置，因此可以具有任何形态，此点就本发明的性质而言是本领域从业人员可以容易理解的。此外，当与家庭用的相位控制式调光器组合使用时，较多使用灯泡形LED灯。

实施形态的照明装置在经由相位控制式调光器连接于交流电源的LED照明系统中具有效果。然而，即便将实施形态的照明装置直接连接于交流电源来使用，也可以无问题地点亮LED，因此即使并非所述系统也无妨。

实施形态的照明装置进而包括：开关，与所述阻尼电阻器一同串联连接于构成所述整流电路的直流输出端的正极性输出端与负极性输出端之间；以及控制部，检测所述整流电路的直流输出端的电压，并控制所述开关的开启、关闭，且使所述阻尼电阻器连接于所述整流电路的直流输出端。

在实施形态的照明装置中，进而，所述控制部通过所述电源电压各半个周期的施加开始时仅在规定的短时间内产生输出的单稳态电路的输出来使所述开关开启(ON)。

在实施形态的照明装置中，进而，所述阻尼电阻器由电压依赖性的非线性电阻器构成。

在实施形态的照明装置中，进而，所述控制部在所述电源电压各半个周期的施加后1ms以内使所述开关关闭。

实施形态的照明装置进而包括：输入端连接于交流电源，输出端连接于所述输入端子的相位控制式调光器。

实施形态的灯泡形LED灯包括所述照明装置。

<第1实施形态>

图1是表示具备本发明的第1实施形态的点灯电路的照明装置的电路图。另外，图2是表示图1中的阻抗可变电路13的具体的电路构成的电路图。

图1所示的照明装置是通过二线式的配线将来自电源11的电力供给于连接在端子I1、I2间的照明负载器具的照明装置。本实施形态中的照明负载器具是采用LED作为照明负载15的照明负载器具。

在电源11与连接于端子I1、I2的照明负载器具之间设置有进行相位控制的双向晶闸管T，电源11、双向晶闸管T及照明负载器具串联连接。电源11产生例如交流100V等交流电源电压。此外，在本实施形态中，对使用双向晶闸管作为用于进行相位控制的元件的例子进行说明，但也可以使用与双向晶闸管同为自我保持性元件的晶闸管或其他开关装置。

在交流电源11与端子I1之间连接双向晶闸管T，双向晶闸管T与可变电阻VR及电容器C2的串联电路并联连接。可变电阻VR与电容器C2的连接点经由双向二极管(以下称为双向触发二极管(DIAC))D而连接于双向晶闸管T的控制端。

可变电阻VR被设定为对应于调光控制的电阻值。当双向晶闸管T关闭时，通过交流电源11并经由可变电阻VR来对电容器C2进行充电。从电容器C2的充电开始起，在基于可变电阻VR及电容器C2的时间常数的规定的延迟时间后，电容器C2的端子电压达到使双向触发二极管D开启的电压。由此，在双向触发二极管D中产生脉冲并将脉冲供给至双向晶闸管T的控制端。于是，双向晶闸管T导通。

双向晶闸管T从电源11供给有电流而维持导通。在双向晶闸管T的开启期间内，电容器C2被放电，双向晶闸管T在该保持电流不再得到维持时关闭。如果施加于双向晶闸管T的电源电压的极性反转，那么电容器C2再次得到充电，且在延迟时间之后双向触发二极管D开启。由此，从交流电源电压的零交叉点起规定的延迟时间后，双向晶闸管T开启。此后，重复相同的动作，在从电源周期起去除延迟时间的期间(以下，称为电力供给期间)内，来自电源11的电力经由双向晶闸管T而被供给至照明负载器具。

图3的交流波形表示电源11所产生的电压，斜线部表示双向晶闸管T导通的电力供给期间。延迟时间可以通过使可变电阻VR的电阻值变化来调整。

双向晶闸管T的两端连接有由电容器C1及线圈L所构成的噪音防止电路。通过此噪音防止电路来防止噪声渗漏至电源11侧。

端子I1、I2彼此之间设置有整流电路12。整流电路12例如由二极管电桥构成。整流电路12对供给至端子I1、I2的电压进行整流后将其输出。

出现在整流电路12的一个输出端及另一个输出端的输出被供给至恒定电流电路14。恒定电流电路14根据整流电路12的输出而产生恒定电流，并经由端子01、02将恒定电流供给至照明负载15。作为照明负载15，例如采用LED。通过双向晶闸管T来控制对于整流电路12的电压供给的时间，使来自定电流电路14的恒定电流值对应于双向晶闸管T的开启时间而变化。由此，对照明负载15的明亮度进行调光控制。

