JP3581002B2 - デューティー比制限機能付きパルス発生回路及びdc/dcコンバータ - Google Patents
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Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、入力電圧と所定電圧との誤差に応じてパルス幅変調を行ってパルスを発生するとともに、発生するパルスのデューティー比が所定値よりも大きくならないように制限する機能を有するデューティー比制限機能付きパルス発生回路、及び、スイッチング素子を用いてDC電圧を変換するDC/DCコンバータに関するものである。
【0002】
【従来の技術】
図6はDC/DCコンバータの主要部分の回路構成を示す図である。同図において、スイッチングトランジスタTrがON/OFFされるが、トランジスタTrがONからOFFに切り換わるときには、コイルLのインダクタンスにより、トランジスタTrには電流が流れ続けようとし、トランジスタTrのコレクタ電位が上昇する。このようにインダクタンスの性質を利用し、端子INから入力した1次側のDC電圧を昇圧して端子OUTから出力するが、トランジスタTrがONしている時間とOFFしている時間との比で出力電圧が変化する。
【0003】
そして、トランジスタTrのON/OFFはパルス発生回路P’が出力するパルスにより行われる。パルス発生回路P’における動作は以下の通りである。端子Fから入力する昇圧電圧を抵抗RAと抵抗RBとで分圧する。エラーアンプEは、抵抗RAと抵抗RBとで分圧された昇圧電圧と基準電圧Vrefとを入力し、昇圧電圧と設定電圧との誤差に応じた電圧を出力する。尚、エラーアンプEの出力電圧は、昇圧電圧が設定電圧よりも高くなるほど低くなり、設定電圧よりも低くなるほど高くなる。
【0004】
コンパレータCOMP’はエラーアンプEの出力電圧と三角波発生回路SがコンデンサCTを充放電することにより生成される三角波の電圧とを比較し、三角波の電圧がエラーアンプEの出力電圧よりも高ければハイレベルの出力を行い、逆に、三角波の電圧がエラーアンプEの出力電圧よりも低ければローレベルの出力を行う。
【0005】
そして、コンパレータCOMP’の出力側はトランジスタQのベースに接続されている。トランジスタQのコレクタは定電流回路CCの電流流出側に接続されているとともに、アンプAを介して端子SWに接続されている。トランジスタQのエミッタは接地されている。
【0006】
したがって、コンパレータCOMP’の出力電圧がハイレベルになると、トランジスタQがONし、端子SWからはローレベルの電圧が出力され、端子SWにベースが接続されたスイッチングトランジスタTrがOFFとなる。一方、コンパレータCOMP’の出力電圧がローレベルになると、トランジスタQがOFFし、端子SWからはハイレベルの電圧が出力され、スイッチングトランジスタTrがONとなる。
【0007】
以上の動作により、コンパレータCOMP’ではエラーアンプEの出力電圧と三角波の電圧とを比較することからして、昇圧電圧と設定電圧との誤差に応じてパルス幅変調が行われたパルスが端子SWから出力されることになり、具体的には、端子SWから出力されるパルスは、昇圧電圧が設定電圧よりも高くなるほど、ハイレベルのデューティー比が小さくなり、一方、昇圧電圧が設定電圧よりも低くなるほど、ハイレベルのデューティー比が大きくなる。
【0008】
この結果、スイッチングトランジスタTrのON/OFFのデューティー比が昇圧電圧と設定電圧との誤差に応じて制御され、端子OUTから出力される電圧は設定電圧で安定するようになる。このように、DC/DCコンバータなどの電源回路では出力電圧をフィードバック制御することによって出力電圧を安定させるようになっている。
【0009】
ところで、スイッチングトランジスタTrのONデューティー、すなわち、端子SWから出力されるパルスのハイレベルのデューティー比がある程度大きくなるとコイルLが磁気飽和を起こしてしまうので、昇圧電圧が設定電圧よりも低いからといって、パルス発生回路P’では端子SWから出力するパルスのハイレベルのデューティー比を無制限に大きくすることはできない。また、2次側の電圧が0Vから起動する場合などには、スイッチングトランジスタTrのONデューティーに制限がないと、帰還の極性によってスイッチングトランジスタTrが永久にONし続けてしまい、その結果、2次側電圧が全く発生しないという状態に陥ってしまう。すなわち、パルス発生回路P’はデューティー比(この例ではハイレベルのデューティー比)を制限する機能を備えていなければならないわけである。
