JP2017070172A - 電源装置および画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電流共振型の電源装置における従来のバースト動作では、二次側への電力供給に寄与しない無為な発振動作期間が長く、軽負荷時の効率特性が不十分であった。【解決手段】電流共振型スイッチング電源を備え、連続的に発振する第１のモード又は発振動作の実行と発振動作の停止を繰り返す第２のモードで動作する電源装置であって、入力電圧を一次側に入力し、前記一次側に入力された入力電圧とは異なる電圧を二次側より出力する、電流共振回路を含むトランスと、前記トランスに対して発振動作を行う発振手段と、前記発振手段の発振動作を制御するための制御信号を出力する制御手段と、前回の発振終了時の電圧値を保持する保持手段と、を有する。前記制御手段は、前記第２モードにおいて、二次側の出力電圧に基づいて、前記発振手段の発振の停止と開始を制御し、前記発振手段は、発振開始時または発振開始の初期の発振周波数を、前記保持手段に保持された前回の発振終了時の電圧値に基づいて制御する。【選択図】 図２

Description

本発明は、電源装置および画像形成装置に関し、特に、電流共振型スイッチング電源を含む電源装置および画像形成装置に関する。

大電力供給時に高い電圧変換効率が得られる電流共振型（ＬＬＣ方式）スイッチング電源が広く使われている。特許文献１には、この電流共振型スイッチング電源をベースとしてバーストモードを備える構成が開示されている。また、特許文献１では、バーストモードにおいて発振開始時のソフトスタート時間を通常起動におけるそれよりも短くし、また、二次側の電圧に基づいて、あるいは二次側からのフィードバック信号を二つの閾値で評価することにより、バースト動作を行う。

電流共振型スイッチング電源では、負荷の多寡に関わらず発振動作中には所定量の自己消費が生じる。そこで、電流共振型スイッチング電源では、まずバースト動作を励起し、そしてバースト周期に対する発振動作期間の時間比率を小さくすることで、負荷電力量に対する自己消費電力量の比率を下げ、軽負荷時の効率を改善するようにしている。なお、通常起動時と同じくバースト動作中の発振開始時においても、ソフトスタートの導入は素子ストレスとオーバーシュートの抑制に有効である。ここで、電流共振型スイッチング電源におけるソフトスタートとは、具体的には、高い周波数で発振を開始してから徐々に周波数を低下させる動作のことである。

特許文献１では、バーストモードにおけるソフトスタート時間を通常起動におけるそれと比べて短くすることで、前述の時間比率をより小さくしている。

特許第５１７９８９３号公報

特許文献１では、依然として二次側への電力供給に寄与していない発振動作期間が相当量残存し、バースト動作における効率向上には改善の余地がある。この二次側への電力供給に寄与しない発信動作期間は、即ち、二次側の電圧低下を検知してから電力供給を開始するまでの時間遅れであり、結果的に出力電圧精度を低下させていた。

上記課題を解決するために本願発明は以下の構成を有する。すなわち、電流共振型スイッチング電源を備え、連続的に発振する第１のモード又は発振動作の実行と発振動作の停止を繰り返す第２のモードで動作する電源装置であって、入力電圧を一次側に入力し、前記一次側に入力された入力電圧とは異なる電圧を二次側より出力する、電流共振回路を含むトランスと、前記トランスに対して発振動作を行う発振手段と、前記発振手段の発振動作を制御するための制御信号を出力する制御手段と、前回の発振終了時の電圧値を保持する保持手段と、を有し、 前記制御手段は、前記第２モードにおいて、二次側の出力電圧に基づいて、前記発振手段の発振の停止と開始を制御し、前記発振手段は、発振開始時または発振開始の初期の発振周波数を、前記保持手段に保持された前回の発振終了時の電圧値に基づいて制御する。

本願発明によれば、二次側への電力供給に寄与しない発振動作期間を大幅に短縮することができ、その結果、バースト動作における効率が向上する。また、応答性が速まって出力電圧精度が向上する。

第一の実施形態に係る電源装置の構成例を示す図。 第一の実施形態に係る電流電圧変換制御部の構成例を示す図。 バーストモードにおけるフローチャートを示す図 第一の実施形態に係る動作波形を示す図。 第二の実施形態に係る電流電圧変換制御部の構成例を示す図。 第二の実施形態に係る動作波形を示す図。 第三の実施形態に係る電流電圧変換制御部の構成例を示す図。 第四の実施形態に係る電流電圧変換制御部の構成例を示す図。 第四の実施形態に係る電流共振型スイッチング電源の発振周期と二次側出力電圧の関係を示す図。 本発明に係る画像形成装置に含まれる記録装置の外観斜視図。 本発明に係る電源装置を画像形成装置に適用した場合の回路構成の例を示す図。 本発明に係る画像形成装置における動作フローを示す図。

＜第一の実施形態＞
［電源装置の構成］
図１は、本発明の第一の実施形態に係る構成例を示す図である。図１に基づいて、本実施形態に係る電源装置１０１全体の構成例について説明する。

図１中、電源装置１０１は、ＡＣ入力部１、整流部２、発振部３、駆動部４、電流共振回路を含むトランス（以降は単にトランスと表記）５、二次側整流器６、および二次側コンデンサ７を含む。更に電源装置１０１は、第１の基準電圧源８、第２の基準電圧源９、エラーアンプ１０、第１のフォトカプラ１１、第１のコンパレータ１２、および第２のコンパレータ１３である。更に電源装置１０１は、ラッチ回路１４、第２のフォトカプラ１５、第３のフォトカプラ１６、電流電圧変換制御部１７、二次側出力電圧１８、および二次側出力端子に接続された負荷１９を含む。

次に各構成要素について詳細（動作）を説明する。ＡＣ入力部１は、一般に配電される一次交流電圧（例えば日本国内ではＡＣ１００Ｖ（５０Ｈｚ／６０Ｈｚ）を受ける。ＡＣ入力部１には、図示しないが、安全確保のためのヒューズや、ノイズフィルタ、突入電流緩和回路などを併用する。整流部２は、本実施形態ではダイオードブリッジを有し、交流電圧を整流し、一次側電解コンデンサを併用して平滑化されたＤＣ電圧（直流電圧）を得る。

発振部３は、電流電圧変換制御部１７から出力された発振制御電圧に応じて自身の発振周波数を制御しつつ、発振および発振停止の動作を行う。ここでは一事例として、発振部３において、制御電圧が０．５Ｖ未満では発振が停止し、０．５Ｖ時に最高周波数で発振を開始し、０．５Ｖから５Ｖへと上昇するにつれて発振周波数が最低周波数へと徐々に低下するものとする。同じく一事例として、発振部３において、最高周波数は３３３ＫＨｚ、最低周波数は３３ＫＨｚであるとする。

駆動部４は、発振部３の出力に応じて、整流部２で得た出力ＤＣ電圧をスイッチングしながら後段のトランス５に印加する。電流共振型の構成と動作については公知であるため、ここでは簡単な説明に留める。駆動部４は、ハイサイドとローサイドの二つの電流スイッチを有し、貫通電流を防止するための適切なデッドタイムを設けて排他的に電流スイッチがオンオフされる。ハイサイドスイッチがオンの時は、上記のＤＣ電圧をトランス５に印加し、ローサイドスイッチがオンの時はトランス５には０Ｖを印加する。