此处，为了防止电源噪声的渗漏而插入的噪音防止电路构成谐振电路，在双向晶闸管T开启时使谐振电流流入至双向晶闸管T中。

图4是将横轴设为时间，将纵轴设为电压及电流的表示谐振电压(虚线)与谐振电流(实线)的波形图。另外，图5是用以说明谐振电流的影响的电路图。图5是将图1简略化而表示的图，其作为在端子I1、I2间连接照明负载器具16的图来表示。

由噪音防止电路所产生的谐振频率为30kHz～100kHz左右，谐振周期与电源11的交流周期相比十分短。如图5所示，当双向晶闸管T开启时，在电流a从电源11流入至双向晶闸管T的期间内，与电流a相同方向的谐振电流b以及与电流a相反方向的谐振电流c流动着。即便是图3的斜线部所示的电力供给期间，如果电流a与谐振电流c之和的电流变成双向晶闸管T的保持电流以下，那么双向晶闸管T也关闭。

如图4所示，经过延迟时间且双向晶闸管T开启之后不久的谐振电流的电平比较大，另外，当使用LED作为照明负载器具时照明负载器具的电阻值比较大，因此在双向晶闸管T开启之后不久，因谐振电流而使得双向晶闸管T关闭。通过电容器C2的充电而使双向晶闸管T再次开启，因此即便是电力供给期间，双向晶闸管T也仅在对应于谐振电流的电平的期间内反复开启、关闭。此外，图4的谐振电流、谐振电压波形仅表示噪音防止电路的谐振状态，去除了从电源11经由双向晶闸管T而流入至照明负载15的电流成分(图5的a)。因此，实际流入至双向晶闸管T中的电流的波形变成使图4的谐振电流波形与来自电源11的成分a相加而成的波形。

另外，双向晶闸管的保持电流为几十mA(30～50mA)。在交流电压的零交叉点附近的期间内，流入至双向晶闸管T中的电流变得比较小。但是，当使用灯泡作为照明负载时，由于调光时的灯泡的电阻也变小，因此即使在调光时，双向晶闸管T中也流入足够的电流而维持着该保持电流。

相对于此，当采用作为高电阻元件的LED作为照明负载时，由于调光时流入至双向晶闸管T中的电流变得比较小，因此流入至双向晶闸管T中的谐振电流的影响变大。

因此，在本实施形态中，设置有作为抑制谐振电流的影响的阻尼电路的阻抗可变电路13。在本实施形态中，阻抗可变电路13并联地设置于整流电路12的一个输出端及另一个输出端彼此之间，即，并联地设置于由噪音防止电路所构成的谐振电路。

阻抗可变电路13例如具备开关元件与电阻元件，且仅在开关元件开启的期间内将电阻元件连接于整流电路12的一个输出端及另一个输出端彼此之间。例如，使开关元件从电力供给期间的开始起仅在谐振周期的1个周期内开启，而使谐振电流流入至电阻元件中，由此可以对谐振进行制动并使谐振电流的峰值变小，因此即使谐振电流的方向与电流a相反(电流c)，也可以使超过保持电流的充足的电流流入至双向晶闸管T中。

图2表示采用场效应晶体管(Field Effect Transistor，FET)Q1作为开关元件，并采用电阻R4作为电阻元件的例子。100V交流电源用的100W型的灯泡在100％调光时的电阻值为100Ω，冷电阻约为它的1/10～1/20。即，在调光时，灯泡的电阻值为几十Ω，灯泡作为阻尼电阻而发挥作用。在本实施形态中，将电阻R4的电阻值设定为与调光时的灯泡的电阻值相同的电阻值。由此，电阻R4作为阻尼电阻而发挥作用，可以充分地抑制谐振电流的影响。

图2中，在整流电路12的一个输出端与另一个输出端之间连接有电阻R4及FETQ1的漏极·源极电路。另外，整流电路12的一个输出端与另一个输出端之间也连接有二极管D1、电阻R1及齐纳二极管(Zener diode)ZD的串联电路。齐纳二极管ZD与电阻R2及电容器C3并联连接。

电阻R1与齐纳二极管ZD的连接点(以下，称为A点)经由电阻R3而连接于负逻辑的施密特触发电路S1。整流电路12的输出经由二极管D1及电阻R1而出现在A点。此外，A点的电压通过齐纳二极管D1及电容器C3而被限制在规定的电平。

