CN1943099A

CN1943099A - 补偿电路

Info

Publication number: CN1943099A
Application number: CNA2006800001192A
Authority: CN
Inventors: 陈露; 布鲁诺·费拉里奥
Original assignee: Vishay Siliconix Inc
Current assignee: Vishay Siliconix Inc
Priority date: 2005-02-10
Filing date: 2006-02-10
Publication date: 2007-04-04
Anticipated expiration: 2026-02-10
Also published as: KR20080008202A; JP2010166817A; JP4589969B2; US20100019751A1; JP5425701B2; TWI348262B; TW200635197A; JP2008527972A; US20060176098A1; US7960947B2; US7880446B2; WO2006086674A2; CN1943099B; KR101036794B1; WO2006086674A3

Abstract

本发明的一个实施例是一种补偿电路，其包括一个耦合为接收参考电压的比较器。该补偿电路还可以包括一个耦合为接收与转换器的输出电压相关联的反馈电压的电容。此外，该补偿电路可以包括一个可调电阻，其耦合到该电容并耦合到该比较器。

Description

补偿电路

相关申请的交叉引用

本专利申请要求于2005年2月10日提交的题为“用于DC-DC转换器的自适应频率补偿”、发明人为Lu Chen等、代理人案卷号为VISH-8731.PRO、转让给本申请的受让人的共同未决的美国临时专利申请No.60/652,232的优先权，据此将其通过引用并入。

技术领域

本申请涉及用于DC-DC转换器的自适应频率补偿。

背景技术

在电路中，可以利用直流到直流(DC-DC)电压模式升压转换器电路作为用于其它电路的电压源。应理解，DC-DC电压模式升压转换器电路通常接收具有一个值的输入电压，并且生成具有大于或等于该输入电压的值的输出电压。期望DC-DC电压模式升压转换器电路提供稳定的输出电压，使得连接到它的电路可以正确地操作。然而，存在与常规DC-DC电压模式升压转换器电路相关联的缺点。

例如，当DC-DC电压模式升压转换器电路的负载电流迅速改变时，会造成DC-DC电压模式升压转换器的输出电压在一段时间变得不稳定或瞬变。不利的是，DC-DC电压模式升压转换器的输出电压返回到其稳定值所用的时间会很长(已知为其瞬态响应)。因此，缓慢的瞬态响应会造成连接到DC-DC电压模式升压转换器的电路不能正确地操作。另外，DC-DC电压模式升压转换器是一个负反馈环路系统，其中存在DC条件下的180度相移。在较高频率下，无功分量(reactive component)和时间延迟会不利地造成在DC-DC电压模式升压转换器内的附加时移。

用于尝试解决这些缺点的一个常规的解决方案是，在DC-DC电压模式升压转换器的环路中实现补偿电路，诸如图12的补偿电路1200，其通过限制环路的增益和交叉频率来确保足够的相位裕度。不利的是，该补偿电路1200通常不利地限制瞬态响应的环路速度。补偿电路1200通常包括固定值的电阻器1206和1208以及固定值的电容器1202和1204，而这些值通常基于最坏情况的输入、输出和负载条件而确定。照这样，在正常操作条件下，相位裕度会比所需的多得多，由此导致环路负载瞬变或线路瞬变的速度缓慢。

因此期望解决上述缺点中的一个或多个缺点。

发明内容

本发明的一个实施例是一种补偿电路，其可以包括一个耦合为接收参考电压的比较器。该补偿电路还可以包括一个耦合为接收与转换器的输出电压相关联的反馈电压的电容。此外，该补偿电路可以包括耦合到该电容并耦合到该比较器的一个可调电阻或阻抗。

本发明的另一个实施例提供一种补偿电路，其可以包括一个耦合为接收参考电压的比较器。另外，该补偿电路可以包括一个耦合为接收与转换器的输出电压相关联的反馈电压的电容。此外，该补偿电路可以包括一个耦合到该电容的可调电容。

本发明的又一个实施例提供一种方法，其包括将补偿电路的可调电阻(或阻抗)或电容设置为高值(upper value)。对瞬态反馈电压是否超出预定范围进行确定。应注意，瞬态反馈电压可以与转换器电路的输出电压相关联。响应于瞬态反馈电压超出预定范围，可以将可调电阻或电容设置为低值(lower value)。

尽管在该发明内容中已经具体描述了本发明的具体实施例，但应注意，本发明并不限于这些实施例。本发明旨在覆盖可以包括在如根据权利要求书所解释的本发明的范围内的可选方案、修改和等同方案。

附图说明

图1是根据本发明的各种实施例的DC-DC电压模式升压转换器的框图。

图2是根据本发明的各种实施例的DC-DC电压模式升压转换器或降压转换器的示例性框图。

图3是根据本发明的各种实施例的示例性DC-DC电压模式升压转换器的示意图。

图4是根据本发明的各种实施例的示例性自适应补偿电路的示意图。

图5是根据本发明的各种实施例的示例性时序图。

图6是根据本发明的各种实施例的另一个示例性自适应补偿电路的示意图。

图7是根据本发明的各种实施例的示例性开关控制电路的示意图。

图8包括用于将常规现有技术与根据本发明的各种实施例进行比较的曲线图。

图9是根据本发明的各种实施例的方法的流程图。

图10是根据本发明的各种实施例的另一方法的流程图。

图11是根据本发明的各种实施例的示例性DC-DC电压模式降压转换器电路的示意图。

图12是可以在DC-DC电压模式升压转换器电路的环路中实现的常规补偿电路的示意图。

具体实施方式

现在将详细地参照根据本发明的各种实施例，其中的例子在附图中进行了图示。尽管将结合各种实施例对本发明进行描述，但应理解，这些实施例并不旨在限制本发明。相反，本发明旨在覆盖可以包括在如根据权利要求书所解释的本发明的范围内的可选方案、修改方案和等同方案。此外，在以下对根据本发明的各种实施例的详细描述中，为了提供对本发明的全面理解，列举了大量特定细节。然而，本领域普通技术人员将明白，在没有这些特定细节的情况下，可以实施本发明。在其它情形中，对于所熟知的方法、过程、部件和电路将不进行详细的描述，以便使本发明的各方面不被不必要地模糊。

图1是根据本发明的各种实施例的直流到直流(DC-DC)电压模式升压转换器102的框图。应理解，DC-DC电压模式升压转换器102接收输入电压(V_in)104并将其转换成输出电压(V_out)106，该输出电压106的值大于或等于输入电压104的值。应注意，DC-DC电压模式升压转换器102试图将输出电压106保持在恒定的电压值。

图2是在根据本发明的各种实施例的DC-DC电压模式升压转换器102内可以包括的示例性部件或模块的框图。此外，转换器102还表示在根据本发明的各种实施例的DC-DC电压模式降压转换器内可以包括的示例性部件或模块。应注意，DC-DC电压模式升压转换器102可以包括负反馈环路系统，其中会存在DC条件下的180度相移。

DC-DC转换器系统102可以包括但不限于自适应补偿模块208、占空比控制器模块210、功率级模块202、反馈网络204和参考电压206。功率级模块202可以以广泛的多种方式来实现。例如，功率级模块202可以包括但不限于一个或多个电感器、一个或多个电容器、一个或多个二级管以及一个或多个功率开关(power switch)。此外，功率级202可以实现为包括但不限于先前列举的元件中的一个或多个元件的任意组合。应注意，功率级202可以由占空比控制器210来控制，并且可以将输入电压104转换成输出电压106。

