JP2806002B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents
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- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/337—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration
- H02M3/3376—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M3/3378—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in push-pull configuration with automatic control of output voltage or current in a push-pull configuration of the parallel type
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は、パルス幅制御方式によるスイッチング電
源装置に関する。
源装置に関する。
「従来の技術」 トランスの２次側に整流回路を接続すると共にトラン
スの１次側にプッシュプル方式のスイッチング回路を形
成したスイッチング電源装置が良く用いられている。第
４図にプッシュプル方式のスイッチ回路を有するスイッ
チング電源の基本構成を示す。正電源＋Ｂは、１対のス
イッチング素子SWaおよびSWbの各々を介してトランスＴ
の１次側コイルの両端に接続され、負電源−Ｂは１次側
コイルの中間タップに接続されている。ここで、スイッ
チング素子SWaおよびSWbは、例えば、バイポーラトラン
ジスタ、パワーMOSFET（金属酸化物半導体構造による電
界効果トランジスタ）等によって実現される。そして、
対をなす各スイッチング素子SWaおよびSWbに２相のゲー
トパルスの各相が供給され、各スイッチング素子SWaお
よびSWbが交互に導通状態となるように制御される。
スの１次側にプッシュプル方式のスイッチング回路を形
成したスイッチング電源装置が良く用いられている。第
４図にプッシュプル方式のスイッチ回路を有するスイッ
チング電源の基本構成を示す。正電源＋Ｂは、１対のス
イッチング素子SWaおよびSWbの各々を介してトランスＴ
の１次側コイルの両端に接続され、負電源−Ｂは１次側
コイルの中間タップに接続されている。ここで、スイッ
チング素子SWaおよびSWbは、例えば、バイポーラトラン
ジスタ、パワーMOSFET（金属酸化物半導体構造による電
界効果トランジスタ）等によって実現される。そして、
対をなす各スイッチング素子SWaおよびSWbに２相のゲー
トパルスの各相が供給され、各スイッチング素子SWaお
よびSWbが交互に導通状態となるように制御される。
このような構成のスイッチング電源装置において出力
電圧の安定化を行う場合、いわゆるパルス幅制御方式が
用いられる。すなわち、このパルス幅制御方式によれ
ば、整流回路から出力される直流電圧のレベルが検出さ
れ、該検出結果が帰還されることによって各スイッチン
グ素子SWaおよびSWbに供給するゲートパルスの幅が制御
され、直流電圧が常に目標とする電圧値になるように制
御されるものである。
電圧の安定化を行う場合、いわゆるパルス幅制御方式が
用いられる。すなわち、このパルス幅制御方式によれ
ば、整流回路から出力される直流電圧のレベルが検出さ
れ、該検出結果が帰還されることによって各スイッチン
グ素子SWaおよびSWbに供給するゲートパルスの幅が制御
され、直流電圧が常に目標とする電圧値になるように制
御されるものである。
このパルス幅制御によるスイッチング電源装置の場
合、過負荷状態になると各相のゲートパルスの幅が広く
なり、各スイッチング素子SWaおよびSWbが同時に導通状
態になる期間が生じる危険性がある。そして、各スイッ
チング素子SWaおよびSWbが同時に導通状態になると、ト
ランスの１次側コイルが２個のスイッチング素子SWaお
よびSWbを介して短絡され、いわゆる縦電流が流れて極
めて大きな電力損失を生じる。従って、パルス幅制御を
行う場合、必ず一方のスイッチング素子が非導通状態に
なってから他方のスイッチング素子が導通状態になるよ
うに制御を行う必要がある。このようにパルス幅制御に
よるスイッチング電源装置は、上述の縦電流の発生を防
止する機能を含んだ複雑な信号処理を必要とするため、
一般に、例えば日本電気株式会社製μPC494等、専用の
バイポーラIC（集積回路）が利用されている。
合、過負荷状態になると各相のゲートパルスの幅が広く
なり、各スイッチング素子SWaおよびSWbが同時に導通状
態になる期間が生じる危険性がある。そして、各スイッ
チング素子SWaおよびSWbが同時に導通状態になると、ト
ランスの１次側コイルが２個のスイッチング素子SWaお
よびSWbを介して短絡され、いわゆる縦電流が流れて極
めて大きな電力損失を生じる。従って、パルス幅制御を
行う場合、必ず一方のスイッチング素子が非導通状態に
なってから他方のスイッチング素子が導通状態になるよ
うに制御を行う必要がある。このようにパルス幅制御に
よるスイッチング電源装置は、上述の縦電流の発生を防