【0010】
そこで、従来のパルス発生回路P’では、出力するパルスのハイレベルのデューティー比を制限するためのDC電圧(以下、「デューティー比制限用電圧」と呼ぶ)を端子Mから入力してコンパレータCOMP’に与え、コンパレータCOMP’では昇圧電圧が設定電圧よりも低くなり過ぎてエラーアンプEの出力電圧がデューティー比制限用電圧よりも高くなると、エラーアンプEの出力電圧の代わりにデューティー比制限用電圧を三角波の電圧と比較することによって、端子SWから出力されるパルスのハイレベルのデューティー比が所定値よりも大きくならないようにしていた(図7参照)。尚、図8にコンパレータCOMP’の等価回路を示しておく。
【0011】
【発明が解決しようとする課題】
このように、DC/DCコンバータなどにて出力電圧をフィードバック制御するために使用されるパルス発生回路では、従来は、出力するパルスのデューティー比を制限するために、DC電圧であるデューティー比制限用電圧が別途必要であった。そして、三角波のDCレベル、振幅はそれぞれ電源電圧の設定の仕方、クロック同期の有無によって変化するので、所望の最大デューティー比を得るためには、各仕様に合わせてデューティー比制限用電圧を調整する必要があった。
【0012】
このため、温度や調整ズレによる最大デューティー比のばらつきが大きかった。尚、温度による最大デューティー比のばらつきとはDC電圧であるデューティー比制限用電圧が温度変化により変動することに起因して生じるものである。
【0013】
また、デューティー比制限用電圧を入力するための端子が必要であるとともに、エラーアンプの出力電圧と三角波の電圧を比較するコンパレータが複雑になるため、回路面積が大きく、また、コストが高いという問題を招いていた。
【0014】
尚、クロック同期とは機器内のシステムクロックの周期の整数倍にDC/DCコンバータのスイッチング周期を同期させることであり、機器内で生成される信号に干渉を及ぼさないようにすること、DC/DCコンバータの温度変動をなくすことなどを目的として行われる場合がある。
【0015】
そして、クロック同期を行うと、三角波の振幅が小さくなるので、同一のデューティー比制限用電圧では、クロック同期の有無(クロック同期を行っているか、行っていないか)によって、最大デューティー比が変化してしまう。例えば、図6に示したパルス発生回路P’では、自走時(クロック同期を行っていないとき)に設定したデューティー比制限用電圧のままでクロック同期を行うと、ハイレベルの最大デューティー比が小さくなってしまう(図9参照)。
【0016】
また、同一の仕様であっても三角波のDCレベルや振幅に個体差があれば、所望の最大デューティー比を得るために各機器毎にデューティー比制限用電圧を調整しなければならなくなるので、三角波のDCレベルや振幅のばらつきは許されず、三角波の生成に関して高精度な電圧発生回路などが要求され、回路面積が大きく、また、コストが高いという問題に拍車がかかっていた。
【0017】
また、出力電圧をフィードバック制御するパルス発生回路が上記問題を有することを受けて、DC/DCコンバータは、出力電圧の安定度が低く、また、回路面積が大きい、及び、コストが高い、さらに、機器に組み込む際のセットアップが困難であるという問題があった。
【0018】
そこで、本発明は、温度や調整ズレによる最大デューティー比のばらつきを抑制するとともに、回路面積の縮小及びコストダウンを実現した、出力パルスのデューティー比を制限する機能を有するパルス発生回路を提供することを目的とする。
【0019】
また、本発明は、出力電圧をより安定させ、また、回路面積の縮小及びコストダウンを実現し、さらに、機器に組み込む際のセットアップを容易にしたDC/DCコンバータを提供することを目的とする。
【0020】
【課題を解決するための手段】