在图2中，输出电压106可由反馈网络204来接收，该反馈网络204可以生成反馈电压(VFB)212，该反馈电压212可以由自适应补偿模块208接收。自适应补偿208可以将反馈电压212与所接收的参考电压206进行比较。应理解，在DC-DC电压模式升压转换器102内，自适应补偿模块208的输出可以控制占空比的生成。根据各种实施例，除其它元件外，自适应补偿208可以包括但不限于电容器和电阻器。

在DC-DC电压模式升压转换器102内输出电压106的瞬变可以由输入电压104的变化和/或负载电流的改变而引起。当发生输出电压106的瞬变时，输出电压106发生改变。如果瞬态改变大得足以使反馈电压212移至预定范围或阈值之外，则可以触发自适应补偿208，使得它能够修正环路传递函数，使得环路响应速度更快，并且反馈电压212也可以更快地返回到参考电压206的值。

在图2中，自适应补偿模块208的输出可以耦合到占空比控制器210的输入。占空比控制器210的输出可以耦合到功率级202的第一输入。功率级模块202的第二输入可以耦合为接收输入电压104，同时功率级202的输出可以耦合到反馈网络204的输入。应明白，功率级202的输出也可以是DC-DC电压模式升压转换器102的输出，用于输出输出电压106。并且反馈网络204的输出可以耦合为被自适应补偿模块208接收。自适应补偿模块208也可以耦合为接收参考电压206。

应注意，可以包括另外的元件或部件作为升压转换器或降压转换器系统102的部分。此外，在转换器102内可以使用更少的元件或部件。在各种实施例中，参照转换器102所述的操作可以自动地执行，而无需转换器102的用户进行任何交互。应理解，参照转换器102所述的操作可以通过软件、通过固件、通过电子硬件或通过其任意组合来执行。

图3是根据本发明的各种实施例的示例性DC-DC电压模式升压转换器电路102A的示意图。应注意，DC-DC电压模式升压转换器102A可以作为图2的DC-DC电压模式升压转换器102的实现实施例。例如，DC-DC电压模式升压转换器102A的自适应补偿模块208可以包括自适应补偿电路302和开关控制电路304，但不限于此。应注意，自适应补偿电路302和开关控制电路304均可以耦合为接收反馈电压212，以便于监视和调节输出电压106的瞬变。

应明白，比较器310和驱动器314可以是包括DC-DC电压模式升压转换器102A的占空比控制器(例如，210)的部件。此外，电感器318、二极管320、晶体管316、电容器326和负载电阻器328可以是包括DC-DC电压模式升压转换器102A的功率级(例如，202)的部件。此外，一起耦合在二极管320的输出与自适应补偿电路302和开关控制电路304的每个输入之间的电阻器322和324，可以是包括DC-DC电压模式升压转换器102A的反馈网络(例如，204)的部件。应注意，参考电压206可以由自适应补偿电路302和开关控制电路304二者接收，但当前未示出。

在图3中，输入电压104可以由电感器318接收并输出到二极管320的输入以及晶体管316的漏极。二极管320的输出还可以产生DC-DC电压模式升压转换器102A的输出电压106。应注意，电阻器322和324形成分压器，产生反馈电压212，其是输出电压106的一部分。开关控制电路304可以使用参考电压206(图2)，以便于检测或确定反馈电压212的瞬变何时超出了预定范围。如果瞬态改变大得足以使反馈电压212移至预定范围(或阈值)之外，则开关控制电路304能够使得自适应补偿电路302修正环路传递函数，使得输出电压补偿信号(V_comp)306。

电压补偿信号306可以由比较器电路310接收，该比较器电路310可以将电压补偿信号306与输入三角波形信号308进行比较。作为结果，比较器310可以生成脉冲宽度调制信号312，其可由驱动器电路314接收。响应于接收到脉冲宽度调制信号312，驱动器314可以产生一个由晶体管316的栅极接收的输出信号，由此使晶体管316导通/截止。以此方式，可以控制晶体管(或开关)316的占空比，从而控制输出电压106。应注意，每次晶体管316导通，电流就流过电感器318。然而，当晶体管316截止时，电感器318内的电流不能即时地改变。照这样，电感器318内的能量会经由二极管320传递到电容器326。

在图3中，电感器318的第一端子可以耦合为接收输入电压104，同时电感器318的第二端子可以耦合到晶体管316的漏极并且耦合到二极管320的输入。二极管320的输出可以耦合到电阻器322的第一端子、电容器326的第一端子、电阻器负载328的第一端子，并且还可以产生输出电压106。电阻器322的第二端子可以耦合到电阻器324的第一端子、自适应补偿电路302的输入以及开关控制电路304的输入。应注意，反馈电压212可以从电阻器322的第二端子和电阻器324的第一端子的耦合处传送到自适应补偿电路302和开关控制电路304。开关控制电路304的一个或多个输出可以耦合到自适应补偿电路302的一个或多个输入。自适应补偿电路302的输出可以耦合到比较器310的第一输入，同时比较器310的第二输入可以耦合为接收三角波形信号308。比较器310的输出可以耦合到驱动器电路314的输入。驱动器314的输出可以耦合到晶体管316的栅极，同时晶体管316的源极及其衬底均可以耦合为接地330。电阻器324的第二端子、电容器326的第二端子以及电阻器负载328的第二端子均可以耦合为接地330。

应注意，可以包括另外的元件或部件作为升压转换器系统102A的部分。此外，在升压转换器102A内可以使用更少的元件或部件。在各种实施例中，参照升压转换器102A所述的操作可以自动地执行，而无需升压转换器102A的用户进行任何交互。应理解，参照升压转换器102A所述的操作可以通过软件、通过固件、通过电子硬件或通过其任意组合来执行。

图4是根据本发明的各种实施例的示例性自适应补偿电路302A的示意图。当输出电压106发生瞬变时，开关控制电路304(图3)可以在瞬变中实时地改变自适应补偿电路302A的阻抗(或电阻)，以便于减小DC-DC电压模式升压转换器102A的瞬态响应时间。

应注意，对于电压模式升压转换器(例如，102A)，其功率级可以具有双极点和右半平面(RHP)零点。照这样，自适应补偿电路302A可以用来为DC-DC电压模式升压转换器102A提供补偿。应注意，等式1可以表示自适应补偿电路302A的增益：

其中根据开关416(S₁)、418(S_i)和420(S_N)是断开还是闭合，R_A可以等于电阻器408(R₀)、电阻器410(R₁)、电阻器412(R_i)和电阻器414(R_N)的电阻(或阻抗)值。在自适应补偿电路302A中，R_A值可以分成N+1个电阻器(例如，R₀、R₁、......、R_N)，其中电阻器410-414可以分别与开关416-420并联耦合，如所示。应明白，开关416-420的操作可以由开关控制电路304(图3)控制。