施密特触发电路S1对输入电压进行波形整形，以输出通过整流电路12的输出的上升而下降并在零交叉点上升的矩形波。施密特触发电路S1的输出端经由电容器C4及可变电阻VR2而连接于电源端子。可变电阻VR2与二极管D2并联连接。由电容器C4、可变电阻VR2及二极管D2构成微分电路，在电容器C4与可变电阻VR2的连接点(以下，称为B点)出现对施密特触发电路S1的输出进行微分所得的波形。

B点的波形被供给至负逻辑的施密特触发电路S2的输入端。施密特触发电路S2对输入电压进行波形整形，以输出通过微分电路的输出的下降而上升的脉冲。此外，施密特触发电路S2的输出脉冲的脉冲宽度可以通过使可变电阻VR2的电阻值变化来调整。

施密特触发电路S2的输出被供给至FETQ1的栅极(gate)。FETQ1通过供给至栅极的高电平的脉冲而开启，从而将电阻R4连接于整流电路12的一个输出端与另一个输出端之间。即，电阻R4从整流电路12的输出的上升起，仅在由微分电路的常数所规定的期间内连接于整流电路12的一个输出端与另一个输出端之间。

其次，参照图6的时序图来对以所述方式构成的实施形态的动作进行说明。图6(a)表示整流电路12的输入，图6(b)表示整流电路12的输出，图6(c)表示A点的波形，图6(d)表示施密特触发电路S1的输出，图6(e)表示微分电路的输出(B点的波形)，图6(f)表示施密特触发电路S2的输出。

来自电源11的交流电压通过二线式的配线并经由双向晶闸管T而被供给至端子I1、I2间的照明负载器具。双向晶闸管T从电源电压的零交叉点起，在基于可变电阻VR及电容器C2的时间常数的延迟时间之后导通，且在电力供给期间将电力供给至照明负载器具。

现在，假定在图6(a)的斜线所示的电力供给期间内，从双向晶闸管T将电力供给至端子I1、I2间。整流电路12如图6(b)所示，输出正极性的电压。此整流电路12的输出被供给至阻抗可变电路13。

在阻抗可变电路13的A点，出现通过基于齐纳二极管ZD及电容器C3的规定电平来划分(slice)整流电路12的输出的波形(图6(c))。此波形经由电阻R3而被供给至施密特触发电路S1。施密特触发电路S1对输入波形进行波形整形，以输出通过输入波形的上升而下降且在零交叉点上升的波形。

施密特触发电路S1的输出被供给至由电容器C4、可变电阻VR2及二极管D2所构成的微分电路。微分电路用来输出通过施密特触发电路S1的输出的下降以基于电容器C4及可变电阻VR2的时间常数的倾斜而下降并上升的波形(图6(e))。此外，借由二极管D2，在施密特触发电路S1的输出的上升过程中，微分电路的输出不发生变化。

通过微分电路来检测整流电路12的输出的上升时序，即，双向晶闸管T开启的时序。微分电路的输出被供给至施密特触发电路S2，施密特触发电路S2输出了通过微分电路的输出的下降及上升而上升并下降的脉冲状的波形(图6(f))。此外，施密特触发电路S2的输出脉冲的脉冲宽度可以通过微分电路的输出的倾斜，即，可变电阻VR2的电阻值来进行调整。

施密特触发电路S2的输出被供给至FETQ1，FLTQ1在施密特触发电路S2的正的脉冲期间内开启，而将电阻R4连接于整流电路12的一个输出端与另一个输出端之间。

因此，电阻R4在从双向晶闸管T的开启至由微分电路的时间常数所规定的期间为止成为高电平的图6(f)的脉冲期间内，并联连接于整流电路12的一个输出端与另一个输出端之间，即，并联连接于谐振电路。电阻R4的电阻值例如设定为与使用灯泡作为照明负载的情况下进行调光时的电阻值相同的电阻值，且电阻R4作为使由电容器C1及线圈L所构成的谐振电路的谐振电流流动的阻尼电阻而发挥作用。由此，流入至双向晶闸管T中的谐振电流得到抑制，可以维持双向晶闸管T的开启。

谐振电流随着时间经过而衰减，因此只要从双向晶闸管T的开启起仅在规定期间内将作为阻尼电阻的电阻R4并联连接于谐振电路即可。尤其，从图4所示的谐振电流的产生起仅在1个周期的期间内将电阻R4并联连接于谐振电路，由此可以有效地抑制谐振电流的影响。