上記の目的を達成するため、本発明のデューティー比制限機能付きパルス発生回路では、三角波を発生する三角波発生回路を備え、当該パルス発生回路への入力電圧に応じた電圧を前記三角波の電圧と比較することにより、前記入力電圧に応じたパルス幅変調が行われた、ハイレベルとローレベルとの2つのレベルから成るパルスを出力するとともに、出力するパルスの一方のレベルのデューティー比を制限する機能を有するデューティー比制限機能付きパルス発生回路において、前記三角波の電圧が増加中あるいは減少中には前記入力電圧によらず出力するパルスの電圧を他方のレベルに固定することにより、出力するパルスの一方のレベルの最大デューティー比を前記三角波の電圧減少あるいは電圧増加のデューティー比とし、これによって出力するパルスの一方のレベルのデューティー比を制限している。
【0022】
以上の構成により、DC電圧であるデューティー比制限用電圧は不要となり、また、三角波のDCレベルや振幅によらず所望の最大デューティー比を得ることができる。
【0023】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施形態を図面を参照しながら説明する。図1は本発明の一実施形態であるパルス発生回路Pを用いて出力電圧をフィードバック制御するDC/DCコンバータの回路構成を示す図である。尚、図1において図6と同一である部分については同一の符号を付して説明を省略する。
【0024】
コンパレータCOMPはエラーアンプEの出力電圧と三角波発生回路SがコンデンサCTを充放電することにより生成される三角波の電圧とを比較し、エラーアンプEの出力電圧が三角波の電圧よりも高ければハイレベルの出力を行い、逆に、エラーアンプEの出力電圧が三角波の電圧よりも低ければローレベルの出力を行う。
【0025】
そして、コンパレータCOMPの出力側はトランジスタQのベースに接続されている。トランジスタQのコレクタは定電流回路CCの電流流出側に接続されているとともに、反転アンプHを介して端子SWに接続されている。また、コンパレータCOMPの出力側はNPN型のトランジスタQKを介して接地されている。
【0026】
したがって、トランジスタQKがOFFである場合は、コンパレータCOMPの出力電圧がハイレベルになると、トランジスタQがONし、反転アンプHにより端子SWからはハイレベルの電圧が出力され、スイッチングトランジスタTrがONとなり、一方、コンパレータCOMPの出力電圧がローレベルになると、トランジスタQがOFFし、反転アンプHにより端子SWからはローレベルの電圧が出力され、スイッチングトランジスタTrがOFFとなる。
【0027】
以上の動作により、コンパレータCOMPはエラーアンプEの出力電圧と三角波の電圧とを比較することから、昇圧電圧と設定電圧との誤差に応じてパルス幅変調が行われたパルスが端子SWから出力されることになり、具体的には、端子SWから出力されるパルスは、昇圧電圧が設定電圧よりも高くなるほど、ハイレベルのデューティー比が小さくなり、一方、昇圧電圧が設定電圧よりも低くなるほど、ハイレベルのデューティー比が大きくなる。この結果、スイッチングトランジスタTrのON/OFFのデューティー比が昇圧電圧と設定電圧との誤差に応じて制御され、端子OUTから出力される電圧は設定電圧で安定するようになる。
【0028】
尚、トランジスタQKがONしている間は、コンパレータCOMPでの比較結果によらず、トランジスタQがOFFとなり、端子SWから出力される電圧はローレベルに固定される。そして、後述するように、トランジスタQKは三角波発生回路Sからの信号により所定のタイミングでONし、端子SWから出力されるパルスのハイレベルのデューティー比に制限がかかるようになっている。
【0029】
次に、三角波発生回路Sについて説明する。接続関係は以下の通りである。PNP型のトランジスタQ1及びQ2とは差動対を形成しており、これらのエミッタは定電流回路CC0の電流流出側に接続されている。トランジスタQ1、Q2のコレクタは2つのNPN型トランジスタで構成された電流流入型のカレントミラー回路CM0の入力側、出力側にそれぞれ接続されている。トランジスタQ1のベースは端子Cに接続されている。トランジスタQ2のベースは抵抗R1と抵抗R2との接続点に接続されている。抵抗R1、R2は抵抗R3と共に電圧VBG間に高電位側から抵抗R1、抵抗R2、抵抗R3の順で直列に接続されている。抵抗R2と抵抗R3との接続点はNPN型のトランジスタQ3を介して接地されている。