在图4中，对于自适应补偿电路302A的稳态条件，通过开关控制电路304可以使所有开关416-420截止(或断开)，由此使得：

Σ_{j = 0}^{N} R_{j} = R_{A}

并产生一个稳定的系统。然而，如果输出电压106发生瞬变，并且其影响大得足以使反馈电压212移至预定范围之外，则可以使所有开关416-420导通(或闭合)，由此使得R_A等于电阻器408(R₀)的电阻。并且根据上述等式1，随着R_A减小，自适应补偿电路302A的增益的大小增加。照这样，通过使反馈电压212更迅速地返回到参考电压206的值，使得输出电压106更迅速地返回其稳态值，自适应补偿电路302A可以更快地响应该瞬变。此外，为了保持自适应补偿电路302A内的稳定性，可以从开关416(S₁)到开关420(S_N)逐步地使开关416-420截止(或断开)。

为了更详细地描述图4的自适应补偿电路302A的操作，将结合自适应补偿电路302A描述图5。图5是根据本发明的各种实施例的示例性时序图500，图示了当负载电流502从低水平向高水平增加时，与反馈电压212A相关联的瞬变。具体而言，时序图500图示了响应于与反馈电压212A相关联的瞬变，开关416-420何时可以导通或截止。

在图5中，应注意，最初，反馈电压212A的值基本等于参考电压206A的值。然而，当负载电流502从低水平增加到高水平时，输出电压106发生瞬变，这会使反馈电压212A的值降到参考电压206A的值之下。如果输出电压106的瞬变足够大，则会使反馈电压212A在t₀降到(1-Δ％)V_REF阈值504之下。一旦反馈电压212A在t₀跨过(1-Δ％)V_REF阈值504的值，则会使自适应补偿电路302A(图4)的所有开关416、418和420几乎同时地合上或闭合，如箭头512、514和516所指示的那样。

具体而言，在t₀的信号506、508和510均可以表示由开关控制电路304(图3)输出以使每个开关416、418和420分别闭合或导通的信号。照这样，示例性信号506-510在t₀均从低电压电平变到高电压电平，以便于使自适应补偿电路302A的开关416、418和420导通或合上。因此，自适应补偿电路302A的R_A的电阻将基本等于电阻器408的电阻(或阻抗)，由此减小了R_A的电阻。应注意，通过降低等式1中R_A的值，使与自适应补偿电路302A相关联的传递函数(或增益)变大，这可以使反馈电压212A更迅速地返回到参考电压206A的值。然而，在传递函数(或增益)变大的同时，补偿系统302A会不稳定，这可能造成反馈电压212A具有超过参考电压206A的大的超调量(overshot)。

照这样，在图5中，一旦反馈电压212A返回而在t₁时刻第一次跨过参考电压206A，则会使自适应补偿电路302A(图4)的开关(例如，416)截止或断开(由箭头518所指示)，由此向R_A的值增加更多的阻抗(例如，电阻器410)，这可以使补偿系统302A更稳定。具体而言，示例性信号506在t₁从高电压电平变到低电压电平，以便于使自适应补偿电路302A的开关416截止或断开。以类似的方式，当反馈电压212A在t_i时刻接下来第奇数次(或计数或发生)跨过参考电压206A时，当示例性信号508从高电压电平变到低电压电平时，可以使补偿系统302A的第i个开关S_i(例如，418)截止或断开(如由箭头520所指示)。最后，当反馈电压212A在t_N时刻接下来的第奇数次(或计数或发生)跨过参考电压206A时，当示例性信号510从高电压电平变到低电压电平时，可以使第N个开关S_N(例如，420)截止或断开(如由箭头522所指示)。以此方式，可以逐渐地增加补偿系统302A的R_A的电阻或阻抗，同时反馈电压212A返回到参考电压206A的值。因此，反馈电压212A可以更快地(或更迅速地)返回到参考电压206A，同时实现补偿系统302A内的稳定性。

应明白，对于当负载电流502从高水平减小到低水平时，由此导致输出电压106的瞬变，引起反馈电压212A超过(1+Δ％)V_REF阈值之上(未示出)的情况，通过开关控制电路304对自适应补偿电路302A的开关416-420进行的操作可以是类似的。应注意，根据自适应补偿电路302A的应用，(1-Δ％)V_REF阈值504和(1+Δ％)V_REF阈值均可以以广泛的多种方式实现。例如，德尔塔(delta)百分比(Δ％)可以为2.5％，但不限于此。

在图4中，应理解，可以使用模拟以便确定用于电阻器408、410、412和414的每个电阻或阻抗值。在一个实施例中，应注意，用于电阻器408(R₀)的适当电阻值防止反馈电压212A响应于单一瞬变的发生而跨过低阈值(1-Δ％)V_REF 504和高阈值(1+Δ％)V_REF二者。以此方式，可以避免反馈电压212A的振荡。此外，电阻器410(R₁)的阻抗值可以小于408(R₀)的阻抗。例如在一个实施例中，电阻器410(R₁)的阻抗可以近似为408(R₀)的阻抗的一半。此外，从电阻器410到电阻器414的每个随后的电阻器可以利用比其前面相邻的电阻器的阻抗小的阻抗来实现。例如在一个实施例中，电阻器410-414的每个随后的电阻值可以近似为前面相邻电阻器的阻抗值的一半。

在图4的自适应补偿系统302A中，电容器402的第一端子可以耦合为接收反馈电压212，并且可以耦合到电阻器408的第一端子。电阻器408的第二端子可以耦合到开关416的第一端子和电阻器410的第一端子。电阻器410的第二端子可以耦合到开关416的第二端子。电阻器410的第二端子和开关416的第二端子还可以耦合到另一电阻器(诸如电阻器412)的第一端子并耦合到另一开关(诸如开关418)的第一端子。电阻器412的第二端子可以耦合到开关418的第二端子。电阻器412的第二端子和开关418的第二端子还可以耦合到另一电阻器(诸如电阻器414)的第一端子并耦合到另一开关(诸如开关420)的第一端子。电阻器414的第二端子可以耦合到开关420的第二端子、电容器402的第二端子、放大器422的第一输入和电容器404的第一端子。放大器422的第二输入可以耦合为接收电压参考206。电容器404的第二端子可以耦合到电阻器406的第一端子，同时电阻器406的第二端子可以耦合到放大器422的输出。应理解，放大器422的输出可以输出自适应补偿电路302A的补偿电压306。

应注意，自适应补偿电路302A的R_A可以利用分别类似于电阻器410-414和开关416-420的任意数目的电阻器和开关来实现。另外，自适应补偿电路302A的R_A可以只利用电阻器408和410以及开关416来实现。照这样，电阻器410的第二端子可以耦合到开关416的第二端子、电容器402的第二端子、放大器422的第一输入和电容器404的第一端子。以此方式，自适应补偿电路302A的R_A可以基本等于电阻器408的阻抗或电阻器408和410的组合阻抗。然而，应明白，自适应补偿电路302A的R_A可以以广泛的多种方式来实现，其中其阻抗可被动态地进行修正、调整、变化或改变。应注意，可以将R_A称作自适应补偿电路302A的可调电阻(或阻抗)。

在图4中，应注意，可以包括另外的元件或部件作为自适应补偿系统302A的部分。此外，在自适应补偿302A内可以使用更少的元件或部件。在各种实施例中，参照自适应补偿302A所述的操作可以自动地执行，而无需用户进行任何交互。应理解，参照自适应补偿302A所述的操作可以通过软件、通过固件、通过电子硬件或通过其任意组合来执行。