止する機能を含んだ複雑な信号処理を必要とするため、
一般に、例えば日本電気株式会社製μPC494等、専用の
バイポーラIC（集積回路）が利用されている。
「発明が解決しようとする課題」 ところで、上述したパルス幅制御用のICは、発振器を
内蔵し、この発振器の発振出力によってスイッチング素
子を駆動するゲートパルスを発生している。しかし、発
振器の発振周波数の上限が低く、この発振周波数によっ
てスイッチング電源装置のスイッチング周波数が制約さ
れてしまい、数10kHz〜100kHzが限度である。また、上
記ICはバイポーラICであるため、消費電力が大きく、ま
た、回路構成が複雑であるため、価格も高いという問題
があった。
内蔵し、この発振器の発振出力によってスイッチング素
子を駆動するゲートパルスを発生している。しかし、発
振器の発振周波数の上限が低く、この発振周波数によっ
てスイッチング電源装置のスイッチング周波数が制約さ
れてしまい、数10kHz〜100kHzが限度である。また、上
記ICはバイポーラICであるため、消費電力が大きく、ま
た、回路構成が複雑であるため、価格も高いという問題
があった。
この発明は、上述した問題点に鑑みてなされたもの
で、構成が簡単であると共に電力損失が少なく、かつ、
高速スイッチングが可能であり、パルス幅制御による出
力電圧の安定化制御を行うことができ、しかも、縦電流
の発生が防止されたスイッチング電源装置を提供するこ
とを目的としている。
で、構成が簡単であると共に電力損失が少なく、かつ、
高速スイッチングが可能であり、パルス幅制御による出
力電圧の安定化制御を行うことができ、しかも、縦電流
の発生が防止されたスイッチング電源装置を提供するこ
とを目的としている。
「課題を解決するための手段」 この発明は、正逆２相の基準信号を各々出力するCMOS
による基準発振器と、各々、抵抗素子および容量素子を
有してなり、かつ、該容量素子の少なくとも一部として
可変容量ダイオードを有し、前記２相の基準信号が各々
入力される第１および第２の時定数回路と、これら第１
および第２の時定数回路の抵抗素子に各々並列に接続さ
れる第１および第２の充電スピードアップダイオード
と、前記第１および第２の時定数回路の各出力が入力さ
れるCMOSによる第１および第２のドライブ回路と、これ
ら第１および第２のドライブ回路の各出力によって駆動
されるプッシュプルスイッチング素子を有するDC−DCコ
ンバータと、このDC−DCコンバータの出力電圧に応じて
前記第１および第２の時定数回路の各々の可変容量ダイ
オードの印加電圧を制御する制御手段とを具備すること
を特徴としている。
による基準発振器と、各々、抵抗素子および容量素子を
有してなり、かつ、該容量素子の少なくとも一部として
可変容量ダイオードを有し、前記２相の基準信号が各々
入力される第１および第２の時定数回路と、これら第１
および第２の時定数回路の抵抗素子に各々並列に接続さ
れる第１および第２の充電スピードアップダイオード
と、前記第１および第２の時定数回路の各出力が入力さ
れるCMOSによる第１および第２のドライブ回路と、これ
ら第１および第２のドライブ回路の各出力によって駆動
されるプッシュプルスイッチング素子を有するDC−DCコ
ンバータと、このDC−DCコンバータの出力電圧に応じて
前記第１および第２の時定数回路の各々の可変容量ダイ
オードの印加電圧を制御する制御手段とを具備すること
を特徴としている。
「作用」 上記構成によれば、第１および第２の時定数回路は、
各相の基準信号によって交互に充電および放電される。
この場合、第１および第２の時定数回路の各容量素子
は、充電時は第１および第２の充電スピードアップダイ
オードを介すことにより直ちに充電され、放電時は各抵
抗素子を介して充電される。このため、第１および第２
の時定数回路から、互いに逆相関係にあり、かつ、立ち
下がり時間のみが大きい２相の繰り返しパルスが出力さ
れる。そして、第１および第２の時定数回路の出力信号
のレベルが第１および第２のバッファ回路によって判定
され、第１および第２のバッファ回路から、互いの逆相
関係であり、かつ、重なり合わない２相の矩形パルスが
出力され、これらの各相のパルスにより、DC−DCコンバ
ータのプッシュプルスイッチング素子が駆動される。そ
して、DC−DCコンバータの出力電圧に応じ、第１および
第２の時定数回路における第１および第２の可変容量ダ
イオードの印加電圧が制御され、プッシュプルスイッチ
ング素子に与えられる各矩形パルスの幅が制御され、出
力電圧が安定化される。
各相の基準信号によって交互に充電および放電される。
この場合、第１および第２の時定数回路の各容量素子
は、充電時は第１および第２の充電スピードアップダイ
オードを介すことにより直ちに充電され、放電時は各抵
抗素子を介して充電される。このため、第１および第２
の時定数回路から、互いに逆相関係にあり、かつ、立ち
下がり時間のみが大きい２相の繰り返しパルスが出力さ
れる。そして、第１および第２の時定数回路の出力信号
のレベルが第１および第２のバッファ回路によって判定
され、第１および第２のバッファ回路から、互いの逆相
関係であり、かつ、重なり合わない２相の矩形パルスが
出力され、これらの各相のパルスにより、DC−DCコンバ
ータのプッシュプルスイッチング素子が駆動される。そ
して、DC−DCコンバータの出力電圧に応じ、第１および
