KR20240081411A - 상태 머신 기반 dc/dc 컨버터 - Google Patents

Abstract

본 발명은 일반적으로 유한 상태 머신에 기초한 벅-부스트 컨버터(2000)에 관한 것이다. 특히, 벅-부스트 컨버터(2000)는 입력 전압(V_IN)을 출력 전압(V_OUT)으로 변환하는 변환 수단(1100)을 포함하며, 이 변환 수단은 복수의 스위치들(1111-1114)과 인덕터(1120)와 복수의 스위치들(1111-1114)을 제어하는 컨트롤러(2200)를 포함한다. 컨트롤러의 동작은 입력 상태 변화 신호들(V_{PWM_BCK}, V_{PWM_BST})을 수신하고 컨트롤러(1200)를 구동하기 위한 출력 상태 신호들(S1A-S3)을 제공하도록 구성된 유한 상태 머신(2400)에 의해 구동된다. 상태 변화 신호들(V_{PWM_BCK}, V_{PWM_BST})은 복제 신호(V_MOD)와 오차 신호(V_EA)의 비교에 기초하여 비교 수단(2300)에 의해 생성되며, 여기서 오차 신호(V_EA)는 변환 수단(1100)의 특성과 미리 결정된 기준 신호(V_REF) 사이의 차이를 나타내는 신호에 기초하여 계산되며, 여기서 복제 신호(V_MOD)는 인덕터(1120)를 통해 흐르는 전류를 나타낸다.

Description

상태 머신 기반 DC/DC 컨버터{STATE MACHINE BASED DC/DC CONVERTER}

본 발명은 DC/DC 변환을 위한 방법 및 장치를 다룬다. 특히, 본 발명은 구현이 간단하고 안정적인 작동을 제공하는 비동기식 DC/DC 벅-부스트(buck-boost) 컨버터를 구현할 수 있다.

벅-부스트 컨버터는 전원을 입력 전압 V_IN에서 출력 전압 V_OUT으로 변환하는 데 사용되며, 여기서 V_OUT은 V_IN보다 낮거나 높을 수 있다.

이러한 시나리오에 대한 예시적인 응용 분야는 어댑터 입력 소스의 전압을 5V 내지 20V 사이에서 프로그래밍할 수 있고 배터리 전압이 배터리 스택에 따라 달라질 수 있는(단일 셀(1S)에 대하여 3V-4.3V이며 4개의 셀을 직렬로 연결할 때(4S) 최대 12V - 17.2V임) 최신 USB 타입-C 기반 배터리 충전기이다.

일반적으로, 가장 효율적인 전력 컨버터는 입력 전압 V_IN을 벅 컨버터에서처럼 더 낮거나 부스트 컨버터에서처럼 더 높은 출력 전압 V_OUT으로 변환하도록 제한되며, 2개의 스위치를 구현하는 단일 브리지 아키텍처를 기반으로 한다. 예를 들어, 랩탑용 충전기 어댑터는 전통적으로 벅 컨버터로서만 작동하는, 1S에서 4S까지의 임의의 배터리를 충전할 수 있도록 18V-20V의 출력 전압만 갖고 있었다.

그러나, USB 타입-C 전원 공급 표준에서는 5V만 제공할 수 있는 기존 USB 충전기를 사용하여 배터리를 충전할 수 있어야 한다. 이 경우 2S, 3S 및 4S 배터리 스택들을 충전하려면 부스트 컨버터로서 작동해야 한다.

공지의 벅 또는 부스트 컨버터에서는 단일 브리지의 두 스위치가 특정 주파수에서 교대로 ON 및 OFF로 전환되고, 출력 전압은 듀티 사이클, 즉 각 스위치가 ON 또는 OFF로 유지되는 시간 비율에 따라 조절된다. 벅 컨버터와 부스트 컨버터 모두 V_OUT이 V_IN에 접근할 경우, 듀티 사이클이 벅 모드에서 너무 높고(100%에 가깝게 됨), 부스트 모드에서 너무 낮아서(0%에 가깝게 됨) 문제가 있다. 이로 인해 두 스위치 중 하나의 ON 또는 OFF 시간이 매우 짧아져 구현 및 제어가 불가능하게 된다.

공지의 솔루션은 펄스 스키핑(pulse skipping)으로 알려져 있으며 스위칭 주파수를 제한하고/하거나 스위치의 T_ON 또는 T_OFF를 최소 실제 값으로 제한하는 것으로 구성된다. 그러나, 펄스 스키핑은 제어 루프의 안정성을 손상시키고 큰 리플을 발생시킨다.

대안적으로, 벅-부스트 구성이 구현될 수도 있다. 도 1a는 변환 수단(1100)과 컨트롤러(1200)를 포함하는 전형적인 벅-부스트 컨버터(1000)를 도시한 것이다. 변환 수단(1100)은 일반적으로 스위치들과 같은 복수의 능동 소자들과 인덕터들 및/또는 커패시터들과 같은 하나 이상의 수동 소자들을 포함한다. 스위치 변환 수단(1100)은 컨트롤러에 의해 구동되어 입력 전압 V_IN을 원하는 출력 전압 V_OUT으로 변환한다.

도 1a의 경우, 변환 수단(1100)은 4개의 스위치(1111-1114)와 1개의 인덕터(1120)를 갖는 풀-브리지 구성으로 구현된다. 벅-부스트 변환기(1000)는 공지의 방식에서, 4개의 스위치(1111-1114)를 적절하게 제어함으로써 입력에 대한 출력의 임의의 타입의 변환을 수행할 수 있다.

따라서 벅-부스트 컨버터(1000)는 다음과 같은 세 가지 작동 모드를 허용한다:

- 벅 변환(출력 전압 V_OUT이 입력 전압 V_IN보다 낮을 때)

- 부스트 변환(출력 전압 V_OUT이 입력 전압 V_IN보다 높을 때),

- 벅-부스트 변환(출력 전압 V_OUT이 입력 전압 V_IN보다 약간 높거나 낮을 때).

도 1b는 위에서 설명한 세 가지 작동 모드에 대응하는 영역들의 그래픽 표현을 개략적으로 도시한 것이다.

벅 컨버터 모드에서 스위치 구성은 다음과 같다:

- 1111, 1112는 비-중첩 위상들로 ON 및 OFF되고,

- 1113은 항상 ON, 1114는 항상 OFF이다.

부스트 컨버터 모드에서 스위치 구성은 다음과 같다:

- 1111은 항상 ON이고, 1112는 항상 OFF이며,

- 1113, 1114은 비-중첩 위상들로 ON 및 OFF된다.

벅-부스트 영역에서는 4개의 스위치를 제어하기 위해 다양한 기술을 사용할 수 있다. 일반적인 목표는 스위칭 활동을 최대한 줄여 전력 손실을 최소화하는 동시에 출력 전압 V_OUT을 조절하면서 스위치 ON/OFF 시간을 너무 짧게 하지 않는 것이다.

스위치(1111-1114)를 제어하기 위한 여러 알고리즘이 종래 기술에서 제안되었다.

예를 들어, Analog Device의 LTC 3440 장치(사용 설명서는, 예를 들어, https://www.analog.com/media/en/technical-documentation/data-sheets/3440fd.pdf에서 찾을 수 있음)에서, 작동 모드들 간 전환은 오차 증폭기 출력의 전압을 보면서 수행된다. 이 증폭기의 출력은 루프의 대역폭에 따라 천천히 움직이기 때문에 부스트, 벅-부스트 또는 벅 영역을 유지할지 여부에 대한 결정은 많은 사이클에 걸쳐 평균화된다. 노이즈에 민감하지 않게 하려면, 전환 영역에 히스테리시스를 추가해야 한다.

Renesas의 ISL9237(사용 설명서는 예를 들어 https://www.renesas.com/document/dst/isl9238-datasheet?language=en&r=507681에서 찾을 수 있음)에서, 전환은 V_IN과 V_OUT 사이의 비율을 계산하여 감지된다. 또한 이 경우에는, 전환 노이즈를 민감하지 않게 하기 위해 평균화 및 히스테리시스를 적용해야 한다.

두 제품 모두 벅 펄스(1111 및 1114 ON)와 부스트 펄스(1112 및 1113 ON)를 교대로 사용한다. 이러한 펄스의 길이를 조절함으로써 적절한 출력 조정이 보장될 수 있다.

그러나, 두 시스템 모두 고정 주파수에서 작동하므로 벅-부스트 작동 시 스위칭 활동이 두 배가 되어 전체 효율이 감소한다. 이러한 이유로 벅-부스트 동작은 V_OUT 조건과 동일한 V_IN 주변의 가능한 좁은 영역으로 제한되는 것이 바람직하다.

전환 조건을 감지하는 또 다른 방법은 100%에 가깝거나 멀게 이동하는 벅 모드의 듀티 사이클을 살펴보거나 0%에 가깝거나 멀게 이동하는 부스트 모드를 살펴보는 것이다. 그러나 이러한 방법은 높은 시간 분해능을 요구하므로 일반적으로 특히 고주파수 스위칭 회로에서 전압을 감지하는 것보다 실용성이 떨어진다.

따라서, 종래 기술에서 동작 모드들 사이의 전환이 처리되는 방식은 일반적으로 관찰 윈도우를 통해 입력 전압과 출력 전압 사이의 관계를 감지하는 비교기, ADC 등과 같은 회로를 사용하는 입력 및 출력 전압의 측정과, 측정된 수량들을 평균화하는 것에 기초한다. 공지의 방법의 중요한 점은 출력 전압의 원치 않는 과도 상태나 일시적인 제어 손실을 생성할 수 있는 모드들 간의 전환들이다. 더욱이, 크로스오버 임계값 근처에서 연속적인 점프를 피하기 위해 일반적으로 일부 히스테리시스가 도입되어 벅-부스트 작동 영역이 증가하지만, 벅-부스트 모드에서는 시스템 효율이 낮아지는 경향이 있으므로 이 영역을 가능한 한 작게 유지하는 것이 바람직하다.

따라서 효율적이고 신뢰할 수 있는 방식으로 작동하고 종래 기술에서 확인된 문제를 방지하는 벅-부스트 컨버터를 제공할 필요가 있다.

일반적으로, 본 발명은 서로 다른 동작 모드들, 즉 벅, 벅-부스트 및 부스트 간의 전환을 수행하기 위해 벅-부스트 컨버터가 시간 기반 방법으로 제어될 수 있다는 개념에 의존한다.

따라서, 비교기들로부터의 신호들을 통해 스위치들(1111-1114)의 동작을 제어하는 대신에, 스위치들의 동작이 비동기 유한 상태 머신에 의해 조절될 수 있다. 유한 상태 머신은 사이클별 기준, 동작 모드 및 대응하는 스위치들의 구성을 결정할 수 있다. 이러한 방식으로 결정들이 더 빨라지고, 평균화 및 히스테리시스를 적용할 필요가 없다. 마찬가지로 유한 상태 머신은 불연속 모드와 경부하(light load ) 동작을 처리할 수 있다.

따라서 본 발명의 일 실시예는 입력 전압을 출력 전압으로 변환하기 위한 변환 수단 - 이 변환 수단은 복수의 스위치들 및 인덕터를 포함함 -, 복수의 스위치들을 제어하기 위한 컨트롤러, 복제 신호와 오차 신호의 비교에 기초하여 상태 변화 신호들을 출력하도록 구성되는 비교 수단을 포함하는 벅-부스트 컨버터에 관한 것일 수 있다. 오차 신호는 변환 수단의 특성과 미리 결정된 기준 신호 사이의 차이를 나타내는 신호에 기초하여 계산된다. 복제 신호는 인덕터를 통해 흐르는 전류를 나타낸다. 벅-부스트 변환기는 상태 변화 신호들을 입력으로 수신하고 컨트롤러를 구동하기 위한 출력 상태 신호들로서 제공하도록 구성되는 유한 상태 머신을 더 포함한다.

이러한 방식으로, 벅-부스트 컨버터는 유리하게는 유한 상태 머신에 의해 제어된다. 이를 통해 종래 기술 장치들의 단점들을 회피한다.

일부 실시예들에서, 변환 수단의 특성은 다음 중 임의의 것을 포함할 수 있다:

- 출력 전압(V_OUT),

- 입력 전압(V_IN),

- 입력 전류(I_IN),

- 출력 전류(I_OUT),

- 내부 온도.

이러한 접근 방식 덕분에, 본 발명은 유한 상태 머신에 대한 입력으로서 사용되는 오차 신호를 생성하기 위해 어떤 신호가 사용되는지에 대한 높은 유연성을 허용한다.

일부 실시예들에서, 비교 수단은 변환 수단의 특성으로부터 감지된 신호와 미리 결정된 기준 신호를 비교하고, 이 비교 결과에 기초하여 오차 신호를 출력하도록 구성된 오차 증폭기를 포함할 수 있다.

이러한 접근 방식 덕분에, 일반적인 전자 부품들을 사용하여 오차 신호를 쉽게 생성할 수 있다.

일부 실시예들에서, 상태 변화 신호는 제 1 상태 변화 신호를 포함할 수 있고, 비교 수단은 오차 신호를 복제 신호와 비교하고, 이 비교 결과에 기초하여 제 1 상태 변화 신호를 출력하도록 구성된 비교기를 포함할 수 있다.

이러한 접근 방식 덕분에, 일반적인 전자 부품들을 사용하여 제 1 상태 변화 신호를 쉽게 생성할 수 있다.