トランス５は、電流共振用の直列コンデンサとトランスを有し、該トランスは、適切に設計されたリーケージインダクタンスを有する。二次側整流器６は、トランス５の二次側巻き線に生じる交流出力を整流する。本実施形態では、二次側整流器６は、逆電圧が比較的低いことから低損失なショットキーダイオードを使用し、両波整流を行う。二次側コンデンサ７は、二次側整流器６で整流された出力を平滑化する。また、発振部３の発振が停止しているときは、二次側コンデンサ７の放電によって、負荷電流が賄われる。二次側出力電圧１８は、電流共振型の特性として、整流部２で得た出力ＤＣ電圧に比例し、また、使用される誘導性周波数領域内において発振周波数が低くなるほど高くなる。

第１の基準電圧源８は、通常モード時の二次側出力電圧１８の目標値と、バーストモード時の二次側出力電圧１８の上限値となる電圧を生成する。第１の基準電圧源８により生成される出力電圧は、一例として、ここでは３０Ｖである。第２の基準電圧源９は、第１の基準電圧源８の出力電圧より低く設定され、バーストモード時の二次側出力電圧１８の下限値となる電圧を生成する。第２の基準電圧源９により生成される出力電圧は、一例として、ここでは２９Ｖである。なお、本明細書において、通常モードを「第一のモード」、バーストモードを「第二のモード」とも記載する。ここで、通常モードとは、連続的に発振するモードである。一方、バーストモードとは、発振器が、一定時間の発振動作の実行と発振動作の停止を繰り返すことで供給電力を制御するモードである。バーストモードは、通常モードと比較して電力消費量が少ないモードである。

エラーアンプ１０は、二次側出力電圧１８と第１の基準電圧源８との差分を演算し、適切なフィルタ特性をかけて電流出力する。二次側出力電圧１８が第１の基準電圧源８の出力電圧よりも高まるほど、エラーアンプ１０の電流出力は増大するように構成される。

第１のフォトカプラ１１は、エラーアンプの１０の電流出力を受けて、電流電圧変換制御部１７に電流伝達する。第１のコンパレータ１２は、二次側出力電圧１８を第１の基準電圧源８の出力電圧と比較し、その結果をラッチ回路１４に伝達する。第１のコンパレータ１２は、二次側出力電圧１８が第１の基準電圧源８の出力電圧より高い場合にハイレベルを出力する。第２のコンパレータ１３は、二次側出力電圧１８を第２の基準電圧源９の出力電圧と比較して、その結果をラッチ回路１４に伝達する。第２のコンパレータ１３は、二次側出力電圧１８が第２の基準電圧源９の出力電圧より低い場合にローレベルを出力する。

ラッチ回路１４は、第１のコンパレータ１２の出力がハイレベルとなった時にハイレベルを保持し、第２のコンパレータ１３の出力がローレベルになった時にラッチが解除され、ローレベルとなる。また、第３のフォトカプラ１６への入力信号に相当する制御信号により、通常モード時には、無条件でラッチが解除され、ラッチ回路１４はローレベルとなる。第２のフォトカプラ１５は、ラッチ回路１４がハイレベルに保持されているときに点灯し、それに相当する電流を電流電圧変換制御部１７に伝達する。一方、ラッチ回路１４がローレベル状態の時は、第２のフォトカプラ１５は消灯し、電流０Ａを電流電圧変換制御部１７に伝達する。

第３のフォトカプラ１６は、外部からの制御信号に基づいて、通常モード時に点灯し、バーストモード時には消灯して、いずれのモードであるかを電流電圧変換制御部１７に伝達する。因みに、ＡＣ入力の投入開始時のように二次側の電源の供給源がない場合は、第３のフォトカプラ１６は必然的に消灯していて、これはバーストモードと等価な状態である。

負荷１９は、モータやアクチュエータ、画像形成手段、および、低電圧に変換する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータを一括して表している。負荷１９を構成する各要素の稼働に好適な電圧と、第１の基準電圧源８および第２の基準電圧源９の電圧値との関係については、次の通りである。即ち、通常動作時に動作すべき、例えばモータやアクチュエータ、画像形成手段は、それらの稼働に好適な電圧が第１の基準電圧源８の電圧に合致している。従って、上記の設計例の場合、負荷１９の稼働に対する好適な電圧は３０Ｖとなる。一方、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータについては、その出力電圧に依存した入力下限電圧を下回らないように第２の基準電圧源９の電圧値は設定されている。また、降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータは、バースト動作による入力電圧変動が出力に影響しない応答特性を有する。なお、一次側とは、トランスとフォトカプラを境にした入力側であり、二次側とは、トランスとフォトカプラを境にした出力側である。

［電流電圧制御部の構成］
電流電圧変換制御部１７について、図２を用いて内部構成の説明を行う。図２中、電流電圧変換制御部１７は、第１のプルアップ抵抗２１、第２のプルアップ抵抗２２、切り替えスイッチ２３、インピーダンス素子２４、コンデンサ２５、およびワンショットマルチバイブレータ２６を含む。更に電流電圧変換制御部１７は、第１のスイッチ２７、放電抵抗２８、電流源２９、電流スイッチ３０、第２のスイッチ３１、およびプルダウン抵抗３２を含む。更に電流電圧変換制御部１７は、第１の切り替え信号線３３、第２の切り替え信号線３４、および発振制御のための制御信号を出力する出力信号線３５を含む。また、電流電圧変換制御部１７は、第１〜第３のフォトカプラ１１、１５、１６、および発振部３に接続され、図１と同一の周辺要素については同一番号を付して記載している。電流電圧変換制御部１７に接続される第１〜第３のフォトカプラ１１、１５、１６はいずれも、発光部（不図示）が点灯した時に、電流電圧変換制御部１７から電荷を引き抜く方向に作用するように接続されている。

第１のプルアップ抵抗２１には第３のフォトカプラ１６が外部電流源として接続されており、バーストモード時には第３のフォトカプラ１６はオフ状態となり、第１の切り替え信号線３３上にはハイレベルが出力される。一方、通常モード時には第３のフォトカプラ１６はオン状態となり、第１の切り替え信号線３３上にはローレベルが出力される。

切り替えスイッチ２３は、第１の切り替え信号線３３の電圧レベルによって制御され、第１の切り替え信号線３３の電圧レベルがローレベルの時、即ち通常モード時にはインピーダンス素子２４を選択する。また、切り替えスイッチ２３は、第１の切り替え信号線３３の電圧レベルがハイレベルの時、即ちバーストモード時にはコンデンサ２５を選択する。インピーダンス素子２４には第１のフォトカプラ１１が外部電流源として接続されており、電流源２９と相俟って帰還ループの位相補償器として機能する。

第２のプルアップ抵抗２２には第２のフォトカプラ１５が外部電流源として接続されており、図１におけるラッチ回路１４がハイレベルの時は、第２のフォトカプラ１５はオン状態となり、第２の切り替え信号線３４上にはローレベルが出力される。一方、ラッチ回路１４がローレベルの時は、第２のフォトカプラ１５はオフ状態となり、第２の切り替え信号線３４上にはハイレベルが出力される。ワンショットマルチバイブレータ２６は第２の切り替え信号線３４の電圧レベルが、ハイレベルからローレベルに切り替わった事象、即ちラッチ回路１４がハイレベルをラッチした事象に同期して所定の時間だけハイレベルのパルス信号を発生する。第１のスイッチ２７は、ワンショットマルチバイブレータ２６の出力がハイレベルの時にオン状態となり、放電抵抗２８を介してコンデンサ２５の電荷を放電させる。

