CN100499333C - 开关电源装置和移动设备 - Google Patents

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CN100499333C CNB2005800045961A CN200580004596A CN100499333C CN 100499333 C CN100499333 C CN 100499333C CN B2005800045961 A CNB2005800045961 A CN B2005800045961A CN 200580004596 A CN200580004596 A CN 200580004596A CN 100499333 C CN100499333 C CN 100499333C
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Abstract

在检测到流经线圈L的电流值之后，将其转换为电压值，然后将其输入到比较器(4)的反相输入端，然后与指示所反馈的输出电压值和参考电压之差的电压相比较。在比较器(4)的反相输入端处设置电压源(20)，从而向要向比较器(4)的反相输入端输入的电压值加上具有恒定电位的偏移电压。另外，在比较器(4)的反相输入端处还设置电压源(21)，从而在要向比较器(4)的反相输入端输入的电压值上叠加具有与来自振荡器(6)的振荡信号相同的时间周期的斜率补偿波形。

Description

开关电源装置和移动设备
技术领域
本发明涉及一种减小轻负载时的损耗并因此改进效率的开关电压装置。更具体地，本发明涉及一种开关电源装置，其采用电流模式，根据电流模式，通过检测输出侧的线圈电流，来执行开关控制，并且涉及一种结合有该开关电源装置并实现低功耗的移动设备。
背景技术
传统地，开关电源装置通过控制内置开关器件的开/关，来控制要送入负载的电流量，在这种开关电源装置中，采用间歇控制，允许在轻负载时切换到间歇开关操作，在该间歇开关操作期间，停止开关器件的开关操作，以便减小开关电源装置的损耗(见专利公布1)。执行前述间歇控制的开关电源装置具有比较器，该比较器比较同输出电压相等的电压与参考电压Vburst，以进行间歇控制。
当比较器发现由于轻负载因而同输出电压相等的电压高于参考电压Vburst时，停止驱动器所执行的开关器件的开关控制操作。然后，由于比较器所表现出的滞后，当比较器发现输出电压较低时，重新开始驱动器所执行的开关器件的开关控制操作。通过在轻负载时重复这种操作，执行了比较器的间歇控制，以进行间歇控制，由此增加了间歇控制的效率。
专利公布1：JP-A-H06-303766
发明内容
本发明要解决的问题
然而，这种传统开关电源装置需要具有用于间歇控制的比较器以间歇地由驱动器执行开关器件的开关操作，以增加轻负载时的效率。间歇控制所用的此额外比较器增加了构成开关电源装置的电路的尺寸，因此阻碍了其中结合有开关电源装置的移动设备的小型化。
鉴于上述传统技术的不便和缺点，本发明的目的是提供一种开关电源装置，其在轻负载时不需要用于间歇控制的额外电路，就可以维持高效率。
解决问题的手段
为了实现上述目的，根据本发明，一种开关电源装置包括：开关器件，用于执行开/关操作；控制电路，用于控制开关器件的开/关；线圈，流经该线圈的电流水平由开关器件控制；电容器，与线圈相连，并且与线圈一起执行整流；以及振荡器，用于以固定时间周期间隔向控制电路输出振荡信号以接通开关器件。该开关电源装置从电容器和线圈连接在一起的节点输出输出电压，并且还包括：电流检测部分，用于检测流经线圈的电流值，将检测到的电流值转换为电压值，然后输出如此得到的电压值，作为电流检测电压；第一电压源，用于向来自电流检测部分的电流检测电压加上具有恒定电位的偏移电压；第二电压源，用于将具有与来自振荡器的振荡信号相同的时间周期的斜率补偿波形叠加在从电流检测部分输出的电流检测电压上；差分放大器，用于输出与输出电压经电阻分压而获得的电压和参考电压之间的差相等的差分电压；电平移动器，用于转换从差分放大器输出的差分电压的电平；以及比较器，用于比较由第一电压源加上了偏移电压并由第二电压源叠加上斜率补偿波形的电流检测电压与由电平移动器转换了电平的差分电压。此处，如果控制电路根据来自比较器的输出信号，发现由第一电压源加上了偏移电压并由第二电压源叠加上斜率补偿波形的电流检测电压的幅度大于由电平移动器转换了电平的差分电压，则使来自振荡器的振荡信号无效，并断开开关器件，其中控制电路包括：触发器电路，具有置位端子和复位端子，来自振荡器的振荡信号输入到置位端子，来自比较器的输出输入到复位端子；以及驱动器，用于根据来自触发器电路的输出，控制开关器件的开/关。
本发明的效果
根据本发明，在无负载或轻负载时，其中输出电压和参考电压之间的差别较小，向指示流经线圈的检测电流值的电流检测电压加上偏移电压使得比较器可以发现电流检测电压的幅度大于输出电压和参考电压之差。在这种情况下，可以使从振荡器输出的、用于接通开关器件的振荡信号无效。这使得可以执行开关器件的开关操作的间歇控制，直至输出电压和参考电压之差变大。因此，与传统示例不同，不需要添加用于间歇控制的比较器。这使得可以在轻负载或无负载时维持高效率，并实现装置的小型化。
附图说明
图1是示出了第一实施例的开关电源装置的内部配置的方框图。
图2是示出了在大负载时图1所示的开关电源装置的相关部分如何工作的时序图。
图3是示出了在轻负载或无负载时图1所示的开关电源装置的相关部分如何工作的时序图。
图4是示出了图1所示的开关电源装置中电流检测电路的配置及其周围部分的示例的电路图。
图5是示出了第二实施例的开关电源装置的内部配置的方框图。
图6是示出了在大负载时图5所示的开关电源装置的相关部分如何工作的时序图。
图7是示出了在轻负载或无负载时图5所示的开关电源装置的相关部分如何工作的时序图。
图8是示出了图5所示的开关电源装置中电流检测电路的配置及其周围部分的示例的电路图。
图9是示出了第三实施例的开关电源装置的内部配置的方框图。
图10是示出了在大负载时图9所示的开关电源装置的相关部分如何工作的时序图。
图11是示出了在轻负载或无负载时图9所示的开关电源装置的相关部分如何工作的时序图。