【0030】
トランジスタQ2のコレクタとカレントミラー回路CM0の出力側との接続点である点Kには、それぞれ抵抗R4、R5を介してNPN型のトランジスタQ3、Q4のベースが接続されているとともに、コンパレータCOMPの出力側がそれを介して接地されている前出のトランジスタQKのベースが抵抗RKを介して接続されている。
【0031】
定電流回路CC1の電流流出側は、2つのNPN型のトランジスタで構成された電流流入型のカレントミラー回路CM1の入力側に接続されているとともに、トランジスタQ4を介して接地されている。カレントミラー回路CM1の出力側は2つのPNP型トランジスタで構成された電流流出型のカレントミラー回路CM2の入力側に接続されており、カレントミラー回路CM2の出力側は端子Cに接続されている。
【0032】
定電流回路CC2の電流流出側は2つのNPN型のトランジスタで構成された電流流入型のカレントミラー回路CM3の入力側に接続されている。カレントミラー回路CM3の出力側は端子Cに接続されている。
【0033】
以上の構成により、電源投入後は、トランジスタQ3及びQ4がOFFであり、定電流回路CC1、CC2の出力電流をI、カレントミラー回路CM2の電流増幅度をNとすると、コンデンサCTには電流(N−1)×Iが流れ込み、コンデンサCTが充電される。そして、コンデンサCTの電圧がVH=(R2+R3)VBG/(R1+R2+R3)以上となると(但し、R1、R2、R3の抵抗値をそれぞれR1、R2、R3としている)、トランジスタQ3及びQ4がONとなり、コンデンサCTからは電流Iが流れ出し、コンデンサCTが放電される。そして、コンデンサCTの電圧がVL=R2・VBG/(R1+R2)となると、トランジスタQ3及びQ4がOFFとなり、電流(N−1)×IによるコンデンサCTの充電が再開される。
【0034】
この結果、端子CTの電圧波形は図2に示すようになり、電圧VHとVLとの間で行き来する三角波が生成される。尚、生成される三角波の電圧がVLからVHにまで増加するのに要する時間とVHからVLにまで減少するのに要する時間との比は1/{(N−1)・I}:1/I=1:(N−1)となる。
【0035】
そして、トランジスタQKはトランジスタQ3及びQ4と同じタイミングでON/OFFするので、コンデンサCTの充電時、すなわち、三角波の電圧が増加している間は、トランジスタQKがOFFとなり、コンパレータCOMPでの比較結果に応じてトランジスタQがON/OFFするが、コンデンサCTの放電時、すなわち、三角波の電圧が減少している間は、トランジスタQKがONとなり、トランジスタQがOFFに固定される。
【0036】
これにより、端子SWから出力されるパルスのハイレベルの最大デューティー比は、三角波の電圧増加のデューティー比となり、三角波のデューティー比がそのまま出力パルスの最大デューティー比となる(図3参照)。三角波の電圧増加のデューティー比=1/{1+(N−1)}=1/Nであるので、例えば端子SWから出力されるパルスのハイレベルの最大デューティー比を80%にしたい場合は、カレントミラー回路CM2の電流増幅度NをN=5/4に設定すればよいことになる。
【0037】
次に、クロック同期を行う場合について考えてみる。図4はクロック同期を行う回路であるクロック同期用回路CSを図1に示した三角波発生回路Sに接続したものである。クロック同期用回路CSについて説明する。接続関係は以下の通りである。
【0038】
トランジスタQ11のベースは端子CLKとグランド電位点との間に直列に接続された抵抗R11と抵抗12との接続点に接続されている。トランジスタQ12及びQ16のベースはそれぞれ抵抗R13、R14を介してトランジスタQ11のコレクタに接続されている。トランジスタQ13のベースはトランジスタQ12のコレクタに接続されているとともに、コンデンサCDを介して接地されている。トランジスタQ14、Q15のベースはそれぞれトランジスタQ13、Q14のコレクタに接続されている。
【0039】