图6是根据本发明的各种实施例的示例性自适应补偿电路302B的示意图。应注意，图6的自适应补偿电路302B以类似于图4的自适应补偿电路302A的方式进行操作。然而，当输出电压106发生瞬变时，开关控制电路304(图3)可以在瞬变中实时地改变图6的自适应补偿电路302B的电容，以便于减小DC-DC电压模式升压转换器102A的瞬态响应时间。具体而言，响应于输出电压106的瞬变，开关控制电路304可以动态地增加或减小自适应补偿电路302B的C_B(例如，C₀、C₁、C_i和C_N)的电容。因此，反馈电压212可以更快地(或更迅速地)返回到参考电压206，同时实现补偿系统302A内的稳定性。

在自适应补偿电路302B中，C_B的值可以分成N+1个电容器(例如，C₀、C₁、......、C_N)，其中每个电容器604-610可以分别与每个开关416-420串联耦合，如所示。应明白，对于自适应补偿电路302B的稳态条件，通过开关控制电路304可以使所有开关416-420导通(或闭合)，由此得到电容器604(C₀)、电容器606(C₁)、电容器608(C_i)和电容器610(C_N)的组合电容：

Σ_{j = 0}^{M} C_{j} = C_{B}

并且产生一个稳定的系统。

为了更详细地描述图6的自适应补偿电路302B的操作，将结合自适应补偿电路302B描述图5。在图5中，应注意，最初，反馈电压212A的值基本等于参考电压206A的值。然而，当负载电流502从低水平增加到高水平时，输出电压106发生瞬变，这会使反馈电压212A的值降到参考电压206A的值之下。如果输出电压106的瞬变足够大，则会使反馈电压212A在t₀降到(1-Δ％)V_REF阈值504之下。一旦反馈电压212A在t₀跨过(1-Δ％)V_REF阈值504的值，则会使自适应补偿电路302B(图6)的所有开关416、418和420几乎同时地断开或截止，如箭头512、514和516所指示的那样。

具体而言，在t₀的信号506、508和510均可以表示由开关控制电路304(图3)输出以使每个开关416、418和420分别断开或截止的信号。照这样，示例性信号506-510在t₀均从低电压电平变到高电压电平，以便于使自适应补偿电路302B的开关416、418和420导通或合上。因此，自适应补偿电路302B的C_B的电容将基本等于电容器604的电容，由此减小了C_B的电容。应注意，通过降低等式1中C_B的值，使与自适应补偿电路302B相关联的传递函数(或增益)变大，这可以使反馈电压212A更迅速地返回到参考电压206A的值。然而，在传递函数(或增益)变大的同时，补偿系统302B会不稳定，这可能造成反馈电压212A具有经过参考电压206A的大的超调量。

照这样，在图5中，一旦反馈电压212A返回而在t₁时刻第一次跨过参考电压206A，则会使自适应补偿电路302B(图6)的开关(例如，416)导通或闭合(由箭头518所指示)，由此向C_B的值增加更多的电容(例如，电容器606)，这可以使补偿系统302B更稳定。具体而言，示例性信号506在t₁从高电压电平变到低电压电平，以便于使自适应补偿电路302B的开关416导通或闭合。以类似的方式，当反馈电压212A在t_i时刻接下来的第奇数次(或计数或发生)跨过参考电压206A时，当示例性信号508从高电压电平变到低电压电平时，可以使补偿系统302A的第i开关S_i(例如，418)导通或闭合(如由箭头520所指示)。最后，当反馈电压212A在t_N时刻接下来的第奇数次(或计数或发生)跨过参考电压206A时，当示例性信号510从高电压电平变到低电压电平时，可以使第N开关S_N(例如，420)导通或闭合(如由箭头522所指示)。以此方式，可以逐渐地增加补偿系统302B的C_B的电容，同时反馈电压212A返回到参考电压206A的值。因此，反馈电压212A可以更快地(或更迅速地)返回到参考电压206A，同时实现补偿系统302B内的稳定性。

应理解，对于当负载电流502从高水平减小到低水平时，由此导致输出电压106的瞬变，引起反馈电压212A超过(1+Δ％)V_REF阈值之上(未示出)的情况，通过开关控制电路304对自适应补偿电路302B的开关416-420进行的操作可以是类似的。应注意，根据自适应补偿电路302B的应用，(1-Δ％)V_REF阈值504和(1+Δ％)V_REF阈值均可以以广泛的多种方式实现。例如，德尔塔百分比(Δ％)可以为2.5％，但不限于此。

在图6中，应理解，可以使用模拟以便确定用于电容器604、606、608和610的每个电容值。在一个实施例中，应注意，用于电容器604(C₀)的适当电容值应防止反馈电压212A响应于单一瞬变的发生而跨过低阈值(1-Δ％)V_REF 504和高阈值(1+Δ％)V_REF二者。以此方式，可以避免反馈电压212A的振荡。此外，电容器606(C₁)的电容值可以小于电容器604(C₀)的电容值。例如在一个实施例中，电容器606(C₁)的电容可以近似为电容器604(C₀)的电容的一半。此外，从电容器606到电容器610的每个随后的电容器可以利用比其前面相邻的电容器的电容小的电容来实现。例如在一个实施例中，电容器604-610的每个随后的电容值可以近似为前面相邻电容器的电容值的一半。

在图6的自适应补偿系统302B中，电容器402的第一端子可以耦合为接收反馈电压212，并且可以耦合到电阻器602的第一端子。电阻器602的第二端子可以耦合到电容器402的第二端子、放大器422的第一端子、电容器604的第一端子、开关416的第一端子、开关418的第一端子和开关420的第一端子。此外，开关416的第二端子可以耦合到电容器606的第一端子，同时开关418的第二端子可以耦合到电容器608的第一端子。开关420的第二端子可以耦合到电容器610的第一端子。另外，电容器610的第二端子可以耦合到电容器608的第二端子、电容器606的第二端子、电容器604的第二端子和电阻器406的第一端子。电阻器406的第二端子可以耦合到放大器422的输出。应明白，放大器422的输出可以输出自适应补偿电路302B的补偿电压306。

应注意，自适应补偿电路302B的C_B可以利用分别类似于电容器606-610和开关416-420的任意数目的电容器和开关来实现。另外，自适应补偿电路302B的C_B可以只利用电容器604和606以及开关416来实现。照这样，电容器604的第二端子可以耦合到电容器606的第二端子和电阻器406的第一端子。以此方式，自适应补偿电路302B的C_B可以基本等于电容器604的电容或电容器604和606的组合电容。然而，应明白，自适应补偿电路302B的C_B可以以广泛的多种方式来实现，其中其电容可以被动态地进行修正、调整、变化或改变。应注意，可以将C_B称作自适应补偿电路302B的可调电容。

根据本发明的各种实施例，应注意，图6的自适应补偿电路302B的C_B的可调电容可以与图4的自适应补偿电路302A的R_A的可调阻抗(或电阻)相组合。以此方式，开关控制模块304可以动态地控制或调整这种组合的自适应补偿电路的C_B的电容和/或R_A的阻抗。