图12是示出了图9所示的开关电源装置中电流检测电路的配置及其周围部分的示例的电路图。
图13A是示出了应用于升压开关电源装置的装置配置示例的方框图。
图13B是示出了应用于反相开关电源装置的装置配置示例的方框图。
标号列表
1                     驱动器
2                     差分放大器
3                     电平移动器
4                     比较器
5                     RS触发器
6                     振荡器
20、20a、21           电压源
Tr1、Tr2              MOS晶体管
L                     线圈
C                     电容器
R1、R2                电阻
具体实施方式
(第一实施例)
后文将参考附图描述本发明的第一实施例。图1是示出了该实施例的开关电源装置的内部配置的方框图。
图1所示的开关电源装置包括：p沟道MOS晶体管Tr1，向其源极施加电源电势；n沟道MOS晶体管Tr2，向其源极施加地电势；驱动器1，将信号送入MOS晶体管Tr1和Tr2的栅极，由此控制这些晶体管的导通/截止；线圈L，其一端连接到MOS晶体管Tr1和Tr2的漏极连接在一起的节点；电容器C，其一端连接到线圈L的另一端，并且其另一端接地；电阻R1和R2，串联连接在线圈L和电容器C连接在一起的节点与地电势之间；差分放大器2，其接收通过由电阻R1和R2对线圈L和电容器C连接在一起的节点处出现的电压分压所得到的电压，并接收参考电压Vref；电平移动器3，对来自误差放大器2的输出电压进行电平移动；比较器4，比较来自电平移动器3的电压与指示流经线圈L的电流的电压；RS触发器5，在其复位端接收来自比较器4的输出；以及振荡器6，向RS触发器5的置位端输入信号。
驱动器1和RS触发器5构成控制电路7，并且电压源20连接到比较器4的反相输入端，该电压源20向指示流经线圈L的检测电流值的电压加上偏移电压Voff(例如，30mV)。即，当将流经线圈L的电流值IL转换为电压值VL然后输入到比较器4的反相输入端时，向该电压值VL加上来自电压源20的偏移电压Voff。然后，在比较器4中，将已经加上了偏移电压Voff的电压值VL与通过差分放大器2和电平移动器3反馈到比较器4的非反相输入端的电压Vth。
在如上配置的开关电源装置中，当大负载连接到输出端OUT(这是线圈L和电容器C连接在一起的节点)时，此开关电源装置以与传统开关电源装置相同的方式工作。图2示出了相关部分的信号转变的转变图。如图2(d)所示，当从振荡器6向RS触发器5的置位端送入高电平时钟信号时，RS触发器5的输出变为高电平，如图2(c)所示，由此驱动器1使MOS晶体管Tr1导通，并使MOS晶体管Tr2截止。
结果，电流从MOS晶体管Tr1流向线圈L，因此流经线圈L的电流值IL增加，如图2(a)所示。因此，如图2(b)所示，向比较器4的反相输入端输入的电压VL减小。注意，图2(a)所示的电流值I0指示流经线圈L的平均电流值IL。如图2(b)所示，如果在从振荡器6接收到高电平时钟信号之后经过时间ta时电压VL变为低于从电平移动器3向比较器4的非反相输入端输入的电压Vth，则从比较器4输出高电平信号，如图2(e)所示。
另外，输出端OUT处出现的输出电压被电阻R1和R2分压，并且然后将如此获得的电压反馈到差分放大器2，在差分放大器2中放大如此获得的电压与参考电压Vref之间的差，然后输出指示反馈电压(指示输出电压)和参考电压Vref之间的误差的电压信号。然后，将此电压信号送入电平移动器3，在电平移动器3中，将该电压信号电平移动到电源电势一侧。结果，当输出端OUT处出现的输出电压增加时，来自差分放大器2的电压减小，因此从电平移动器3输出的电压Vth的电压值增加。如上所述，从电平移动器3向比较器4的非反相输入端送入的电压Vth指示输出到OUT处出现的输出电压。
因为从比较器4向RS触发器5的复位端输入高电平信号，所以RS触发器5的输出变为低电平，如图2(c)所示，由此驱动器1使MOS晶体管Tr1截止，并使MOS晶体管Tr2导通。结果，如图2(a)所示，流经线圈L的电流值IL减小，并且电流开始从线圈L流向MOS晶体管Tr2。因此，如图2(b)所示，向比较器4的反相输入端输入的电压VL增加。在从振荡器6接收到高电平信号之后经过时间tb时，从振荡器6输出下一时钟信号，如图2(d)所示。以这种方式，重复前述操作。
通过重复上述操作，从输出端OUT向负载输出实质上恒定的直流电压。即，通过根据流经线圈L的电流值与输出端OUT的输出电压之间的比较结果，相对于从振荡器6输出的时钟信号的时间周期tb来调节MOS晶体管Tr1导通的持续时间ta，可以保持输出端OUT的输出电压恒定。需要注意，当如上所述连接大负载时，通过检测流经线圈L的电流IL所获得的电压远高于来自电压源20的偏移电压Voff。即，偏移电压Voff落入其对输入到比较器4反相输入端的电压VL的影响小到足以忽略的电压范围内。
下面将参考3描述在没有负载或轻负载连接到输出端OUT时所执行的操作。在这种情况下，因为输出端OUT处出现的输出电压增加，因此电阻R1和R2所获得的分压与参考电压Vref之间的误差变小，来自差分放大器2的电压减小。这使得从电平移动器3输出的电压Vth的电压值变高，如图3(b)所示。如上所述，从电平移动器3向比较器4的非反相输入端送入的电压Vth指示输出端OUT处出现的输出电压。
此时，因为MOS晶体管Tr1截止，而MOS晶体管Tr2导通，并且没有电流流过线圈L，如图3(a)所示，所以向比较器4的反相输入端送入的电压VL变为Vcc—Voff给出的值，该值是通过使电源电压Vcc下降来自电压源20的偏移电压Voff得到的。如图3(b)所示，当从电平移动器3输出的电压Vth高于电压VL(＝Vcc—Voff)时，从比较器4输出高电平信号。
因此，如图3(d)所示，即使以时间周期tb的间隔从振荡器6输出高电平时钟信号，RS触发器5也继续输出低电平信号，如图3(c)所示，因为从比较器4向RS触发器5的复位端输入高电平信号，如图3(e)所示。因此，驱动器1使MOS晶体管Tr1截止，并使MOS晶体管Tr2导通。