此外，如图4所示，当谐振电流为正极性时，谐振电流朝与从电源11流入至双向晶闸管T中的电流相同的方向流动，因此无需在双向晶闸管T开启的同时将电阻R4并联连接于谐振电路，只要从双向晶闸管T的开启至经过谐振电流的半个周期为止将电阻R4并联连接于谐振电路即可。

电阻R4仅在图6(f)的正的脉冲期间内连接于整流电路12的一个输出端与另一个输出端之间，因此可以通过电阻R4将无用的电力消耗抑制到最小限。

如此，在本实施形态中，当双向晶闸管开启时，例如在谐振电流的1个周期左右的规定期间内，将阻尼电阻并联地插入至谐振电路中，可以抑制流入至双向晶闸管中的谐振电流，防止双向晶闸管因谐振电流的影响而关闭。由此，双向晶闸管在对应于调光控制的电力供给期间内连续地开启，从而可以获得无闪烁的照明光。

此外，在所述实施形态中，揭示了将阻抗可变电路设置在整流电路的输出端的例子，但阻抗可变电路只要并联地插入至谐振电路中即可，例如，显然也可以将阻抗可变电路设置在整流电路的输入侧，即，端子I1、I2之间。

另外，端子I1、I2可以是具备端子配件的形态，也可以是仅为导线的形态。当照明装置为具备灯座的灯泡形LED灯时，该灯座作为输入端子而发挥功能。

对<第2实施形态>进行说明。

第2实施形态如图7所示，照明装置具备输入端子t1、t2，整流电路Rec，LED点灯电路LOC，作为负载的LEDLS及阻尼电阻器Rd。

输入端子t1、t2是用来将照明装置连接于交流电源AC，例如商用100V交流电源的手段。连接于照明装置的交流电源AC如上所述，可以经由也可以不经由未图示的已知的相位控制式调光器而连接于照明装置。

另外，输入端子t1、t2可以是具备端子配件的形态，也可以是仅为导线的形态。当照明装置为具备灯座的灯泡形LED灯时，该灯座作为输入端子而发挥功能。

整流电路Rec是将交流转换为直流的手段，其具备交流输入端及直流输出端。而且，交流输入端连接于输入端子t1、t2。此外，本领域从业人员皆知经由未图示的噪音滤波器将交流输入端连接于输入端子t1、t2，因此当然允许此种连接。

另外，整流电路Rec如图所示，并不限定于桥式全波整流电路，允许根据所需而适当地选择使用已知的各种电路形态的整流电路。进而，整流电路Rec可以具备平滑手段。例如，可以将如图所示的包含电解电容器等的平滑电容器C11直接连接在针对LED点灯电路LOC的直流输出端、或者如图所示般串联连接二极管D11。

LED点灯电路LOC只要是用来点亮后述的LEDLS的电路手段即可，其具体构成并无特别限定。但是，就可以提高电路效率且控制变得容易等理由而言，优选采用将变换器CONV作为主体的构成。图示的变换器CONV表示降压斩波器(chopper)的例子。

包含降压斩波器的变换器CONV具备第1及第2电路AA、BB与控制部CC。第1及第2电路AA、BB将开关元件Q11、电感器L11、二极管D12、输出电容器C12及电流检测元件CD作为构成要素。

第1电路AA用来将开关元件Q11、电感器L11、电流检测元件CD及输出电容器C12的串联电路连接于使整流电路Rec的输出电压经平滑化的直流输出端。而且，当开关元件Q11开启时，从整流电路Rec的直流输出端线性增加的增加电流发生流动，电磁能量蓄积在电感器L11中。电流检测元件CD以能够检测所述增加电流的方式而连接于图7所示的位置。

第2电路BB由电感器L11、二极管D12及输出电容器C12的闭合电路构成。而且，当第1电路AA的开关元件Q11关闭时，释放出电感器L11中所蓄积的电磁能量，且减少电流在该闭合电路内流动。

LEDLS与变换器CONV的输出电容器C12并联连接。

图8是表示图7中的控制IC21内的电路的一部分的电路图。

阻尼电阻器Rd经由图8所示的开关元件Q12而连接于整流电路Rec的非平滑的直流输出端间。而且，当照明装置为商用100V交流电源用时，可以将其电阻值设定为几百Ω左右。此外，开关元件Q12可以如图8所示般内置于控制IC21内，也可以如后述般为控制IC21的外部安装零件。