在图6中，应注意，可以包括另外的元件或部件作为自适应补偿系统302B的部分。此外，在自适应补偿302B内可以使用更少的元件或部件。在各种实施例中，参照自适应补偿302B所述的操作可以自动地执行，而无需用户进行任何交互。应理解，参照自适应补偿302B所述的操作可以通过软件、通过固件、通过电子硬件或通过其任意组合执行。

图7是根据本发明的各种实施例的示例性开关控制电路304A的示意图。应注意，开关控制电路304A可以以类似于在此描述的以便于控制图4的自适应补偿电路302A的R_A的阻抗的任意方式进行操作。此外，开关控制电路304A可以以类似于在此描述的以便于控制图6的自适应补偿电路302B的C_B的电容的任意方式进行操作。然而，开关控制电路304A不限于这些实现。

当负载电流(例如，502)增加时，反馈电压212会降到(1-Δ％)V_REF阈值504A之下。照这样，开关控制电路304A可以包括均耦合为接收反馈电压212的比较器702和704。另外，比较器702具有(1+Δ％)V_REF 701作为输入，同时比较器704具有(1-Δ％)V_REF 504A作为其输入之一。因此一旦反馈电压212变为例如(1-Δ％)V_REF阈值504A之下，则比较器702和704的每一个输出可以输出低电压(例如，逻辑0)，其由逻辑与(AND)门708接收。与门708输出一个具有低电压(例如，逻辑0)的清除(CLR)信号714，这会造成D触发器718的Q输出为逻辑0，同时其XQ输出将产生一个将为逻辑1(例如，高电压)的开关信号506。随后，应注意，D触发器720、722和724的每个XQ输出将分别产生均为逻辑1(例如，高电压)的开关信号507、508和510。应注意，开关信号506、508和510的该电压改变可参见图5的时序图500的示例性信号506、508和510。

在图7中，比较器706可以比较参考电压206和反馈电压212，以确定每次反馈电压波形212跨过参考电压206。由比较器706输出的信号可以被延迟电路710和逻辑异或(XOR)电路712接收，使得异或门712能够生成一个脉冲，其中该脉冲的宽度可以由延迟电路710的延迟来确定。照这样，每次反馈电压212跨过参考电压206，从异或712输出的脉冲信号就可以用作用于D触发器718-724的时钟(CLK)信号716。

一旦反馈电压212第一次跨过参考电压206，则D触发器718的数据(D)输出为逻辑1(例如，高电压)，其Q输出将变为逻辑1或高，以及其XQ将变为逻辑0或低，由此造成开关信号506(S₁)从高电压变为低电压。然而，应注意，其它D触发器720-724的开关信号507(S₂)、508(S_i)和510(S_N)都不会改变。并且当反馈电压212在接下来第奇数次跨过电压参考206时，开关控制电路304A可以生成第二CLK脉冲716，然后D触发器718的Q输出处的逻辑1可以传递到D触发器720的D输入。照这样，D触发器720的Q输出可以变为逻辑1或高电压，并且其XQ输出可以变为逻辑0或低电压，由此造成开关信号507(S₂)从高电压变为低电压。利用反馈电压212跨过参考电压206的每个类似的形式，可以使开关控制电路304A的D触发器(例如，722和724)的XQ输出逐步地从高电压变为低电压。

在图7中，应注意，比较器702和704包括窗口比较器。照这样，当反馈电压212达到高于参考电压德尔塔百分比(Δ％)((1+Δ％)V_REF)的阈值701或低于参考电压德尔塔百分比(Δ％)((1-Δ％)V_REF)的阈值504A时，清除信号714可以被置为逻辑0并且所有D触发器718-724可以复位为0。照这样，D触发寄存器718-724的XQ输出可以变为逻辑1，这可以使自适应补偿电路302A(图4)的所有开关416-420导通或使自适应补偿电路302B(图6)的所有开关416-420截止。

当反馈电压212第一次跨过参考电压206时，比较器706的输出将翻转，其可以被延迟模块710和异或门712接收。异或门712可以生成时钟信号716，其控制所有D触发寄存器718-724的时钟输入。例如，D触发寄存器718的数据输入D可以耦合为逻辑1(或高电压)。照这样，当接收到时钟信号716时，D触发寄存器718的Q输出处所存储的数据可以从逻辑0(或低电压)变为逻辑1(或高电压)，同时其XQ输出可以将输出开关信号506从逻辑1变为逻辑0。照这样，输出开关信号506例如可以使自适应补偿电路302A(图4)的开关416截止或使自适应补偿电路302B(图6)的开关416导通。应注意，对于所有D触发寄存器720-724，数据输入D耦合到前面D触发寄存器的数据输出Q。照这样，当反馈电压212第i奇数次跨过参考电压206时，输出开关信号508可以从逻辑1变为逻辑0，这例如可以使自适应补偿电路302A(图4)的开关418截止或使自适应补偿电路302B(图6)的开关418导通。以此方式，自适应补偿电路302A和302B的开关416-420可以由开关控制电路304A来控制，并保持自适应补偿电路302A和302B内的稳定性。

在图7中，比较器702的第一输入可以耦合为接收(1+Δ％)V_REF阈值701，同时比较器702的第二输入可以耦合为接收反馈电压212。比较器704的第一输入可以耦合为接收(1-Δ％)V_REF阈值504A，同时比较器704的第二输入可以耦合为接收反馈电压212。比较器702的输出可以耦合到与门708的第一输入，同时比较器704的输出可以耦合到与门708的第二输入。与门708的输出(其可以生成清除信号714)可以耦合到每个D触发器718、720、722和724的清除(CLR)或复位输入。比较器706的第一输入可以耦合为接收反馈电压212，同时比较器706的第二输入可以耦合为接收参考电压206。比较器706的输出可以耦合到延迟电路710的输入和异或逻辑门712的第一输入。延迟电路710的输出可以耦合到异或门712的第二输入。异或门712的输出(其可以生成时钟信号716)可以耦合到每个D触发器718、720、722和724的时钟(CLK)输入。D触发器718的XQ输出(其可以生成开关信号506)可以耦合为控制图4的开关416和/或图6的开关416的操作。D触发器722的XQ输出可以耦合为控制图4的开关418和/或图6的开关418的操作。D触发器724的XQ输出可以耦合为控制图4的开关420和/或图6的开关420的操作。应注意，D触发器720的XQ输出可以耦合为控制补偿电路302A的开关(未示出)或补偿电路302B的开关(未示出)的操作。

在图7中，开关控制系统304A可以利用类似于D触发器718-724的任意数目的D触发器来实现。另外，开关控制系统304A可以利用D触发器718来实现。应注意，可以包括另外的元件或部件作为开关控制系统304A的部分。此外，在开关控制304A内可以使用更少的元件或部件。在各种实施例中，参照开关控制304A所述的操作可以自动地执行，而无需用户进行任何交互。应理解，参照开关控制系统304A所述的操作可以通过软件、通过固件、通过电子硬件或通过其任意组合来执行。