第２の時定数回路における第１および第２の可変容量ダ
イオードの印加電圧が制御され、プッシュプルスイッチ
ング素子に与えられる各矩形パルスの幅が制御され、出
力電圧が安定化される。
「実施例」 以下、図面を参照してこの発明の一実施例について説
明する。
明する。
第１図はこの発明の一実施例によるスイッチング電源
装置の構成を示す回路図である。この図において、１は
基準発振器であり、CMOS（相補型MOSFET）によって実現
されている。この基準発振器１により、各々デューティ
がほぼ50％であり、位相が互いにπだけずれた２相の基
準信号が発生され、各々、出力端Ｑおよびから出力さ
れる。基準発振器１の出力端Ｑは、抵抗1aおよびコンデ
ンサ3aを直列に介し、アノードが接地された可変容量ダ
イオード4aのカソードに接続される。この可変容量ダイ
オード4aは、抵抗5aを介し制御回路６によって制御電圧
がカソードに印加され、端子間容量が制御される。すな
わち、抵抗1a、コンデンサ3aおよび可変容量ダイオード
4aによって第１の時定数回路が構成されており、この第
１の時定数回路の時定数が制御部６によって制御される
ようになっている。また、抵抗1aと並列に充電スピード
アップダイオード2aが接続されており、出力端Ｑの出力
電圧が立ち上がってコンデンサ3aおよび可変容量ダイオ
ード4aが充電される時の充電時間の短縮化がなされてい
る。同様に、基準発振器１の出力端に対しても、抵抗
1b、コンデンサ3bおよび可変容量ダイオード4bからなる
第２の時定数回路と、充電スピードアップダイオード2b
が設けられている。この第２の時定数回路の時定数も制
御回路６から抵抗5bを介して印加される制御電圧によっ
て制御される。
装置の構成を示す回路図である。この図において、１は
基準発振器であり、CMOS（相補型MOSFET）によって実現
されている。この基準発振器１により、各々デューティ
がほぼ50％であり、位相が互いにπだけずれた２相の基
準信号が発生され、各々、出力端Ｑおよびから出力さ
れる。基準発振器１の出力端Ｑは、抵抗1aおよびコンデ
ンサ3aを直列に介し、アノードが接地された可変容量ダ
イオード4aのカソードに接続される。この可変容量ダイ
オード4aは、抵抗5aを介し制御回路６によって制御電圧
がカソードに印加され、端子間容量が制御される。すな
わち、抵抗1a、コンデンサ3aおよび可変容量ダイオード
4aによって第１の時定数回路が構成されており、この第
１の時定数回路の時定数が制御部６によって制御される
ようになっている。また、抵抗1aと並列に充電スピード
アップダイオード2aが接続されており、出力端Ｑの出力
電圧が立ち上がってコンデンサ3aおよび可変容量ダイオ
ード4aが充電される時の充電時間の短縮化がなされてい
る。同様に、基準発振器１の出力端に対しても、抵抗
1b、コンデンサ3bおよび可変容量ダイオード4bからなる
第２の時定数回路と、充電スピードアップダイオード2b
が設けられている。この第２の時定数回路の時定数も制
御回路６から抵抗5bを介して印加される制御電圧によっ
て制御される。
抵抗1aおよびコンデンサ3aの接続点は第１の時定数回
路の出力端となっており、CMOSによるインバータ7aの入
力端に接続される。また、第２の時定数回路の出力端、
すなわち、抵抗1bおよびコンデンサ3bの接続点は、CMOS
によるインバータ7bの入力端に接続される。
路の出力端となっており、CMOSによるインバータ7aの入
力端に接続される。また、第２の時定数回路の出力端、
すなわち、抵抗1bおよびコンデンサ3bの接続点は、CMOS
によるインバータ7bの入力端に接続される。
DC−DCコンバータ８は、トランスＴと、このトランス
Ｔの一次側コイルの両端にプッシュプルスイッチング素
子として接続されたｎチャネルのパワーMOSFET8aおよび
8bと、トランスＴの２次側出力を整流して直流電圧を出
力する整流回路９とで構成される。パワーMOSFET8aおよ
び8bは、各々のソースが負電源−Ｂに共通接続され、各
々のドレインがトランスＴの一次側コイルの両端に接続
されており、このトランスＴの一次側コイルの中間タッ
プは正電源＋Ｂに接続されている。そして、パワーMOSF
ET8aおよび8bは、各々のゲートにインバータ7aおよび7b
の各出力が供給され、交互に導通状態となるように制御
される。
Ｔの一次側コイルの両端にプッシュプルスイッチング素
子として接続されたｎチャネルのパワーMOSFET8aおよび
8bと、トランスＴの２次側出力を整流して直流電圧を出
力する整流回路９とで構成される。パワーMOSFET8aおよ
び8bは、各々のソースが負電源−Ｂに共通接続され、各
々のドレインがトランスＴの一次側コイルの両端に接続
されており、このトランスＴの一次側コイルの中間タッ
プは正電源＋Ｂに接続されている。そして、パワーMOSF
ET8aおよび8bは、各々のゲートにインバータ7aおよび7b
の各出力が供給され、交互に導通状態となるように制御
される。
DC−DCコンバータ９の出力電圧V0が、目的とする電圧
値からずれた場合、検出回路10により、そのずれに応じ
た誤差信号が発生される。そして、制御回路６により、
誤差信号から制御電圧が発生され、前述した可変容量ダ
イオード4aおよび4bの容量制御が行われる。
値からずれた場合、検出回路10により、そのずれに応じ