此时，因为电容器C被放电，所以输出端OUT的输出电压减小。结果，如图3(b)所示，从电平移动器3输出的电压Vth的电压值逐渐减小。当从电平移动器3输出的电压Vth变为低于电压VL(＝Vcc—Voff)时，从比较器4输出低电平信号，如图3(e)所示。如上所述，当从振荡器6输出高电平时钟信号时，如图3(d)所示，在来自比较器4的信号切换为低电平之后，来自RS触发器5的信号切换为高电平，如图3(c)所示。
因此，驱动器1使MOS晶体管Tr1导通，并使MOS晶体管Tr2截止，由此电流开始流过线圈L，如图3(a)所示。结果，流经线圈L的电流IL使得向比较器4的反相输入端输入的电压VL下降。当流经线圈L的电流IL增加时，如图3(a)所示，向比较器4的反相输入端输入的电压VL减小，如图3(b)所示。当电压VL变为低于来自电平移动器3的电压Vth时，如图3(b)所示，来自比较器4的信号切换到高电平，如图3(e)所示。结果，来自RS触发器5的信号变为低电平，如图3(c)所示。
如上所述，来自RS触发器5的信号变为低电平，驱动器使MOS晶体管Tr1截止，并使MOS晶体管Tr2导通，并且流经线圈L的电流值IL减小，如图3(a)所示。此时，释放线圈L中所储存的能量，由电容器C被放电，因此来自输出端OUT的输出电压增加。结果，如图3(b)所示，来自电平移动器3的电压Vth增加。此后，电容器C被再次放电，由此来自输出端OUT的输出电压减小。以这种方式，重复前述操作。
通过重复上述操作，可以通过在来自输出端OUT的电压高于预定电压同时向RS触发器5的复位端送入高电平信号，使来自振荡器6的时钟信号无效。这使得可以使MOS晶体管Tr1导通的持续时间长于在大负载条件下得到的持续时间，并且使得占空比(即，MOS晶体管Tr1导通的持续时间的比例)小于在大负载条件下得到的占空比。即，通过在多个周期中执行一次开关操作(而在大负载时，以时间周期tb来执行)，可以改进无负载或轻负载时的效率。
图4示出了上述开关电源装置中的电流检测电路10的配置示例，电流检测电路10检测流经线圈L的电流水平，然后将其转换为电压值。即，电流检测电路10由p沟道MOS晶体管Tra和p沟道MOS晶体管Trb构成，其中MOS晶体管Tra的栅极和漏极分别连接到MOS晶体管Tr1的栅极和漏极，MOS晶体管Trb的漏极连接到MOS晶体管Tra的源极，其源极接收电源电势，并且栅极接收参考电势。
在这种配置中，MOS晶体管Trb用作电阻。当向MOS晶体管Tra的栅极送入与从驱动器1向MOS晶体管Tr1的栅极送入的电压相同的电压时，使MOS晶体管Tra工作。此时，MOS晶体管Tr1和Tr2的漏极连接在一起的节点处出现的电压被送入MOS晶体管Tra的漏极，并且与流经MOS晶体管Tr1的电流成正比的电流流经MOS晶体管Tra和Trb。
然后，MOS晶体管Trb的导通电阻两端的电压降表现为与正比于流经MOS晶体管Tr1的电流的电流值成正比的值，即，与流经线圈L的电流值成正比的值。如上所述，MOS晶体管Trb的导通电阻两端的电压降作为线圈L的检测电流值，出现在MOS晶体管Tra的源极和MOS晶体管Trb的漏极连接在一起的节点处，然后被送入比较器4的反相输入端。
另外，如图4所示，电阻Ra的一端连接到比较器4的反相输入端，另一端连接到MOS晶体管Tra的源极和MOS晶体管Trb的漏极连接在一起的节点，并且提供恒定电流的恒流电源11连接到比较器4的反相输入端。恒流电源11的另一端接地。以这种方式，通过将电阻Ra和恒流电源11连接在一起，由于从恒流电源11提供的恒定电流Ioff通过电阻Ra而引起的电阻Ra两端的电压降Ra×Ioff被添加作为偏移电压Voff。即，电阻Ra和恒流电源11用作电压源20。
这里，假设电源电压是Vcc，并且MOS晶体管Trb的导通电阻是Rx，并且相对于线圈L的电流值IL，流经MOS晶体管Tra的电流值是A×IL。于是，由Vcc—Rx×A×IL所给出的电压出现在MOS晶体管Tra的源极和MOS晶体管Trb的漏极连接在一起的节点处。当Vcc—Rx×A×IL所给出的电压被输出作为电流检测电路10的输出，然后送入电阻Ra的一端时，由Vcc—Rx×A×IL—Ra×Ioff(＝Vcc—Rx×A×IL—Voff)所给出的电压(该电压被赋予根据电阻Ra两端的电压降得到的偏移)被送入比较器4的反相输入端作为电压VL。
(第二实施例)
将参考附图描述本发明的第二实施例。图5是示出了该实施例的开关电源装置的内部配置的方框图。在如下对图5所示开关电源装置的描述中，与图1所示开关电源装置中起相同作用的器件和电路块以相同的标号来表示，并且不再重复对它们的详细说明。
图5所示的开关电源装置不是包括图1所示的开关电源装置中所设置的电压源20，而是包括电压源20a，用于添加根据比较器4的输出可切换的偏移电压Vxoff。即，当流经线圈L的电流值IL转换为电压值VL，然后输入到比较器4的反相输入端时，向其加入来自电压源20a的偏移电压Vxoff。此时，当比较器4的输出变为高电平时，来自电压源20a的偏移电压Vxoff的值变为Vhoff(例如，30mV)；当比较器4的输出变为低电平时，来自电压源20a的偏移电压Vxoff的值变为Vloff(例如，20mV)。偏移电压Vhoff和偏移电压Vloff之间的关系是Vhoff>Vloff。
在如上配置的开关电源装置中，下面首先描述在大负载连接到输出端OUT(线圈L和电容器C连接在一起的节点)时所执行的操作。该开关电源装置以与第一实施例的开关电源装置(图1)相同的方式工作，除了在来自电压源20a的偏移电压Vxoff根据比较器4的输出进行切换时切换电压VL的值。因此，在下面的描述中，将重点放在比较器4的输出切换时所执行的操作上。对于其他电路块的操作，可以参考第一实施例的描述。
图6示出了该实施例的开关电源装置的相关部分的信号转变的转变图。与第一实施例的情况相同，当电流从MOS晶体管Tr1流向线圈L，并因此流经线圈L的电流值IL增加时，如图6(a)所示，向比较器4的反相输入端输入的电压VL减小，如图6(b)所示。如图6(b)所示，如果在从振荡器6接收到高电平时钟信号之后经过时间ta时电压VL变为低于从电平移动器3向比较器4的非反相输入端输入的电压Vth，则从比较器4输出高电平信号，如图6(e)所示。