图8图示了对于相同的测试条件，根据本发明各种实施例的具有自适应补偿(例如，208)的升压转换器(例如，102A)和不具有自适应补偿的升压转换器之间的负载瞬变模拟结果。具体而言，图8包括曲线图840，其表示施加到具有自适应补偿的升压转换器和不具有自适应补偿的升压转换器二者的负载电流842的变化。照这样，图8的曲线图800表示伴随着由负载电流842的变化所引起的瞬变，来自根据本发明实施例的具有自适应补偿的升压转换器的输出电压802。此外，图8的曲线图820表示伴随着由负载电流842的变化所引起的瞬变，来自不具有自适应补偿的升压转换器的输出电压822。

如曲线图840所示，当负载电流842在2毫秒(ms)处从0.2安培(A)增加到1.2A时，具有自适应补偿的升压转换器的输出电压802(曲线图800中)可以以大约0.19ms的瞬态时间做出响应。相反地，在曲线图820中，不具有自适应补偿的升压转换器的输出电压822可以以大约0.36ms的瞬态时间做出响应。照这样，根据本发明实施例的具有自适应补偿的升压转换器的瞬态时间比不具有自适应补偿的升压转换器的瞬态时间大约快1.8947倍。因此，根据本发明实施例的具有自适应补偿(例如，208)的升压转换器(例如，102A)能够保持输出电压802更稳定。

此外，如曲线图840所示，当负载电流842在4ms处从1.2A降到0.2A时，根据本发明实施例的具有自适应补偿的升压转换器的输出电压802(曲线图800中)可以以大约0.07ms的瞬态时间做出响应。相反地，在曲线图820中，不具有自适应补偿的升压转换器的输出电压822可以以大约0.32ms的瞬态时间做出响应。因此，根据本发明实施例的具有自适应补偿的升压转换器的瞬态时间比不具有自适应补偿的升压转换器大约快4.5714倍。照这样，根据本发明各种实施例的具有自适应补偿(例如，208)的升压转换器(例如，102A)能够保持输出电压802更稳定。

在图8中，应注意，每个曲线图800、820和840的X轴指示毫秒。此外，应明白，每个曲线图800和820的Y轴指示电压(V)值。另外，曲线图840的Y轴指示以安培(A)为单位的电流。

图9是根据本发明的各种实施例的方法900的流程图，该方法900用于减少DC-DC电压模式升压或降压转换器的输出电压瞬态的持续时间。方法900包括本发明的各种实施例的示例性过程，其可以通过处理器和电子部件在例如软件的计算设备可读和可执行指令(或代码)的控制下来执行。该计算设备可读和可执行指令(或代码)可以例如驻留在诸如可由计算设备使用的易失性存储器、非易失性存储器和/或大容量数据存储器之类的数据存储部件中。然而，该计算设备可读和可执行指令(或代码)可以驻留在任何类型的计算设备可读介质中。尽管在方法900中公开了特定的操作，但这样的操作是示例性的。方法900可以不包括图9所图示的所有操作。同样，方法900可以包括各种其它操作和/或图9所示操作的变体。类似地，可以对方法900的操作的顺序进行修改。应注意，方法900的操作可以通过软件、通过固件、通过电子硬件或通过其任意组合来执行。

具体而言，可以将DC-DC电压模式升压或降压转换器的自适应补偿电路的可调电阻设置在增加的或高的电阻值或限值。对瞬态反馈电压是否超出预定范围进行确定。应注意，瞬态反馈电压可以与DC-DC电压模式升压或降压转换器的瞬态输出电压相关联。如果瞬态反馈电压没有超出预定范围，则可以重复该确定。然而，一旦瞬态反馈电压超出预定范围，则可以将自适应补偿电路的可调电阻(或阻抗)设置在减小的或低的电阻值或限值。随后，每奇数次发生反馈电压跨过参考电压值，就关于每奇数次发生而增加可调电阻的电阻值，直到达到高电阻值或限值。一旦达到高电阻值或限值，则过程900可以返回以重复对瞬态反馈电压是否超出预定范围的确定。以此方式，DC-DC电压模式升压或降压转换器的瞬态反馈电压可以更迅速地返回到电压参考的值，同时保持系统内的稳定性。

在图9的操作902，可以将DC-DC电压模式升压或降压转换器(例如，102A或102B)的自适应补偿电路(例如，302A)的可调电阻或阻抗(例如，图4的RA)设置在增加的或高的电阻值或限值。应注意，操作902可以以广泛的多种方式来实现。例如，操作902可以以类似于在此描述的任意方式来执行，但并不限于此。

在操作904，对瞬态反馈电压(例如，212)是否超出预定范围或阈值(例如，504或701)进行确定。应明白，反馈电压可以与DC-DC电压模式升压或降压转换器的输出电压(例如，106)相关联。如果在操作904，瞬态反馈电压没有超出预定范围，则过程900可以进行到操作904的开始，对其进行重复。然而，如果在操作904确定瞬态反馈电压超出预定范围，则过程900可以进行到操作906。应理解，操作904可以以广泛的多种方式来实现。例如，操作904可以以类似于在此描述的任意方式来实现，但并不限于此。

在图9的操作906，可以将自适应补偿电路的可调电阻或阻抗设置在减小的或低的电阻值或限值。应明白，操作906可以以广泛的多种方式来实现。例如，操作906可以以类似于在此描述的任意方式来实现，但并不限于此。

在操作908，每奇数次发生反馈电压跨过或等于参考电压(例如，206)的值，就关于每奇数次发生来增加可调电阻的电阻值，直到达到高电阻值或限值。应注意，操作908可以以广泛的多种方式来实现。例如，操作908可以以类似于在此描述的任意方式来实现，但并不限于此。在完成操作908之后，过程900可以进行到操作904。以这种方式，与DC-DC电压模式升压或降压转换器的输出电压相关联的瞬态反馈电压可以更迅速地返回到电压参考值，同时保持系统内的稳定性。

图10是根据本发明各种实施例的方法1000的流程图，该方法1000用于减少DC-DC电压模式升压或降压转换器的输出电压瞬态的持续时间。方法1000包括本发明的各种实施例的示例性过程，其可以通过处理器和电子部件在例如软件的计算设备可读和可执行指令(或代码)的控制下来执行。该计算设备可读和可执行指令(或代码)可以例如驻留在诸如可由计算设备使用的易失性存储器、非易失性存储器和/或大容量数据存储器之类的数据存储部件中。然而，该计算设备可读和可执行指令(或代码)可以驻留在任何类型的计算设备可读介质中。尽管在方法1000中公开了特定的操作，但这样的操作是示例性的。方法1000可以不包括图10所图示的所有操作。同样，方法1000可以包括各种其它操作和/或图10所示操作的变体。类似地，可以对方法1000的操作的顺序进行修改。应注意，方法1000的操作可以通过软件、通过固件、通过电子硬件或通过其任意组合来执行。

具体而言，可以将DC-DC电压模式升压或降压转换器的自适应补偿电路的可调电容设置在增加的或高的电容值或限值。对瞬态反馈电压是否超出预定范围进行确定。应注意，瞬态反馈电压可以与DC-DC电压模式升压或降压转换器的瞬态输出电压相关联。如果瞬态反馈电压没有超出预定范围，则可以重复该确定。然而，一旦瞬态反馈电压超出预定范围，则可以将自适应补偿电路的可调电容设置在减小的或低的电容值或限值。随后，每奇数次发生反馈电压跨过参考电压值，就关于每奇数次发生来增加可调电容的电容值，直到达到高电容值或限值。一旦达到高电容值或限值，则过程1000可以返回以重复对瞬态反馈电压是否超出预定范围的确定。以此方式，DC-DC电压模式升压或降压转换器的瞬态反馈电压可以更迅速地返回到电压参考的值，同时保持系统内的稳定性。