た誤差信号が発生される。そして、制御回路６により、
誤差信号から制御電圧が発生され、前述した可変容量ダ
イオード4aおよび4bの容量制御が行われる。
第２図（ａ）〜（ｂ）は、このスイッチング電源装置
の各部の波形を示すタイムチャートである。以下、これ
らの図を参照し、このスイッチング電源装置の動作を説
明する。まず、時刻t1において、基準発振器１の出力端
Ｑの出力電圧が立ち上がる｛第２図（ａ）｝と共に出力
端の出力電圧が立ち下がる｛第２図（ｂ）｝。この結
果、コンデンサ3aおよび可変容量ダイオード4aはダイオ
ード2aを介して基準発振器１の出力端Ｑからの出力電流
が充電され、インバータ7aの入力電圧は直ちに立ち上が
って閾値電圧Vtha以上となり｛第２図（ｃ）｝、インバ
ータ7aの出力が立ち下がる｛第２図（ｄ）｝。これに対
し、コンデンサ3bおよび可変容量ダイオード4bに充電さ
れた電荷は抵抗1bを介し、基準発振器１の出力端に放
電されるので、インバータ7bの入力電圧は抵抗1bの抵抗
値とコンデンサ3bおよび可変容量ダイオード4bの合成容
量値によって決定される時定数に従って緩やかに立ち下
がる｛第２図（ｅ）｝。従って、インバータ7bの出力
は、インバータ7aの出力が立ち下がる時刻よりも少し遅
れて立ち上がる｛第２図（ｆ）｝。
の各部の波形を示すタイムチャートである。以下、これ
らの図を参照し、このスイッチング電源装置の動作を説
明する。まず、時刻t1において、基準発振器１の出力端
Ｑの出力電圧が立ち上がる｛第２図（ａ）｝と共に出力
端の出力電圧が立ち下がる｛第２図（ｂ）｝。この結
果、コンデンサ3aおよび可変容量ダイオード4aはダイオ
ード2aを介して基準発振器１の出力端Ｑからの出力電流
が充電され、インバータ7aの入力電圧は直ちに立ち上が
って閾値電圧Vtha以上となり｛第２図（ｃ）｝、インバ
ータ7aの出力が立ち下がる｛第２図（ｄ）｝。これに対
し、コンデンサ3bおよび可変容量ダイオード4bに充電さ
れた電荷は抵抗1bを介し、基準発振器１の出力端に放
電されるので、インバータ7bの入力電圧は抵抗1bの抵抗
値とコンデンサ3bおよび可変容量ダイオード4bの合成容
量値によって決定される時定数に従って緩やかに立ち下
がる｛第２図（ｅ）｝。従って、インバータ7bの出力
は、インバータ7aの出力が立ち下がる時刻よりも少し遅
れて立ち上がる｛第２図（ｆ）｝。
次に時刻t2において、基準発振器１の出力端Ｑの出力
電圧が立ち下がると共に出力端の出力電圧が立ち上が
る。この結果、コンデンサ3bおよび可変容量ダイオード
4bはダイオード2bを介して基準発振器１の出力端から
の出力電流が充電され、インバータ7bの入力電圧は直ち
に立ち上がって閾値電圧Vthb以上となり｛第２図
（ｅ）｝、インバータ7bの出力が立ち下がる｛第２図
（ｆ）｝。これに対し、コンデンサ3aおよび可変容量ダ
イオード4aに充電された電荷は抵抗1aを介し、基準発振
器１の出力端Ｑに放電されるので、インバータ7aの入力
電圧は抵抗1aの抵抗値とコンデンサ3aおよび可変容量ダ
イオード4aの合成容量値によって決定される時定数に従
って緩やかに立ち下がる｛第２図（ｃ）｝。従って、イ
ンバータ7aの出力は、インバータ7bの出力が立ち下がる
時刻よりも少し遅れて立ち上がる｛第２図（ｄ）｝。
電圧が立ち下がると共に出力端の出力電圧が立ち上が
る。この結果、コンデンサ3bおよび可変容量ダイオード
4bはダイオード2bを介して基準発振器１の出力端から
の出力電流が充電され、インバータ7bの入力電圧は直ち
に立ち上がって閾値電圧Vthb以上となり｛第２図
（ｅ）｝、インバータ7bの出力が立ち下がる｛第２図
（ｆ）｝。これに対し、コンデンサ3aおよび可変容量ダ
イオード4aに充電された電荷は抵抗1aを介し、基準発振
器１の出力端Ｑに放電されるので、インバータ7aの入力
電圧は抵抗1aの抵抗値とコンデンサ3aおよび可変容量ダ
イオード4aの合成容量値によって決定される時定数に従
って緩やかに立ち下がる｛第２図（ｃ）｝。従って、イ
ンバータ7aの出力は、インバータ7bの出力が立ち下がる
時刻よりも少し遅れて立ち上がる｛第２図（ｄ）｝。
このようにして、第２図（ｄ）および（ｆ）に示すよ
うに、互いに逆相関係にあり、かつ、同時にハイレベル
とならない２相の矩形波がインバータ7aおよび7bから出
力され、パワーMOSFET8aおよび8bの各ゲートに印加され
る。この結果、MOSFET8aおよび8bは、交互に導通状態に
切り換えられ、第２図（ｇ）に示す繰り返し波形がトラ
ンスＴの１次側コイルに印加される。第２図（ｄ）およ
び（ｆ）から明らかなように、パワーMOSFET8aおよび8b
が同時刻に共に導通状態となることがなく、トランスＴ
の１次側コイルに電圧が印加されないデッドタイムTdが
確保される。
うに、互いに逆相関係にあり、かつ、同時にハイレベル
とならない２相の矩形波がインバータ7aおよび7bから出
力され、パワーMOSFET8aおよび8bの各ゲートに印加され
る。この結果、MOSFET8aおよび8bは、交互に導通状態に
切り換えられ、第２図（ｇ）に示す繰り返し波形がトラ
ンスＴの１次側コイルに印加される。第２図（ｄ）およ
び（ｆ）から明らかなように、パワーMOSFET8aおよび8b
が同時刻に共に導通状態となることがなく、トランスＴ
の１次側コイルに電圧が印加されないデッドタイムTdが
確保される。