電流源２９は、電流スイッチ３０がオン状態の時に、切り替えスイッチ２３に応じてインピーダンス素子２４もしくはコンデンサ２５に電流を出力する。ただし、有限な電圧源で実現されているため、励起される電圧は或るレベルで飽和する。電流スイッチ３０は、第２の切り替え信号線３４の電圧レベルがハイレベルの時にオン状態となる。第２のスイッチ３１は、第２の切り替え信号線３４の電圧レベルがハイレベルの時にオン状態となり、切り替えスイッチ２３で選択された信号を出力信号線３５に伝達する。

プルダウン抵抗３２は出力信号線３５に接続され、第２のスイッチ３１がオフ状態の時に出力信号線３５を０Ｖに確定させるが、その抵抗値は十分に大きい。従って、第２のスイッチ３１がオン状態の時に、電流源２９とインピーダンス素子２４またはコンデンサ２５とによって機能する充電作用への影響は無視できる。出力信号線３５は発振部３に接続される。

続けて、電流電圧変換制御部１７の動作について説明する。理解を助けるため、具体的な設計例を先に示す。電流源２９の値は２００μＡであり、その出力は５Ｖで飽和する。インピーダンス素子２４はラグリード型フィルタを形成するべく１０ＫΩの抵抗と０．０２２μＦのコンデンサの直列接続によって構成される。コンデンサ２５の容量は０．１μＦである。ワンショットマルチバイブレータ２６のオン期間は１０μ秒、放電抵抗２８は８２０Ωである。プルダウン抵抗３２は２ＭΩである。

通常モード時は、第１の切り替え信号線３３の電圧レベルがローレベルとなり、また、図１のラッチ回路１４は無条件にリセットされ、第２の切り替え信号線３４の電圧レベルはハイレベルとなっている。従って、電流スイッチ３０と第２のスイッチ３１はオン状態となり、切り替えスイッチ２３は、インピーダンス素子２４を選択する。この結果、電流源２９と第１のフォトカプラ１１の出力電流の差がインピーダンス素子２４に印加され、そこに励起した電圧が出力信号線３５を介して発振部３へ発振制御電圧として出力される。

一方、バーストモード時は、第１の切り替え信号線３３の電圧レベルがハイレベルとなり、切り替えスイッチ２３は、コンデンサ２５を選択する。バーストモードにおいて第２のフォトカプラ１５がオフ状態の時は、第２の切り替え信号線３４の電圧レベルはハイレベルとなり、電流スイッチ３０と第２のスイッチ３１がともにオン状態となる。この結果、電流源２９によってコンデンサ２５が充電され、そこに励起した電圧が発振部３へ発振制御電圧として出力される。

また、バーストモードにおいて第２のフォトカプラ１５がオフ状態からオン状態に遷移すると、第２の切り替え信号線３４の電圧レベルはハイレベルからローレベルに遷移して、電流スイッチ３０と第２のスイッチ３１がともにオフ状態となる。この結果、電流源２９によるコンデンサ２５への充電は停止し、発振部３へは０Ｖが出力される。また同時にワンショットマルチバイブレータ２６が発生するパルス信号によって、コンデンサ２５の電荷が放電抵抗２８を介して所定時間にわたって放電される。コンデンサ２５は、発振終了時の電圧値、本実施形態では、第２の切り替え信号線３４がローレベルに切り替わる直前の電圧値から所定量だけ下がった電圧値を保持する。コンデンサ２５が保持する電圧値を以後、「保持電圧」と呼ぶ。

第２のフォトカプラ１５がオン状態から再びオフ状態に遷移すると、第２の切り替え信号線３４はハイレベルとなり、電流スイッチ３０と第２のスイッチ３１がともにオン状態となる。この結果、電流源２９によるコンデンサ２５への充電が再開され、そこに励起した電圧が発振部３へ出力される。ただし、この時の初期値は、上述した保持電圧となる。

上記の設計例にて、第２の切り替え信号線３４の電圧レベルがローレベルからハイレベルに遷移し、発振制御出力信号線３５の電圧が４Ｖになるまでの時間を算出すると、コンデンサ２５の電圧の初期値が０Ｖの場合、２ミリ秒かかる。しかし、４Ｖに達した直後に第２の切り替え信号線３４の電圧レベルをローレベルに保持し、再びハイレベルに切り替えた場合は、切り替わり時のワンショット放電によって低下させた０．４９Ｖを補えばよいので、０．２ミリ秒強の時間で４Ｖに到達する。つまり、０から電圧を充電させるよりも、前回の発振終了時の発振周波数に対応する電圧に対して電圧降下が起こった電圧を起点として充電を開始させることで、充電の時間を短縮することができる。

［動作説明］
電源装置１０１全体としての動作を説明する。ＡＣ入力電圧が投入されてから、電源の制御が開始されるまでの動きは次の通りである。この動きの内容をフローチャートとして図３に示す。図３では、Ｓ３０１〜Ｓ３１３の工程により、動作の流れを示している。

ＡＣ入力部１に商用電源が印加されると、後段の整流部２で平滑化された高圧のＤＣ電圧を生成する（Ｓ３０１）。ここでは図示していないが、発振部３、駆動部４の一部、および電流電圧変換制御部１７を動作させるための電源は、以下のようにして供給する。即ち、起動時には上述したＤＣ電圧から高抵抗によって起動電流を得て、それをコンデンサ（不図示）に蓄え、該コンデンサに発生した電圧が所定値以上になった際に、該コンデンサに蓄電された電荷を電源として制御動作が開始される。そして、発振部３の発振動作が正常に開始されるとトランス５に降圧された電圧が生じるため、今度はそれを整流して電流電圧変換制御部１７等の電源として使用し、ＤＣ電圧からの起動電流の経路は遮断する。

電源の制御が開始されると、まずバーストモードにて動作が行われるが、バーストモードの定常動作状態に移行するまでの動きは次の通りである。初期状態において、第１〜第３のフォトカプラ１１、１５、１６は、二次側に電源が生じていないため、いずれもオフ状態、即ち、電流電圧変換制御部１７から電流の引き込みを行わない状態である。これにより、切り替え信号線３３、３４の電圧レベルはいずれもハイレベルとなり、従って、切り替えスイッチ２３はコンデンサ２５を選択し、電流スイッチ３０と第２のスイッチ３１は共にオン状態となる。コンデンサ２５、および二次側コンデンサ７の電荷は０であり、電圧は０Ｖである。ラッチ回路１４はローレベル状態である（Ｓ３０２、Ｓ３０３）。

この初期状態から、コンデンサ２５は電流源２９からの電流によって充電され、出力信号線３５を介して制御信号として出力される発振制御電圧が０Ｖから徐々に増加する。そして、発振制御電圧が０．５Ｖに達すると、発振部３は最高周波数である３３３ＫＨｚで発振を開始する。この発振周波数においてはトランス５の二次側に励起される電圧は第１の基準電圧源８の値に対して十分小さい値である。しかし、二次側コンデンサ７の電圧の初期値は０Ｖであるため、二次側整流器６を介した充電は即時に開始され、そして、二次側出力電圧１８は０Ｖから上昇する（Ｓ３０４、Ｓ３０５）。

そして、第１の基準電圧を超えたか判定する（Ｓ３０６）。発振制御電圧が徐々に上昇して例えば２Ｖに達した時は、発振部３の発振周波数は低下して、例えば８３ＫＨｚになっている。この発振周波数の低下に伴って、トランス５の二次側に励起される電圧は相当に上昇しているが、未だ第１の基準電圧源８の値には至っておらず、ラッチ回路１４はローレベルのままである。