在图10的操作1002，可以将DC-DC电压模式升压或降压转换器(例如，102A或102B)的自适应补偿电路(例如，302B)的可调电容(例如，图6的C_B)设置在增加的或高的电容值或限值。应注意，操作1002可以以广泛的多种方式来实现。例如，操作1002可以以类似于在此描述的任意方式来执行，但并不限于此。

在操作1004，对瞬态反馈电压(例如，212)是否超出预定范围或阈值(例如，504或701)进行确定。反馈电压可以与DC-DC电压模式升压或降压转换器的输出电压(例如，106)相关联。如果在操作1004，瞬态反馈电压没有超出预定范围，则过程1000可以进行到操作1004的开始，对其进行重复。然而，如果在操作1004确定瞬态反馈电压超出预定范围，则过程1000可以进行到操作1006。应理解，操作1004可以以广泛的多种方式来实现。例如，操作1004可以以类似于在此描述的任意方式来实现，但并不限于此。

在图10的操作1006，可以将自适应补偿电路的可调电容设置在减小的或低的电容值或限值。应明白，操作1006可以以广泛的多种方式来实现。例如，操作1006可以以类似于在此描述的任意方式来实现，但并不限于此。

在操作1008，每奇数次发生反馈电压跨过或等于参考电压(例如，206)的值，就关于每奇数次发生来增加可调电容的电容值，直到达到高电容值或限值。应注意，操作1008可以以广泛的多种方式来实现。例如，操作1008可以以类似于在此描述的任意方式来实现，但并不限于此。在完成操作1008之后，过程1000可以进行到操作1004。以这种方式，与DC-DC电压模式升压或降压转换器的输出电压相关联的瞬态反馈电压可以更迅速地返回到电压参考的值，同时保持系统内的稳定性。

图11是根据本发明的各种实施例的示例性DC-DC电压模式降压转换器电路102B的示意图。应注意，DC-DC电压模式降压转换器102B可以作为图2的转换器102的一种实现实施例。应理解，DC-DC电压模式降压转换器102B的自适应补偿电路302和开关控制电路304可以以类似于在此描述的任意方式来操作，但不限于此。

图11的DC-DC电压模式降压转换器102B可以以类似于图3的DC-DC电压模式升压转换器102A的方式进行耦合。然而，在图11的DC-DC电压模式降压转换器102B中，驱动器314的输出可以耦合到晶体管317的栅极。晶体管317的源极和其衬底可以耦合为接收输入电压104，同时晶体管317的漏极可以耦合到二极管320的输出以及电感器318的第一端子。二极管320的输入可以耦合为接地330。电感器318的第二端子可以耦合到电阻器322的第一端子、电容器326的第一端子、电阻器负载328的第一端子，并且还产生输出电压106。

在图11中，应明白，电感器318、二极管320、晶体管317、电容器326和负载电阻器328可以是包括DC-DC电压模式降压转换器102B的功率级(例如，202)的部件。

应注意，可以包括另外的元件或部件作为降压转换器系统102B的部分。此外，在降压转换器102B中可以使用更少的元件或部件。在各种实施例中，参照降压转换器102B所述的操作可以自动地执行，而无需降压转换器102B的用户进行任何交互。应理解，参照降压转换器102B所述的操作可以通过软件、通过固件、通过电子硬件或通过其任意组合来执行。

应注意，根据本发明的各种实施例，每个晶体管316和317可以以广泛的多种方式来实现。例如，晶体管317可以实现为但不限于P沟道MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)，其也被称为PMOS或PFET。此外，晶体管316可以实现为但不限于N沟道MOSFET，其也被称为NMOS或NFET。应注意，每个晶体管316和317可以被称作开关元件。应注意，晶体管316和317的栅极、漏极和源极均可以被称作其晶体管的端子。另外，晶体管316和317的每个栅极也可以被称作其晶体管的控制端子。

应理解，根据本发明的各种实施例的开关416、418和420可以以广泛的多种方式来实现。例如，开关416、418和420均可以实现为晶体管，但不限于此。

在根据本发明的各种实施例中，应明白，在此描述的任何电阻也可以被称作阻抗。

为了说明和描述的目的，已经给出了对根据本发明的各种特定实施例的前面描述。其并不旨在穷尽列举或者将本发明限于所公开的确切形式，而明显地可以根据上述讲授来进行多种修改和变体。根据权利要求书以及其等同方案，可以解释本发明。

主题：关于“用于DC-DC转换器的自适应补偿”的专利交底书DC-DC转换器的瞬变速度受环路增益和交叉频率的限制。提出一种方法，以在瞬变开始时修正传递函数来增加响应速度，然后将传递函数逐渐地变回到正常，从而可以保持稳态下的环路稳定性。

描述

DC-DC转换器是负反馈环路系统，存在DC条件下的180度相移。对于较高的频率，无功分量和时间延迟会引起附加相移，所以在该环路中需要补偿电路以通过限制环路的增益和交叉频率(这也限制了瞬态响应的环路速度)来确保足够的相位裕度。该补偿电路通常包括固定值的电阻器和电容器。它们的值基于最坏情况的输入/输出/负载条件来确定。因此，在正常条件下，相位裕度比所需的多得多，从而环路负载瞬变或线路瞬变的速度缓慢。为了解决这个问题，提出一种方法，以在瞬变期间自适应地调整补偿电路，这可以增加瞬变速度。图1表示具有自适应补偿的DC-DC转换器系统。功率级通常包括电感器、电容器、二极管和功率开关。该功率级被占空比控制，并且可以将输入电压转换成输出电压。输出电压通过反馈网络，并且与参考进行比较，补偿电路添加在环路中并且其输出将控制占空比的生成。补偿电路通常包括电容器和电阻器。通过检查反馈电

图1

压，在瞬变期间可以调整该电容器和电阻器二者。例如，大电阻器可以分成串联连接的若干部分，并且这些电阻器中的每一个可以与一个开关并联连接，从而在瞬变期间，可以控制开关以调整总电阻。大电容器可以分成并联连接的若干部分，并且这些电容器的每一个可以与一个开关串联连接，从而在瞬变期间，可以控制开关以调整总电容。当发生瞬变时，输出电压也将改变。如果瞬态改变大得足以使反馈电压移至预定范围之外，则可以触发自适应补偿电路，这就意味着可以控制开关来调整电阻和电容，以修正环路传递函数，从而环路响应速度更快并且反馈电压也可以更快地回到参考电压。当然，该变化会使环路不稳定，所以每次当反馈电压返回而跨过参考电压时，可以调整补偿电路中的开关以将环路传递函数移回，从而环路更稳定。以此方式，一方面可以提高瞬变速度，另一方面可以确保环路稳定性。