そして、この１次側電圧波形がトランスＴによって変
圧され、トランスＴの２次側電圧が整流回路９によって
整流され、直流電圧Voが出力される。
圧され、トランスＴの２次側電圧が整流回路９によって
整流され、直流電圧Voが出力される。
さて、直流電圧Voのレベルが目標とする電圧値よりも
下がり、それが検出回路10によって検出されたとする。
この場合、制御回路６によって可変容量ダイオード4aお
よび4bの各カソードに印加する制御電圧が高められる。
この結果、可変容量ダイオード4aおよび4bの容量値が小
さくなり、第１および第２の時定数回路の時定数が小さ
くなる。従って、第２図（ｃ）〜（ｇ）に破線によって
示すように、インバータ7aおよび7bの入力波形は立ち下
がりが早くなり、インバータ7aおよび7bの各出力矩形波
のデューティが大きくなり、デッドタイムTdが小さくな
る。このため、トランスＴの１次側実効電圧が大きくな
る。このようにして、低下した直流電圧が上昇するよう
に制御が行われる。逆に直流電圧が目標とする電圧値よ
りも高くなった場合には、デッドタイムTdを長くすべ
く、可変容量ダイオード4aおよび4bに印加する制御電圧
が低くされる。
下がり、それが検出回路10によって検出されたとする。
この場合、制御回路６によって可変容量ダイオード4aお
よび4bの各カソードに印加する制御電圧が高められる。
この結果、可変容量ダイオード4aおよび4bの容量値が小
さくなり、第１および第２の時定数回路の時定数が小さ
くなる。従って、第２図（ｃ）〜（ｇ）に破線によって
示すように、インバータ7aおよび7bの入力波形は立ち下
がりが早くなり、インバータ7aおよび7bの各出力矩形波
のデューティが大きくなり、デッドタイムTdが小さくな
る。このため、トランスＴの１次側実効電圧が大きくな
る。このようにして、低下した直流電圧が上昇するよう
に制御が行われる。逆に直流電圧が目標とする電圧値よ
りも高くなった場合には、デッドタイムTdを長くすべ
く、可変容量ダイオード4aおよび4bに印加する制御電圧
が低くされる。
このようにして、出力電圧の変化に応じてデッドタイ
ムTdが自動制御され、出力電圧が安定化される。ここ
で、コンデンサ3aと可変容量ダイオード4aとの合成容量
およびコンデンサ3bと可変容量ダイオード4bとの合成容
量はその可変範囲が狭い。しかし、第１および第２の時
定数回路の次段には非常に入力インピーダンスの高いCM
OSによるインバータ7aおよび7bが接続される。従って、
抵抗1aおよび1bの抵抗値を大きくしてもリーク等に起因
した時定数のバラツキを生じる恐れがなく、有効に時定
数の制御を行うことができる。また、昨今の集積回路技
術の進歩により、CMOSデバイスの高速化が実現されてお
り、基準発振器１、インバータ7a,7b、パワーMOSFET8a,
8bとして、高速動作可能な汎用品を利用することができ
る。従って、これらの汎用品を用いて、高速スイッチン
グの可能な高性能のスイッチング電源装置を安価に作製
することができる。
ムTdが自動制御され、出力電圧が安定化される。ここ
で、コンデンサ3aと可変容量ダイオード4aとの合成容量
およびコンデンサ3bと可変容量ダイオード4bとの合成容
量はその可変範囲が狭い。しかし、第１および第２の時
定数回路の次段には非常に入力インピーダンスの高いCM
OSによるインバータ7aおよび7bが接続される。従って、
抵抗1aおよび1bの抵抗値を大きくしてもリーク等に起因
した時定数のバラツキを生じる恐れがなく、有効に時定
数の制御を行うことができる。また、昨今の集積回路技
術の進歩により、CMOSデバイスの高速化が実現されてお
り、基準発振器１、インバータ7a,7b、パワーMOSFET8a,
8bとして、高速動作可能な汎用品を利用することができ
る。従って、これらの汎用品を用いて、高速スイッチン
グの可能な高性能のスイッチング電源装置を安価に作製
することができる。
第３図は上記実施例を応用したAC−DC形高効率安定化
電源の構成を示す回路図である。なお、この図におい
て、前述した第１図と対応する部分には同一の符号を付
し、その説明を省略する。
電源の構成を示す回路図である。なお、この図におい
て、前述した第１図と対応する部分には同一の符号を付
し、その説明を省略する。
商用電源20の交番電圧は、ダイオードブリッジ21によ
って整流され、ダイオードブリッジ21のプラス出力端子
＋およびマイナス出力端子−の間に直流電圧が得られ、
この端子間電圧におけるリップルがバイパスコンデンサ
22によって除去される。そして、プラス出力端子＋の電
圧が電源＋ＢとしてトランスＴの１次側コイルの中間タ
ップに供給され、マイナス出力端子−の電圧が電源−Ｂ
としてパワーMOSFET8aおよび8bの各ソースに供給され
る。また、ダイオードブリッジ21のプラス出力端子＋お
よびマイナス出力端子−の間には、抵抗23およびツェナ
ダイオード24からなる直列回路とが並列に介挿されてお
り、ツェナダイオード24のカソード−アノード間の電圧
が、制御系を構成するCMOSによる回路、すなわち、基準
発振器1,インバータ7aおよび7bに電源電圧ＶDDとして供
給されている。また、電源電圧ＶDDは抵抗105およびフ
ォトトランジスタ104の直列回路に与えられる。この直
列回路は第１図における制御回路６に対応しており、フ
ォトトランジスタ104のコレクタ−エミッタ間電圧が抵