结果，因为来自电压源20a的偏移电压Vxoff从电压值Vloff切换为电压值Vhoff，所以向比较器4的反相输入端输入的电压VL的电压值减小Vhoff—Vloff，如图6(b)所示。另一方面，如图6(c)所示，来自RS触发器5的信号变为低电平，由此驱动器1使MOS晶体管Tr1截止，并使MOS晶体管Tr2导通。结果，流经线圈L的电流值IL减小，如图6(a)所示，并且向比较器4的反相输入端输入的电压VL增加，如图6(b)所示。
此后，当电压VL变为高于从电平移动器3向比较器4的非反相输入端输入的电压Vth时，如图6(b)所示，从比较器4输出低电平信号，如图6(e)所示。结果，来自电压源20a的偏移电压Vxoff从电压值Vhoff切换为电压值Vloff，由此向比较器4的反相输入端输入的电压VL的电压值增加Vhoff—Vloff，如图6(b)所示。以这种方式，每当来自比较器4的信号切换时，执行电压源20a的偏移电压Vxoff的切换操作。
如第一实施例的情况，同样在该实施例中，当如上所述连接大负载时，通过检测流经线圈L的电流IL所得到的电压远高于来自电压源20a的偏移电压Vxoff。即，作为偏移电压Vxoff所添加的电压值Vhoff和Vloff落入其对输入到比较器4反相输入端的电压VL的影响小到足以忽略的电压范围内。
类似地，将参考图7描述在没有负载或轻负载连接到输出端OUT时所执行的操作。同样在这种情况下，操作与第一实施例的开关电源装置(图1)的操作相同，除了来自电压源20a的偏移电压Vxoff的值根据比较器4的输出来切换。因此，在下面的描述中，将重点放在比较器4的输出切换时所执行的操作。对于其他电路块的操作，可以参考第一实施例的描述。
与第一实施例的情况相同，如图7(e)所示，当比较器4输出高电平时，MOS晶体管Tr1截止，且MOS晶体管Tr2导通，因此没有电流流过线圈L，如图7(a)所示。结果，来自电压源20a的偏移电压Vxoff的值变为Vhoff，并且如图7(b)所示，向比较器4的反相输入端送入的电压VL变为Vcc—Vhoff所给出的值，该值是通过使电源电压Vcc下降偏移电压Vhoff得到的。此时，如图7(b)所示，从电平移动器3输出的电压Vth高于电压VL(＝Vcc—Vhoff)。
因此，如图7(d)所示，即使以时间周期tb的间隔从振荡器6输出高电平时钟信号，RS触发器5继续输出低电平输出信号，如图7(c)所示，因为从比较器4向RS触发器5的复位端输入高电平信号，如图7(e)所示。同时，输出端OUT的输出电压减小，从电平移动器3输出的电压Vth的电压值逐渐减小，如图7(b)所示，并且从电平移动器3输出的电压Vth变为低于电压VL(＝Vcc—Vhoff)。
此时，如图7(e)所示，从比较器4输出低电平信号。因此，来自电压源20a的偏移电压Vxoff的值变为Vloff，如图7(b)所示，向比较器4的反相输入端送入的电压VL变为Vcc—Vloff所给出的值，该值是通过使电源电压Vcc下降偏移电压Vloff得到的。以这种方式，如果从振荡器6输出高电平时钟信号，如图7(d)所示，在来自比较器4的信号切换到低电平之后，来自RS触发器5的信号切换为高电平，如图7(c)所示。
结果，因为电流开始流过线圈L，如图7(a)所示，流经线圈L的电流IL使得向比较器4的反相输入端输入的电压VL下降，如图7(b)所示。当电压VL变为低于来自电平移动器3的电压Vth时，如图7(b)所示，来自比较器4的信号切换到高电平，如图7(e)所示，因此来自RS触发器5的信号变为低电平，如图7(c)所示。另一方面，因为来自电压源20a的偏移电压Vxoff切换为Vhoff，所以向比较器4的反相输入端输入的电压VL减小Vhoff—Vloff。
如上所述，因为来自RS触发器5的信号变为低电平，所以流经线圈L的电流值IL减小，如图7(a)所示，并且电压VL增加到Vcc—Vhoff，如图7(b)所示。此时，释放线圈L中所储存的能量，由此电容器C被充电，因此来自输出端OUT的输出电压增加。结果，如图7(b)所示，来自电平移动器3的电压Vth增加。此后，电容器C被再次放电，由此来自输出端OUT的输出电压减小。以这种方式，重复前述操作。
当在上述开关电源装置中结合了具有第一实施例中图4所示配置的电流检测电路10时，电流检测电路10和比较器4之间的连接关系如图8所示。在这种情况下，如图8所示，用于添加偏移电压Voff的电阻Ra被可变电阻Rb代替，该可变电阻Rb可以根据比较器4的输出切换电阻值。即，可变电阻Rb和恒流电源11构成电压源20a。其他电路块与图4中相同。
利用这种配置，根据比较器4的输出，按照如下方式切换可变电阻Rb的电阻值：在比较器4的输出变为高电平时得到的电阻值变为大于在比较器4的输出变为低电平时得到的电阻值。结果，根据比较器4的输出，切换由于可变电阻Rb两端的电压降而出现的偏移电压Vxoff。除了可变电阻Rb所执行的电阻值切换操作之外的其他操作与第一实施例中相同，因此不重复对它们的详细描述。对于这些操作，可以参考第一实施例的描述。
如该实施例中所述，通过根据比较器4的输出，切换要向指示线圈L的检测电流的电压值加入的偏移电压，来使该偏移电压滞后，可以使比较器4比第一实施例更可靠地输出时钟信号。这有助于防止RS触发器5的误操作。
(第三实施例)
将参考附图描述本发明的第三实施例。图9是示出了该实施例的开关电源装置的内部配置的方框图。在如下对图9所示开关电源装置的描述中，与图1所示开关电源装置中起相同作用的器件和电路块以相同的标号来表示，并且不再重复对它们的详细说明。
图9所示的开关电源装置与图1所示的开关电源装置的区别在于：从振荡器6输入用于执行斜率补偿的、时间周期为tb的斜率补偿信号，并且在比较器4的反相输入端和电压源20之间设置电压值根据斜率补偿信号改变的电压源21。因此，当流经线圈L的电流值IL转换为电压值VL，然后输入到比较器4的反相输入端时，向其加入了偏移电压Voff和斜率补偿电压Vslope。如上所述，该实施例的操作与第一实施例的操作相同，除了向比较器4的反相输入端送入的电压值VL不同于第一实施例。因此，在下面的描述中，将重点放在向比较器4的反相输入端送入的电压值VL和斜率补偿电压Vslope之间的关系上。对于其他电路块，可以参考第一实施例的描述。