二次側出力電圧１８が、第１の基準電圧源８の値と略等しい値まで上昇した時点では、発振制御電圧は４．５Ｖ、発振周波数は３７ＫＨｚとなり、これは後述する通常モード時の平衡状態と略等しい。ここから更に上昇し、二次側出力電圧１８が第１の基準電圧源８の値を超えた瞬間、第１のコンパレータ１２がハイレベルを出力し、ラッチ回路１４はセットされ、ハイレベル出力に切り替わる（Ｓ３０６にてＹＥＳ）。この場合、第２のフォトカプラ１５の出力電流によって第２の切り替え信号線３４の電圧レベルがハイレベルからローレベルに遷移し、第２のスイッチ３１がオフ状態となり、発振制御電圧は０Ｖになる（Ｓ３０７、Ｓ３０９）。この発振制御電圧を受けて発振部３は発振を停止し、その結果、二次側出力電圧１８の上昇は止まる。

この第２の切り替え信号線３４の電圧レベルの反転と同時に、ワンショットマルチバイブレータ２６が単パルスを発生し、コンデンサ２５の電圧は、放電抵抗２８を介した放電によって所定量が低下される（Ｓ３０８）。上記の設計例によれば４．５Ｖから０．５５Ｖ低下して、３．９５Ｖとなる。電流スイッチ３０はオフ状態となるため、コンデンサ２５はこの電圧を保持する。こうして発振が停止した結果、二次側出力電圧１８は負荷電流による二次側コンデンサ７の放電によって徐々にその値を低下させる（Ｓ３１０）。

その後、第２の基準電圧を下回ったか判定する（Ｓ３１１）。二次側出力電圧１８の低下が継続して、今度は二次側出力電圧１８が第２の基準電圧源９の値を下回ったと判定すると（Ｓ３１１にてＹＥＳ）、第２のコンパレータ１３がローレベルを出力し、ラッチ回路１４はリセットされ、ローレベル出力に切り替わる。この場合、第２のフォトカプラ１５の出力電流がオフして第２の切り替え信号線３４の電圧レベルがローレベルからハイレベルに遷移し、電流スイッチ３０と第２のスイッチ３１が共にオン状態となる（Ｓ３１２）。また、コンデンサ２５に保持されている保持電圧を取得する。発振制御電圧はコンデンサ２５が保持していた保持電圧に転じ、そしてそこから電流源２９による充電によって上昇を開始する（Ｓ３１３）。これを受けて、発振部３は発振を再開するが、その時の発振周波数は４２ＫＨｚでトランス５の二次側に励起される電圧は第２の基準電圧源９に満たない。従って、この時点ではまだ二次側コンデンサ７への充電は開始されない。

そして、発振制御電圧が上昇し、それに伴い発振周波数が低下し、トランス５の二次側に励起される電圧が第２の基準電圧源９（ここでは２９Ｖ）を超えた時点で二次側コンデンサ７への充電が始まる。本事例によれば、この時の発振制御電圧は４．４Ｖであり、発振周波数は３８ＫＨｚである。さらに発振制御電圧が上昇し、二次側出力電圧１８が基準電圧源８の値を超えた瞬間からの動作については既述の通りである。また、その後の繰り返し動作も同様である。

バーストモードから通常モードに移行した場合は、図３に示す処理が終了し、第１のフォトカプラ１１からのフィードバック系が選択され、これに基づいた一般的なアナログフィードバック制御が行われる。通常モード時にはラッチ回路１４を強制的にリセットしてローレベル出力状態とすることで、電流スイッチ３０と第２のスイッチ３１を共にオン状態にさせ、選択された系を導通させている。

モードの切り替わり時には、二次側出力電圧１８は２９Ｖから３０Ｖの間にある。また、素子そのものが持つリークによって、発振制御電圧の初期値となるところのインピーダンス素子２４の電圧は平衡状態の時の値より低くなっている。従って、通常モードへの切り替わりの瞬間にオーバードライブによる過度の電流が生じることはなく、フィードバックの応答特性に基づいて目標電圧に静定する。

アナログフィードバック制御に関する動作原理および一巡特性に代表される最適な設計手法については、公知の手法を用いることが可能である。ここでは、平衡状態における各構成要素の静定状態と、変位が生じた時の補正動作の向きの説明に留める。

平衡状態、すなわち、フィードバック動作によって系が安定状態にある時、電流電圧変換制御部１７から出力される発振制御電圧は、ここで示す設計例によれば４．５Ｖであり、発振周波数は３７ＫＨｚである。電流源２９の出力電流と第１のフォトカプラ１１の出力電流（引き込み電流）は同値となっていて、インピーダンス素子２４への印加電流は０Ａであり、インピーダンス素子２４に励起される電圧は４．５Ｖのまま変化はない。エラーアンプ１０のＤＣ利得は極めて高く、従って二次側出力電圧１８と第１の基準電圧源８は同値となる。

ここで負荷変動など、何らかの理由で二次側出力電圧１８が第１の基準電圧源８の電圧値に対して上昇した場合、エラーアンプ１０の出力電流は上記の平衡状態に対して増加する。すると、第１のフォトカプラ１１の出力電流（引き込み電流）は同じく上記の平衡状態に対して増加する。すると、インピーダンス素子２４からの放電が生じ、発振制御電圧は上記の４．５Ｖから低下する。これに伴い、発振部３の発振周波数は高まり、二次側への電圧供給能力が低下する。このようにして、何らかの変動が生じてもそれを抑制する方向にフィードバック制御が働き、結果的に二次側出力電圧１８は第１の基準電圧源８を目標値として安定化される。

通常モードからバーストモードに移行した場合は、第２のフォトカプラ１５からのフィードバック系が選択され、バーストモード制御が再開される。前回のバーストモードから通常モードに切り替わったタイミングと、バーストモードに移行した直後にラッチ回路１４がラッチされるか否かによって、バーストサイクルの初回のみ、定常状態とは異なる動作が生じる。

留意すべき条件の一つとしては、先だってのバーストモードから通常モードへの切り替わりのタイミングが発振停止時であって、かつ、バーストモードに復帰した直後にラッチされた場合である。この場合は、保持電圧がもう一度の放電でさらに所定量低下してから保持され直すため、その分だけ発振部３の発振の再開が遅れる。従って、この遅れ時間によって生じる出力電圧の低下分を加味して設計しなくてはならない。しかし、本実施形態では、そもそもの遅れ時間が従来と比べて格段に短く改善されているので、設計上は然したる問題とはならない。

他の留意すべき条件としては、前回のバーストモードから通常モードへの切り替わりのタイミングが発振時の特に発振停止の直前であった場合である。この場合は、所定量の放電を経ずに発振制御電圧が保持されているので、当該発振制御電圧で発振を開始した時にトランス５の二次側に励起される電圧が二次側コンデンサ７に充電された電圧と略等しくなる。そのため、十分なソフトスタート特性が得られず、入力電圧の上昇によっては、若干のオーバードライブが生じる可能性がある。従って、電流共振型で一般的な、共振外れ防止機能を併用することが望ましい。