抗5aおよび5bを各々介し、可変容量ダイオード4aおよび
4bに印加される。また、フォトトランジスタ104には、
コンデンサ105が並列に接続され、これにより、電源起
動時のソフトスタート作用を行わせることができる。
って整流され、ダイオードブリッジ21のプラス出力端子
＋およびマイナス出力端子−の間に直流電圧が得られ、
この端子間電圧におけるリップルがバイパスコンデンサ
22によって除去される。そして、プラス出力端子＋の電
圧が電源＋ＢとしてトランスＴの１次側コイルの中間タ
ップに供給され、マイナス出力端子−の電圧が電源−Ｂ
としてパワーMOSFET8aおよび8bの各ソースに供給され
る。また、ダイオードブリッジ21のプラス出力端子＋お
よびマイナス出力端子−の間には、抵抗23およびツェナ
ダイオード24からなる直列回路とが並列に介挿されてお
り、ツェナダイオード24のカソード−アノード間の電圧
が、制御系を構成するCMOSによる回路、すなわち、基準
発振器1,インバータ7aおよび7bに電源電圧ＶDDとして供
給されている。また、電源電圧ＶDDは抵抗105およびフ
ォトトランジスタ104の直列回路に与えられる。この直
列回路は第１図における制御回路６に対応しており、フ
ォトトランジスタ104のコレクタ−エミッタ間電圧が抵
抗5aおよび5bを各々介し、可変容量ダイオード4aおよび
4bに印加される。また、フォトトランジスタ104には、
コンデンサ105が並列に接続され、これにより、電源起
動時のソフトスタート作用を行わせることができる。
次に整流回路９の構成について説明する。トランスＴ
の２次側コイルは、両端がダイオード91および92の各々
のアノードが接続されている。ダイオード91および92の
カソードは共通接続されており、この共通接続点とトラ
ンスＴの２次側コイルの中間タップとの間に直流電圧が
出力される。この直流電圧は、チョークコイル93、ダイ
オード94およびコンデンサ95からなる平滑回路によって
平滑化され、DC−DCコンバータ８におけるプラス出力端
子＋およびマイナス出力端子−から出力される。
の２次側コイルは、両端がダイオード91および92の各々
のアノードが接続されている。ダイオード91および92の
カソードは共通接続されており、この共通接続点とトラ
ンスＴの２次側コイルの中間タップとの間に直流電圧が
出力される。この直流電圧は、チョークコイル93、ダイ
オード94およびコンデンサ95からなる平滑回路によって
平滑化され、DC−DCコンバータ８におけるプラス出力端
子＋およびマイナス出力端子−から出力される。
次に検出回路10の構成について説明する。DC−DCコン
バータ８のプラス出力端子＋およびマイナス出力端子−
に出力される電圧は発光ダイオード97、抵抗96およびツ
ェナダイオード99の順次直列接続回路に印加される。こ
こで、発光ダイオード97の出力光は前述したフォトトラ
ンジスタ104によって受光されるようになっている。
バータ８のプラス出力端子＋およびマイナス出力端子−
に出力される電圧は発光ダイオード97、抵抗96およびツ
ェナダイオード99の順次直列接続回路に印加される。こ
こで、発光ダイオード97の出力光は前述したフォトトラ
ンジスタ104によって受光されるようになっている。
このような構成によれば、DC−DCコンバータ８の出力
電圧が増加すると、発光ダイオード97の発光量が増し、
フォトトランジスタ104のコレクタ−エミッタ間抵抗が
減少し、可変容量ダイオード4aおよび4bへの印加電圧が
減少する。このため、第１および第２の時定数回路の時
定数が大きくなり、デッドタイムTdが広くなる。逆にDC
−DCコンバータ８の出力電圧が減少すると、発光ダイオ
ード97の発光量が減少し、フォトトランジスタ104のコ
レクタ−エミッタ間抵抗が増加し、可変容量ダイオード
4aおよび4bの印加電圧が増大し、デッドタイムTdが小さ
くなる。
電圧が増加すると、発光ダイオード97の発光量が増し、
フォトトランジスタ104のコレクタ−エミッタ間抵抗が
減少し、可変容量ダイオード4aおよび4bへの印加電圧が
減少する。このため、第１および第２の時定数回路の時
定数が大きくなり、デッドタイムTdが広くなる。逆にDC
−DCコンバータ８の出力電圧が減少すると、発光ダイオ
ード97の発光量が減少し、フォトトランジスタ104のコ
レクタ−エミッタ間抵抗が増加し、可変容量ダイオード
4aおよび4bの印加電圧が増大し、デッドタイムTdが小さ
くなる。
「発明の効果」 以上説明したように、この発明によれば、構成が簡単
であると共に電力損失が少なく、かつ、高速スイッチン
グが可能であり、パルス幅制御による出力電圧の安定化
制御を行うことができ、しかも、縦電流の発生が防止さ
れたスイッチング電源装置を実現することができるとい
う効果がある。
であると共に電力損失が少なく、かつ、高速スイッチン
グが可能であり、パルス幅制御による出力電圧の安定化
制御を行うことができ、しかも、縦電流の発生が防止さ
れたスイッチング電源装置を実現することができるとい
う効果がある。
第１図はこの発明の一実施例によるスイッチング電源装
置の構成を示す回路図、第２図は同実施例の動作を示す
タイムチャート、第３図は同実施例を応用したAC−DC形
高効率安定化電源の構成を示す回路図、第４図はプッシ
ュプル方式のスイッチング回路を用いたスイッチング電