实施

可以使用电压模式升压转换器作为表示如何可以在DC-DC转换器中使用自适应补偿电路的一个例子。对于正常的电压模式升压转换器，由于其环路带宽受右半平面(RHP)零点限制，所以其瞬态响应速度缓慢。自适应补偿是提高瞬变速度的一种良好的解决方案。对于电压模式升压转换器，其功率级具有双极点和右半平面(RHP)零点。通常将图2所示的一个极点和两个零点的系统用于补偿。V_FB

图2

是反馈电压，V_REF是参考电压，以及V_COMP是误差放大器的输出。其增益定义为：

\frac{V_{comp} (s)}{V_{FB} (s)} = \frac{- (1 + s R_{A} C_{A}) (1 + s R_{B} C_{B})}{{sD}_{A} C_{B}} - - - (1)

其两个零点

f_{z 1} = \frac{1}{2 π R_{A} C_{A}}

和用于补偿功率级的双极点，并且R_AC_B用于调整补偿电路的增益，使得环路增益的大小在RHP零点之前跨过0dB，以确保足够的相位裕度。由于误差放大器的带宽的限制，更高频率的增益将不能随由输出电容器的ESR引起的零点而上升。为了提高瞬变速度，在图3中设计了自适应补偿电路。图2的

图3

R_A分成N+1个电阻器(R₀、R₁、......、R_N)，并且R₁-R_N与开关S₁-S_N并联连接。对于稳态条件，所有的开关截止，并且

Σ_{i = 0}^{N} R_{i} = R_{A},

所以系统是稳定的。如果发生瞬变，并且如果变化大得足以使输出电压移至预定范围之外，则所有开关将首先导通。根据等式1，如果R_A减小，则增益的大小将增加。所以系统可以更快地响应以将输出电压拉回(pull back)。然后为了确保系统的稳定性，从S₁到S_N，将开关逐渐地截止。图4表示当负载电流增加时瞬变的时序图。在开始

图4

时，所有开关截止并且系统处于稳定状态，所以反馈电压V_FB等于参考电压V_REF。一旦发生大负载电流增加，则输出电压迅速地下降，所以V_FB也迅速下降。如果负载电流大得足以在t₀时刻将V_FB拉至比V_REF低Δ％，则所有开关将导通并且这会更快地将V_FB推回。但同时系统会不稳定，并且V_FB可能具有大的超调量。一旦V_FB返回而在t₁时刻第一次跨过V_REF，则第一开关S₁将截止，使得系统更稳定。以同样的方式，当V_FB在t_i时刻第i次跨过V_REF时，第i开关S_i将截止。最后，当V_FB在t_N时刻第N次跨过V_REF时，第N开关S_N将截止。以此方式，V_FB可以更快地变回到V_REF，并且也可以实现系统的稳定性。对于当负载电流减小或输入电压改变时的情况应该是相同的。

图5表示一种用于生成针对上述定时图的控制信号的电路实现。U1和U2包括窗口比较器，当V_FB变为高于V_REF的Δ％或低于V_REF

图5

的Δ％时，CLR将为低，并且所有D触发寄存器将复位为0，所以输出信号S₁、......、S_N变为高，使图3中所有的开关导通。然后当V_FB返回而第一次跨过V_REF时，比较器U3的输出将翻转，并由于延迟模块U5和异或门U6，将生成时钟信号用于CLK，其将控制所有D触发寄存器的时钟输入。对于第一寄存器Reg1，其数据输入D连接到高，所以当时钟到来时，在Q处存储的数据将从低变为高，并且S₁将从高变为低，使图3中的第一开关截止。对于除Reg1之外的所有其它寄存器，数据输入D连接到前面寄存器的数据输出Q，所以当V_FB第i次跨过V_REF时，S_i将从高变为低，使第i开关截止。以此方式，在V_FB第N次跨过V_REF之后，所有开关将截止，并且利用快速的瞬态响应可以实现系统的稳定性。

图6表示对于相同测试条件，具有自适应补偿的升压转换器与不具有自适应补偿的升压转换器之间的负载瞬变模拟结果的比较。可见，当负载电流在2ms处从0.2A增加到1.2A时，具有自适应补偿的升压转换器的输出电压可以更快地做出响应，其瞬态时间约为0.19ms。而不具有自适应补偿的升压转换器的输出电压响应较慢，瞬态时间约为0.36ms。当负载电流在4ms处从1.2A变为0.2A时，具有自适应补偿的升压转换器的瞬态时间约为0.07ms，而不具有自适应补偿的升压转换器的瞬态时间约为0.32ms。

图6

发明人：

姓名：Lu Chen

姓名：Bruno Ferrario

图7

图8

Claims

1.一种补偿电路，包括：

比较器，耦合用于接收参考电压；

电容，耦合用于接收与转换器的输出电压相关联的反馈电压；以及

可调电阻，耦合到所述电容并耦合到所述比较器。

2.根据权利要求1所述的补偿电路，其中所述电容与所述可调电阻并联耦合。

3.根据权利要求2所述的补偿电路，还包括：

第二电容，与所述电容串联耦合；以及

电阻，与所述第二电容串联耦合，并且耦合到所述比较器的输出。

4.根据权利要求1所述的补偿电路，还包括：

控制电路，耦合用于改变所述可调电阻。

5.根据权利要求1所述的补偿电路，其中所述补偿电路耦合到所述转换器的占空比控制器。

6.根据权利要求5所述的补偿电路，其中所述占空比控制器耦合到所述转换器的功率级。

7.根据权利要求1所述的补偿电路，其中所述可调电阻包括多个电阻器和开关，所述开关耦合到所述多个电阻器的一个电阻器。

8.一种补偿电路，包括：

比较器，耦合用于接收参考电压；

可调电容，耦合到所述电容。

9.根据权利要求8所述的补偿电路，其中所述电容与耦合到所述比较器的电阻并联耦合。

10.根据权利要求9所述的补偿电路，还包括：

第二电阻，耦合到所述可调电容以及所述比较器的输出。

11.根据权利要求8所述的补偿电路，还包括：

控制电路，耦合用于改变所述可调电容。

12.根据权利要求8所述的补偿电路，其中所述补偿电路耦合到所述转换器的占空比控制器。

13.根据权利要求12所述的补偿电路，其中所述占空比控制器耦合到所述转换器的功率级。

14.根据权利要求8所述的补偿电路，其中所述可调电容包括多个电容器和开关，所述开关耦合到所述多个电容器的一个电容器。

15.一种方法，包括：

将补偿电路的可调电阻或可调电容设置在高值；

确定瞬态反馈电压是否超出预定范围，所述瞬态反馈电压与转换器电路的输出电压相关联；以及

响应于所述瞬态反馈电压超出所述预定范围，将所述可调电阻或所述可调电容设置在低值。

16.根据权利要求15所述的方法，还包括：

在所述瞬态反馈电压超出所述预定范围之后，当所述瞬态反馈电压跨过参考电压值时，将所述可调电阻或所述可调电容增加为更大值。

17.根据权利要求16所述的方法，其中在每奇数次发生所述瞬态反馈电压跨过所述参考电压值时执行所述增加。

18.根据权利要求17所述的方法，其中执行所述增加，直到达到所述高值。

19.根据权利要求15所述的方法，其中所述补偿电路是降压转换器或升压转换器的一部分。

20.根据权利要求15所述的方法，其中所述预定范围是所述参考电压加上或减去其德尔塔百分比。