図４（ａ）は、以上説明した、ＡＣ入力電圧を投入してからバーストモードの定常状態に移行し、その後、通常モードに移行し、再びバーストモードに移行した時の、各電圧波形を示す。図４（ａ）において、波形４１は、ＡＣ入力電圧レベルを示す。波形４２は、第３のフォトカプラ１６の出力であり、バーストモードか通常モードかを示す。ハイレベル時が通常モードに対応し、ローレベル時がバーストモードに対応する。波形４３は、ラッチ回路１４の出力を示す。波形４４は、二次側出力電圧１８を示す。

図４（ｂ）は、図４（ａ）からバーストモードにおける発振動作期間中の動作波形を切り出し、比較のため、従来例を一点鎖線で重ねて示したものである。図４（ｂ）において、波形４５ａはラッチ回路１４の出力を示し、図４（ａ）の波形４３に対応する。また、波形４５ｂはラッチ回路の出力の従来例を示す。波形４６ａは、二次側出力電圧１８を示し、図４（ａ）の波形４４に対応する。また、波形４６ｂは、二次側出力電圧の従来例を示す。波形４７ａは、電流電圧変換制御部１７からの発振制御電圧を示し、波形４７ｂは、発振制御電圧の従来例を示す。波形４８ａは、発振部３の発振動作期間を示し、ハイレベルが発振中を意味する。波形４８ｂは、発振動作期間の従来例を示す。本実施形態では、発振部の発振開始時もしくは発振開始の初期の発振周波数を、発振制御電圧を前回の発振終了時の電圧に近い値から開始させることにより、目的とする発振周波数に達するまでの時間を短縮化する。これにより、同等のソフトスタート特性を維持しながら、二次側の充電に寄与しない、即ち二次側出力電圧が上昇を見せない無為な発振動作期間が大幅に短縮され、第２の基準電圧源９の値に対する二次側出力電圧の誤差（下限値）についても、改善される。

ここで、ワンショットマルチバイブレータ２６、第１のスイッチ２７、放電抵抗２８からなる放電機能について、好ましい設計の指標を解説しておく。まず、ワンショットマルチバイブレータ２６のオン期間は、負荷が増大してバースト周期が短くなった場合を想定して、バースト周期よりも十分短くする。そして、オン期間、放電抵抗２８の値、およびコンデンサ２５の電圧により、放電量が決定されるが、その放電量は以下の条件を満足するようにする。即ち、放電後の保持電圧にて発振が再開された時に、トランス５の二次側に励起される電圧がマージンを持って第２の基準電圧源９の値を下回るようにする。マージンについては、バースト周期の間に生じ得る、整流部２の出力電圧変動（上昇分のみ）を考慮すればよい。

以上、本発明の第一の実施形態について説明した。文中では一例として、電圧制御式の発振部を前提に、その制御電圧の制御方法を説明したが、電流制御式の発振部であっても、あるいは容量制御式の発振部であっても構わない。この場合は、電流電圧変換制御部１７は、発振部を制御するための制御電流を出力する。更には、デジタル制御の場合であれば、発振周期を決定するカウント値であってもよい。電流共振型において、二次側への出力電圧は発振周波数に依存しており、制御パラメータを用いて既述の説明と同等の発振周波数制御がなされれば、いずれの制御パラメータを用いるものであっても同様の効果が得られる。

本実施形態によれば、バースト動作のうち二次側への電力供給に寄与しない発振動作期間を大幅に短縮することができる。したがって、バースト動作における効率が向上する。また、応答性が早まることにより、出力電圧の精度を向上させることができる。すなわち、二次側の電圧を検知してから電力供給を開始するまでの時間が短縮されることにより、出力電圧の精度を向上させることができる。

また、本実施形態によれば、単一のコンバータで、大電力供給を実現しつつ軽負荷時の効率を向上させることができる。

＜第二の実施形態＞
図５は、本発明の第二の実施形態を説明するための図である。第一の実施形態と異なる部分である、本実施形態に係る電流電圧変換制御部１７の内部構成を示す。図５中、電流電圧変換制御部１７は、プルアップ抵抗５０１、切り替えスイッチ５０２、位相補償抵抗５０３、位相補償コンデンサ５０４、ダイオード５０５、コンデンサ５０６、および放電抵抗５０７を有する。また、電流電圧変換制御部１７は、電流源５０８、およびノイズ除去のためのコンデンサ５０９を有する。コンデンサ５０９の電圧、即ち、発振部３へと出力される電圧を、ここでも発振制御電圧と呼ぶこととする。以下、理解を容易にするため、設計事例を示しながら具体的に説明を行う。

例えば、コンデンサ５０６は０．１ｕＦ、放電抵抗５０７は８２０ＫΩ、電流源５０８は２００ｕＡ、コンデンサ５０９は１０００ｐＦとする。また、ダイオード５０５は低Ｖｆで高速なショットキーダイオードとし、Ｖｆは０．２Ｖである。バースト動作の周期は、出力コンデンサ容量、負荷電流、および出力電圧変動幅（ここでは１Ｖ）によって決定されるが、ここでは、これを１０ｍ秒であるものとする。また、電流電圧変換制御部１７の内部以外は、第一の実施形態と同じであるものとする。

ＡＣ電源投入後、電流電圧変換制御部１７が初めて動作を開始するときの初期値は、コンデンサ５０６、およびコンデンサ５０９の電圧は共に０Ｖである。また、モードはバーストモードであり、切り替えスイッチ５０２は第２のフォトカプラ１５の出力を選択している。第２のフォトカプラ１５は、オフ、即ち出力が解放されている状態である。

この初期状態から動作が開始されると、まず、コンデンサ５０９が電流源５０８によって充電される。そして、その電圧、即ち発振制御電圧がダイオード５０５のＶｆを超えた時点でダイオード５０５がオン状態となり、コンデンサ５０６への充電が開始される。コンデンサ５０６の容量は、コンデンサ５０９の容量と比べて十分大きく、また、電流源５０８の値と比べて放電抵抗５０７に流れる電流は十分小さいので、発振制御電圧の上昇カーブは電流源５０８とコンデンサ５０６によって支配される。

発振制御電圧が上昇して４．５Ｖを超えると発振周波数が３７ＫＨｚを下回り、二次側出力電圧１８が第１の基準電圧源８の電圧値を超える。すると、第１のコンパレータ１２がハイレベルを出力し、ラッチ回路１４はセットされ、ハイレベル出力に切り替わる。すると、第２のフォトカプラ１５がオン状態となり、電流源５０８の出力電流とコンデンサ５０９の電荷は高速に引き抜かれ、発振制御電圧は０Ｖになる。これによって発振部３の発振は停止する。この時、コンデンサ５０６は４．５Ｖからダイオード５０５のＶｆ分低下した４．３Ｖの電圧となっており、また、ダイオード５０５のために、フォトカプラ１５側への逆流は抑止されている。

発振部３の発振停止期間中は、二次側コンデンサ７に蓄えられた電荷で負荷電流が賄われる。また、その間、コンデンサ５０６の電圧は、放電抵抗５０７による放電で徐々に低下する。放電抵抗５０７に流れる電流は、電圧４．３Ｖを抵抗値（８２０ＫΩ）で除した５μＡ強である。

二次側出力電圧１８が低下して第２の基準電圧源９の値を下回ると、第２のコンパレータ１３がローレベルを出力し、ラッチ回路１４はリセットされ、ローレベル出力に切り替わる。すると、第２のフォトカプラ１５がオフ状態となり、電流源５０８によるコンデンサ５０９への充電が再開される。この時、コンデンサ５０６の電圧は、保持開始時の４．３Ｖから既述のバースト周期１０ｍ秒の間に放電によって０．５Ｖ強程度電圧降下し、約３．８Ｖとなる。