トランジスタQ11、Q12、Q13、Q14のコレクタはそれぞれ定電流回路CC11、CC12、CC13、CC14の電流流出側に接続されている。トランジスタQ15及びQ16のコレクタは定電流回路CC15の電流流出側に共通に接続されている。定電流回路CC15とトランジスタQ15及びQ16のコレクタとの接続点にはトランジスタQ17のベースが接続されている。トランジスタQ11、Q12、Q13、Q14、Q15、Q16、Q17のエミッタはそれぞれ接地されている。そして、トランジスタQ17のコレクタが、クロック同期用回路CSの出力端子であり、三角波発生回路S内の点Kに接続されている。
【0040】
以上の構成により、端子CLKに入力されるクロックの立ち上がりでワンショットのパルスがトランジスタQ17のベースに印加され、その結果、三角波発生回路S内の点Kは端子CLKに入力されるクロックの立ち上がりで一瞬接地されることになる。
【0041】
したがって、三角波発生回路S内では、端子CLKに入力されるクロックの立ち上がりでトランジスタQ3及びQ4が一瞬OFFとなり、コンデンサCTの充電中はトランジスタQ3及びQ4が元々OFFであるので何等影響はないが、コンデンサCTの放電中はトランジスタQ3及びQ4がONであるので、コンデンサCTの充電に切り換わる。すなわち、コンデンサCTの電圧がVLにまで減少する前に端子CLKに入力されるクロックの立ち上がりで強制的に充電を開始することになり、生成される三角波の振幅は小さくなる(図5参照)。
【0042】
尚、端子CLKに入力するクロックの周波数によっては、クロック同期の開始当初(電源投入直後)はコンデンサCTの充電時間と放電時間との比が各充放電毎にばらつくが、次第にそのばらつきは無視できるほど小さくなり、三角波のデューティー比は安定する。
【0043】
このように、クロック同期を行うと三角波の振幅は小さくなってしまうが、本実施形態のパルス発生回路Pでは、出力するパルスの最大デューティー比に何等影響が及ぶことはない。というのは、出力するパルスの最大デューティー比は三角波のデューティー比そのものであり、三角波の振幅がたとえ小さくなったとしても、コンデンサCTの充放電電流が一定である限り、その三角波のデューティー比は変化しないからである。
【0044】
以上のように、本実施形態のパルス発生回路Pでは、従来必要であったDC電圧であるデューティー比制限用電圧なしで、出力するパルスのデューティー比を制限することができる。そして、出力するパルスの最大デューティー比は、三角波のデューティー比そのものであるので、三角波発生回路SがコンデンサCTを充放電する電流によって設定することができ、コンデンサCTの充放電電流にばらつきがなければ、三角波のDCレベルや振幅によらず一定となる。
【0045】
これにより、出力パルスの最大デューティー比を所望のものとするために、三角波のDCレベルの変化をもたらす電源電圧の設定の仕方や、三角波の振幅の変化をもたらすクロック同期の有無に応じた調整をする必要はなくなる。尚、実際には三角波発生回路SはIC(集積回路)となっており、コンデンサCTを充放電する電流のばらつきが少ないので、出力パルスの最大デューティー比は高精度なものとなる。
【0046】
したがって、次のような利点がある。まず、温度や調整ズレによる最大デューティー比のばらつきを抑制することができる。また、デューティー比制限用電圧を入力するための端子が不要となるとともに、エラーアンプEの出力電圧と三角波の電圧とを比較するコンパレータの構成も簡略化され、回路面積の縮小及びコストダウンを実現することができる。さらに、三角波の生成に関与する電圧発生回路などには高精度が要求されなくなるので、回路面積の縮小及びコストダウンをより一層促進することができる。
【0047】
そして、DC/DCコンバータでは、出力電圧をフィードバック制御するパルス発生回路が上記利点を有すること受けて、出力電圧がより安定し、また、回路面積の縮小及びコストダウンがもたらされ、さらに、機器に組み込む際のセットアップが容易となる。