在如上配置的开关电源装置中，下面首先描述在大负载连接到输出端OUT(线圈L和电容器C连接在一起的节点)时所执行的操作。该开关电源装置以与第一实施例的开关电源装置(图1)相同的方式工作，除了电压VL的值根据斜率补偿电压Vslope改变。即，从根据线圈L的检测电流IL(检测电流IL如图10(a)所示)得到的电压值减去来自电压源21的斜率补偿电压Vslope(斜率补偿电压Vslope如图10(f)所示变化)和来自电压源20的偏移电压Voff，由此向比较器4的反相输入端输入图10(b)所示的电压VL。
此时，从振荡器6输出以时间周期tb的间隔变为高电平的时钟信号以及与该时钟信号具有相同时间周期tb的斜率补偿信号。因此，如图10(f)所示，在时间周期tb期间，来自电压源21的斜率补偿电压Vslope逐渐增加，并且在达到最大值VSmax(例如，20mV)之后，其减小，直至达到最小值0。如图10(c)和10(f)所示，在斜率补偿电压Vslope从最大值VSmax减小为最小值0之后，从振荡器6输出时钟信号。如上所述，来自电压源21的斜率补偿电压Vslope以时间周期tb的间隔，以大致为三角波的形状改变，如图10(f)所示。
来自电压源21的斜率补偿电压Vslope如图10(f)所示改变。结果，当如图10(c)所示RS触发器5输出高电平时，电压VL的改变速率大于第一实施例中的改变速率，如图10(b)所示。另一方面，当如图10(c)所示RS触发器5输出低电平时，电压VL的改变速率小于第一实施例中的改变速率，如图10(b)所示。当如图10(d)所示从振荡器6输出时钟信号，并且如图10(c)所示RS触发器5的输出从低电平切换到高电平时，来自电压源21的斜率补偿电压Vslope的值从VSmax改变为零，如图10(f)所示。结果，电压VL增加电压值VSmax，如图10(b)所示。
类似地，将参考图11描述在没有负载或轻负载连接到输出端OUT时所执行的操作。同样在这种情况下，操作与第一实施例的开关电源装置(图1)的操作相同，除了电压VL的值根据斜率补偿电压Vslope改变。即，从根据线圈L的检测电流IL(检测电流IL如图11(a)所示)得到的电压值减去来自电压源21的斜率补偿电压Vslope(斜率补偿电压Vslope如图11(f)所示变化)和来自电压源20的偏移电压Voff，由此向比较器4的反相输入端输入图11(b)所示的电压VL。另外，图11(f)所示的、来自电压源21的斜率补偿电压Vslope以与图10(f)相同的方式改变。
与第一实施例的情况相同，如图11(e)所示，当比较器4输出高电平时，MOS晶体管Tr1截止，且MOS晶体管Tr2导通，因此没有电流流过线圈L，如图11(a)所示。结果，向比较器4的反相输入端送入的电压VL变为Vcc—Voff—Vslope所给出的值，该值是通过使电源电压Vcc下降来自电压源20的偏移电压Voff和来自电压源21的斜率补偿电压Vslope(斜率补偿电压Vslope如图11(f)所示)得到的。此时，如图11(b)所示，从电平移动器3输出的电压Vth高于电压VL(＝Vcc—Voff—Vslope)。
因此，如图11(d)所示，即使以时间周期tb的间隔从振荡器6输出高电平时钟信号，RS触发器5继续输出低电平输出信号，如图11(c)所示，因为从比较器4向RS触发器5的复位端输入高电平信号，如图11(e)所示。同时，输出端OUT的输出电压减小，并且从电平移动器3输出的电压Vth的电压值逐渐减小，如图11(b)所示。
当如图11(f)所示来自电压源21的斜率补偿电压Vslope从最大值VSmax减小为最小值零时，就在如图11(c)所示从振荡器6输出时钟之前，从电平移动器3输出的电压Vth变为低于电压VL，如图11(b)所示。即，当通过从Vcc—Voff—VSmax改变为Vcc—Voff增加向比较器4的反相输入端送入的电压VL的值时，如图11(b)所示，电压Vth变为低于Vcc—Voff所给出的电压值。
此时，如图11(e)所示，从比较器4输出低电平信号，并且在斜率补偿电压Vslope从最大值VSmax减小为最小值零后，立即从振荡器6输出高电平时钟信号，如图11(d)所示。因此，在向RS触发器5的复位端输入低电平信号之后向其置位端输入高电平信号，由此来自RS触发器5的信号切换为高电平，如图11(c)所示。另一方面，在斜率补偿电压Vslope达到最小值0时，其再次逐渐增加，如图11(f)所示。因此，如图11(b)所示，当斜率补偿电压Vslope增加时，向比较器4的反相输入端输入的电压VL减小。
此时，因为来自RS触发器5的信号变为高电平，所以电流开始流过线圈L，如图11(a)所示，并且流经线圈L的电流IL使得向比较器4的反相输入端输入的电压VL下降，如图11(b)所示。当电压VL变为低于来自电平移动器3的电压Vth时，如图11(b)所示，来自比较器4的信号切换到高电平，如图11(e)所示。结果，来自RS触发器5的信号变为低电平，如图11(c)所示。
如上所述，因为来自RS触发器5的信号变为低电平，所以流经线圈L的电流值IL减小，如图11(a)所示。结果，电压VL增加，并变为Vcc—Voff—Vslope，如图11(b)所示。此时，释放线圈L中所储存的能量，由此电容器C被充电，因此来自输出端OUT的输出电压增加，并且来自电平移动器3的电压Vth增加，如图11(b)所示。此后，电容器C被再次放电，由此来自输出端OUT的输出电压减小。以这种方式，重复前述操作。
当在上述开关电源装置中结合了具有第一实施例中图4所示配置的电流检测电路10时，电流检测电路10和比较器4之间的连接关系如图12所示。在这种情况下，如图12所示，电流源21包括：n沟道MOS晶体管Trx，漏极连接到电阻Ra和恒流电源11连接在一起的节点；MOS晶体管Try，栅极和漏极连接到MOS晶体管Trx的栅极；MOS晶体管Trz，漏极连接到MOS晶体管Try的源极；电阻Rc，连接到MOS晶体管Trx的源极；电容器C1，连接到MOS晶体管Try的源极；和恒流电源12，连接到MOS晶体管Try的漏极。其他电路块与图4中相同。