源装置の一般的な構成を示す回路図である。 １……基準発振器、1a,1b……抵抗、2a,2b……充電スピ
ードアップダイオード、3a,3b……コンデンサ、4a,4b…
…可変容量ダイオード、7a,7b……CMOSインバータ、8a,
8b……パワーMOSFET、８……DC−DCコンバータ、10……
検出回路、６……制御回路。
置の構成を示す回路図、第２図は同実施例の動作を示す
タイムチャート、第３図は同実施例を応用したAC−DC形
高効率安定化電源の構成を示す回路図、第４図はプッシ
ュプル方式のスイッチング回路を用いたスイッチング電
源装置の一般的な構成を示す回路図である。 １……基準発振器、1a,1b……抵抗、2a,2b……充電スピ
ードアップダイオード、3a,3b……コンデンサ、4a,4b…
…可変容量ダイオード、7a,7b……CMOSインバータ、8a,
8b……パワーMOSFET、８……DC−DCコンバータ、10……
検出回路、６……制御回路。
Claims (1)
- 【請求項１】正逆２相の基準信号を各々出力するCMOSに
よる基準発振器と、 各々、抵抗素子および容量素子を有してなり、かつ、該
容量素子の少なくとも一部として可変容量ダイオードを
有し、前記２相の基準信号が各々入力される第１および
第２の時定数回路と、 これら第１および第２の時定数回路の抵抗素子に各々並
列に接続される第１および第２の充電スピードアップダ
イオードと、 前記第１および第２の時定数回路の各出力が入力される
CMOSによる第１および第２のドライブ回路と、 これら第１および第２のドライブ回路の各出力によって
駆動されるプッシュプルスイッチング素子を有するDC−
DCコンバータと、 このDC−DCコンバータの出力電圧に応じて前記第１およ
び第２の時定数回路の各々の可変容量ダイオードの印加
電圧を制御する制御手段と を具備することを特徴とするスイッチング電源装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2203021A JP2806002B2 (ja) | 1990-07-31 | 1990-07-31 | スイッチング電源装置 |
| US07/738,143 US5140513A (en) | 1990-07-31 | 1991-07-30 | Switching regulated DC-DC converter using variable capacity diodes in the feedback circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2203021A JP2806002B2 (ja) | 1990-07-31 | 1990-07-31 | スイッチング電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0488879A JPH0488879A (ja) | 1992-03-23 |
| JP2806002B2 true JP2806002B2 (ja) | 1998-09-30 |
Family
ID=16467037
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2203021A Expired - Fee Related JP2806002B2 (ja) | 1990-07-31 | 1990-07-31 | スイッチング電源装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
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| JP (1) | JP2806002B2 (ja) |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5452688A (en) * | 1994-12-27 | 1995-09-26 | Rose; Hugh W. | Method and apparatus for enhancing combustion in internal combustion engines |
| JPH0926616A (ja) * | 1995-07-12 | 1997-01-28 | Fuji Photo Film Co Ltd | ストロボ充電回路 |
| US5684680A (en) * | 1995-12-21 | 1997-11-04 | Delco Electronics Corp. | Extended range switch mode power supply |
| US5978244A (en) * | 1997-10-16 | 1999-11-02 | Illinois Tool Works, Inc. | Programmable logic control system for a HVDC power supply |
| WO1999030407A1 (en) * | 1997-12-08 | 1999-06-17 | Semi-Tech Design, Inc. | Method and circuit for detection of primary switches status in isolated dc/dc converters |