【0048】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明のパルス発生回路によれば、出力するパルスの最大デューティー比を三角波のデューティー比としているので、出力するパルスのデューティー比を制限するためのDC電圧であるデューティー比制限用電圧が不要となるとともに、所望の最大デューティー比を得るために電源電圧の設定の仕方やクロック同期の有無に応じて行っていた調整は不要となる。したがって、まず、温度や調整ズレによる最大デューティー比のばらつきが抑制される。また、回路面積の縮小及びコストダウンを実現することができる。さらに、三角波の生成に関与する電圧発生回路などには高精度が要求されなくなり、回路面積の縮小及びコストダウンをより一層促進することができる。
【0049】
また、本発明のDC/DCコンバータによれば、出力電圧をフィードバック制御するパルス発生回路が上記効果を有することを受けて、出力電圧をより安定させ、また、回路面積の縮小及びコストダウンを実現し、さらに、機器に組み込む際のセットアップを容易にすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の一実施形態であるパルス発生回路を用いて出力電圧をフィードバック制御するDC/DCコンバータの回路構成を示す図である。
【図2】三角波発生回路とコンデンサとにより生成される三角波の波形を示す図である。
【図3】本発明のパルス発生回路による入力電圧と出力電圧との関係を示す波形図である。
【図4】本発明の一実施形態であるパルス発生回路を用いて出力電圧をフィードバック制御するDC/DCコンバータの回路構成を示す図である。
【図5】クロック同期時に三角波が生成される様子を示す波形図である。
【図6】従来のパルス発生回路を用いて出力電圧をフィードバック制御するDC/DCコンバータの回路構成を示す図である。
【図7】従来のパルス発生回路における入力電圧と出力電圧との関係を示す波形図である。
【図8】図6におけるコンパレータの等価回路を示す図である。
【図9】従来のパルス発生回路では、クロック同期時に、出力パルスの最大デューティー比が変化することを示す図である。
【符号の説明】
Tr スイッチングトランジスタ
L コイル
Di 整流用ダイオード
CF 平滑用コンデンサ
RA、RB 抵抗
E エラーアンプ
COMP コンパレータ
Q NPN型のトランジスタ
CC 定電流回路
H 反転アンプ
Q1、Q2 PNP型のトランジスタ
Q3、Q4、QK NPN型のトランジスタ
R1、R2、R3、R4、R5、RK 抵抗
CC0、CC1、CC2、CC3 定電流回路
CM0、CM1、CM2、CM3 カレントミラー回路
CT 三角波生成用コンデンサ
Q11、Q12、Q13、Q14、Q15、Q16、Q17 NPN型のトランジスタ
R11、R12、R13、R14 抵抗
CD コンデンサ
CC11、CC12、CC13、CC14、CC15 定電流回路
COMP’ コンパレータ
A アンプ
Claims (2)
- 三角波を発生する三角波発生回路を備え、
当該パルス発生回路への入力電圧に応じた電圧を前記三角波の電圧と比較することにより、前記入力電圧に応じたパルス幅変調が行われた、ハイレベルとローレベルとの2つのレベルから成るパルスを出力するとともに、出力するパルスの一方のレベルのデューティー比を制限する機能を有するデューティー比制限機能付きパルス発生回路において、
前記三角波の電圧が増加中あるいは減少中には前記入力電圧によらず出力するパルスの電圧を他方のレベルに固定することにより、出力するパルスの一方のレベルの最大デューティー比を前記三角波の電圧減少あるいは電圧増加のデューティー比とし、これによって出力するパルスの一方のレベルのデューティー比を制限することを特徴とするパルス発生回路。 - スイッチング素子をON/OFFすることによりDC電圧を変換するとともに、前記スイッチング素子がONである時間とOFFである時間との比によってDC電圧の変換度が決まるDC/DCコンバータにおいて、前記スイッチング素子がONである時間とOFFである時間との比を変換後の電圧に応じて変化させることによって変換後の電圧をフィードバック制御する手段として、請求項1に記載のデューティー比制限機能付きパルス発生回路を用いたことを特徴とするDC/DCコンバータ。
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