充電再開の当初は、コンデンサ５０９のみの充電なので発振制御電圧は速やかに上昇する。しかし、コンデンサ５０６の保持電圧とダイオード５０５のＶｆの和の値、即ちここでは４．０Ｖを超えるとダイオード５０５がオン状態となり、コンデンサ５０６への充電が開始される。その後の発振制御電圧の上昇カーブは、既述の通り、電流源５０８とコンデンサ５０６によって支配された緩慢なものとなる。あとは本動作の繰り返しとなる。この上昇カーブの変化点を以後、変速点と呼ぶ。

発振周波数に着目して整理すると、次のように制御される。即ち、発振制御電圧が０Ｖからスタートして０．５Ｖに達した段階で最高周波数にて発振が開始され、その後、変速点までは速やかに周波数は低下し、変速点以降は緩慢に低下する。変速点は前回のバースト発振終了時の周波数に依存し、それよりは高く、かつその近傍にある。変速点の発振周波数では、二次側コンデンサ７への充電は開始されていない。

図６は、第二の実施形態についての動作波形を示す。図６中、波形６０１は、第２のフォトカプラ１５の状態を示し、ハイレベルがオン状態を示している。波形６０２は、発振制御電圧を示す。波形６０３（一点鎖線）は、コンデンサ５０６の保持電圧を示す。波形６０４は、二次側出力電圧１８を示す。

以上、第二の実施形態によれば、ソフトスタート特性を従来同様に確保しつつ、極めて簡略化した回路でアダプティブに、二次側の充電に寄与しない無駄な発振動作期間を短縮できる。

＜第三の実施形態＞
第二の実施形態の回路によれば、通常モードでの動作期間中もコンデンサ５０６の放電が継続されるため、短期間でない場合、変速点は０Ｖ近くまで低下する。これにより、バーストモードに切り替わった初回のみではあるが、二次側出力電圧１８が第２の基準電圧源９の値を下回ってから回復するまでの誤差量の増大が生じることとなる。ここでの初回とは、すなわち、通常モードにおいて長期間にわたってコンデンサ５０６の放電が継続された後の最初のバーストモードへの切り替え時を意味する。

図７は、この課題をさらに解決した第三の実施形態を説明するものであって、第二の実施形態に対して回路素子を追加した電流電圧変換制御部１７の内部構成を示す。図７中、第二の実施形態と同じ機能を果たす部品については図５と同じ番号を付し、説明を省略する。本実施形態に係る電流電圧変換制御部１７は更に、バッファーアンプ７０１、抵抗７０２、およびダイオード７０３を有する。バッファーアンプ７０１は、高い入力インピーダンスを有し、入力と同じ電圧を出力する。抵抗７０２は、制限抵抗であって、ここでは設計例として、９１ＫΩとする。ダイオード７０３は、逆流防止用のダイオードであって、ダイオード５０５と同じくショットキーダイオードである。

通常モードにおいては、第１のフォトカプラ１１の出力端に生じた電圧からダイオードの７０３のＶｆを減じ、それを抵抗７０２と放電抵抗５０７によって分圧した電圧で、コンデンサ５０６の充電が行われる。因みに、既述の設計事例によれば、発振制御電圧４．５Ｖの時の充電電圧は３．９Ｖである。バーストモードにおいては、ダイオード７０３からの供給は断たれ、また逆流も防止されるため、追加された回路の影響はない。

本実施形態では、通常モードからバーストモードに切り替わった初回の変速点の低下が防止され、回復までの誤差量を小さく抑えることができる。なお、モード切替信号でコンデンサ５０６の回路を断ち、電圧を保持する方法も考えられるが、コンデンサ素子の自己放電があるため現実的ではない。また、ここでは適切な減圧を抵抗７０２によって行っているが、ダイオード７０３を通常のＶｆの高いダイオードに置き換えて兼用して実現してもよい。あるいは、トランジスタのエミッタフォロワ回路を用いて、バッファー機能と減圧機能とを兼用して実現してもよい。

＜第四の実施形態＞
図８は、ユニバーサル電源に好適な、本発明の第四の実施形態を説明するものであって、第二の実施形態に対して回路の変更を行った電流電圧変換制御部１７の内部構成と、その周辺を示す。図８中、第二の実施形態と同じ機能を果たす部品については図５と同じ番号を付し、説明を省略する。本実施形態に係る電流電圧変換制御部１７は更に、放電抵抗８０１、８０２、および切り替えスイッチ８０３を有する。放電抵抗８０１は第１の放電抵抗であり、放電抵抗８０２は第２の放電抵抗である。切り替えスイッチ８０３は、整流部２の出力電圧によって制御され、２１０Ｖ以下（ＡＣ入力電圧で１５０Ｖに相当）の場合は放電抵抗８０１を選択し、２１０Ｖを超える場合は放電抵抗８０２を選択する。

この構成により、例えば日本国内や米国のように、商用のＡＣ入力電圧が、１００Ｖ〜１２０Ｖの場合は、整流部２のＤＣ出力電圧が２１０Ｖ以下であるので、放電抵抗８０１が選択されて動作する。一方、欧州のように商用のＡＣ入力電圧が２２０Ｖ〜２４０Ｖの場合は、整流部２のＤＣ出力電圧が２１０Ｖを超えるので、放電抵抗８０２が選択されて動作する。それ以外については第二の実施形態と同様である。

以下、本実施形態のメカニズムを具体例を挙げて説明する。図９は、電流共振型スイッチング電源の発振周期と一次側から二次側への電圧増幅度との関係を、トランスでの降圧比を１として示す。ただし、横軸である発振周期の具体的な値は共振周波数に依存し、また増幅度のカーブも、設計によって様々な形を取り得るものであり、これはあくまで一事例である。因みに、増幅度特性は、文献等で広く技術開示されている通り、解析的に求められる。図９の通り、横軸を発振周期とすると、使用領域内（誘導性周波数領域内）では単調増加ではあるが、しかし線形ではない。

図１における発振部３は、定電流源とコンデンサとで構成された波形発生器、波形発生器と発振制御電圧とを電圧比較する比較器、比較器の出力をトリガーとするトグルフリップフロップ等を用いて実現される。これにより、回路の実現が容易となる。この構成（以後、周期制御方式と呼ぶ）を採用すれば、制御電圧に比例した発振周期が得られる。

周期制御方式を採用した場合、図９の横軸は発振制御電圧とみなせる。そして、ユニバーサル対応の場合は、入力電圧が１００Ｖ〜２４０Ｖの間で同一の二次側出力電圧を得るべく、２．４倍の増幅度の変化が得られる領域を用いることが求められる。この条件を満足する一設計事例を示すと、図９において、動作点９０１は、入力電圧がＡＣ１００Ｖの時の動作点であり、動作点９０２は、入力電圧がＡＣ２３０Ｖの時の動作点である。動作点９０１における発振周期は２７μ秒であり、増幅度は２．１である。動作点９０２における発振周期は１２μ秒であり、増幅度は０．９である。両者の増幅度の比率は２．３であり、この動作点設定にて、１００Ｖ〜２４０Ｖの入力電圧幅に対応できる。