일부 실시예들에서, 상태 변화 신호는 제 2 상태 변화 신호를 포함할 수 있으며, 비교 수단은 오차 신호를 복제 신호와 비교하고, 이 비교 결과에 기초하여 제 2 상태 변화 신호를 출력하도록 구성된 비교기를 포함할 수 있다.

이러한 접근 방식 덕분에, 일반적인 전자 부품들을 사용하여 제 2 상태 변화 신호를 쉽게 생성할 수 있다.

일부 실시예들에서, 비교 수단은 미리 결정된 시프트 양만큼 오차 신호의 값을 변경하고 시프트된 오차 신호를 출력하도록 구성된 시프터를 포함할 수 있다. 비교 수단과 유한 상태 머신은 상태 변화 신호들을 상태 머신에 인가하여 복제 신호가 오차 신호와 시프트된 오차 신호 사이로 제한되도록 구성될 수 있다.

이러한 접근 방식 덕분에, 유한 상태 머신은 복제 신호가 오차 신호와 시프트된 오차 신호 사이로 제한되는 한, 다양한 방식으로 구현될 수 있는 동작을 가질 수 있다. 또한, 오차 신호와 시프트된 오차 신호 간의 차이를 사용하여 벅-부스트 컨버터의 동작을 제어할 수 있다.

일부 실시예들에서, 비교 수단은 미리 결정된 시프트 양만큼 복제 신호의 값을 변경하고 시프트된 복제 신호를 출력하도록 구성된 시프터를 포함할 수 있다. 비교 수단 및 유한 상태 머신은 상태 변화 신호들을 상태 머신에 인가하여 복제 신호가 오차 신호와 시프트된 오차 신호 사이로 제한되도록 구성될 수 있으며, 여기서 시프트된 오차 신호는 미리 결정된 시프트 양만큼 시프트된 오차 신호에 대응한다.

이러한 접근 방식 덕분에, 유한 상태 머신은 복제 신호가 오차 신호와 시프트된 오차 신호 사이로 제한되는 한, 다양한 방식으로 구현될 수 있는 동작을 가질 수 있다. 또한, 오차 신호와 시프트된 오차 신호 간의 차이를 사용하여 벅-부스트 컨버터의 동작을 제어할 수 있다.

일부 실시예들에서, 미리 결정된 시프트 양은 복제 신호의 리플 진폭보다 적어도 1%, 바람직하게는 적어도 2%, 더욱 바람직하게는 적어도 5% 더 클 수 있고/있거나 미리 결정된 시프트 양은 리플 진폭보다 최대 15%, 바람직하게는 최대 10%, 더욱 바람직하게는 최대 5% 더 클 수 있다.

본 발명자들은 이러한 값들이 벅-부스트 컨버터의 특히 효율적이고 신뢰할 수 있는 동작을 가능하게 한다는 것을 발견했다.

일부 실시예들에서, 유한 상태 머신은 미리 결정된 시간 듀레이션의 만료 시에 상태 머신의 상태들 중 적어도 하나의 변화를 트리거하도록 구성된 타이머를 포함할 수 있다.

이러한 접근 방식 덕분에, 유한 상태 머신은 타이머에 의한 트리거에 따라 상태들을 변경할 수도 있다.

일부 실시예들에서, 벅 모드에서, 타이머는 미리 결정된 제 1 시간이 만료된 후 인덕터가 방전되는 상태로부터 인덕터가 충전되는 상태로의 변경을 트리거하도록 구성될 수 있다.

이러한 접근 방식 덕분에, 상태들은 최소 듀레이션을 가지도록 보장되며, 따라서 종래 기술에 존재하는 상태 듀레이션이 너무 짧은 문제들을 회피할 수 있다.

일부 실시예들에서, 부스트 모드에서, 타이머는 미리 결정된 제 2 시간이 만료된 후 인덕터가 충전되는 상태로부터 인덕터가 방전되는 상태로의 변경을 트리거하도록 구성될 수 있다.

이러한 접근 방식 덕분에, 상태들은 최소 듀레이션을 가지도록 보장되며, 따라서 종래 기술에 존재하는 상태 듀레이션들이 너무 짧은 문제들을 회피할 수 있다.

일부 실시예들에서, 미리 결정된 제 1 시간은 T_{OFF_BCK}로 계산될 수 있고 미리 결정된 제 2 시간은 T_{ON_BST}로 계산될 수 있으며 따라서 벅 모드에서 다음과 같이 정의되는 인덕터의 전류 리플과,

부스트 모드에서 다음과 같이 정의되는 인덕터 전류

는 동일하다.

이러한 접근 방식 덕분에, 일정한 리플 아키텍처가 달성될 수 있으며, 이것은 특히 리플이 출력 커패시터들 및/또는 다른 필터링 수동 요소들을 결정하는데 중요하기 때문에 유리하다.

일부 실시예들에서, 유한 상태 머신은 복수의 상태들을 포함할 수 있으며, 상태 변화 신호들에 기초하고 타이머에 기초하여 상태들을 변경하도록 구성될 수 있다.

이러한 방식으로 상태들이 최소 및/또는 최대 듀레이션을 갖는 것이 특히 보장될 수 있다.

일부 실시예들에서, 벅-부스트 모드에서, 미리 결정된 시간이 만료된 후 인덕터가 충전되는 상태로부터 더 빠른 속도로 인덕터가 충전되는 상태로의 변경을 트리거하도록 타이머가 구성될 수 있다.

이러한 접근 방식 덕분에, 유한 상태 머신의 동작 주파수가 너무 느려지고, 이로 인해 안정성과 제어력이 상실되며 리플 전압이 증가하게 되는 것을 방지할 수 있다.

일부 실시예들에서, 벅-부스트 모드에서, 미리 결정된 시간이 만료된 후 인덕터가 방전되는 상태로부터 더 빠른 속도로 인덕터가 방전되는 상태로의 변경을 트리거하도록 타이머가 구성될 수 있다.

이러한 접근 방식 덕분에, 유한 상태 머신의 동작 주파수가 너무 느려지고, 이로 인해 안정성과 제어력이 상실되며 리플 전압이 증가하게 되는 것을 방지할 수 있다.

일부 실시예들에서, 복수의 스위치들은 입력 전압과 인덕터 사이에 연결된 제 1 스위치, 매스(mass)와 인덕터 사이에 연결된 제 2 스위치, 인덕터와 출력 전압 사이에 연결된 제 3 스위치, 및 인덕터와 매스 사이에 연결된 제 4 스위치를 포함할 수 있다. 유한 상태 머신은 각 상태에서 2개의 스위치들이 닫혀 있고 2개의 스위치들이 열려 있는 복수의 상태들을 포함할 수 있다.

이러한 접근 방식 덕분에, 스위치들은 제한된 수의 상태들을 갖는 유한 상태 머신에 의해 적절하게 제어될 수 있다.

일부 실시예들에서, 복수의 상태들은 제 2 스위치와 제 4 스위치가 열려 있는 동안 제 1 스위치와 제 3 스위치가 닫혀 있는 제 1 상태, 제 1 스위치와 제 4 스위치가 열려 있는 동안 제 2 스위치와 제 3 스위치가 닫혀 있는 제 2 상태, 제 2 스위치와 제 3 스위치가 열려 있는 동안 제 1 스위치와 제 4 스위치가 닫혀 있는 제 3 상태를 포함할 수 있다.

이러한 접근 방식 덕분에, 스위치들은 제한된 수의 상태들을 갖는 유한 상태 머신에 의해 적절하게 제어될 수 있다.

일부 실시예들에서, 복수의 상태들은 2개의 고임피던스 상태들을 더 포함할 수 있다.

이러한 접근 방식 덕분에, 제로 전류 상황이 감지될 경우, 해당 하프-브리지를 고임피던스 상태로 설정함으로써 인덕터 전류의 극성 변화를 방지하고 전력 손실을 줄일 수 있다.

도 1a는 종래 기술에 따른 벅-부스트 컨버터(1000)를 도시한 것이다.
도 1b는 벅-부스트 컨버터(1000)의 동작 모드들에 대응하는 영역들의 그래픽 표현을 개략적으로 도시한 것이다.
도 2a는 벅-부스트 컨버터(2000)를 개략적으로 도시한 것이다.
도 2b, 2c 및 2d는 변환 수단(2300B, 2300C 및 2300D)의 가능한 구현들을 개략적으로 도시한 것이다.
도 2e는 유한 상태 머신(2400E)의 가능한 구현을 개략적으로 도시한 것이다.
도 3a는 스위치들(1111-1114)의 4가지 가능한 상태들(S1A, S1B, S2 및 S3)을 개략적으로 도시한 것이다.
도 3b는 유한 상태 머신(2400)의 상태들(S1A, S1B, S2 및 S3)의 가능한 구성을 개략적으로 도시한 것이다.
도 4a-4d는 유한 상태 머신(2400)의 다양한 동작 모드들을 개략적으로 도시한 것이다.
도 5는 타이머(5420)의 가능한 구현을 개략적으로 도시한 것이다.
도 6a는 유한 상태 머신(6400)의 가능한 구현을 개략적으로 도시한 것이다.
도 6b-6e는 유한 상태 머신(6400)의 다양한 동작 모드들을 개략적으로 도시한 것이다.
도 7a-7d는 포크 핸들링 수단(7500)의 구조 및 동작에 관한 것이다.

본 개시의 일부 예들은 일반적으로 복수의 회로들 또는 다른 전기 장치들을 제공한다. 회로들 및 다른 전기 장치들에 대한 모든 언급들과 각각에 의해 제공되는 기능은 본 명세서에 예시되고 설명된 것만을 포함하는 것으로 제한되지 않는다. 개시된 다양한 회로들 또는 다른 전기 장치들에 특정 라벨들이 할당될 수 있지만, 이러한 라벨들은 회로들 및 다른 전기 장치들의 작동 범위를 제한하려는 의도는 아니다. 이러한 회로들 및 다른 전기 장치들은 원하는 특정 타입의 전기 구현에 기초하여 임의의 방식으로 서로 결합 및/또는 분리될 수 있다.

본 명세서에 개시된 임의의 회로 또는 다른 전기 장치는 임의의 개수의 마이크로컨트롤러, 집적 회로, 메모리 장치(예를 들어, FLASH, RAM(random access memory), ROM(read only memory), EPROM(electrically programmable read only memory), EEPROM(electrically erasable programmable read only memory), 또는 이들의 다른 적절한 변형들), 및 본 명세서에 개시된 동작(들)을 수행하기 위해 서로 협력하는 소프트웨어를 포함할 수 있다는 것이 인식된다. 또한, 임의의 하나 이상의 전기 장치들은 개시된 바와 같은 임의의 수의 기능들을 수행하도록 프로그래밍된 비일시적 컴퓨터 판독 가능 매체에 구현된 프로그램 코드를 실행하도록 구성될 수 있다.

이하, 첨부된 도면들을 참조하여 본 발명의 실시예들을 상세히 설명하도록 한다. 실시예들에 대한 다음의 설명은 제한적인 의미로 받아들여져서는 안 된다는 것이 이해되어야 한다. 본 발명의 범위는 단지 예시적인 것으로 간주되는 이하 설명되는 실시예들 또는 도면들에 의해 제한되는 것으로 의도되지 않는다.

도면들은 개략적인 표현들인 것으로 간주되어야 하며, 도면들에 예시된 요소들은 반드시 일정한 비율로 표시되는 것은 아니다. 오히려, 다양한 요소들은 그 기능과 일반적인 목적이 당업자에게 명백해지도록 표현된다. 도면들에 도시되거나 본 명세서에서 설명되는 기능 블록들, 장치들, 구성 요소들, 또는 다른 물리적 또는 기능적 유닛들 간의 임의의 연결 또는 커플링은 또한 간접적인 연결 또는 커플링에 의해 구현될 수도 있다. 구성 요소들 간의 커플링은 무선 연결을 통해 설정될 수도 있다. 기능 블록들은 하드웨어, 펌웨어, 소프트웨어 또는 이들의 조합으로 구현될 수 있다.

일반적으로, 출력 전압 V_OUT의 조절을 수행하기 위해, 제어 루프는 출력 전압 V_OUT을 감지한 다음 스위칭 활동의 듀티 사이클을 조정한다. 본 출원의 맥락에서, 듀티 사이클은 인덕터(1120)를 충전하는데 필요한 시간과 스위칭 기간의 총 시간 사이의 비율로 정의된다. 본 발명은 이하에서 설명되는 바와 같은, 유한 상태 머신에 의한 듀티 사이클의 제어를 허용한다.

도 2a는 벅-부스트 컨버터(2000)를 개략적으로 도시한 것이다. 벅-부스트 컨버터(2000)는 입력 전압 V_IN을 출력 전압 V_OUT으로 변환하기 위해 예를 들어 도 1a를 참조하여 이미 설명한 바와 같은 변환 수단(1100)을 포함하며, 이 변환 수단은 복수의 스위치들(1111-1114) 및 인덕터(1120)를 포함한다.

벅-부스트 컨버터(2000)는 복수의 스위치들(1111-1114)을 제어하기 위한 컨트롤러(2200)를 더 포함한다. 특히, 컨트롤러(2200)는 다음의 설명으로부터 명백해지는 방식으로, 상태 신호들(S1A-S3)에 기초하여 스위치들을 열고 닫도록 구성된다.

일반적으로, 복수의 상태 신호들(S1A-S3) 각각은 스위치들(1111-1114) 중 하나 이상, 바람직하게는 스위치들(1111-1114)의 모두에 대한 상태를 구성한다. 따라서, 상태 신호를 수신함으로써, 컨트롤러(2200)는 그에 따라 스위치들(1111-1114)을 구동할 수 있다.

예를 들어, 상태 신호(S1A)는 스위치들(1111 및 1113)이 닫혀 있거나 도통되어 있는 반면, 스위치들(1112 및 1114)이 열려 있거나 도통되어 있지 않은 상태를 나타낼 수 있다. 따라서 상태 신호(S1A)의 수신 시에 컨트롤러(2200)는 스위치들(1111 및 1113)이 닫히도록 구동하고 스위치들(1112 및 1114)이 열리도록 구동할 수 있다.

벅-부스트 컨버터(2000)는 복제 신호(V_MOD)와 오차 신호(V_EA)의 비교에 기초하여 상태 변화 신호들(V_{PWM_BCK}, V_{PWM_BST})을 출력하기 위한 비교 수단(2300)을 더 포함한다.

오차 신호(V_EA)는 변환 수단(1100)의 특성, 또는 변환 수단(1100)의 신호와, 미리 결정된 기준 신호(V_REF) 간의 차이를 나타내는 신호에 기초하여 계산될 수 있다. 특성, 또는 신호는, 일반적으로 변환 수단(1100)의 임의의 전압 및/또는 전류 또는 그 온도일 수 있다. 일부 실시예들에서, 변환 수단(1100)의 임의의 전압 및/또는 전류는 바람직하게는 변환 수단(1100)의 임의의 입력 및/또는 출력 노드에서 측정되는 임의의 전압 및/또는 전류를 포함할 수 있다. 기준 신호(V_REF)는 변환 수단(1100)의 특성에 대한 의도된 값을 나타내는 신호일 수 있다. 보다 일반적으로, 기준 신호(V_REF)는 미리 결정된 고정값으로 설정된 신호일 수 있다.

특히, 일부 실시예들에서, 변환 수단(1100)의 특성은 출력 전압(V_OUT), 입력 전류(I_IN), 출력 전류(I_OUT), 입력 전압(V_IN) 또는 변환 수단(1100)의 내부 온도 중 임의의 것일 수 있다. 복제 신호(V_MOD)는 인덕터(1120)를 통해 흐르는 전류 I_L을 나타낸다.

이하에서는, 주로 변환 수단의 가능한 특성 중 하나로서 출력 전압 V_OUT에 기초하여 오차 신호(V_EA)를 계산하는 것에 기초하여 설명될 것이다. 오차 신호(V_EA)가 표시된 대체 신호들에 기초하는 대안적인 실시예들은, V_OUT을 표시된 다른 신호들 중 임의의 것으로 대체하는 것에 의해 당업자에게 명백할 것이다.

기준 신호(V_REF)에 대한 변환 수단의 특성에 추가하여, 비교 수단(2300)은 인덕터(1120)를 통해 흐르는 전류 I_L의 복제를 나타내는 복제 신호(V_MOD)를 입력으로서 수신할 수 있다. 특히, 복제 신호(V_MOD)는 인덕터 전류에 전단사적으로 대응하는 전압 전류 또는 디지털 신호 중 하나일 수 있다.

도시된 실시예들 중 일부, 예를 들어 도 2d에서, 복제 신호(V_MOD)는 다음과 같은 전압으로 구현될 수 있다

V_MOD = f (R_S x I_L)

여기서 R_S는 미리 정의된 저항 값이고, I_L은 인덕터(1120)를 통과하는 전류이며, f는 전단사 함수이다. 일부 실시예들에서, 전단사 함수는 예를 들어 항등 함수일 수 있으며 따라서 수학식에서 제거될 수 있다.

복제 신호(V_MOD)가 복수의 방식으로 측정되거나 계산될 수 있다는 것이 당업자에게 명백할 것이다. 예를 들어, 일부 실시예들에서, 인덕터 전류 I_L는 인덕터(1120) 상의 전류 감지를 통해, 예를 들어 도시되지 않은 감지 저항기(R_S)를 통해 측정될 수 있다. 대안적으로 또는 추가적으로, 전류 감지는 인덕터(1120)로의 또는 인덕터(1120)로부터 전류를 도통하는 하나 이상의 스위치들에 대해 수행될 수 있다. 또한 대안적으로 또는 추가적으로, 인덕터 전류 I_L 및 그 기울기는 의사 전류(pseudo current) 감지 방법을 통해 계산될 수 있다. 일반적으로, 당업자는 인덕터(1120)를 통해 흐르는 전류를 나타내는 복제 신호(V_MOD)를 계산하는 복수의 방식들이 알려져 있음을 인식할 것이다.

일부 실시예들에서, 도 2b에 도시된 바와 같이, 비교 수단(2300)은 비교 수단(2300B)에 의해 구현될 수 있다. 비교 수단(2300B)은 출력 전압 V_OUT에 의해 구현되거나 또는 출력 전압 V_OUT와 같은 변환 수단(1100)의 특성으로부터 감지된 신호(V_FB)에서, 변환 수단의 특성을 미리 결정된 기준 신호(V_REF)와 비교하고, 이 비교의 결과에 기초하여 오차 신호(V_EA)를 출력하도록 구성된 제 1 비교기 또는 오차 증폭기(2310)를 포함할 수 있다. 비교에 대한 입력은 도 2b에 도시된 V_OUT 또는 도 2d에 도시된 각각의 감지 신호(V_FB)와 같은 변환 수단(1100)의 특성이 되도록 선택될 수 있다는 것이 당업자에게 명백할 것이다. V_FB는 변환 수단(1100)의 특성을 전단사 방식으로 추적하기 때문에, 이들 두 옵션은 기준 신호(V_REF)의 조정에서만 다르다.

감지된 신호(V_FB)는 변환 수단(1100)의 특성에 전단사적으로 대응하는 전압 신호, 전류 신호, 디지털 신호 중 어느 하나일 수 있다. 도 2d와 같은 일부 도시된 실시예들에서, 감지 신호(V_FB)가 감지 전압인 것으로 예시되어 있지만, 본 발명이 이에 제한되지 않는다는 것이 당업자에게 명백할 것이다. 변환 수단(1100)의 특성으로부터 전단사 방식으로 감지 신호(V_FB)를 도출하는 다양한 방식들이 당업자에게 공지되어 있다.

기준 신호(V_REF)는 임의의 미리 결정된 신호일 수 있으며, 바람직하게는 주어진 값에서 안정하며, 이것은 V_OUT 또는 안정적인 기준 값과 관련하여 위에서 표시된 임의의 다른 신호들과 같은 변환 수단(1100)의 주어진 특성 사이의 오차 값을 결정하는데 사용될 수 있다. 또한 기준 신호(V_REF)는 전압, 전류 또는 디지털 신호로 구현될 수 있다.

따라서 도 2a-2d에 도시된 실시예들에서, 오차 신호(V_EA)는 변환 수단(1100)의 특성 또는 각각의 감지 신호(V_FB)와 기준 신호(V_REF) 사이의 차이의 함수로서 계산될 수 있다. 오차 신호(V_EA)는 전압, 전류 또는 디지털 신호로 구현될 수도 있다.

일부 실시예들에서, 상태 변화 신호들(V_{PWM_BCK}, V_{PWM_BST})은 제 1 상태 변화 신호(V_{PWM_BCK})를 포함할 수 있다. 도 2b에 추가로 도시된 바와 같이, 비교 수단(2300B)은 오차 신호(V_EA)를 복제 신호(V_MOD)와 비교하고, 이 비교 결과에 기초하여 제 1 상태 변화 신호(V_{PWM_BCK})를 출력하도록 구성된 비교기(2320B)를 더 포함할 수 있다.

일부 실시예들에서, 제 1 상태 변화 신호(V_{PWM_BCK})는 적어도 제 1 값 및 제 2 값을 갖는 신호일 수 있으며, 비교기(2320B)는 복제 신호(V_MOD)가 오차 신호(V_EA)를 넘어설 경우 제 1 상태 변화 신호(V_{PWM_BCK})의 제 1 값에서 제 2 값으로의 변경을 트리거하도록 구성될 수 있다. 제 1 상태 변화 신호(V_{PWM_BCK})는 전압, 전류 또는 디지털 신호로 구현될 수 있다.

다음으로부터 더 명확해지는 바와 같이, 제 1 제어 신호(V_{PWM_BCK})의 스위칭은 유한 상태 머신(2400)의 상태의 종료를 결정하는데 사용될 수 있으며, 예를 들어, 추가 설명을 참조하면, 이 스위칭은 상태(S1A)의 종료를 결정하는데 사용될 수 있다.

또한, 일부 실시예들에서, 상태 변화 신호(V_{PWM_BCK}, V_{PWM_BST})는 제 2 상태 변화 신호(V_{PWM_BST})를 포함할 수 있다. 도 2c에 도시된 바와 같이, 비교 수단(2300)은 비교 수단(2300C)에 의해 구현될 수 있다. 비교 수단(2300C)은 오차 신호(V_EA)를 복제 신호(V_MOD)와 비교하고, 이 비교 결과에 기초하여 제 2 상태 변화 신호(V_{PWM_BST})를 출력하도록 구성된 비교기(2320C)를 더 포함할 수 있다.

비교 수단(2300C)은 비교 수단(2300B)에 대해 앞서 설명한 바와 같이, 오차 증폭기(2310)를 더 포함할 수 있다는 점에 유의한다. 비교 수단(2300B)과 비교 수단(2300C)이 모두 구현되는 경우에는, 이에 따라 예를 들어 도 2d에서 오류 증폭기(2310D)에 의해 도시된 바와 같이, 단일 오류 증폭기(2310)를 구현하는 것으로 충분하게 된다.

일부 실시예들에서, 제 2 상태 변화 신호(V_{PWM_BST})는 적어도 제 1 값 및 제 2 값을 갖는 신호일 수 있으며, 비교기(2320C)는 복제 신호(V_MOD)가 오차 신호(V_EA)를 넘어설 경우 제 2 상태 변화 신호(V_{PWM_BST})의 제 1 값에서 제 2 값으로의 변경을 트리거하도록 구성될 수 있다. 제 2 상태 변화 신호(V_{PWM_BST})는 전압, 전류 또는 디지털 신호로 구현될 수 있다.

다음으로부터 더욱 명확해지는 바와 같이, 제 2 제어 신호(V_{PWM_BST})의 스위칭은 유한 상태 머신(2400)의 상태의 종료를 결정하는데 사용될 수 있으며, 예를 들어, 추가 설명을 참조하면, 이 스위칭은 상태 S1B의 종료를 결정하는데 사용될 수 있다.

따라서, 복제 신호(V_MOD)를 오차 신호(V_EA)와 비교함으로써 상태 변화 신호들(V_{PWM_BCK} 및/또는 V_{PWM_BST})의 트리거링을 제어하는 것이 가능하다. 이것은 앞에서 설명한 신호들 중 임의의 것에 기초하여 생성되는 오차 신호(V_EA)에 적용된다.

벅-부스트 컨버터(2000)는 상태 변화 신호들(V_{PWM_BCK}, V_{PWM_BST})을 입력으로서 수신하고 컨트롤러(1200)를 구동하기 위한 출력 상태 신호들로서 제공하는 유한 상태 머신(2400)을 더 포함한다.

이러한 방식으로, 유리하게는 복제 신호(V_MOD)와 오차 신호(V_EA)의 비교 결과에 기초하여 유한 상태 머신(2400)의 상태 변경을 트리거하는 것이 가능하다.

도 2d는 비교 수단(2300)의 가능한 구현일 수 있는 비교 수단(2300D)을 개략적으로 도시한 것이다.

비교 수단(2300D)은 다른 것들 중에서도, 변환 수단(1100)의 특성의 일 예인 V_OUT가 V_FB를 얻기 위해 처리되는 방식 때문에 앞에서 설명한 비교 수단과 상이하다. 특히, 비교 수단(2300D)은 저항들(2311D 및 2312D)을 포함하는 전압 분배기를 포함한다. 이것은 출력 전압 V_OUT에 기초하여 감지된 신호(V_FB)를 제공할 수 있게 한다. 감지된 신호(V_FB)는 오류 증폭기(2310D), 예를 들어 아날로그 증폭기를 통해 미리 결정된 기준 신호(V_REF)와 비교될 수 있다. 이것은 아날로그 전압 신호들에 기초한 비교 수단(2300D)의 예시적인 구현을 제공하며, 구현하기가 상대적으로 간단하다. 전술한 바와 같이, 본 발명은 이에 제한되지 않으며 전류 신호들 및/또는 디지털 신호들에 기초한 대안적인 구현이 대신에 제공될 수 있음이 이해된다.

또한, 비교 수단에서는 비교기들(2320B 및 2320C)이 모두 구현된다. 이 경우, 오차 신호(V_EA)와 비교기들(2320B 및 2320C) 중 하나 사이에 또는 복제 신호(V_MOD)와 비교기들(2320B 및 2320C) 중 하나 사이에 시프터(2321)가 삽입될 수 있다. 도 2d에 도시된 실시예에서, 시프터(2321)는 입력 오차 신호(V_EA)로서 수신하고 그것의 시프트된 버전을, 시프트된 오차 신호(V_{EA_SHIFT})의 형태로 출력한다. 상세히 설명되는 바와 같이, 유한 상태 머신(2400)은 결과적 제어 신호들(V_{PWM_BCK} 및 V_{PWM_BST})을 인가하여 복제 신호(V_MOD)가 V_EA와 V_{EA_SHIFT} 사이로 제한되도록 구성된다.

즉, 비교 수단(2300D)은 오차 신호(V_EA)의 값을 미리 결정된 시프트 양만큼 변경하고 시프트된 버전의 오차 신호(V_{EA_SHIFT})를 출력하도록 구성된 시프터(2321)를 포함한다. 시프터(2321)는 오차 신호(V_EA)의 값을 변경할 수 있는 임의의 회로일 수 있다. 도시된 실시예에서, 시프터(2321)는 오차 신호(V_EA)의 값을 미리 결정된 양만큼 증가시켜 시프트된 오차 신호(V_{EA_SHIFT})를 발생시키지만, 시프터가 오차 신호(V_EA)의 값을 미리 결정된 양만큼 감소시키는 경우에도 본 발명이 구현될 수 있다는 것은 명백할 것이다.

다음 설명의 결과와 같이, 비교 수단(2300D)과 유한 상태 머신(2400)은 상태 변화 신호들(V_{PWM_BCK}, V_{PWM_BST})을 상태 머신(2400)에 인가하여 복제 신호(V_MOD)가 오차 신호(V_EA)와 시프트된 버전의 오차 신호(V_{EA_SHIFT}) 사이로 제한되도록 구성된다.

비교 수단(2300D) 및/또는 유한 상태 머신(2400)의 설계를 변경하는 것에 의해 구현될 수 있는, 이 특징을 구현하기 위한 여러 가지 가능한 방식이 있다는 것이 당업자에게 명백할 것이다. 즉, 이러한 동작을 구조적으로 달성하는 임의의 회로 설계가 구현될 수 있으며, 본 발명은 하나의 가능한 구현예를 제공하도록 의도된, 구체적으로 예시된 실시예에 제한되지 않는다.

예를 들어, 오차 신호(V_EA)를 시프트하는 대신에, 복제 신호(V_MOD)를 시프트하는 것에 의해 유사한 동작이 얻어질 수 있음은 명백하다. 구체적으로 예시된 실시예에서, 이것은 비교기(2320C)에 대한 입력으로서 제공된 복제 신호(V_MOD)를 앞에서 설명한 것과 동일한 시프트 양만큼 낮춤으로써 달성될 수 있다.

따라서, 일부 실시예들에서, 비교 수단(2300D)은 복제 신호(V_MOD)의 값을 미리 결정된 시프트 양만큼 변경하고 시프트된 복제 신호(도시되지 않음)를 출력하도록 구성된 시프터(2321)를 포함할 수 있다. 비교 수단(2300D) 및 유한 상태 머신(2400)은 상태 변화 신호(V_{PWM_BCK}, V_{PWM_BST})를 상태 머신(2400)에 인가하여 복제 신호(V_MOD)가 오차 신호(V_EA)와 시프트된 오차 신호(V_{EA_SHIFT}) 사이로 제한되도록 구성될 수 있으며, 여기서 시프트된 오차 신호(V_{EA_SHIFT})는 미리 결정된 시프트 양만큼 시프트된 오차 신호(V_EA)에 대응한다.

비교 수단(2300D)의 동작에 대한 다른 가능한 정의는 앞서 설명한 바와 같이 비교 수단이 시프터를 구비함으로써, 제 1 상태 변화 신호(예시된 실시예에서 V_{PWM_BCK})의 생성이 오차 신호(V_EA) 및 복제 신호(V_MOD)의 비교로부터 도출되는 반면, 제 2 상태 변화 신호들(예시된 실시예에서 V_{PWM_BST})의 생성은 오차 신호(V_EA) 및 복제 신호의 비교로부터 도출되도록 하며, 이들 중 하나가 미리 결정된 시프트 양만큼 시프트되는 것이다.

예를 들어 예시된 바와 같이 V_EA와 V_{EA_SHIFT} 사이, 또는 복제 신호(V_MOD)와 각각 시프트된 버전 사이에서 미리 결정된 시프트 양의 선택은 유리하게는, 일반적으로 인덕터의 전류의 리플에 정비례하는, V_MOD의 리플 진폭과 유리하게 관련될 수 있다. V_MOD의 리플보다 약간 더 큰 시프트 양을 선택함으로써 유리하게는 벅-부스트 컨버터(2000)의 다양한 방식들, 즉 벅, 벅-부스트 및 부스트 사이의 원활한 전환을 보장하는 것이 가능하다.

따라서 일부 실시예들에서, 미리 결정된 시프트 양은 V_MOD의 리플 진폭보다 적어도 1%, 바람직하게는 적어도 2%, 더욱 바람직하게는 적어도 5% 더 클 수 있다. 대안적으로 또는 추가적으로, 미리 결정된 시프트 양은 V_MOD의 리플 진폭보다 최대 15%, 바람직하게는 최대 10%, 더욱 바람직하게는 최대 5% 더 클 수 있다. 본 발명자들은 이러한 값들과 이들의 조합이 원활한 전환을 달성하는데 특히 유리하다는 것을 발견했다.

일부 실시예들에서, 다음으로부터 더 명확해지는 바와 같이, 이것은 인덕터의 전류의 리플이 타이머(2420)에서 타이밍 간격들, 예를 들어 본 설명에서 추가로 논의되는 바와 같이 T_{OFF_BCK} 및/또는 T_{ON_BST}를 생성함으로써 제어될 수 있다는 사실에 의해 유리하게 도움이 되며, 이러한 방식에서는 V_IN과 V_OUT 중 하나가 변경될 경우 리플이 크게 변경되지 않게 된다.

따라서 오차 신호(V_EA)가 상태 변화 신호들에 대한 효과를 통해 컨트롤러(2200)로 이어지는 피드백 루프로 피드백될 수 있는 방법이 보여졌으며, 이것은 궁극적으로 컨트롤러(2200)를 구동하는 유한 상태 머신(2400)에 영향을 미친다. 당업자라면 피드백 네트워크의 안정화를 포함하는 다른 제어 방법들을 사용하여 오차 신호(V_EA)를 생성할 수 있다는 것이 명백할 것이다. 또한, 입력 전류, 출력 전류 등 중 어느 하나와 같은 다른 전기적 파라미터들이 이 방법에 의해 제어될 수 있다. 본 발명의 목적을 위해, 오차 신호(V_EA)가 생성되는 방식은 제어 루프가 안정적이고 신호(V_EA)가 스위치들(1111, 1114)의 스위칭 주파수보다 느린 주파수로 변경되는 한 무관하며, 안정적인 제어 루프 하에서 이 조건은 항상 참이다.

또한, 일부 실시예들에서 도 2e에 도시된 바와 같이, 비교 수단(2300)의 출력에 의해 발생되는 상태들의 변화에 더하여, 유한 상태 머신(2400)은 미리 결정된 시간 듀레이션의 만료 시에 상태 머신(2400)의 상태들에서 적어도 하나의 변화를 트리거하도록 구성될 수 있는 타이머(2420)를 포함할 수 있다.

벅 모드에서, 타이머(2420)는 일 상태, 예를 들어 아래에서 설명되는 바와 같이 인덕터(1120)가 방전되는 상태(S2)로부터 일 상태, 예를 들어 아래에서 설명되는 바와 같이, 미리 결정된 시간 T_{OFF_BCK}가 만료된 후에 인덕터(1120)가 충전되는 상태(S1A)로의 변화를 트리거하도록 구성된다.

대안적으로 또는 추가적으로, 부스트 모드에서, 타이머(2420)는 일 상태, 예를 들어 아래에서 설명되는 바와 같이 인덕터(1120)가 충전되는 상태(S3)로부터 일 상태, 예를 들어 아래에서 설명되는 바와 같이, 미리 결정된 시간 T_{ON_BST}가 만료된 후에 인덕터(1120)가 충전되는 상태(S1B)로의 변화를 트리거하도록 구성된다.

이러한 방식으로, 상태들은 최소 듀레이션을 가지도록 보장되며, 따라서 종래 기술에 존재하는 상태 듀레이션이 너무 짧은 문제들을 회피한다.

도 3a는 스위치들(1111-1114)의 4가지 가능한 상태들을 개략적으로 도시한 것이다. 이 도면에는, 닫혀서 연결되는 스위치들이 도시되어 있다. 반대로, 열려서 연결되지 않는 스위치들은 도시되어 있지 않다.

즉, 벅-부스트 컨버터(2000)는 다음을 포함하는 복수의 스위치들, 바람직하게는 4개의 스위치들을 포함할 수 있다

- 입력 전압 V_IN과 인덕터(1120) 사이에 연결된 제 1 스위치(1111),

- 매스와 인덕터(1120) 사이에 연결된 제 2 스위치(1112),

- 인덕터(1120)와 출력 전압 V_OUT 사이에 연결된 제 3 스위치(1113),

- 인덕터(1120)와 매스 사이에 연결된 제 4 스위치(1114).

그러면 유한 상태 머신(2400)은 복수의 상태들(S1A, S1B, S2, S3)을 포함할 수 있으며, 여기서 각 상태에서, 2개의 스위치는 닫혀 있고 2개의 스위치는 열려 있다.

특히, 일부 실시예들에서, 복수의 상태들은 바람직하게는 적어도 3개의 상태, 더욱 바람직하게는 4개의 상태일 수 있으며, 제 1 스위치(1111) 및 제 3 스위치(1113)가 닫혀 있는 반면 제 2 스위치(1112) 및 제 4 스위치는 열려 있는 제 1 상태(S1A, S1B)를 포함한다. 제 1 상태는 두 개의 개별 상태들(S1A 및 S1B)로 이해될 수도 있다. 상태(S1A)에서는, 인덕터(1120)가 충전된다. 이 상태는 벅 모드 또는 벅-부스트 모드에서 사용될 수 있으며, 상태 S1B에서는 유사한 스위치들의 구성이 적용된다. 그러나, 이 상태에서는 인덕터(1120)가 방전된다. 이 상태는 부스트 모드 또는 벅-부스트 모드에서 사용될 수 있다.

복수의 상태들은 제 2 스위치(1112) 및 제 3 스위치(1113)가 닫혀 있는 반면, 제 1 스위치(1111) 및 제 4 스위치(1114)는 열려 있는 제 2 상태(S2)를 더 포함할 수 있다. 이 상태에서는, 인덕터(1120)가 방전된다. 이 상태는 벅 모드 또는 벅-부스트 모드에서 사용될 수 있다.

복수의 상태들은 제 1 스위치(1111) 및 제 4 스위치(1114)가 닫혀 있는 반면, 제 2 스위치(1112) 및 제 3 스위치(1113)는 열려 있는 제 3 상태(S3)일 수 있다. 이 상태에서는, 인덕터(1120)가 방전된다. 이 상태는 부스트 모드 또는 벅-부스트 모드에서 사용될 수 있다.

도 3b는 유한 상태 머신(2400)의 가능한 상태들의 구성을 개략적으로 도시한 것이다. 도 3b에서는, 상태 변화 신호들(V_{PWM_BCK}, V_{PWM_BST}) 중 하나의 변화에 의해 트리거되는 상태 변화들이 실선으로 표시되어 있다. 반면에, 타이머(2420)에 의해 트리거되는 상태 변화들은 점선으로 표시되어 있다.

도 3b에서 볼 수 있는 바와 같이, 유한 상태 머신(2400)은 복수의 상태들(S1A-S3), 바람직하게는 적어도 4개의 상태들, 더욱 바람직하게는 4개의 상태들을 포함하며, 상태 변화 신호들(V_{PWM_BCK}, V_{PWM_BST}) 및 타이머(2420)에 기초하여 상태를 변경하도록 구성된다.

바람직한 실시예들에서, 각각의 상태(S1A-S3)는 다른 상태들에 대한 2개의 출력 연결을 갖는다. 특히, 하나의 출력 연결이 상태 변화 신호(V_{PWM_BCK}, V_{PWM_BST})에 의해 트리거되는 반면, 다른 출력 연결은 타이머(2420)에 의해 트리거된다. 이 경우, 시간적으로 활성화되는 제 1 트리거가 각각의 상태 변경을 활성화한다.

또 다른 바람직한 실시예들에서는, 2개의 상태들(S1A 및 S1B)이 다른 상태들로부터 각각 하나의 입력 연결을 갖는다. 또 다른 바람직한 실시예들에서는, 2개의 상태들(S2 및 S3)이 다른 상태들로부터 각각 3개의 입력 연결을 갖는다. 대안적으로 또는 추가적으로, 일부 실시예들에서는, 일부 상태들, 바람직하게는 2개의 상태들이 일부 다른 상태들, 바람직하게는 2개의 상태들보다 많은 입력 연결을 갖는다. 대안적으로 또는 추가적으로, 일부 실시예들에서는, 일부 상태들, 바람직하게는 벅-부스트 동작에 사용되는 상태들이, 일부 다른 상태들, 바람직하게는 벅-부스트 동작에 사용되지 않는 상태들보다 많은 입력 연결을 갖는다.

이 구성을 사용하면 벅-부스트 컨버터가 벅 모드, 부스트 모드, 벅-부스트 모드 중 임의의 모드에서 동작할 수 있다. 본 설명의 목적을 위해, 벅-부스트 모드는 출력 전압 V_OUT이 입력 전압 V_IN에 가깝지만 이보다 더 낮은 일반적인 벅 벅-부스트 모드와, 출력 전압 V_OUT이 입력 전압 V_IN에 가깝지만 이보다 더 높은 일반적인 부스트 벅-부스트 모드로 구별될 수도 있다. 일부 실시예들에서, 가깝다는 조건은 두 신호가 10% 미만, 바람직하게는 5%, 더욱 바람직하게는 2% 미만만큼 차이가 나는 것으로 이해될 수 있다.

도 4a-4d는 다양한 동작 모드들을 개략적으로 도시한 것이다. 각 도면에는, 모드 사이클을 제어하는 관련 상태들과 신호들이 예시되어 있다. 또한, 각 도면에는, 벅-부스트 컨버터 동작의 이해와 관련된 신호들의 개략적 표현이 또한 예시되어 있다.

특히, 각 도면에는 앞서 설명한 신호들 이외에, 신호들(V_X1 및 V_X2)이 표시되어 있다. 이들은 2개의 하프 브리지들, 즉 도 2a에 개략적으로 도시된 인덕터(1120)의 2개의 단자들의 스위칭 노드들에 대응한다. 이들의 값은 제로 전압 레벨, 입력 전압 V_IN 및 출력 전압 V_OUT에 대해 개략적으로 표현된다.

도 4a에는, 벅 모드의 동작이 예시되어 있다. 이 모드에서는, V_OUT이 V_IN보다 낮다. 시간 t=0부터 시작하여, 유한 상태 머신(2400)이 상태(S1A)에 있으며, V_IN이 V_OUT보다 높기 때문에, 이것을 충전하는 인덕터(1120)를 통과하는 전류가 흐르게 된다.

이로 인해 시점 t_1A에서 V_EA에 도달할 때까지, V_MOD가 상승한다. 이 시점에서, 비교기(2320B)는 제 1 상태 변화 신호(V_{PWM_BCK})를 제 1 값(예를 들어 도면의 낮은 값)에서 제 2 값(예를 들어 도면의 높은 값)으로 스위칭하게 한다.

도 4a에 표시된 바와 같이, 이것은 ON 벅 시간 T_ON, 즉 상태(S1A)가 활성인 시간이 미리 결정된 값 T_{ON_MAX_BCK}에 도달하기 전에 발생한다. 실제로, 미리 결정된 값 T_{ON_MAX_BCK}에 도달하면 유한 상태 머신을 설명하는 도 4a의 상단 부분에서 조건 T_{ON_MAX_BCK_END}에 의해 개략적으로 표시된 바와 같이 상태 S1A에서 S3으로 변경된다.

조건 V_MOD ≥ V_EA, 즉 V_MOD가 V_EA를 넘어서는 것이 제 1 상태 변화 신호(V_{PWM_BCK})의 변경이 트리거되기 전에 발생하였으므로, 유한 상태 머신(2400)은 시간 t_1A에서 상태 S2로 이동한다.

상태 S2 동안에는, 인덕터(1120)가 방전되며 이에 따라 V_MOD가 감소한다. 따라서 신호(V_{PWM_BCK})는 개략적으로 표시된 바와 같이, 거의 즉시 낮은 값으로 다시 변경된다.

유한 상태 머신(2400)의 개략 표현 상에 표시된 바와 같이, 이 상태는 상태 변화 신호(V_{PWM_BST})의 트리거에 의해 주어질 수 있다. 대신에, 상태 S2는 유한 상태 머신을 예시하는 도 4a의 상단 부분에서 조건 T_{OFF_BCK_END}에 의해 개략적으로 표시된 바와 같이, OFF 벅 시간 T_OFF, 즉 상태 S2가 활성인 시간이 미리 결정된 값 T_{OFF_BCK}에 도달했음을 감지한, 타이머의 트리거에 의해 주어진다. 즉, 도 4a의 벅 모드에서는 타이머 조건이 상태 변화 신호(V_{PWM_BST})의 트리거 전에 발생한다.

이 타이머 조건은 유한 상태 머신(2440)으로 하여금 시간 T에서 상태 S2를 떠나 상태 S1A로 다시 이동하게 하며, 따라서 시간 T에서 벅 사이클이 완료되고 새로운 사이클이 시작될 수 있다.

이상으로부터 알 수 있는 바와 같이, 인덕터(1120)가 방전되는 시간, 즉 T_{OFF_BCK}가 미리 결정된 값으로 설정될 수 있으며, 이에 따라 종래 기술과 같은 너무 짧은 값과 관련된 문제들을 회피할 수 있다. 동시에, 상태 S1A의 듀레이션을 조절함으로써 출력 전압 V_OUT의 정확한 값에 도달할 수 있다.

도 4b에는, 부스트 모드의 동작이 예시되어 있다. 이 모드에서는, V_OUT이 V_IN보다 높다. 시간 t=0부터 시작하여, 유한 상태 머신(2400)은 상태 S1B에 있으며, 따라서 V_IN이 V_OUT보다 낮기 때문에, 이것을 방전하는 인덕터(1120)를 통과하는 전류가 흐르게 된다.

이로 인해 시점 t_1B에서 V_{EA_SHIFT}에 도달할 때까지, V_MOD가 하강하게 된다. 이 시점에서, 비교기(2320C)는 제 1 값(예를 들어 도면의 낮은 값)에서 제 2 값(예를 들어 도면의 높은 값)으로의 신호(V_{PWM_BST})의 상태 변경을 발생시킨다.

도 4b에 표시된 바와 같이, 이것은 OFF 벅 시간 T_OFF, 즉 상태 S1B가 활성인 시간이 미리 결정된 값 T_{OFF_MAX_BST}에 도달하기 전에 발생한다. 실제로, 미리 결정된 값 T_{OFF_MAX_BST}에 도달하면 유한 상태 머신을 설명하는 도 4b의 상단 부분에서 조건 T_{OFF_MAX_BST_END}에 의해 개략적으로 표시된 바와 같이 상태 S1B에서 S2로 변경된다.

조건 V_MOD ≤ V_{EA_SHIFT}가 제 1 상태 변화 신호(V_{PWM_BST})의 변경이 트리거되기 전에 발생하였으므로, 유한 상태 머신(2400)은 시간 t_1B에서 상태 S3으로 이동한다.

상태 S3 동안에는, 인덕터(1120)가 충전되며 이에 따라 V_MOD가 증가한다. 따라서 신호(V_{PWM_BST})는 개략적으로 표시된 바와 같이, 거의 즉시 낮은 값으로 다시 변경된다.

유한 상태 머신(2400)의 개략 표현 상에 표시된 바와 같이, 이 상태는 상태 변화 신호(V_{PWM_BCK})의 트리거에 의해 주어질 수 있다. 대신에, 상태 S3은 유한 상태 머신을 예시하는 도 4a의 상단 부분에서 조건 T_{ON_BST_END}에 의해 개략적으로 표시된 바와 같이, ON 부스트 시간 T_ON, 즉 상태 S3이 활성인 시간이 미리 결정된 값 T_{ON_BST}에 도달했음을 감지한, 타이머의 트리거에 의해 주어진다. 즉, 도 4b의 부스트 모드에서는 타이머 조건이 상태 변화 신호(V_{PWM_BCK})의 트리거 이전에 발생한다.

이 타이머 조건은 유한 상태 머신(2440)으로 하여금 시간 T에서 상태 S3을 떠나 상태 S1B로 다시 이동하게 한다. 이것은 또한 상태 변화 신호(V_{PWM_BST})를 트리거하여 제 1 레벨로 돌아가도록 한다. 따라서 시간 T에서 부스트 사이클이 완료되고 새로운 사이클이 시작될 수 있다.

알 수 있는 바와 같이, 부스트 사이클은 벅 사이클과 실질적으로 대칭이므로, 동일한 이점들이 달성될 수 있다.

도 4c에는, 전압 V_OUT이 V_IN에 가깝지만 V_IN보다 낮을 때의 벅-부스트 모드의 동작이 예시되어 있다. 이것은 개략적으로 벅-부스트 모드, 일반적인 벅으로 지칭된다.

시간 t=0부터 시작하여, 유한 상태 머신(2400)이 상태 S1A에 있으며, 따라서 V_IN이 V_OUT보다 높기 때문에, 이것을 충전하는 인덕터(1120)를 통과하는 전류가 흐르게 된다.

이로 인해 시간 t_1C에 도달할 때까지 V_MOD가 상승하게 된다. 이 경우, 도 4a에 예시된 벅 동작과는 다르게, V_OUT가 V_IN보다 높고, 특히, V_IN에 가까운 결과로서, V_MOD의 기울기가 벅 모드보다 낮기 때문에, V_MOD의 값은 아직 V_EA에 도달하지 않았다. 따라서, 일부 실시예들에서, 이 시점에서, 벅-부스트 모드에서 비교기(2320B)로부터의 트리거 대신에, 타이머(2420)는 미리 결정된 시간 T_{ON_MAX_BCK}가 만료한 결과로서, 인덕터(1120)가 충전되는 상태 S1A로부터 인덕터(1120)가 더 빠른 속도로 충전되는 상태 S3으로의 변경을 트리거하도록 구성된다.

즉, ON 벅 시간 T_ON, 즉 상태 S1A가 활성인 시간이 미리 결정된 값 T_{ON_MAX_BCK}에 도달하였므로, 유한 상태 머신(2400)은 조건 T_{ON_MAX_BCK_END}에 의해 개략적으로 표시된 바와 같이, S1A에서 S3으로 상태를 변경한다.

상태 S3에서, 인덕터는 상태 S1A보다 더 빠른 속도로 충전되므로, 신호(V_MOD)가 도 4c에서 볼 수 있는 바와 같이 더 빠르게 증가하여, 시간 t_2C에서 V_EA 값에 도달하게 된다. S1A에 머물지 않고 상태 S3으로 스위칭하면 주파수가 너무 느려져서 안정성과 제어력이 상실되고 리플 전압이 증가하게 되는 것을 방지할 수가 있다.

이 시점에서, 다시 조건 V_MOD = V_EA가 만족되어 제 1 상태 변화 신호(V_{PWM_BCK})의 변경이 트리거되고, 유한 상태 머신(2400)은 시간 t_2C에서 상태 S2로 이동하게 된다.

V_OUT이 V_IN에 가까워짐에 따라 S3 상태의 듀레이션이 설정된 최소값 이상으로 증가하게 되고 리플이 다시 제어된다.

상태 S2 동안에, 인덕터(1120)가 방전되며 이에 따라 V_MOD가 감소하게 된다. 이 조건 하에서 V_{PWM_BCK} 신호는 S2에 진입한 거의 직후에 다시 낮은 상태로 스위칭된다. 위에서 설명한 바와 같이, 상태 S2는 유한 상태 머신을 예시하는 도 4a의 상단 부분에서 조건 T_{OFF_BCK_END}에 의해 개략적으로 표시된 바와 같이, OFF 벅 시간 T_OFF가 미리 결정된 값 T_{OFF_BCK}에 도달했음을 감지한, 타이머의 트리거에 의해 주어진다.

이 조건에 도달하면 유한 상태 머신(2440)은 시간 T에서 상태 S2를 떠나 상태 S1A로 다시 이동하게 된다. 따라서 시간 T에서 벅-부스트 사이클이 완료되고 새로운 사이클이 시작될 수 있다.

이 경우에도, 인덕터(1120)가 방전되는 시간, 즉 T_{OFF_BCK}가 미리 결정된 값으로 설정될 수 있으며, 이에 의해 전술한 바와 동일한 이점들을 얻을 수 있다.

일부 실시예들에서, 상태 S3의 듀레이션은 특히 벅-부스트 컨버터(2000)가 벅 영역에 가까운 벅-부스트 영역에서 동작하기 때문에 짧을 수 있다. 따라서 S3의 짧은 듀레이션이 스위치들(1113 및/또는 1114)에 대한 잠재적으로 짧은 스위칭 시간으로 이어질 수 있어서, 그 구현이 불가능하게 될 수도 있다. 이러한 경우들에 있어서, 비교기(2320B)의 동작 외에 S3의 최소 듀레이션을 구현하는 것이 가능하다. 예를 들어, 상태 S3에서 S2로 스위칭하기 위해서는, S3에 대한 최소 시간을 설정하는 타이머 외에 비교기(2320B)의 출력이 필요할 수 있다.

이로 인해 V_MOD가 V_EA를 약간 오버슈팅할 수 있으며, 그에 따라 인덕터의 전류 리플이 약간 오버슈팅될 수 있다. 그럼에도 불구하고, 유한 상태 머신(2400)은 상태들에 대한 신뢰성 있는 제어를 유지할 수 있으므로 이것이 문제가 되지 않는다. 전류 리플의 작은 오버슈팅은 스위치들이 올바르게 동작할 수 있는 S3 듀레이션 동안 최소 실제 값을 설정하는 것에 의해 억제될 수 있다.

도 4d에는, 전압 V_OUT이 V_IN에 가깝지만 V_IN보다 높을 때의 벅-부스트 모드의 동작이 예시되어 있다. 이것은 개략적으로 벅-부스트 모드, 일반적인 부스트로 지칭된다.

시간 t=0부터 시작하여, 유한 상태 머신(2400)은 상태 S1B에 있으며, 따라서 V_IN이 V_OUT보다 낮기 때문에, 이것을 방전하는 인덕터(1120)를 통과하는 전류가 흐르게 된다.

이로 인해 시간 t_1D에 도달할 때까지 V_MOD가 하강하게 된다. 이 경우, 도 4b에 예시된 부스트 동작과는 다르게, V_OUT가 V_IN보다 낮고, 특히, V_IN에 가까운 결과로서, V_MOD의 기울기가 부스트 모드에서보다 낮기 때문에, V_MOD의 값은 아직 V_{EA_SHIFT}에 도달하지 않았다. 따라서, 일부 실시예들에서, 이 시점에서, 벅-부스트 모드에서 비교기(2320C)로부터의 트리거 대신에, 타이머(2420)는 미리 결정된 시간 T_{OFF_MAX_BST}가 만료한 결과로서, 인덕터(1120)가 방전되는 상태 S1B로부터 인덕터(1120)가 더 빠른 속도로 방전되는 상태 S2로의 변경을 트리거하도록 구성된다.

즉, OFF 부스트 시간 T_OFF, 즉 상태 S1B가 활성인 시간이 미리 결정된 값 T_{OFF_MAX_BST}에 도달하였으므로, 유한 상태 머신(2400)은 유한 상태 머신을 예시하는 도 4d의 상단 부분에서 조건 T_{OFF_MAX_BST_END}에 의해 개략적으로 표시된 바와 같이, S1B에서 S2로 상태를 변경한다.

상태 S2에서, 인덕터는 상태 S1B보다 더 빠른 속도로 방전되므로, 신호(V_MOD)가 도 4d에서 볼 수 있는 바와 같이 더 빠르게 감소하여, 시간 t_2D에서 V_{EA_SHIFT} 값에 도달하게 된다. S1B에 머물지 않고 상태 S2로 스위칭하면 주파수가 너무 느려져서 안정성과 제어력이 상실되고 리플 전압이 증가하게 되는 것을 방지할 수가 있다.

이 시점에서, 다시 VMOD ≤ VEA_SHIFT 조건이 만족되어 신호(V_{PWM_BST})의 상태 변경이 트리거되고, 유한 상태 머신(2400)은 시간 t_2D에서 S3 상태로 이동하게 된다.

상태 S3 동안에, 인덕터(1120)가 충전되며 이에 따라 V_MOD가 증가하게 된다. 이 조건 하에서, 신호 V_{PWM_BST}가 S3에 진입한 거의 직후에 다시 낮은 상태로 스위칭된다. 위에서 설명한 바와 같이, 상태 S3은 ON 부스트 시간 T_ON이 미리 결정된 값 T_{ON_BST}에 도달했음을 감지한, 타이머의 트리거에 의해 주어진다.

이 조건에 도달하면 유한 상태 머신(2440)은 시간 T에서 상태 S3을 떠나 상태 S1B로 다시 이동하게 된다. 따라서 시간 T에서 벅-부스트 사이클이 완료되고 새로운 사이클이 시작될 수 있다.

이 경우에도, 인덕터(1120)가 충전되는 시간, 즉 T_{ON_BST}가 미리 결정된 값으로 설정될 수 있으며, 이에 의해 전술한 바와 동일한 이점들을 얻을 수 있다.

상태 S3에 대한 최소 듀레이션의 도입 가능성과 관련하여 위에서 고려한 사항은 벅-부스트 모드의 상태 S2에도 유사하게 적용될 수 있다.

따라서 벅 모드와 벅-부스트 모드(일반적인 벅) 사이의 전환은 비교기(2320B)가 트리거링 조건에 도달하기 전에 미리 결정된 시간 T_{ON_MAX_BCK}가 만료되는 것에 기초할 수 있다는 것이 상기로부터 명백하다. 마찬가지로, 부스트 모드와 벅-부스트 모드(일반적인 부스트) 사이의 전환은 비교기(2320C)가 트리거링 조건에 도달하기 전에 미리 결정된 시간 T_{OFF_MAX_BST}가 만료되는 것에 기초할 수 있다.

즉, 적어도 하나의 상태, 예를 들어 벅의 S1A 및 부스트의 S1B는, 타이머(2420)에 기초한 출력 연결과 각각의 상태 변화 신호 VPWM_BCK, VPWM_BST에 기초한 출력 연결을 가질 수 있다. 이 두 가지 옵션을 사용하면 벅의 경우 루프 S1A-S2에서 S1A-S3-S2로의 스위칭, 부스트의 경우 S1B-S3에서 S1B-S2-S3으로의 스위칭이 가능하게 될 수 있다.

다시 말해서, 벅에서 벅-부스트(일반적인 벅)로의 스위칭 및 마찬가지로 부스트에서 벅-부스트(일반적인 부스트)로의 스위칭은, 각각의 타이밍 T_{ON_MAX_BCK} 및 T_{OFF_MAX_BST}를 설정하는 것에 의해 제어될 수 있다. 이러한 방식으로, 도 1b에 예시된 조건 V_IN=V_OUT 주변의 벅-부스트 영역 크기를 제어할 수 있다.

예를 들어, T_{ON_MAX_BCK} 타이머의 값은 T_{OFF_BCK}의 배수 N으로 설정될 수 있다. 이것은 입/출력 전압 비율과 직접적으로 관련된 N/(N+1)의 최대 듀티 사이클에서 벅에서 벅-부스트로 전환하는 것과 동일하다. 마찬가지로, T_{OFF_MAX_BST}를 T_{ON_BST}의 배수 M으로 설정하면, 궁극적으로는, 입/출력 전압 비율과 직접적으로 관련되는, 최소 듀티 사이클 1/(M+1)을 설정하는 것과 동일하다. 또한 이것은, 원하는 경우, 벅-부스트 컨버터가 일반적인 벅 및 일반적인 부스트 모드에서 동작하는 영역의 다양한 크기를 결정할 때 유연성을 허용한다.

또한, T_{OFF_BCK} 및/또는 T_{ON_BST}의 선택을 통해 일정한 리플 아키텍처가 발생할 수 있다. 즉, 벅 및 부스트 모드에서 인덕터의 전류 리플이 동일하게 되도록 T_{OFF_BCK} 및/또는 T_{ON_BST}를 선택할 수 있다. 출력 커패시터들 및/또는 다른 필터링 수동 소자들을 결정하는데 리플이 중요하므로 일정한 리플 아키텍처를 제공하는 것은 특히 유리하다.

특히, 벅 모드에서 인덕터 전류의 리플은 다음 수학식에 의해 정의될 수 있다:

여기서 은 벅 모드에서 인덕터 전류의 리플이고, L은 인덕터(1120)의 인덕턴스 값이다.

마찬가지로, 부스트 모드에서 인덕터 전류의 리플은 다음 수학식에 의해 정의될 수 있다:

여기서 는 부스트 모드에서 인덕터 전류의 리플이고, L은 인덕터(1120)의 인덕턴스 값이다.

일부 실시예들에서, 타이머들은 위에 제공된 공식들에 따라, 디지털 방식으로 생성될 수 있다.

대안적으로 또는 추가적으로, 일부 실시예들에서, T_{OFF_BCK} 및/또는 T_{ON_BST}의 값들은 다음과 같이 선택될 수 있다:

여기서 τ는 궁극적으로 스위칭 주파수를 결정하도록 프로그래밍될 수 있는 RC 타이머 생성기의 몇몇 내부 RC 시간 상수로서 정의된다.

이 경우 일정한 리플은 다음과 같다:

따라서 일반적인 벅 모드에서 일반적인 부스트 모드로의 스위칭은 타이머 T_{ON_BST_END}보다 느린 트리거 V_{PWM_BCK}에 의하여, 단계 S3에서 달성될 수 있다. 이러한 방식으로, 유한 상태 머신은 상태 S1B로 이동한 다음 결국 상태 S2로 이동하게 된다.

따라서 위의 설명으로부터 스위치들(1111-1114)의 스위칭 중 어느 하나를 달성하기 위해 입력 전압 V_IN 및 출력 전압 V_OUT의 측정이 필요하지 않다는 것이 명백하다. 따라서, 종래 기술로부터 알려진 이러한 전압들의 근접성과 관련된 문제들이 완전히 방지될 수 있다.

또한, 벅-부스트 모드 활성화 여부가 사이클별 기준으로 결정될 수 있으며, 평균화 및/또는 히스테리시스가 필요하지 않다. 오차 신호 V_EA가 임의의 사이클에서 원하는 인덕터 전류를 조절하는 역할을 하여, 제어 손실이 발생하지 않도록 트리거 포인트들을 결정한다. 유리하게는, 인덕터 전류가 V_EA 및 V_{EA_SHIFT} 포인트들의 등가 값들 사이에 있게 될 수 있다.

특히, V_IN의 값이 V_OUT의 값과 매우 가까워서 유한 상태 머신(2400)이 S2, S1A, S3, S1B, S2 등과 같은 시퀀스에 진입하는 경우들이 있을 수 있다. 특히, 이것은 일반적인 벅과 일반적인 부스트 간의 전환 조건이다.

이러한 전환들에서는 비교기들(2320B, 2320C) 중 하나에 대한 제어가 없으므로, 피드백도 없고 시스템이 제어되지 않는 것처럼 보일 수 있다. 그러나, 이러한 조건들에서도, 인덕터 전류는 여전히 V_EA 및 V_{EA_SHIFT}에 의해 설정된 두 제한들 사이에 있게 된다. 결국, 제어 중인 변수에 오차가 있는 경우, V_EA가 높거나 낮게 이동하여 두 비교기 중 하나가 트립되고 피드백 제어가 회복된다.

전술한 설명에서는, 유한 상태 머신(2400)이 복수의 상태들 S1A, S1B, S2 및 S3을 포함하는 것으로 설명되었다. 다음 어떤 상태로 이동할지 결정하기 위해, 도 2e에 도시된 바와 같이, 유한 상태 머신(2400)은 상태 선택기(2410) 및 타이머(2420)를 포함할 수 있다. 상태 선택기는 일반적으로 현재 상태를 저장하고 이것을 유한 상태 머신(2400)의 외부 및 타이머(2420)로 출력하도록 구성된다. 상태 선택기(2410)에 의해 수행되는 선택은 현재 상태와 타이머(2420) 및 상태 변화 신호들 V_{PWM_BCK} 및 V_{PWM_BST}에 의해 제공되는 입력들에 기초한다.

타이머는 당업자가 알고 있는 바와 같이 임의의 공지된 방식으로 구현될 수 있다. 바람직하게는, 타이머(2420)는 새로 선택된 케이스에 대한 통지 수신 시에, 현재 선택된 케이스와 관련된 시간 기간들의 타이밍을 시작하도록 구성된다. 이것은 각 상태가 단 한 번의 시간만 측정되어 타이머(2420)가 어떤 상태가 선택되었는지를 아는 것만으로도 각각의 측정을 시작할 수 있기 때문에 특히 유리하다. 예를 들어, 상태 S3에 진입하면, 타이머(2420)는 시간 측정을 시작하고 그 값이 T_{ON_BST}일 때 출력을 트리거할 수 있다.

도 5는 입력 전압 V_IN 또는 출력 전압 V_OUT에 의존하는 RC 타이머(5420)의 잠재적인 구현을 개략적으로 도시한 것이다.

타이머(5420)는 신호 C_PR에 의해 제어되는 커패시턴스 값을 갖는 가변 커패시터(5421)를 포함한다. 부스트 모드의 경우 V_IN, 또는 벅 모드의 경우 V_OUT에 비례하는 전류 I_REF가 커패시터 C_PR에 공급될 수 있다. 감지 저항기 및 전류 미러를 사용하는 것과 같은, 전압을 나타내는 전류를 생성하는 다양한 방식이 당업자에게 공지되어 있으므로, 이에 대해서는 자세히 설명하지 않는다.

가변 커패시터(5421) 상의 결과적인 전압 신호 V_CAP가 비교기(5422)에 의해 기준 전압 V_REF와 비교된다. 전압 V_CAP가 상승함에 따라 V_REF에 도달하게 되어 비교기(5422)의 출력 변경을 트리거한다. 따라서 비교기의 출력은 타이머로서 사용될 수 있다. 타이머를 재설정하기 위해, 가변 커패시터(5421)를 방전시키는 스위치(RST)가 제공된다.

비교기 스위치들이 프로그래밍될 수 있는 정확한 시점은 당업자에게 알려진 방식으로 I_REF, C_PR 및 V_REF 중 적어도 하나의 값을 적절하게 선택하는 것에 의해 프로그래밍될 수 있다.

이 구현의 한 가지 이점은 타이머가 제공하는 타이밍들이 부스트 동작의 경우 V_IN, 벅 동작의 경우 V_OUT의 함수라는 점이다. 특히, 가변 커패시터(5421)를 0에서 V_REF까지 충전하는데 필요한 시간은 다음과 같이 계산될 수 있다:

여기서 V_IN을 기반으로 I_REF가 생성될 경우에 (R / V_IN) = (1 / I_REF)이며, V_OUT을 기반으로 I_REF가 생성될 경우에 (R / V_OUT) = (1 / I_REF)이다.

여기서 τ는 다음과 같이 정의될 수 있다:

여기서 C_pR은 가변 커패시터의 등가 커패시턴스에 해당한다.

이러한 조건들에서 인덕터의 전류 리플은 다음과 같다:

따라서 C_PR과 V_REF의 값들을 적절하게 조절하는 것에 의해 전류 리플량을 선택할 수 있다. V_MOD는 ΔI_L에 정비례하므로, 이를 통해 V_MOD의 리플은 V_IN 및 V_OUT의 전체 범위에 걸쳐 일정하게 된다.

또한, 일부 실시예들에서, V_EA와 V_{EA_SHIFT} 사이의 거리, 즉 시프터(2321)에 의해 도입된 시프트 양은 V_MOD의 리플보다 약간 더 크게 설정될 수 있다. 이것은 서로 다른 작동 영역들 사이의 원활한 전환을 유리하게 허용한다.

유사한 구성을 사용하여 T_{ON_MAX_BCK} 및 T_{OFF_MAX_BST} 타이머들의 값들을 생성할 수 있다. 이것은 단순히 C_PR 값을 변경하고 이것을 각각 T_OFF 및 T_ON을 생성하는데 사용되는 값의 배수 N 또는 M으로 설정하는 것에 의해 수행될 수 있다.

일반 인덕터 기반 dc/dc 컨버터의 경우, 인가되는 부하 전류에 따라 두 가지 서로 다른 작동 영역들, 즉 CCM(continuous conduction mode) 및 DCM(discontinuous conduction mode)이 식별될 수 있다.

상기한 유한 상태 머신에 대한 설명에서는 CCM 동작을 가정하였다(즉, 전류는 항상 양수이거나 경부하에서는 음수가 될 수 있다). 음의 인덕터 전류는 부하에서 에너지를 제거하고 전체 효율을 낮추기 때문에 일반적으로 바람직하지 않다. 이러한 이유로, 대부분의 전력 변환기는 제로 전류 조건을 감지하고 인덕터 방전을 중지하여, DCM 모드로 들어갈 수 있다. DCM에서는 스위칭 손실이 지배적이어서, 전체 컨버터 효율을 낮추는 경향이 있으므로 스위칭 주파수를 낮추는 것이 또한 바람직하다.

앞에서 설명한 벅-부스트 컨버터(2000)는, 일부 실시예들에서, DCM 동작을 허용하도록 추가로 적응될 수 있다.

특히, 도 6a에 도시된 바와 같이, 2개의 추가적인 고임피던스 상태들 S_HZ1, S_HZ3이 상태 머신(2400)에 추가되어, 상태 머신(6400)으로 된다. 2개의 추가 상태들은 다음과 같이 개략적으로 정의될 수 있다:

S_HZ1A: 스위치들(1111, 1112 및 1114)이 오프로 되고, 스위치(1113)는 온으로 됨

S_HZ3: 스위치들(1112, 1113 및 1114)이 오프로 되고, 스위치(1111)는 온으로 됨.

앞서 설명한 바와 같이, 타이머 T_{OFF_BCK_END}에 도달할 경우에 상태 S2에서 S_HZ1A로의 스위칭이 동작하게 될 수 있다. 대안적으로, 이것은 조건 Z_{CC_LS}가 달성될 경우에, 즉 인덕터(1120)의 제로 전류 조건이 측정될 경우에 동작하게 될 수 있다. S_HZ1A에서 S2로의 스위칭은 V_EA 값이 임계값 V_{ERR_MIN}에 도달할 경우에 동작하게 될 수 있다.

유사하게, 상태 S2 또는 S1B에서 S_HZ3으로의 스위칭은 앞서 설명한 바와 같이, V_{PWM_BST} 신호의 변경에 기초하여 동작하게 될 수 있다. 대안적으로, 이것은 조건 Z_{CC_HS}가 달성될 경우에, 즉 인덕터(1120)의 제로 전류 조건이 측정될 경우에 동작하게 될 수 있다. S_HZ3에서 S3으로의 스위칭은 앞서 설명한 바와 같이, V_{PWM_BST} 신호의 변경에 기초하여 동작하게 될 수 있다.

특히 예시된 풀 브리지 구성에서는, 예시되지 않은 2개의 비교기가 추가되어 제로 인덕터 전류(벅의 경우, 즉 상태 S2에서의 조건 Z_{CC_LS} 및 부스트의 경우, 즉 상태 S1B에서의 조건 Z_{CC_HS})를 감지할 수 있다. 다음 설명으로부터 더 명확해지는 바와 같이, 제로 전류가 감지되면, 해당 하프 브리지는 인덕터 전류의 극성 변화를 방지하고 전력 손실을 줄이기 위해 고임피던스 상태로 설정된다.

도 6b-6e는 유한 상태 머신(6400)의 동작을 개략적으로 도시한 것이다. 유한 상태 머신(2400)에 대한 상세한 설명이 이미 제공되었으므로, 다음 설명에서는 두 개의 추가 상태 S_HZ1A 및 S_HZ3에 의해 도입된 차이점들에 중점을 둘 것이다.

도 6b에는, 벅 모드의 동작이 예시되어 있다. 이 모드에서는, V_OUT이 V_IN보다 낮다. 시간 t=0부터 시작하여, 유한 상태 머신(6400)은 상태 S1A에 있으며, 이에 따라 V_IN이 V_OUT보다 높기 때문에 이것을 충전하는 인덕터(1120)를 통과하는 전류가 흐르게 된다. 상태 S2로의 통과는 앞에서 설명한 바와 같이 동작된다.

벅 모드에서, 변환 수단(1100)은 제로 인덕터 전류가 상태 S2에서 검출될 때, 즉 조건 Z_{CC_LS}가 달성될 때 고임피던스 조건 S_HZ1A로 강제된다. 상태 머신은 스위치(1112)를 턴 오프함으로써 상태를 S2에서 S_HZ1A로 변경한다.

이 시점에서, 다른 제어가 사용되지 않으면, T_OFF가 만료되자마자 상태 S1A에서의 새로운 충전 단계가 개시될 수 있다. 특히, 일정한 T_OFF 제어에서는, 인덕터 충전 시간을 줄이기 위해 오차 신호 V_EA가 계속 감소하고 T_ON도 감소한다. 일정한 T_ON 제어와는 반대로, 변조기의 주파수는 증가하는 경향이 있다. 두 가지 주요 단점은 주파수 증가로 인해 효율이 감소한다는 점과, T_ON 기간이 너무 작아지면, 스위치(1111)의 턴 온 및 턴 오프 관리가 어려워지고 조절 능력이 손실될 수 있다는 점이다.

과거에는 이러한 단점을 피하기 위해 많은 솔루션들이 구현되었다. 모든 솔루션은 주로 다수의 기간들에 걸쳐 평균화된 제로 전류 감지를 기반으로 하는, 일종의 불연속 도전 모드 감지를 제공한다.

불연속 도전 모드가 감지되면, 컨버터는 스위칭 주파수를 낮춰 변조 타입이 펄스 주파수 변조(PFM)로 되게 변경한다. 출력의 전류 부하가 증가하면, 컨버터는 불연속 도전 모드인 PFM 모드의 조절을 종료하고 연속 도전 모드로 돌아가야 한다. 이 두 가지 방식 사이의 급격한 변경은 종종 잡음이 많은 과도 현상과 조절 손실을 야기한다.

본 제안된 솔루션에서는 오차 신호 V_EA가 인덕터의 피크 전류 값을 설정하는 것으로 인식된다. 특히, 유한 상태 머신(6400)에서, V_EA가 기준 전압 V_{ERR_MIN}과 비교될 수 있다. 이 임계값은 유한 상태 머신이 고임피던스 상태 S_HZA1을 유지하는 최소 피크 전류를 나타낸다. 즉, 오차 신호 V_EA가 V_{ERR_MIN}보다 높으면, T_{OFF_BCK_END}가 만료되자마자 인덕터 충전 단계 S1A가 정상적으로 다시 시작된다.

반면에, 오차 신호 V_EA가 임계값 V_{ERR_MIN}보다 낮으면, 인덕터 충전 단계 S1A가 금지된다. 이 경우에는, 변환 수단(1100)이 고임피던스 상태 S_HZ1A에 있으므로, 출력으로 전류가 전달되지 않으며, 결과적으로, 오차 신호 V_EA가 V_{ERR_MIN}을 초과할 때까지 상승하기 시작하여, 상태 머신이 점진적으로 S1A로 될 수 있다.

불연속 도전 모드의 이러한 제어 방법은 시스템이 연속 도전 모드인지 불연속 도전 모드인지를 사이클별로 결정할 수 있어 PFM 및 PWM 모드들 간의 전환이 매우 원활해지기 때문에, 특히 유리하다. 동시에, 불연속 도전 모드에서는, 시스템이 자연스럽게 PFM 모드로 전환되어, 일정한 T_ON 컨트롤러들에서 발생하는 것과 유사한 방식으로, 동작 주파수를 줄이게 된다.

도 6c에는, 부스트 모드의 동작이 예시되어 있다. 이 모드에서는, V_OUT이 V_IN보다 높다. 시간 t=0부터 시작하여, 유한 상태 머신(6400)은 상태 S1B에 있으며, 이에 따라 V_IN이 V_OUT보다 낮기 때문에 이것을 방전하는 인덕터(1120)를 통과하는 전류가 흐르게 된다.

일정한 T_ON 제어를 사용하는 부스트 모드에서는, 방전 단계 동안, 즉 상태 S1B에서 제로 전류 감지가 활성화된다. 특히, 제로 전류 감지 Z_{CC_HS} 후에는, 스위치(1113)를 개방함으로써 인덕터 전류 방전 상태 S1B가 정지된다. 상태 머신(6400)은 상태 S1B에서 상태 S_HZ3으로 변경된다.

상태 S_HZ3은 출력으로 전류가 전달되지 않는 고임피던스 상태이다. 따라서 결국에는, 가벼운 부하에서도, 오차 신호 V_EA가 자연스럽게 증가하여 P_{WM_BST} 비교기가 트립되고 상태 S3으로 전환되는 경향이 있다. 작동 주파수는 출력 부하의 함수로서 자연스럽게 낮아지고, 유한 상태 머신은 도 6d에 도시된 바와 같이, 펄스 폭 변조에서 펄스 주파수 변조로 자동으로 변경된다.

출력 전류가 다시 증가하면, 시스템은 자동으로 연속 도전 모드로 돌아간다.

도 6d 및 도 6e에는, 각각 일반적인 벅 및 일반적인 부스트에서 벅-부스트 모드의 유한 상태 머신(6400)의 동작이 개략적으로 예시되어 있다. 상태 변경들은 위의 설명에 기초하여 당업자에게 명백할 것이다.

비동기식 유한 상태 머신의 중요한 점은 분기를 처리하는 방법이다. 예를 들어, 도 4b 및 도 4d를 참조하면, 유한 상태 머신은 상태 S1B에서 트리거링 이벤트에 따라, 각각 상태 S2 또는 S3으로 발전할 수 있다. 특히, 이 예에서는, V_{PWM_BOOST} 신호가 트리거되기 전에 타이머 T_{ON_MAX_BEST_END}가 만료되면, 유한 상태 머신이 상태 S2로 이동한다. 그렇지 않으면, 유한 상태 머신이 상태 S3으로 이동한다.

벅-부스트 컨버터의 올바른 동작을 위해, 상태 S2와 S3이 동시에 활성화될 수 없으며, 그 이유는 이것이 변환 수단(1100)의 파괴적인 구성을 유발할 수 있기 때문이다.

비동기식 유한 상태 머신의 어려움은 시간적으로 매우 가까운 트리거링 이벤트를 처리하는 방법이다.

이 문제를 해결하기 위해, 일부 실시예들에서, 유한 상태 머신의 각 상태는 도 7a에 개략적으로 도시된 바와 같이 다음 동작을 통해 메모리 요소로서 구현될 수 있다:

즉, 각 상태는 활성화 핀 E를 사용하여, 재설정 지배적인 SR 플립플롭으로 구현될 수 있다. 따라서 트리거링 이벤트에 해당하는 설정 신호는, 해당 활성화 신호 E가 활성화된 경우에만 유효하다. 유한 상태 머신 구현에서, 활성 상태는 임의의 주어진 시간에 하나의 상태만 활성화될 수 있으며, 허용된 다음 상태들을 활성화할 수 있다.

특히, 상태 S1B를 참조한 위의 예에서, 상태 S1B가 활성화되면, 가능한 다음 단계들로서 S2와 S3을 모두 활성화한다. 동시에, 상태가 활성화되고 나면, 이전 상태들을 강제로 재설정하게 된다. 이 예에서는 S2와 S3 중 하나가 활성화되면 S2와 S3 모두 S1B를 재설정하게 된다.

이 전략은 분기가 시작되는 상태의 재설정이 분기가 진행되는 다음 상태가 완전히 설정된 경우에만 발생하도록 보장하므로, 어떤 상태도 활성화되지 않을 수 있는 준안정성 조건(metastability condition)들을 방지하게 된다.

그러나, 이 전략에는 원점 상태에서 대상 상태로 그리고 다시 원점 재설정으로 돌아가는 신호 전파로 인해, 암시적인 루프 지연이 있다. 분기가 있는 경우, 두 개의 트리거 신호가 충분히 가까우면, 재설정 신호가 다시 돌아와 원래 상태를 비활성화하기 전에 가능한 대상의 두 상태들이 모두 설정될 수 있는 조건들이 있을 수 있다.

이 문제에 대한 한 가지 솔루션은 분기를 전파하기 전에 유한 상태 머신이 결정을 내리도록 하는 것이다. 대부분의 경우 두 트리거 신호가 너무 가까우면 유한 상태 머신이 어떤 경로를 선택하는지가 중요하지 않으며, 사용자는 한 경로를 다른 경로보다 더 중요하게 선택할 수 있다.

본 발명의 일부 실시예들에서, 두 개의 가능한 경로 사이의 우선 순위는 도 7b에 도시된 포크 핸들링(fork-handling) 수단(7500)에 의해 해결될 수 있다.

특히, 포크 핸들링 수단(7500)에는 주어진 초기 상태로부터 두 개의 유한 상태 머신 분기의 트리거링 이벤트를 나타내는 두 개의 입력 신호 I1 및 I2가 제공될 수 있다. 포크 핸들링 수단(7500)에는 두 개의 가능한 다음 상태들의 S 신호인 두 개의 출력 신호 O1 및 O2가 추가로 제공될 수 있다. 또한, 이벤트 I2에 대한 지연 D가 도입된다.

I2가 I1보다 앞에 있으면, I2가 임의의 가능한 인입 I1 신호를 즉시 차단하여, O1을 0으로 만든다. 신호 O2는 지연 D 이후에 어서트되며, 유한 상태 머신은 분기 2로 이동한다. 대신에 I1이 I2보다 약간 앞에 있는 경우, 포크 핸들링 수단의 동작은 도 7c를 참조하여 더 잘 이해될 수 있다.

도 7c에서 볼 수 있는 바와 같이, 이 경우, 출력 O1은 I1과 I2 사이의 시간 왜곡에 해당하는 시간 Δt 동안 어서트된다. 그러면 두 가지 경우가 가능하다.

1) Δt가 너무 짧아서 분기 1에서 다음 상태를 설정할 수 없다. 이 경우, 신호 I1은 이것을 수신하는 SR-래치에 의해 자연스럽게 무시되고, 지연 D 이후에, 출력 O2가 어서트되어 유한 상태 머신이 분기 2에서 진화하도록 만든다.

2) Δt가 신호 O1이 분기 1에서 다음 상태를 설정하고 원점 상태를 재설정할 수 있을 만큼 충분히 길다. 원점 상태가 재설정되면, 지연 포트를 통한 신호 I2의 전파가 중지되므로 분기 2도 비활성화된다.

따라서 지연 D가 I1에서 다음 상태 설정 및 원점 상태 재설정까지의 라운드 트립(round trip)보다 길면 분기를 피하는 것이 유리하다.

이 접근 방식을 사용하면 분기 2가 분기 1에 대해 지배적이게 된다.

포크 핸들링 수단(7500)의 동작은 2개의 입력과 2개의 출력으로 제한되지 않으며, 유한 상태 머신 상태에 대한 가능한 출력 경로들이 3개의 입력과 출력을 갖는 구성에 대해 도 7d에 개략적으로 도시된 바와 같이 2개보다 큰 경우에도 사용될 수 있다는 점에 유의한다.

다양한 특징을 갖는 여러 실시예가 논의 및/또는 예시되었지만, 본 발명이 그러한 특징의 특정 조합에 제한되지 않는다는 것이 당업자에게 명백할 것이다. 대신에, 추가 실시예가 청구범위 내의 하나 이상의 실시예와 별도로 특징을 결합함으로써 얻어질 수 있다.

1000 : 벅-부스트 컨버터
1100: 변환 수단
1111-1114: 스위치
1120: 인덕터
1200: 컨트롤러
V_IN: 입력 전압
V_OUT: 출력 전압
2000: 벅-부스트 컨버터
2200: 컨트롤러
2300, 2300A, 2300B, 2300D: 비교 수단
2310, 2310D: 오차 증폭기
2311, 2312: 저항
2320, 2320B, 2320C: 비교기
2321: 신호 시프터
2400: 유한 상태 머신
2410: 상태 선택기
2420: 타이머
I_L: 인덕터 전류
V_FB: 감지 신호
V_REF: 기준 신호
V_EA: 오차 신호
V_EA: 시프터 오차 신호
V_MOD: 복제 신호
V_{PWM_BCK}: 제 1 상태 변화 신호
V_{PWM_BST}: 제 2 상태 변화 신호
S1A, S1B, S2, S3: 상태
T_{OFF_BCK}, T_{ON_MAX_BCK}: 미리 결정된 기간
T_{ON_BST}, T_{OFF_MAX_BST}: 미리 결정된 기간
5420: 타이머
5421: 가변 커패시터
5422: 비교기
6400: 유한 상태 머신
7500: 포크 핸들링 수단

Claims (18)

1. 벅-부스트(buck-boost) 컨버터(2000)로서,
   입력 전압(V_IN)을 출력 전압(V_OUT)으로 변환하기 위한 변환 수단(1100) - 상기 변환 수단은 복수의 스위치들(1111-1114) 및 인덕터(1120)를 포함함 -,
   상기 복수의 스위치들(1111-1114)를 제어하기 위한 컨트롤러(2200),
   복제 신호(replica signal)(V_MOD)와 오차 신호(error signal)(V_EA)의 비교에 기초하여 상태 변화 신호들(V_{PWM_BCK}, V_{PWM_BST})을 출력하도록 구성되는 비교 수단(2300, 2300B, 2300C, 2300D)으로서,
   상기 오차 신호(V_EA)는 상기 변환 수단(1100)의 특성과 미리 결정된 기준 신호(V_REF) 사이의 차이를 나타내는 신호에 기초하여 계산되고,
   상기 복제 신호(V_MOD)는 상기 인덕터(1120)를 통해 흐르는 전류를 나타내는, 상기 비교 수단(2300, 2300B, 2300C, 2300D),
   상기 상태 변화 신호들(V_{PWM_BCK}, V_{PWM_BST})을 입력으로서 수신하고 상기 컨트롤러(1200)를 구동하기 위한 출력 상태 신호들(S1A-S3)로서 제공하도록 구성되는 유한 상태 머신(2400)
   을 포함하는, 벅-부스트 컨버터(2000).
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 변환 수단(1100)의 특성은,
   - 출력 전압(V_OUT),
   - 입력 전압(V_IN),
   - 입력 전류(I_IN),
   - 출력 전류(I_OUT),
   - 내부 온도
   중 어느 하나를 포함하는, 벅-부스트 컨버터(2000).
3. 제 1 항 또는 제 2 항에 있어서,
   상기 비교 수단(2300B, 2300C, 2300D)은 변환 수단(1100)의 특성으로부터 감지된 신호(V_FB)와 상기 미리 결정된 기준 신호(V_REF)를 비교하고, 상기 비교의 결과에 기초하여 오차 신호(error signal)(V_EA)를 출력하도록 구성되는 오차 증폭기(2310, 2310D)를 포함하는, 벅-부스트 컨버터(2000).
4. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
   상기 상태 변화 신호들(V_{PWM_BCK}, V_{PWM_BST})은 제 1 상태 변화 신호(V_{PWM_BCK})를 포함하며, 그리고
   상기 비교 수단(2300B, 2300D)은 상기 오차 신호(V_EA)와 상기 복제 신호(V_MOD)를 비교하고, 상기 비교의 결과에 기초하여 상기 제 1 상태 변화 신호(V_{PWM_BCK})를 출력하도록 구성되는 비교기(2320B)를 포함하는, 벅-부스트 컨버터(2000).
5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서,
   상기 상태 변화 신호들(V_{PWM_BCK}, V_{PWM_BST})은 제 2 상태 변화 신호(V_{PWM_BST})를 포함하며, 그리고
   상기 비교 수단(2300C, 2300D)은 상기 오차 신호(V_EA)와 상기 복제 신호(V_MOD)를 비교하고, 상기 비교의 결과에 기초하여 상기 제 2 상태 변화 신호(V_{PWM_BST})를 출력하도록 구성되는 비교기(2320C)를 포함하는, 벅-부스트 컨버터(2000).
6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
   상기 비교 수단(2300D)은 상기 오차 신호(V_EA)의 값을 미리 결정된 시프트 양만큼 변경하고 시프트된 오차 신호(V_{EA_SHIFT})를 출력하도록 구성되는 시프터(2321)를 포함하며,
   상기 비교 수단(2300D)과 상기 유한 상태 머신(2400)은 상기 상태 변화 신호들(V_{PWM_BCK}, V_{PWM_BST})을 상기 상태 머신(2400)에 인가하여 상기 복제 신호(V_MOD)가 상기 오차 신호(V_EA)와 상기 시프트된 오차 신호(V_{EA_SHIFT}) 사이로 제한되도록 구성되는, 벅-부스트 컨버터(2000).
7. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서,
   상기 비교 수단(2300D)은 상기 복제 신호(V_MOD)의 값을 미리 결정된 시프트 양만큼 변경하여 시프트된 복제 신호를 출력하도록 구성되는 시프터(2321)를 포함하며,
   상기 비교 수단(2300D)과 상기 유한 상태 머신(2400)은 상기 상태 변화 신호들(V_{PWM_BCK}, V_{PWM_BST})을 상기 상태 머신(2400)에 인가하여 상기 복제 신호(V_MOD)가 상기 오차 신호(V_EA)와 시프트된 오차 신호(V_{EA_SHIFT}) 사이로 제한되도록 구성되고,
   상기 시프트된 오차 신호(V_{EA_SHIFT})는 상기 미리 결정된 시프트 양만큼 시프트된 상기 오차 신호(V_EA)에 대응하는, 벅-부스트 컨버터(2000).
8. 제 6 항 또는 제 7 항에 있어서,
   상기 미리 결정된 시프트 양은 상기 복제 신호(V_MOD)의 리플 진폭보다 적어도 1%, 바람직하게는 적어도 2%, 더욱 바람직하게는 적어도 5% 더 크며, 그리고/또는
   상기 미리 결정된 시프트 양은 상기 리플 진폭보다 최대 15%, 바람직하게는 최대 10%, 더욱 바람직하게는 최대 5% 더 큰, 벅-부스트 컨버터(2000).
9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,
   상기 유한 상태 머신(2400)은 미리 결정된 시간 듀레이션의 만료 시에 상기 상태 머신(2400)의 상기 상태들에서 적어도 하나의 변경을 트리거하도록 구성되는 타이머(2420)를 포함하는, 벅-부스트 컨버터(2000).
10. 제 9 항에 있어서,
    벅 모드(buck mode)에서, 상기 타이머(2420)는 미리 결정된 제 1 시간(T_{OFF_BCK})이 만료된 이후에, 상기 인덕터(1120)가 방전되는 상태(S2)로부터 상기 인덕터(1120)가 충전되는 상태(S1A)로의 변경을 트리거하도록 구성되는, 벅-부스트 컨버터(2000).
11. 제 9 항 또는 제 10 항에 있어서,
    부스트 모드(boost mode)에서, 상기 타이머(2420)는 미리 결정된 제 2 시간(T_{ON_BST})이 만료된 이후에, 상기 인덕터(1120)가 충전되는 상태(S3)로부터 상기 인덕터(1120)가 방전되는 상태(S1B)로의 변경을 트리거하도록 구성되는, 벅-부스트 컨버터(2000).
12. 제 10 항 또는 제 11 항에 있어서,
    상기 미리 결정된 제 1 시간은 T_{OFF_BCK}로 계산되고, 상기 미리 결정된 제 2 시간은 T_{ON_BST}로 계산되며, 아래와 같이 정의되는 벅 모드에서 인덕터의 전류 리플과,
    
    아래와 같이 정의되는 부스트 모드에서 인덕터의 전류 리플은
    
    동일한, 벅-부스트 컨버터(2000).
13. 제 1 항 내지 제 12 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 유한 상태 머신(2400)은 복수의 상태들(S1A-S3)을 포함하며, 상기 상태 변화 신호들(V_{PWM_BCK}, V_{PWM_BST})에 기초하고 또한 상기 타이머(2420)에 기초하여 상태를 변경하도록 구성되는, 벅-부스트 컨버터(2000).
14. 제 9 항 내지 제 13 항 중 어느 한 항에 있어서,
    벅-부스트 모드에서, 상기 타이머(2420)는 미리 결정된 시간(T_{ON_MAX_BCK})이 만료된 이후에, 상기 인덕터(1120)가 충전되는 상태(S1A)로부터 상기 인덕터(1120)가 더 빠른 속도로 충전되는 상태(S3)로의 변경을 트리거하도록 구성되는, 벅-부스트 컨버터(2000).
15. 제 9 항 내지 제 14 항 중 어느 한 항에 있어서,
    벅-부스트 모드에서, 상기 타이머(2420)는 미리 결정된 시간(T_{OFF_MAX_BST})이 만료된 이후에, 상기 인덕터(1120)가 방전되는 상태(S1B)로부터 상기 인덕터(1120)가 더 빠른 속도로 방전되는 상태(S2)로의 변경을 트리거하도록 구성되는, 벅-부스트 컨버터(2000).
16. 제 1 항 내지 제 15 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 복수의 스위치들(1111-1114)은,
    상기 입력 전압(V_IN)과 상기 인덕터(1120) 사이에 연결되는 제 1 스위치(1111),
    매스(mass)와 상기 인덕터(1120) 사이에 연결되는 제 2 스위치(1112),
    상기 인덕터(1120)와 상기 출력 전압(V_OUT) 사이에 연결되는 제 3 스위치(1113),
    상기 인덕터(1120)와 상기 매스 사이에 연결되는 제 4 스위치(1114)
    를 포함하고,
    상기 유한 상태 머신(2400)은,
    복수의 상태들(S1A, S1B, S2, S3)을 포함하며, 각각의 상태에서 두 개의 스위치들이 닫혀 있고 두 개의 스위치들이 열려 있는, 벅-부스트 컨버터(2000).
17. 제 16 항에 있어서,
    상기 복수의 상태들(S1A, S1B, S2, S3)은,
    상기 제 1 스위치(1111)와 상기 제 3 스위치(1113)가 닫혀 있고, 상기 제 2 스위치(1112)와 상기 제 4 스위치(1114)는 열려 있는 제 1 상태(S1A, S1B),
    상기 제 2 스위치(1112)와 상기 제 3 스위치(1113)가 닫혀 있고, 상기 제 1 스위치(1111)와 상기 제 4 스위치(1114)는 열려 있는 제 2 상태(S2),
    상기 제 1 스위치(1111)와 상기 제 4 스위치(1114)가 닫혀 있고, 상기 제 2 스위치(1112)와 상기 제 3 스위치(1113)는 열려 있는 제 3 상태(S3)
    를 포함하는, 벅-부스트 컨버터(2000).
18. 제 15 항 또는 제 16 항에 있어서,
    상기 복수의 상태들(S1A, S1B, S2, S3)은 2개의 고임피던스 상태들(S_HZ1A, S_HZ3)을 더 포함하는, 벅-부스트 컨버터(2000).