利用这种配置，向恒流电源12施加电源电势，电容器C1和电阻Rc的另一端分别接地，并且来自振荡器6的时钟信号输入到MOS晶体管Trz的栅极。此时，电流源21生成的电压Vslope是根据Ra×Islope所给出的电压降得到的，该电压降是由于电流Islope通过MOS晶体管Trx而引起的电阻Ra两端的电压降。另一方面，与第一实施例的情况一样，电流源20生成的电压Voff是根据Ra×Ioff所给出的电压降得到的，该电压降是由于电流Ioff通过恒流电源11而引起的电阻Ra两端的电压降。
即，当向MOS晶体管Trz的栅极输入高电平时钟信号时，MOS晶体管Trz导通。结果，电容器C1被放电，因此MOS晶体管Try的源极电压减小，并且MOS晶体管Trx和Try的栅极电压减小。因此，流经MOS晶体管Trx的电流值Islope减小，由此由于电流Islope通过MOS晶体管Trx而引起的电阻Ra两端的电压降Vslope(＝Ra×Islope)减小。
当来自振荡器6的信号变为低电平时，MOS晶体管Trz截止。结果，电容器C1被充电，因此MOS晶体管Try的源极电压逐渐增加，并且MOS晶体管Trx和Try的栅极电压逐渐增加。因此，流经MOS晶体管Trx的电流值Islope逐渐增加，由此由于电流Islope通过MOS晶体管Trx而引起的电阻Ra两端的电压降Vslope(＝Ra×Islope)增加。
如上所述，斜率补偿电压Vslope出现在电阻Ra两端，并且将该斜率补偿电压Vslope加到向比较器4的反相输入端输入的电压VL中。即，假设电源电压是Vcc，MOS晶体管Trb的导通电阻是Rx，并且相对于线圈L的电流值IL，流经MOS晶体管Tra的电流值是A×IL。于是，由Vcc—Rx×A×IL—(Ioff+Islope)×Ra(＝Vcc—Rx×A×IL—Voff—Vslope)所给出的电压(该电压被赋予根据电阻Ra两端的电压降得到的偏移)被送入比较器4的反相输入端作为电压VL。
如该实施例中所述，向指示线圈L的检测电流的电压值加上斜率补偿电压提供了如下优点。在大负载时，可以减小占空比(即，MOS晶体管Tr1导通的持续时间的比例)增加时线圈L中出现的电流变化，这使得可以减小分频振荡。另一方面，在轻负载或无负载时，可以使比较器4与时钟信号的接收相同步地输出低电平，实现了比第一实施例更有效的操作。
与第一实施例的情况一样，该实施例涉及其中由电压源20添加恒定偏移电压Voff的示例。然而，如第二实施例中一样，可以设置根据比较器4的输出切换偏移电压Vxoff的电压源20a。利用电压源20a，通过切换偏移电压Vxoff来将其滞后，如第二实施例的情况一样，可以使比较器4比传统上更可靠地输出时钟信号。这有助于防止RS触发器5的误操作。
上述实施例涉及递减开关电源装置。然而，也可以采用如图13A所示进行配置的升压开关电源装置或者如图13B所示进行配置的反相开关电源装置。需要注意，虽然图13A和13B分别示出了应用于第一实施例的开关电源装置的升压和反相开关电源装置的配置，但是该升压和反相开关电源装置也可以应用于第二或第三实施例的开关电源装置。
即，图13A所示的升压开关电源装置包括：线圈L，在其一端接收电源电势；n沟道MOS晶体管Trn，其漏极连接到线圈L的另一端，并且由驱动器1a控制；二极管D，其正极连接到MOS晶体管Trn的漏极；以及电容器C，其一端连接到二极管D的负极。流经线圈L或MOS晶体管Trn的电流作为电压值反馈到比较器4的反相输入端。此时，由电压源20向其加上偏移电压Voff。
另一方面，图13B所示的反相开关电源装置包括：线圈L，其一端接地；p沟道MOS晶体管Trp，其漏极连接到线圈L的另一端，并且由驱动器1b控制；二极管D，其负极连接到MOS晶体管Trp的漏极；以及电容器C，其一端连接到二极管D的正极。流经线圈L或MOS晶体管Trp的电流作为电压值反馈到比较器4的反相输入端。此时，由电压源20向其加上偏移电压Voff。
上述实施例涉及其中使相关电路块根据电源电势工作的情况；实际上，可以使它们根据地电势工作。在这种情况下，虽然必须反转相关电路块的极性，但是可以基本配置相关电路块，以具有与上述实施例相同的配置。另外，上述实施例涉及其中来自差分放大器的输出经过电平移动器输入到比较器的情况。然而，来自差分放大器的输出可以直接输入到比较器，而不必涉及电平移动器。
工业应用性
本发明的开关电源装置可以应用于移动设备，例如移动电话或移动终端设备，并且在这些移动设备中，其用作对来自可再充电电池的电压进行变压然后将其送入其他电路布置的开关电源装置。通过如本发明中一样配置开关电源装置，当由于关闭移动设备的其他电路布置，负载条件进入轻负载或无负载状况时，可以使开关电源装置高效工作，由此减小功耗。

Claims (4)

1.一种开关电源装置，包括：
开关器件，用于执行开/关操作；
控制电路，用于控制开关器件的开/关；
线圈，流经该线圈的电流水平由开关器件控制；
电容器，与线圈相连，并且与线圈一起执行整流；以及
振荡器，用于以固定时间周期间隔向控制电路输出振荡信号以接通开关器件，
其中，开关电源装置从电容器和线圈连接在一起的节点输出输出电压，
开关电源装置包括：
电流检测部分，用于检测流经线圈的电流值，将检测到的电流值转换为电压值，然后输出如此得到的电压值，作为电流检测电压；
第一电压源，用于向来自电流检测部分的电流检测电压加上具有恒定电位的偏移电压；
第二电压源，用于将具有与来自振荡器的振荡信号相同的时间周期的斜率补偿波形叠加在从电流检测部分输出的电流检测电压上；
差分放大器，用于输出与输出电压经电阻分压而获得的电压和参考电压之间的差相等的差分电压；
电平移动器，用于转换从差分放大器输出的差分电压的电平；以及
比较器，用于比较由第一电压源加上了偏移电压并由第二电压源叠加上斜率补偿波形的电流检测电压与由电平移动器转换了电平的差分电压，
其中，如果控制电路根据来自比较器的输出信号，发现由第一电压源加上了偏移电压并由第二电压源叠加上斜率补偿波形的电流检测电压的幅度大于由电平移动器转换了电平的差分电压，则使来自振荡器的振荡信号无效，并断开开关器件，