ここで変速点の増幅度を発振終了時に対して１０％低下させておけば必要十分であると仮定する。必要以上に低下させると、二次側の充電に寄与しない無為な発振動作期間が増大し、また、低下量が不十分だと、入力電圧変動が生じた時に十分なソフトスタート特性が得られない。実際は、これに諸々のばらつき要因をも考慮して最適な設計を行うべきであるが、上記の仮定に従って説明を続ける。

動作点９０１における増幅度は既述の通り２．１であり、１０％低下させた１．９にするためには、発振周期は２５．７μ秒に低下させればよい。これは元の２７μ秒に対して、５％減である。一方、動作点９０２における増幅度は既述の通り０．９であり、１０％低下させた０．８にするためには、発振周期は８μ秒に低下させればよい。これは元の１２μ秒に対して、３３％減である。

以上のことを、発振周期２７μ秒が発振制御電圧４．５Ｖに相当するものとして、発振制御電圧に換算して表現し直すと次の通りである。即ち、ＡＣ１００Ｖ入力時は、発振停止期間中に、発振制御電圧を４．５Ｖから４．３Ｖまで放電させることが適切であり、ＡＣ２３０Ｖ入力時は、同期間中に発振制御電圧を２．０Ｖから１．３Ｖまで放電させることが適切であるということになる。バースト周期を１０ｍ秒と仮定すると、コンデンサ５０６の容量が０．１μＦの場合、本条件を満足する放電抵抗８０１の値は２．２ＭΩ、放電抵抗８０２の値は２４０ＫΩと算出される。

このように入力電圧に応じて放電回路の定数を変更し、それぞれに最適な制御を行うことでソフトスタート特性を確保しながら一層、既述の無為な発振動作期間を短縮することができる。ここで説明したような放電抵抗の切り替え方法のほか、入力電圧に応じて放電電流を切り替える、あるいは可変にしてもよい。つまり、コンデンサ５０６に関する放電特性を入力電圧に応じて切り替えている。また、第一の実施形態にて述べた図２の構成においては、ワンショットマルチバイブレータ２６のオン期間を可変として放電量を制御してもよい。

＜第五の実施形態＞
以下、第一〜第四の実施形態にて説明した電源装置１０１を画像形成装置（特に大判のインクジェットプリンタ）に適用した場合の構成について第五の実施形態として説明する。

なお、以下の説明において、画像形成装置による「記録」とは、文字、図形等有意の情報を形成する場合のみならず、有意無意を問わず、広く記録媒体上に画像、模様、パターン等を形成する、又は媒体の加工を行う場合も表すものとする。また、人間が視覚で知覚し得るように顕在化したものであるか否かを問わない。

また、「記録媒体」とは、一般的な記録装置で用いられる紙のみならず、広く、布、プラスチック・フィルム、金属板、ガラス、セラミックス、木材、皮革等、インクを受容可能なものも表すものとする。

また、「インク」とは、上記「記録」の定義と同様広く解釈されるべきもので、記録媒体上に付与されることによって、画像、模様、パターン等の形成又は記録媒体の加工、或いはインクの処理に供され得る液体を表すものとする。インクの処理としては、例えば記録媒体に付与されるインク中の色剤の凝固又は不溶化させることが挙げられる。

またさらに、「記録要素」とは、特にことわらない限り吐出口ないしこれに連通する液路およびインク吐出に利用されるエネルギーを発生する素子を総括して言うものとする。

［記録装置の概要］
図１０は本発明の代表的な実施形態であるＡ０やＢ０サイズなどの大きなサイズの記録媒体を用いる画像形成装置に含まれる記録装置の外観斜視図である。

図１０に示す記録装置１０００は、１０インチ〜６０インチサイズのロール状の記録媒体（例えば、ロール紙）に記録が可能である。記録装置１０００は、本体部を乗せるスタンド１００１、排紙された記録紙を積載するスタッカ１００２を備える。また、記録装置１０００には、種々の記録情報や設定結果などを表示するための表示パネル１００３と、記録モードや記録紙などの設定をするための操作パネル１００４がその上面に配設されている。また、開閉可能なアッパーカバー１０９６を備える。

さらに、記録装置１０００の両脇には、ブラック、シアン、マゼンタ、イエロなどのインクタンクを収容して記録ヘッドにインクを供給するためのインクタンク収容部１００５が配置されている。

さらに、記録装置１０００はロール紙のみならず、カット紙も使用可能である。カット紙は給紙部１００７に積載され、記録動作の進行に伴って一枚ずつ記録装置１０００の内部へと給紙・搬送される。

図１１は、本発明の電源装置１０１を、画像形成装置である大判インクジェットプリンタに適用した場合の構成例を示す図である。図１１に基づいてまず構成について説明する。図１１中、画像形成装置は、電源装置１０１、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２、コントローラ１０３、モータドライバ１０４、モータ１０５、信号生成手段１０６、インクジェットヘッド１０７、および切り替え信号１０８を備える。ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２は降下型であり、入力電圧（ＶＭ）をＶＤＤに降圧して出力する。コントローラ１０３は、ヘッドドライバ（不図示）を介してインクジェットヘッド１０７の動作を制御する。また、コントローラ１０３は、切り替え信号１０８により、バーストモードと通常モードの２つのモードで動作する電源装置１０１の動作モードの切替えを制御する。信号生成手段１０６は、画像処理及びヘッド制御の信号を生成する。切り替え信号１０８は、バーストモードと通常モードの切り替え信号を示す。

電源装置１０１は、ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）を内蔵していてもよい。その場合、バーストモードが指令されているときには、ＰＦＣの動作は停止するように構成されることが望ましい。コントローラ１０３は、省エネモード時のバーストモードへの移行の指令のほか、印刷機能に関わる全体のシーケンス制御を行う。モータドライバ１０４はコントローラ１０３の指令に基づきモータ１０５を駆動するが、もちろんモータ電流を０にすることも可能で、この時、ＶＭが印加され続けた状態でも、モータでの電流消費は略０となる。

信号生成手段１０６は、コントローラ１０３の制御に基づき、インクジェットヘッド１０７へ吐出制御信号を出力する。コントローラ１０３から吐出停止命令が発令されると信号生成手段１０６は、インクジェットヘッドへの吐出制御を停止する。その結果、インクジェットヘッド１０７は、ＶＭが印加され続けた状態でも電流消費は略０となる。同時に信号生成手段１０６の内部動作も停止されることにより信号生成手段１０６での消費電力は著しく低減される。

［動作フロー］
図１２は、ＡＣ入力開始からの本システムの動作フローを示す。図１２に沿って、以下、本実施形態に係るシステムの動作を説明する。

Ｓ１２０１にて、ＡＣ（交流電源）が電源装置１０１に対し入力される。

Ｓ１２０２にて、電源装置１０１がバーストモードで起動し、バースト周期に同期して変動するＶＭ電圧が出力される。

Ｓ１２０３にて、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０２によって安定化されたＶＤＤ電圧が出力される。

Ｓ１２０４にて、ＶＤＤ電圧の印加によってコントローラ１０３が始動し、コントローラ１０３内部の初期化動作を行う。

Ｓ１２０５にて、コントローラ１０３が印刷命令を受信するまで待機する。印刷命令を受信するとＳ１２０６へ進む。

Ｓ１２０６にて、コントローラ１０３は切り替え信号１０８をバーストモードから通常モードへと切り替える。それによって、電源装置１０１は内蔵するＰＦＣをオンするとともに、動作を通常モードの動作に切り替える。