在本实施形态中，控制部CC是控制LED点灯电路LOC及阻尼电阻器Rd的手段。而且，控制部CC由控制IC21及控制电源22构成。

控制IC21具有多个引脚端子，引脚VDC连接于整流电路Rec的平滑电容器C11的正极，引脚Vin连接于阻尼电阻器Rd的正极侧，引脚Vcc连接于控制电源22的正极，引脚G连接于变换器CONV的开关元件Q11，引脚CS连接于电流检测元件CD的检测输出端，引脚Inr连接于阻尼电阻器Rd的负极侧，引脚GND连接于控制电源22的负极。

另外，在第2实施形态中，控制IC21控制阻尼电阻器Rd的对于整流电路Rec的输出端的连接时间，内置有开关元件Q12，并且内置有开关元件Q12的后述的控制电路。

开关元件Q12的控制电路如图8所示，是以如下方式构成，即，通过比较器(comparator)COM1来检测从引脚Vin所输入的整流电路Rec的非平滑直流输出电压，并经由计时器(timer)TIM及驱动器(driver)GSD1，在电源电压各半个周期的上升时仅于规定的短时间内使开关元件Q12开启。例如，图8的控制电路在电源电压各半个周期的施加后1ms以内使开关元件Q12关闭。

另外，比较器COM1如图8所示，经由滤波器F、比较器COM2及驱动器GSD2来控制变换器CONV的开关元件Q11，并对应于电源电压各半个周期的导通角而调节控制变换器CONV的输出。滤波器F的输出(电压)如图10所示，是以对应于导通相位角而变化的方式构成，此滤波器F的输出电压成为比较器COM2的基准电压。如果来自电流检测元件CD的检测值达到所述基准电压，那么使变换器CONV的开关元件Q11关闭。

控制电源22具备磁性耦合于变换器CONV的电感器L11的二次线圈w2，其以如下方式来构成，即，通过二极管D13对增加电流流入至电感器L11时所产生的二次线圈w2的感应电压进行整流，且通过电容器C13进行平滑化后将控制电压输出至控制IC21的引脚Vcc及引脚GND之间。

其次，说明电路动作。

如果接通照明装置的交流电源，那么控制部CC的控制IC21被赋予如下的功能，即，最初从引脚VDC接受控制电源的供给并以使变换器CONV启动的方式而发挥作用，因此变换器CONV迅速启动。如果变换器CONV一旦启动，那么从控制IC21的引脚G将栅极信号供给至开关元件Q11的栅极中，变换器CONV开始进行降压斩波器动作。然后，通过该增加电流流入至电感器L11中，而在磁性耦合于电感器L11的二次线圈w2中诱发电压，因此其后从控制电源22供给控制电源而进行连续动作。

其结果，与变换器CONV的输出电容器C12并联连接的LEDLS受到驱动而点亮。此外，变换器CONV如果从控制IC21的引脚CS控制输入电流检测元件CD的检测输出，那么在控制IC21的内部对该增加电流进行负反馈控制动作。于是，变换器CONV的输出电流与该增加电流成比例，因此LEDLS通过恒定电流控制而点亮。

另一方面，如果接通交流电源电压，那么控制IC21内的计时器TIM使比较器COM1检测非平滑直流输出电压的同时，从驱动器GSD1产生栅极信号而使开关元件Q12开启，因此电源接通之后不久阻尼电阻器Rd连接于整流电路Rec的直流输出端间。

其结果，通过在交流电源AC与本实施形态的照明装置之间插入相位控制式调光器，当电源电压各半个周期急剧上升时，由于所述理由，因此即使产生瞬态振动，阻尼电阻器Rd也对瞬态振动进行制动。由此，瞬态振动电流的峰值下降，因此相位控制式调光器不再产生误动作，可以进行所需的调光照明。

于是，如果从电源电压各半个周期的电压施加开始时起经过规定的短时间，那么计时器TIM使驱动器GSD1停止产生栅极信号，阻尼电阻器Rd从整流电路Rec的直流输出端间断开。因此，由阻尼电阻器Rd中的消耗电力所引起的发热较少。