其中控制电路包括：
触发器电路，具有置位端子和复位端子，来自振荡器的振荡信号输入到置位端子，来自比较器的输出输入到复位端子；以及
驱动器，用于根据来自触发器电路的输出，控制开关器件的开/关。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，
其中，从第一电压源送入的偏移电压根据比较器所执行的比较的结果而改变。
3.根据权利要求1所述的开关电源装置，
其中，电流检测部分包括：
检测器晶体管，具有第一电极、第二电极和控制电极，其中第一电极与开关器件的输出侧相连，以及将要从控制电路送入开关器件的信号输入控制电极中；和
电阻，一端与检测器晶体管的第二电极相连，而另一端接收直流电压，
其中检测器晶体管的第二电极处出现的电压用作电流检测电压。
4.一种移动设备，包括根据权利要求1至3之一所述的开关电源装置。
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107786087A (zh) * 2016-08-26 2018-03-09 三星电子株式会社 开关稳压器及其控制电路和控制方法

Families Citing this family (35)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP1935083A4 (en) * 2005-10-09 2010-11-17 System General Corp SWITCHING CONTROL CIRCUIT HAVING STOPPING MODULATION FOR IMPROVING THE EFFICIENCY OF A PRIMARY COORDINATED POWER SUPPLY
JP4936315B2 (ja) * 2005-11-08 2012-05-23 ルネサスエレクトロニクス株式会社 スイッチング電源装置と半導体集積回路装置
JP4686745B2 (ja) * 2006-06-05 2011-05-25 トレックス・セミコンダクター株式会社 スイッチング電源回路
US7576527B1 (en) 2006-07-20 2009-08-18 Marvell International Ltd. Low power DC-DC converter with improved load regulation
US8278889B2 (en) * 2007-05-30 2012-10-02 Texas Instruments Incorporated Adaptive rectifier architecture and method for switching regulators
US7609069B2 (en) * 2007-10-31 2009-10-27 Kelsey-Hayes Company Method to detect shorted solenoid coils
US7804345B2 (en) * 2008-01-15 2010-09-28 Omnivision Technologies, Inc. Hybrid on-chip regulator for limited output high voltage
JP5130944B2 (ja) * 2008-02-14 2013-01-30 ミツミ電機株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータおよび電源制御用半導体集積回路
JP5322499B2 (ja) * 2008-05-23 2013-10-23 ローム株式会社 スイッチング電源装置および携帯機器
US8068356B2 (en) * 2008-05-28 2011-11-29 Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. Low power one-shot boost circuit
JP5151830B2 (ja) * 2008-09-08 2013-02-27 株式会社リコー 電流モード制御型ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP5405891B2 (ja) * 2009-05-08 2014-02-05 スパンション エルエルシー 電源装置、制御回路、電源装置の制御方法
US8080986B2 (en) * 2009-08-26 2011-12-20 National Taipei University Technology Driving control device and method for power converting system
US7956651B2 (en) * 2009-09-10 2011-06-07 Semiconductor Components Industries, Llc Method for detecting a current and compensating for an offset voltage and circuit
JP5577961B2 (ja) 2010-08-30 2014-08-27 富士通株式会社 スイッチング素子補償回路
JP5703671B2 (ja) * 2010-10-05 2015-04-22 富士通セミコンダクター株式会社 電源コントローラ、および電子機器
TW201218631A (en) * 2010-10-19 2012-05-01 Analog Integrations Corp Bootstrap circuit without a regulator and a diode
CN102035409B (zh) * 2010-12-13 2013-03-20 成都成电硅海科技股份有限公司 开关电源控制芯片
TW201240341A (en) * 2011-03-17 2012-10-01 Anpec Electronics Corp Zero current detecting circuit and related synchronous switching power converter