Ｓ１２０７にて、ＶＭは変動しない安定した電圧が出力される。

Ｓ１２０８にて、電圧が安定するまでの所定の待ち時間を経た後、コントローラ１０３は、信号生成手段１０６を励起する。

Ｓ１２０９にて、コントローラ１０３は、モータドライバ１０４に適切に制御信号を発しながら、モータ１０５を駆動して、印刷動作を遂行する。同じくこの間、信号生成手段１０６は、インクジェットヘッド１０７に吐出制御信号を出力し、インクジェットヘッド１０７はそれに伴ってＶＭ系の電力を消費する。

Ｓ１２１０にて、印刷動作が完了すると、次の印刷命令を所定時間待つ。所定時間にわたって次の印刷命令を受信しない場合は（Ｓ１２１０にてＮＯ）、Ｓ１２１１へ進み、印刷命令を受信した場合は（Ｓ１２１０にてＹＥＳ）、Ｓ１２０８へ戻り、処理を繰り返す。

Ｓ１２１１にて、コントローラ１０３は、切り替え信号１０８を通常モードからバーストモードに切り替える。

Ｓ１２１２にて、Ｓ１１１１の結果、電源装置１０１は、内蔵するＰＦＣを停止し、自身の動作をバーストモードに切り替える。そして、Ｓ１２０５へ戻り、印刷命令を待つ。

上述した実施形態の電源装置は、画像形成装置としてのプリンタだけでなく、省エネモード時に非常に高い電圧変換効率が求められる電子機器、例えば液晶テレビなどにも適用できる。

＜その他の実施形態＞
本発明は、上述の実施形態の１以上の機能を実現するプログラムを、ネットワーク又は記憶媒体を介してシステム又は装置に供給し、そのシステム又は装置のコンピュータにおける１つ以上のプロセッサーがプログラムを読出し実行する処理でも実現可能である。また、１以上の機能を実現する回路（例えば、ＡＳＩＣ）によっても実現可能である。

１：ＡＣ入力部、２：整流部、３：発振部、４：駆動部、５：トランス、６：二次側整流器、７：二次側コンデンサ、８：第１の基準電圧源、９：第２の基準電圧源、１０：エラーアンプ、１１：第１のフォトカプラ、１２：第１のコンパレータ、１３：第２のコンパレータ、１４：ラッチ回路、１５：第２のフォトカプラ、１６：第３のフォトカプラ、１７：電流電圧変換制御部、１８：二次側出力電圧、１９：負荷

Claims (14)

1. 電流共振型スイッチング電源を備え、連続的に発振する第１のモード又は発振動作の実行と発振動作の停止を繰り返す第２のモードで動作する電源装置であって、
   入力電圧を一次側に入力し、前記一次側に入力された入力電圧とは異なる電圧を二次側より出力する、電流共振回路を含むトランスと、
   前記トランスに対して発振動作を行う発振手段と、
   前記発振手段の発振動作を制御するための制御信号を出力する制御手段と、
   前回の発振終了時の電圧値を保持する保持手段と、
   を有し、
   前記制御手段は、前記第２のモードにおいて、二次側の出力電圧に基づいて、前記発振手段の発振の停止と開始を制御し、
   前記発振手段は、発振開始時または発振開始の初期の発振周波数を、前記保持手段に保持された前回の発振終了時の電圧値に基づいて制御することを特徴とする電源装置。
2. 前記制御手段は、前記制御信号として制御電圧を出力し、
   前記発振手段は、前記制御手段が制御信号として出力する制御電圧の値に応じて、発振時の発振周波数を制御することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 第１の基準電圧を出力する第１の基準電圧源と、
   前記第１の基準電圧より低い第２の基準電圧を出力する第２の基準電圧源と、
   をさらに有し、
   前記制御手段は、前記第２のモードにおいて、前記トランスからの二次側の出力電圧が前記第２の基準電圧まで低下すると、前記発振手段の発振動作を行わせるように制御信号を出力し、前記トランスからの二次側の出力電圧が前記第１の基準電圧に達すると、前記発振手段の発振動作を停止させるように制御信号を出力することを特徴とする請求項１又は２に記載の電源装置。
4. 前記第１のモードでは、前記制御信号の電圧は前記第１の基準電圧にて安定し、
   前記第２のモードでは、前記制御信号の電圧は前記第１の基準電圧と前記第２の基準電圧との間で変動することを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
5. 前記制御手段は、前記第２のモード時において充電と放電とが繰り替えされる第１のコンデンサを備え、
   前記第１のコンデンサに充電されている電圧は、前記第２のモードにおいて前記発振手段の発振動作を開始する場合、前記制御信号の電圧として用いられること特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載の電源装置。
6. 前記制御手段は、ダイオードを介して前記第１のコンデンサが接続され、また、前記第１のコンデンサよりも容量が小さい第２のコンデンサを更に備え、
   前記第２のモードにおいて前記発振手段の発振動作を行わせている間に、前記第２のコンデンサへ充電を開始し、その後、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの充電をともに行うことを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
7. 前記第１のコンデンサに充電された電荷は、前記第２のモードにおいて前記発振手段の発振動作を停止させている間は放電させることを特徴とする請求項６に記載の電源装置。
8. 前記制御手段は、前記第１のモード時には前記第１のコンデンサの放電が抑制することを特徴とする請求項６または７に記載の電源装置。
9. 前記第１のコンデンサの放電量は、入力された電圧に基づいて制御することを特徴とする請求項６乃至８のいずれか一項に記載の電源装置。
10. 前記トランスの二次側により出力された電圧を整流する整流手段と、
    前記整流手段により整流された電圧を平滑する第３のコンデンサと、
    前記第１の基準電圧と前記第３のコンデンサにより平滑され負荷に出力される出力電圧との差分に従って、異なる電流を出力するアンプと、
    前記第３のコンデンサにより平滑された出力電圧と前記第１の基準電圧とを比較する第１の比較手段と、
    前記第３のコンデンサにより平滑された前記出力電圧と前記第２の基準電圧とを比較する第２の比較手段と、
    前記第１の比較手段の比較の結果、前記第２の比較手段の比較の結果、および外部から入力されるモードの切替信号を入力するラッチ回路と
    を更に有し、
    前記制御手段は、前記ラッチ回路からの信号に応じて前記発振手段の発振の開始と停止を制御することを特徴とする請求項１乃至９のいずれか一項に記載の電源装置。
11. 前記制御手段は、前記制御信号として制御電流を出力し、
    前記発振手段は、前記制御手段が制御信号として出力する制御電流の値に応じて、発振時の発振周波数を制御することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
12. 請求項１乃至１１のいずれか一項に記載の電源装置を用いた画像形成装置であって、
    記録媒体を搬送する搬送手段と、
    前記記録媒体に記録を行う記録ヘッドと、
    前記搬送手段と前記記録ヘッドの動作を制御する制御手段と、
    前記制御手段に電圧を出力する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータと
    を有することを特徴とする画像形成装置。
13. 前記画像形成装置に交流電源を投入した場合、前記電源装置を前記第２のモードで動作させて前記制御手段を初期化し、当該初期化の後、前記画像形成装置が印刷命令を受信したことに応じて前記電源装置を前記第１のモードで動作させるよう切替える切替手段をさらに有することを特徴とする請求項１２に記載の画像形成装置。
14. 前記切替手段は、前記印刷命令に基づく印刷動作が完了した後、所定時間にわたって印刷命令の受信がない場合、前記電源装置を前記第２のモードに切替えることを特徴とする請求項１３に記載の画像形成装置。

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