其次，参照图8至图10，说明对应于利用相位控制式调光器的导通角控制，LED点灯电路LOC针对输出来进行调节控制而使LEDLS受到调光点亮的动作。

即，在图8中，如果将电源电压各半个周期施加于输入端子间，并从控制IC的引脚Vin输入整流电路Rec的非平滑直流输出电压，那么经由比较器COM1、滤波器F、比较器COM2及驱动器GSD2来对开关元件Q11供给栅极信号，开关元件Q11受到驱动而开启。如果开关元件Q11开启，那么该增加电流流入至变换器CONV的第1电路AA中，电流检测元件CD检测此增加电流，因此从控制IC的引脚CS输入该检测输出。

另一方面，滤波器F累计电源电压的半个周期并进行有效值转换，且如所述般输出图10的关系的电压。而且，在引脚CS的检测输出与滤波器F的输出电压一致的时间点，比较器COM2使来自驱动器GSD2的栅极信号的送出停止。其结果，变换器CONV的开关元件Q11关闭。由此，减少电流从电感器L11流入至第2电路BB内。在本实施形态中，图9所示的开关元件Q11的关闭时间Toff被固定，如果经过此关闭时间，那么驱动器GSD2动作，开关元件Q11再次开启。此后，重复以上的动作，因此变换器CONV继续动作并产生对应于电源电压的导通角的输出。

图9(a)表示电源电压的导通角为180°，即，相位角为0°时的控制IC的引脚CS的波形的例子。

图9(b)表示电源电压的导通角为90°，即，相位角为90°时的控制IC的引脚CS的波形的例子。

在所述任一例中，当电流检测元件CD的检测输出(对于引脚CS的输入)达到图中的虚线所示的滤波器F的输出电压电平时，比较器COM2也使来自驱动器GSD2的栅极信号的送出停止，因此可以理解变换器CONV的输出对应于电源电压的导通角而变化。

图10是表示电源电压的相位角与滤波器的输出的关系的图，在本实施形态中，以使两者变成比例关系的方式而设定。

对<第3实施形态>进行说明。

第3实施形态如图11及图12所示，控制阻尼电阻器Rd的连接时间的开关元件Q12相对于控制IC21呈外部安装。因此，仅阻尼电阻器Rd的控制电路内置于控制IC21中。此外，在各图中，对与图7及图8相同的部分标注相同的符号并省略说明。

对<第4实施形态>进行说明。

第4实施形态如图13所示，阻尼电阻器Rd的控制电路及变换器CONV与第2及第3实施形态不同。此外，图13中，对与图7相同的部分标注相同的符号并省略说明。

阻尼电阻器Rd的控制电路是以如下方式构成，即，通过电源电压各半个周期的施加开始时仅在规定的短时间内产生输出的单稳态电路ASM的输出来使开关元件Q12开启。

变换器CONV为回扫变压器(flyback transformer)方式。即，将内置于控制IC21中的未图示的开关元件、回扫变压器FT、二极管D14、电流检测元件CD及控制IC21作为主要构成要素而构成降压形回扫方式的变换器CONV。此外，开关元件使回扫变压器FT的一次线圈的对于整流电路Rec的直流输出端的连接开启、关闭。二极管D14对回扫变压器FT的二次线圈中所诱发的电压进行整流而获得直流输出。电流检测元件CD将从回扫变压器FT的二次线圈侧所获得的输出电流经由光电耦合器(photo-coupler)PC而反馈至控制IC21。控制IC21对变换器CONV进行恒定电流控制而使LEDLS点亮。

对<第5实施形态>进行说明。

第5实施形态如图14所示，在阻尼电阻器Rd包含电压依赖性的非线性电阻器方面与第2至第4实施形态不同。此外，图14中，对与图13相同的部分标注相同的符号并省略说明。

在本实施形态中，电压依赖性的非线性电阻器是以如下方式而设定有击穿电压的电涌吸收元件，即，击穿电压吸收电压各半个周期的急剧的上升时所产生的瞬态振动电压之中高于电源电压的峰值的电压。

以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。

Claims

1.一种点灯电路，其特征在于包括：

自我保持性元件，与照明负载一同串联连接于产生用以使所述照明负载点亮的电力的交流电源，且通过开启、关闭来控制从所述交流电源所获得的电力的对于所述照明负载的供给；

噪音防止电路，并联连接于所述自我保持性元件；以及

阻尼电路，从所述自我保持性元件的开启起仅在规定期间内将阻尼电阻并联连接于所述噪音防止电路所构成的谐振电路并抑制所述谐振电路所产生的谐振电流流入所述自我保持性元件。

2.一种照明装置，其特征在于包括：

根据权利要求1所述的点灯电路；以及

所述照明负载。