JP5902401B2 (ja) * 2011-05-31 2016-04-13 サイプレス セミコンダクター コーポレーション 電源装置、制御回路、電子機器及び電源の制御方法
JP5975648B2 (ja) * 2012-01-11 2016-08-23 ローム株式会社 スイッチングレギュレータ及びその制御方法
JP2014027719A (ja) * 2012-07-24 2014-02-06 Toshiba Tec Corp 電子機器およびプリンタ
FR2996700B1 (fr) * 2012-10-05 2015-12-04 Technoboost Convertisseur courant continu/courant continu pour un vehicule
US9099924B2 (en) * 2012-12-11 2015-08-04 Analog Devices, Inc. Target voltage generator for a DC to DC converter, a combination of a target voltage generator and a DC to DC converter, and a method of operating a DC to DC converter
US8988059B2 (en) 2013-01-28 2015-03-24 Qualcomm Incorporated Dynamic switch scaling for switched-mode power converters
JP6196834B2 (ja) * 2013-08-01 2017-09-13 ローム株式会社 スイッチング電源制御回路
JP6403973B2 (ja) 2014-04-01 2018-10-10 ローム株式会社 スイッチングレギュレータ
TWI559111B (zh) * 2014-06-26 2016-11-21 群聯電子股份有限公司 切換式穩壓器控制電路及穩定輸出電氣訊號方法
US9780648B2 (en) 2014-08-30 2017-10-03 Ixys Corporation Synchronous sensing of inductor current in a buck converter control circuit
TWI560984B (en) * 2015-04-16 2016-12-01 Anpec Electronics Corp Zero current detecting circuit and related synchronous switching power converter and method
JP6558977B2 (ja) * 2015-06-24 2019-08-14 ローム株式会社 スイッチング電源装置
JP6815127B2 (ja) * 2015-09-08 2021-01-20 ローム株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ、スイッチング電源装置
US10158289B2 (en) 2016-11-07 2018-12-18 Rohm Co., Ltd. DC/DC converter
JP7000804B2 (ja) * 2017-11-13 2022-01-19 Tdk株式会社 電源装置
JP7103308B2 (ja) * 2019-06-13 2022-07-20 株式会社明電舎 絶縁性ｄｃ／ｄｃコンバータの動作監視装置

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4672518A (en) * 1986-07-30 1987-06-09 American Telephone And Telegraph Co., At&T Bell Labs Current mode control arrangement with load dependent ramp signal added to sensed current waveform
US4837495A (en) * 1987-10-13 1989-06-06 Astec U.S.A. (Hk) Limited Current mode converter with controlled slope compensation
US5481178A (en) * 1993-03-23 1996-01-02 Linear Technology Corporation Control circuit and method for maintaining high efficiency over broad current ranges in a switching regulator circuit
JP2858520B2 (ja) 1993-03-26 1999-02-17 富士通電装株式会社 力率改善平滑回路
JPH10313572A (ja) * 1997-05-09 1998-11-24 Toyota Autom Loom Works Ltd スイッチングレギュレータ制御方式
JPH1175367A (ja) 1997-08-29 1999-03-16 Toyota Autom Loom Works Ltd Ｄｃ／ｄｃコンバータ
US6064187A (en) * 1999-02-12 2000-05-16 Analog Devices, Inc. Voltage regulator compensation circuit and method

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN107786087A (zh) * 2016-08-26 2018-03-09 三星电子株式会社 开关稳压器及其控制电路和控制方法

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