| US6052790A (en) * | 1998-01-27 | 2000-04-18 | Dell Usa, L.P. | Computer system with improved DC to DC power conversion employing capacitive energy storage reservoirs |
| US6876181B1 (en) * | 1998-02-27 | 2005-04-05 | Power Integrations, Inc. | Off-line converter with digital control |
| US6226190B1 (en) | 1998-02-27 | 2001-05-01 | Power Integrations, Inc. | Off-line converter with digital control |
| US6205043B1 (en) * | 1998-09-08 | 2001-03-20 | California Institute Of Technology | Power supply with air core transformer and seperated power supplies for high dynamic range |
| US6052298A (en) * | 1999-03-03 | 2000-04-18 | Peco Ii, Inc. | Inverter input noise suppression circuit |
| US6525514B1 (en) * | 2000-08-08 | 2003-02-25 | Power Integrations, Inc. | Method and apparatus for reducing audio noise in a switching regulator |
| US6621718B1 (en) | 2000-11-22 | 2003-09-16 | International Business Machines Corporation | Resonant converter circuit |
| CA2688798A1 (en) * | 2001-01-19 | 2002-07-19 | Hy-Drive Technologies Ltd. | Hydrogen generating apparatus and components therefor |
| US6563718B1 (en) * | 2001-12-06 | 2003-05-13 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Capacitively coupled power converter |
| US7233504B2 (en) * | 2005-08-26 | 2007-06-19 | Power Integration, Inc. | Method and apparatus for digital control of a switching regulator |
| US8049430B2 (en) | 2008-09-05 | 2011-11-01 | Lutron Electronics Co., Inc. | Electronic ballast having a partially self-oscillating inverter circuit |
| CN101359868B (zh) * | 2008-09-11 | 2010-04-14 | 西安爱科电子有限责任公司 | 模块并联式大功率直流开关电源装置 |
| CN102386776A (zh) * | 2011-11-23 | 2012-03-21 | 夏建中 | 高功率因素低谐波电流的大功率开关电源主电路 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4027228A (en) * | 1975-04-15 | 1977-05-31 | General Electric Company | Photocoupled isolated switching amplifier circuit |
| US4155113A (en) * | 1977-10-17 | 1979-05-15 | Litton Systems, Inc. | Protective circuit for transistorized inverter-rectifier apparatus |
| GB8706275D0 (en) * | 1987-03-17 | 1987-04-23 | Rca Corp | Gate circuit |
-
1990
- 1990-07-31 JP JP2203021A patent/JP2806002B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1991
- 1991-07-30 US US07/738,143 patent/US5140513A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5140513A (en) | 1992-08-18 |
| JPH0488879A (ja) | 1992-03-23 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |