JPH11146638A - 電力変換器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ノイズ低減用転流回路のインダクタを利用し
て並列素子間の電流バランスを改善する。 【解決手段】 上及び下アームのスイッチを構成する複
数並列のスイッチング素子Ｓ１ａ〜Ｓ１ｂ及びＳ４ａ〜
Ｓ４ｄに、夫々コンデンサＣ，インダクタＬ，ダイオー
ドＤからなり、素子と直列に接続されるインダクタＬ１
ａ〜Ｌ１ｄ及びＬ４ａ〜Ｌ４ｄを有するノイズ低減用転
流回路を接続し、インダクタＬ１ａからＬ１ｄ及びＬ４
ａ〜Ｌ４ｄを夫々鉄心を用いて磁気結合し相間リアクト
ルを形成する。上及び下アームの素子は短絡防止期間を
挾んで交互にＯＮする。並列に接続された素子に流れる
電流は、期間リアクトルの磁気結合により、電流変化に
全ての電流が等しくなるように作用するので、各素子の
電流バランスが改善する。また、転流回路には、素子の
ＯＮ／ＯＦＦ時に転流，還流等が発生し、必ずいずれか
のダイオードを介して流れる。ダイオードには電流の大
きさに対する非線形特性があるので、ノイズは低減す
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、可速速駆動装置
に使用されるインバータやコンバータおよびチョッパ，
無停電電装置（ＵＰＳ），無効電力補償装置（ＳＶＣ）
などのパワースイッチング素子を利用した、パルス幅変
調（ＰＷＭ）方式により出力電圧を制御する電力変換器
に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】例えば、３相交流電動機を駆動するイン
バータは、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴといった
主回路素子をスイッチングし、ＰＷＭ電圧を出力してい
る。そのインバータ装置の構成例を図１１に示す。

【０００３】同図において、１はコンバータ部、２はイ
ンバータの主回路、３はインバータにより駆動される交
流電動機、４はインバータの制御回路、Ｓ１〜Ｓ６はイ
ンバータ主回路のスイッチング素子であり、これをゲー
ト信号ＧＳ１〜ＧＳ６でＯＮ／ＯＦＦする比率を制御す
ることにより平均電圧を制御している。

【０００４】主回路素子としては、数百ＫＶＡ以下の容
量範囲では、バイポーラトランジスタやＩＧＢＴが主に
使用されている。それ以上ではＧＴＯが使用されてい
る。

【０００５】ところで、ＩＧＢＴなどのように高速にス
イッチングを行う素子では、スイッチングが高速である
ため出力電圧も高速に変化してしまう。そうすると、そ
の出力電圧波形の高周波成分はノイズ成分として放出さ
れることになる。

【０００６】このため、このノイズ成分が電波として輻
射したり、他の配線と電磁的に結合したり、また、電源
線に重畳して他の機器に伝搬するなどすると、他の機器
の誤動作や故障の原因となる。

【０００７】そのため、入出力端子や制御信号線などに
ＬＣＲなどの受動素子で構成されたノイズフィルタを挿
入して、外部に漏れる高周波成分を抑制する対策が行わ
れている。

【０００８】しかし、ノイズフィルタを入出力に挿入す
ると、装置の大きさが増えたり価格が高くなるため、こ
れらのフィルタ容量をなるべく小さくしたい。

【０００９】ＩＧＢＴのスイッチング自体を遅くする方
法もあるが、この場合にはＩＧＢＴ内部に発生するスイ
ッチング損失が増えるため、熱的な制限により装置容量
が制限されるなどの問題が生じる。

【００１０】このため、出願人は先にＩＧＢＴ等のスイ
ッチングにより出力電圧が急変してもノイズの発生する
ことのない電力変換器を提案した。（特願平９−２９６
９３４号）。

【００１１】上記先願にかかる電力変換器の一例である
昇降圧チョッパ回路を図５に示す。直流電源ＰＮ間に、
上アームスイッチング素子（スイッチ）Ｓ１，インダク
タンスＬ１，Ｌ４、下アームスイッチング素子（スイッ
チ）Ｓ４が直列に接続されると共に、２個のコンデンサ
Ｃ１０１，Ｃ１０４が直列に接続され、スイッチＳ１と
インダクタンスＬ１およびスイッチＳ４とインダクタン
スＬ４の各直列回路にそれぞれダイオードＤ１３および
Ｄ１６が逆並列に接続されている。

【００１２】そして、コンデンサ１０１，１０４の接続
点とスイッチＳ１，インダクタンスＬ１の接続点間にダ
イオードＤ１とコンデンサＣ１が直列に接続され、ダイ
オードＤ１，コンデンサＣ１の接続点と電源Ｐとの間に
ダイオードＤ７とインダクタンスＬ７が直列に接続され
ている。

【００１３】また、インダクタンスＬ４，スイッチＳ４
の接続点とコンデンサ１０１，１０４の接続点間にコン
デンサＣ４とダイオードＤ４が直列に接続され、電源Ｎ
とコンデンサＣ４，ダイオードＤ４の接続点間にインダ
クタンスＬ１０とダイオードＤ１０が直列に接続され、
出力端子ｔ₀と電源Ｎとの間には出力電圧を平滑するイ
ンダクタンスＬ₀とコンデンサＣ₀からなる平滑回路が接
続されている。

【００１４】図５に示されている１アーム分Ａが基本回
路で、２アーム分または３アーム分用いることにより、
単相インバータまたは３相インバータを構成することが
できる。

【００１５】図５の回路の動作は図６〜図９に示すモー
ド１〜１６の順に動作する。スイッチＳ１のＯＮ期間は
モード１２の始まりからモード２の始まる時点までであ
り、スイッチＳ４のＯＮ期間はモード５の始まりからモ
ード１０の始まる時点までで、Ｓ１，Ｓ２が共にＯＦＦ
している期間が短絡防止期間である。各モードの動作を
説明する。

【００１６】モード１ 上アームスイッチＳ１のゲート信号ＧＳ１がＯＮ、下ア
ームスイッチＳ１のゲート信号ＧＳ１がＯＦＦの状態。
この状態は力行負荷条件なので、負荷電流Ｉｏは正の値
であり、回路内には電流路（ａ），（ｂ）が生ずる。

【００１７】ここで、電流路（ａ）は損失成分がなく一
定電流が流れ続け、また、負荷電流Ｉｏも負荷のインダ
クタンス成分が大きい条件としているので、モード１の
間にはほぼ一定となる。また、電圧の初期条件として
は、コンデンサＣ１の電圧は負極性に、コンデンサＣ４
の電圧は正極性に充電しているものとする。

【００１８】モード２ 上アームスイッチＳ１のゲート指令がＯＦＦに変化し、
スイッチＳ１もＯＦＦとなる。スイッチＳ１がＯＦＦす
ると、インダクタＬ１は電流を維持しようとして電流路
（ｃ），（ｄ）を発生させる。電流路（ｃ）の環流電流
成分と電流路（ｄ）の負荷電流Ｉｏにより、Ｌ１の磁気
エネルギがＣ１，Ｃ１０１の電荷に変換されていく。そ
のためＬ１の電流は急に減少し、Ｃ１の電圧成分も負電
圧から減少していく。

【００１９】ここで、Ｌ１のＳ１側電位Ｖ５はＣ１０
１，Ｃ１０４間の電位にＣ１の電圧を加算した電圧とな
る。Ｌ１のエネルギが移動するため、Ｃ１の充電は負極
性の電圧電位が減少する方向に働き、やがて、零を過ぎ
て今度は正の極性に充電するようになる。それに伴いＬ
１のＳ１側電位Ｖ５も変化していく。しかし、出力電圧
Ｖｏは、Ｄ１３が通電を継続しているので、電源Ｐの電
位＋Ｖｄｃ／２に保たれる。

【００２０】モード３ Ｌ１の磁気エネルギが減少し、Ｌ１の電流が負荷電流以
下となると、Ｄ１３に流れていた循環電流（ｃ）は零と
なる。そして電流路（ｄ）の電流分だけでは負荷電流を
供給できないため、新たに電流路（ｅ）が形成される。
モード３の期間中にＣ１の充電電圧が高くなるにつれ、
電流路（ｄ）の電流は電流路（ｅ）に転流を行い、モー
ド３の終了後には電流路（ｄ）の電流は零となる。

【００２１】このとき、Ｃ１のＤ７側電位Ｖ２は電源Ｐ
の電位＋Ｖｄｃ／２からＣ１０１の電圧を引いたものと
なり、更に、電位Ｖ２からＣ１の電圧を引いたものがＬ
１のＳ１側電位Ｖ５となる。また、Ｌ４のＳ４側電位Ｖ
６はモード３の直前までは出力電圧Ｖｏと同じであった
が、電流路（ｅ）が発生すると電源Ｎの電位−Ｖｄｃ／
２からＬ１０とＣ４の電位を合成した電位に急変する。
そのため、出力電位Ｖｏは電位Ｖ５，Ｖ６をＬ１とＬ４
で分圧した電位となるため、出力電圧Ｖｏも電流路
（ｅ）が通電開始時に電位Ｖ６と同様の変化が生じる。

【００２２】モード４ さらに、Ｌ１の磁気エネルギが減少し零となると、負荷
電流Ｉｏのうち電流路（ｄ）の成分も零となる。そうす
ると、負荷電流Ｉｏをすべて電流路（ｅ）が供給するよ
うになる。そして、短絡防止期間（モード２〜４）中は
このモードを継続する電流路（ｄ）の通電が終了した時
点でダイオードＤ１，Ｄ７およびＳ１がハイインピーダ
ンスになるため、Ｌ１のＳ１側電位Ｖ５は出力電圧Ｖｏ
と同電位になる。この出力電圧Ｖｏは負荷電流の変化が
少なければほぼＬ４のＳ４側電位Ｖ６と等しくなり、
（−Ｖｄｃ／２＋Ｖｃ４）の電位となる。モード４の期
間中に、負荷電流によりＣ４の電圧は減少するので、出
力電圧も同様に変化する。

【００２３】モード５ 短絡防止期間が終了すると、スイッチＳ４のゲートＧＳ
４にＯＮ信号が与えられる。スイッチＳ４がＯＮする
と、電流路（ｄ），（ｆ），（ｇ）が発生する。

【００２４】電流路（ｄ）と（ｆ）の電流成分は、Ｃ１
の電圧を正方向に充電していき、Ｌ１の磁気エネルギが
Ｃ１０１とＣ１の電荷に変換されていく。逆に、電流路
（ｇ）の電流によりＣ４の電荷は放電し、Ｌ１０の磁気
エネルギに変換されていく。

【００２５】Ｌ１のＳ１側電位Ｖ５は＋Ｖｄｃ／２から
Ｃ１０１とＣ１の電圧を引いたものとなり、Ｌ４のＳ４
側電位Ｖ６はＳ４がＯＮのため−Ｖｄｃ／２となる。そ
のため、出力電圧は電位Ｖ５とＶ６をＬ１とＬ４で分圧
した電位になる。

【００２６】モード６ モード５の期間中にＣ１の充電電位が増加し、Ｌ１のＳ
１側電位Ｖ５が−Ｖｄｃ／２相当に達すると、電流路
（ｆ）の電流成分は減少する。それに伴い、Ｌ４の電流
を維持するために、代わりに電流路（ｈ）が発生する。
この電流路（ｈ）はＤ１６を導通させており、出力電圧
Ｖｏは−Ｖｄｃ／２に固定されることになる。また、電
流路（ｇ）の電流はＣ４の電圧が零になっても、Ｌ１０
の磁気エネルギにより電流が継続して流れるため、今度
はＣ４を逆極性に充電するようになる。

【００２７】モード７ モード６で、Ｃ４の充電電圧がＣ１０４の充電電圧より
大きくなると、Ｌ１０の電流はＣ４以外にもＣ１０４に
流れ込むようになり、電流路（ｉ）が生ずる。ここで、
Ｃ４よりＣ１０４の静電容量が大きい場合には、Ｃ４よ
りＣ１０４の方が電流が多く流れることになる。

【００２８】モード８ Ｃ１の電圧が増え、Ｃ１０１とＣ１の合成電圧がＶｄｃ
を越えると、Ｌ１の電流が零となり、電流路（ｄ），
（ｆ）の電流は消滅する。その代わりに、負荷電流Ｉｏ
はＤ１６を通る電流路（ｊ）が発生する。電流路（ｉ）
と（ｇ）の電流はやがてＬ１０の磁気エネルギが無くな
ると共に消滅し、この時点でＳ１からＳ４への転流動作
が完了する。この時点で、モード１とは逆にＣ１は正の
電圧に、Ｃ４は負の電圧に充電される。

【００２９】モード９ モード８が完了すると、電流路（ｈ）と（ｊ）の環流電
流のみとなる。これが、次の転流の開始であるモード１
０まで継続する。

【００３０】モード１０ ここからモード１５までの間が、Ｓ４からＳ１への転流
動作となる。まず、Ｓ４がＯＦＦされる。こうすると、
Ｌ４に流れている電流路（ｈ）の電流は、電流路（ｋ）
に転流する。Ｌ４の磁気エネルギは電流路（ｋ）の電流
により、Ｃ４とＣ１０４の電荷に変換されるため、Ｌ４
の電流は減少し、Ｃ４の電圧が正方向に変化する。この
とき、出力電圧Ｖｏは電流路（ｊ）によりＤ１６が導通
しているため、−Ｖｄｃ／２に固定されている。

【００３１】モード１１ 電流路（ｋ）の電流は、Ｌ４の磁気エネルギが減少して
零になると消滅し電流路（ｊ）のみとなる。短絡防止期
間（モード１０，１１）中はこの状態が継続する。

【００３２】モード１２ 短絡防止期間が経過すると、Ｓ１がＯＮする。そうする
と、電流路（ｊ）の電流は零となり、新たに電流路
（ｂ），（ｌ），（ｍ）が発生する。電流路（ｂ）の電
流は負荷電流Ｉｏを供給し、電流路（ｍ）の電流はＣ
４，Ｃ１０４を充電する。電流路（ｌ）の電流はＣ１の
充電電荷をＤ７，Ｌ７，Ｓ１で短絡することになり、Ｃ
１の電荷からＬ１の磁気エネルギへエネルギが移動して
いく。

【００３３】このときＬ１のＳ１側電位Ｖ５はＳ１がＯ
Ｎするため＋Ｖｄｃ／２に急変する。Ｌ４のＳ４側電位
Ｖ６は−Ｖｄｃ／２とＣ１０４，Ｃ４の電圧との合成と
なる。そして、出力電圧Ｖｏは電位Ｖ５とＶ６がＬ１，
Ｌ４により分圧されたものであるため、モード１２が開
始時に出力電圧Ｖｏは一旦変化したのち、Ｃ４の電位変
化に伴ってゆっくりと変化する。

【００３４】モード１３ 電流路（ｍ）の電流によりＣ４が充電され、Ｃ１０４と
Ｃ４の合成電圧がＶｄｃを越えると、電流路（ｍ）の電
流は減少を始める。そのため、Ｌ１の電流を維持するた
め、また電流路（ａ）の環流電流が発生し、電流路
（ｍ）の減少と相反して増加していく。出力電圧は、Ｄ
１３が導通することにより、＋Ｖｄｃ／２に固定され
る。

【００３５】モード１４ Ｃ１の電荷がＬ７に移動し、Ｃ１の電位が零になって
も、Ｌ７の電流が流れ続けるため、更に逆の極性までＣ
１は充電を行う。そうして、Ｃ１の電圧がＣ１０１の電
圧を越えると、新たにＣ１０１に流れ込む電流路（ｎ）
が発生する。この電流路により、Ｌ７の電流は電流路
（ｌ）と（ｎ）に分流することになる。ここで、Ｃ１０
１の静電容量がＣ１より大きいと電流路（ｎ）の電流の
方が大きな値となる。出力電圧はモード１３のままであ
り、＋Ｖｄｃ／２に固定される。

【００３６】モード１５ Ｌ４の電流が零になると、モード１５になる。この点で
Ｃ４は正方向の最大電圧に、また、Ｃ１は負方向の最大
電圧に充電される。出力電圧はモード１３のままであ
り、＋Ｖｄｃ／２に固定される。

【００３７】モード１６ Ｌ７を流れる電流路（ｎ）と（ｌ）の電流が零となった
時点で、転流動作が完了する。このとき、電流路（ａ）
と（ｂ）の電流成分のみとなり、各部の電位もモード１
と同じ初期条件となる。

【００３８】上記１〜１６のモードにおいて、出力電圧
が比較的速く変化するのは、モード３の開始時刻と終了
時刻、モード４から５への切替り時刻、およびモード１
１から１２への切替り時刻の４か所である。しかし、こ
れらは電流路の変化に伴うダイオードの通電のＯＮ／Ｏ
ＦＦにより発生するものばかりであり、そのため、実際
には、ダイオードの電流の大きさに対する非線形特性が
あるため、出力電圧は従来の場合より比較的緩やかに変
化する。従って、この変化によるノイズは少なくなる。

【００３９】

【発明が解決しようとする課題】装置容量が大きくなる
と、単一のスイッチング素子の電流容量を越えてしまう
ようになる。そのような場合には、一般的には複数のス
イッチング素子を並列に接続し、あたかも１つの素子の
ように取り扱うことがある。図１０に、図５の回路の素
子を４個並列とした場合の例を示す。素子並列数は任意
に選択でき、電流容量に応じて増やしていく。

【００４０】しかし、この素子並列回路では、素子のス
イッチング時間のバラツキや、オン電圧のバラツキな
ど、素子間の特性の差があると電流バランスが崩れる問
題がある。電流バランスが崩れると、特定の素子に電流
が集中し、素子の破壊を引き起こしてしまう。

【００４１】そのため通常は、素子を選別して特性を揃
えたり、配線路の構造を検討してインピーダンスをそろ
えたりして、電流バランスが均一となるように対策を行
っている。

【００４２】この発明は、上記課題に鑑みてなされたも
のであり、その目的とするところは、並列素子間の電流
バランスを改善することができ、電流の不平衡による素
子破損を防止することのできるノイズを低減した電力変
換器を提供することにある。

【００４３】

【課題を解決するための手段】この発明は、上，下アー
ムにそれぞれスイッチとノイズ低減用転流回路を有し、
スイッチと直列にノイズ低減用転流回転のインダクタン
スが接続されたアーム構成を少なくとも１個以上有し、
各上，下アームのスイッチを、それぞれ複数個のスイッ
チング素子を並列に接続して構成した電力変換器におい
て、前記並列に接続されたスイッチング素子にそれぞれ
ノイズ低減用転流用回路を設け、並列に接続されたスイ
ッチング素子と直列に接続されている各インダクタンス
を磁気結合して相間リアクトル構成とし、並列に接続さ
れたスイッチング素子間の電流を平衡させることを特徴
とする。

【００４４】

【発明の実施の形態】実施の形態１ 図１に実施の形態１にかかる４素子並列の昇圧チョッパ
回路を示す。上アーム側のスイッチには並列接続するス
イッチング素子Ｓ１ａ〜Ｓ１ｄ毎に素子と出力端子ｔ₀
間に直列にインダクタＬ１ａ〜Ｌ１ｄを直列に接続す
る。下アーム側のスイッチには並列接続する素子Ｓ４ａ
〜Ｓ４ｄ毎に出力端子ｔ₀と素子間に直列にインダクタ
Ｌ４ａ〜Ｌ４ｄを接続する。

【００４５】直流電源Ｐ，Ｎ間にコンデンサＣ１０１，
Ｃ１０４を直列に接続し、コンデンサＣ１０１，Ｃ１０
４の接続点と、素子Ｓ１ａ〜Ｓ１ｄとインダクタＬ１ａ
〜Ｌ１ｄの各接続点との間に、それぞれダイオードＤ１
ａ〜Ｄ１ｄとコンデンサＣ１ａ〜Ｃ１ｄの各直流回路を
接続し、ダイオードＤ１ａ〜Ｄ１ｄとコンデンサＣ１ａ
〜Ｃ１ｄの各接続点と電源Ｐとの間に、それぞれダイオ
ードＤ７ａ〜Ｄ７ｄとインダクタＬ７ａ〜Ｌ７ｄの各直
列回路を接続する。

【００４６】また、インダクタＬ４ａ〜Ｌ４ｄと素子Ｓ
４ａ〜Ｓ４ｄの各接続点と、コンデンサＣ１０１とＣ１
０４の接続点との間に、それぞれコンデンサＣ４ａ〜Ｃ
４ｄとダイオードＤ４ａ〜Ｄ４ｄの各直列回路を接続
し、直流電源Ｎと、コンデンサＣ４ａ〜Ｃ４ｄとダイオ
ードＤ４ａ〜Ｄ４ｄの各接続点との間に、それぞれイン
ダクタＬ１０ａ〜Ｌ１０ｄとダイオードＤ１０ａ〜Ｄ１
０ｄの各直列回路を接続する。

【００４７】出力端子ｔ₀と直流電源Ｎとの間にインダ
クタＬ₀とコンデンサＣ₀とからなる平滑回路を接続し、
コンデンサＣ₀の端子を直流出力端子とし、負荷を接続
する。

【００４８】インダクタＬ１ａ〜Ｌ１ｄと、Ｌ４ａ〜Ｌ
４ｄは、図２に示すように、４脚の鉄心の各脚にそれぞ
れ巻線Ｗａ〜Ｗｄを巻回した構成、または、図３に示す
ように、各鉄心Ｆａ〜Ｆｄにそれぞれ導体Ｗａ〜Ｗｄが
貫通した構成の相間リアクトルとする。

【００４９】この実施の形態１は、上，下アームの複数
のスイッチング素子をそれぞれ並列に接続し、並列接続
の各素子毎に先願の電力変換器（図５）と同様のノイズ
除去用の転流回路を設け、その各素子毎に挿入されてい
る上アームのインダクタＬ１ａ〜Ｌ１ｄと下アームのイ
ンダクタＬ４ａ〜Ｌ４ｄをそれぞれ、相間リアクトルと
して磁気結合させたので、インダクタＬ１ａ〜Ｌ１ｄに
流れる電流およびインダクタＬ４ａ〜Ｌ４ｄに流れる電
流は平衡するように動作し、各素子に流れる電流バラン
スが改善される。

【００５０】また、コンデンサ，インダクタ，ダイオー
ドで構成される転流回路は図５の場合と同様に図６〜図
９のモードで動作するので、ノイズが発生することがな
い。

【００５１】実施の形態２ 図４に実施の形態２にかかる４素子並列の昇圧チョッパ
回路を示す。なお、前記実施の形態１（図１）に示した
ものと同一構成部分は、同一符号を付してその重複する
説明を省略する。

【００５２】図４について、コンデンサＣ１０１，Ｃ１
０４の接続点と、スイッチング素子Ｓ１ａ〜Ｓ１ｄとイ
ンダクタＬ１ａ〜Ｌ１ｄの各接続点との間には、共通の
ダイオードＤ１とコンデンサＣ１ａ〜Ｃ１ｄが直列に接
続され、ダイオードＤ１とコンデンサＣ１ａ〜Ｃ１ｄの
接続点と直流電源Ｎとの間にはダイオードＤ７とインダ
クタＬ７が直列に接続されている。

【００５３】また、インダクタＬ４ａ〜Ｌ４ｄとスイッ
チング素子Ｓ４ａ〜Ｓ４ｄとの各接続点とコンデンサＣ
１０１，Ｃｄ１０４の接続点との間にはコンデンサＣ４
ａ〜Ｃ４ｄと共通のダイオードＤ４が直列に接続され、
直流電源ＮとコンデンサＣ４ａ〜Ｃ４ｄとの共通のダイ
オードＤ４との接続点との間にはインダクタとダイオー
ドが直列に接続されている。

【００５４】すなわち、図４の回路は図１のＤ１ａ〜Ｄ
１ｄおよびＤ４ａ〜Ｄ４ｄを共通のＤ１およびＤ４と
し、Ｄ７ａ〜Ｄ７ｄとＬ７ａ〜Ｌ７ｄの直列回路および
Ｄ１０ａ〜Ｄ１０ｄとＬ１０ａ〜Ｌ１０ｄの直列回路を
共通のＤ７とＬ７の直列回路およびＤ１０とＬ１０の直
列回路としたものである。動作は図１の回路と変わりが
ない。電流容量の大きなダイオードを用いれば図４の回
路構成の方が部品点数が少なくなる。

【００５５】上記実施の形態１，２（図１，図４）は共
に昇降圧チョッパ回路に関するものであるが、図１また
は図４の上下一対のアームを２個又はＮ個用いることに
より単相インバータ，Ｎ相インバータを構成することが
できることはいうまでもない。

【００５６】

【発明の効果】この発明は、上述のとおり構成されてい
るので、以下に記載する効果を奏する。

【００５７】（１）上下アームの並列接続の各スイッチ
ング素子と直列に接続されているインダクタを磁気結合
しているので、電流変化時に全ての電流が等しくなるよ
うに動作し、並列素子間の電流バランスを改善すること
ができ、電流の不平衡による素子破損を防止できる。ま
た、電流バランス改善効果分だけ装置の電流を高めるこ
とができる。

【００５８】（２）上記素子と直列に接続されているイ
ンダクタはノイズ除去用の転流回路の素子と直列に接続
のインダクタを磁気結合し相間リアクトルとして利用し
ているので、電流バランスのため新たに相間リアクトル
を付加する必要がない。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施の形態１にかかる昇圧チョッパの回路構成
図。

【図２】Ｅ脚形Ｎ相用相間リアクトルの構造を示す斜視
図。

【図３】組み合わせ形Ｎ相用相間リアクトルの構造を示
す斜視図。

【図４】実施の形態２にかかる昇圧チョッパの回路構成
図。

【図５】先願例にかかる昇圧チョッパの回路構成図。

【図６】電流モード構成の分類（その１）。

【図７】同（その２）。

【図８】同（その３）。

【図９】同（その４）。

【図１０】スイッチング素子を複数並列とした昇圧チョ
ッパの回路構成図。

【図１１】従来例にかかるインバータの回路構成図。

【符号の説明】

Ｓ１ａ〜Ｓ１ｄ…上アームのスイッチング素子 Ｓ４ａ〜Ｓ４ｄ…下アームのスイッチング素子 Ｌ１ａ〜Ｌ１ｄ，Ｌ４ａ〜Ｌ４ｄ…相間リアクトル構成
とされたノイズ低減用転流回路のインダクタ。 Ｗａ〜Ｗｄ…相間リアクトルの巻線又は導体 Ｆ，Ｆａ〜Ｆｄ…相間リアクトルの鉄心 Ｌａ_ｉ〜Ｌｄ_ｉ…Ｗａ〜Ｗｄの入力側端子 Ｌａ_ｏ〜Ｌｄ_ｏ…Ｗａ〜Ｗｄの出力側端子。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 上，下アームにそれぞれスイッチとノイ
   ズ低減用転流回路を有し、スイッチと直列にノイズ低減
   用転流回転のインダクタンスが接続されたアーム構成を
   少なくとも１個以上有し、各上，下アームのスイッチ
   を、それぞれ複数個のスイッチング素子を並列に接続し
   て構成した電力変換器において、 前記並列に接続されたスイッチング素子にそれぞれノイ
   ズ低減用転流用回路を設け、並列に接続されたスイッチ
   ング素子と直列に接続されている各インダクタンスを磁
   気結合して相間リアクトル構成とし、 並列に接続されたスイッチング素子間の電流を平衡させ
   ることを特徴とする電力変換器。