KR101036794B1 - 보상 회로 - Google Patents

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Abstract

본 발명의 한 태양은 참조 전압을 받기 위하여 연결되는 비교기를 포함하는 보상 회로이다. 상기 보상 회로는 컨버터의 출력 전압과 결합한 피드백 전압을 받기 위하여 연결되는 캐패시턴스를 포함할 수도 있다. 또한, 상기 보상 회로는 상기 캐패시턴스 및 상기 비교기에 연결되는 조정 가능 레지스턴스를 포함할 수 있다.
보상 회로, 부스트 컨버터, 벅 컨버터

Description

보상 회로{COMPENSATION CIRCUIT}
본 출원에 관한 크로스 레퍼런스
본 특허 출원은 대리인 소송 번호 VISH-8731.PRO로 2005년 2월 10에 Lu Chen 등에 의하여 출원된 "DC-DC(DC to DC) 컨버터에 대한 적응형 주파수 보상"을 제목으로 하는 함께 출원 중인 U.S. 가특허 출원 No.60/652,232의 이점을 청구하고, 이는 특허 출원의 양수인에 양수되며 여기에서 참조에 의하여 통합된다.
전자 회로 소자 내에서, 직류 전류에서 직류 전류로 (DC-DC) 전압 모드 부스트 컨버터 회로가 다른 회로 소자를 위한 전압 공급원으로써 이용될 수 있다. 일반적으로 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 회로가 하나의 값에서 입력 전압을 받고 상기 입력 전압과 동일하거나 더 큰 값을 가지는 출력 전압을 만든다는 것은 높이 평가할 만하다. DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 회로가 안정적인 출력 전압을 제공하여 이에 연결되는 회로 소자가 적절하게 작동할 수 있게 하는 점에서 바람직하다. 그러나, 종래의 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 회로에 관한 단점들이 있다.
예를 들어, DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 회로의 부하 전류가 빠르게 변화할 때, 어느 시간 동안 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 회로의 출력 전압이 불안정하게 되거나 과도 상태가 될 수 있다. 불행히도, DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 회로의 출력 전압이 안정적인 값으로 되돌아오기까지 걸리는 시간이 느릴 수 있다(과도 응답으로써 알려짐). 그러므로, 느린 과도 응답은 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 회로에 연결된 회로 소자가 적절히 작동할 수 없도록 할 수 있다. 또한, DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터는 음의 피드백 루프 시스템으로, DC 상태에서 180도 위상 편이가 있다. 더 높은 주파수에서, 반응 성분 및 시간 딜레이가 역으로 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 내에서 여분의 시간 편이를 유발할 수 있다.
이러한 단점들을 해결하기 위한 하나의 종래의 해결책은 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터의 루프에서, 도 12의 보상 회로 1200과 같은 보상 회로를 실행하는 것으로, 상기 루프의 게인 및 크로스오버 주파수를 제한하는 것에 의하여 충분한 위상 여유도를 보장하는 것이다. 불행히도, 일반적으로 보상 회로 1200는 역으로 과도 응답의 루프 속도를 제한한다. 일반적으로 보상 회로 1200는 고정 값 레지스터 1206 및 1208과 고정 값 캐패시터 1202 및 1204로 구성되고, 일반적으로 상기 값은 가장 나쁜 경우의 입력, 출력 및 부하 조건에 기초하여 결정된다. 이와 같이, 일반적인 작동 조건에서, 위상 여유도는 필요 이상으로 커질 수 있고, 이에 의하여 루프 부하 과도 현상 또는 라인 과도 현상의 속도가 느려지는 결과를 낳는다.
그러므로, 상기 단점 중의 하나 또는 그 이상을 다루는 것이 바람직하다.
본 글은 DC-DC 컨버터에 대한 적응형 주파수 보상을 포함한다.
본 발명의 한 태양은 참조 전압을 받기 위하여 연결되는 비교기를 포함할 수 있는 보상 회로이다. 상기 보상 회로는 컨버터의 출력 전압과 결합되는 피드백 전압을 받기 위하여 연결되는 캐패시턴스를 포함할 수도 있다. 또한, 상기 보상 회로는 상기 캐패시턴스 및 상기 비교기에 연결되는 조정 가능한 레지스턴스 또는 임피던스를 포함할 수 있다.
본 발명의 다른 태양은 참조 전압을 받기 위하여 연결되는 비교기를 포함할 수 있는 보상 회로를 제공한다. 또한, 상기 보상 회로는 컨버터의 출력 전압과 결합되는 피드백 전압을 받기 위하여 연결되는 캐패시턴스를 포함할 수 있다. 또한, 상기 보상 회로는 상기 캐패시턴스에 연결되는 조정 가능한 캐패시턴스를 포함할 수 있다.
본 발명의 또 다른 태양은 보상 회로의 조정 가능 레지스턴스 (또는 임피던스) 또는 캐패시턴스를 높은 값으로 설정하는 단계를 포함하는 방법을 제공한다. 과도 피드백 전압이 미리 한정된 범위를 초과하는지의 여부가 결정될 수 있다. 과도 피드백 전압이 컨버터 회로의 출력 전압과 결합할 수 있다는 것이 주목되어진다. 미리 한정된 범위를 초과하는 과도 피드백 전압에 대하여, 상기 조정 가능 레지스턴스 또는 캐패시턴스가 낮은 값으로 설정될 수 있다.
본 발명의 특정 태양이 이 요약 내에서 구체적으로 기술되지만, 본 발명이 이들 태양에 한정되는 것은 아님이 주목되어진다. 본 발명은 대안물, 변형물 및 균등물을 포함하는 것으로 의도되고, 청구항에 따라 구성되는 것과 같은 본 발명의 범위 내에서 포함될 수 있다.
이제 본 발명에 따른 다양한 태양에 대하여 레퍼런스가 상세하게 제시될 것이고, 그 예는 수반하는 도면에서 기술된다. 본 발명이 다양한 태양과 함께 기술될 것이지만, 이들 다양한 태양은 발명을 한정하는 것으로 의도되는 것은 아님이 이해될 것이다. 반면에, 본 발명은 대안물, 변형물 및 균등물을 포함하도록 의도되고, 청구항에 따라 구성된 것과 같은 발명의 범위 내에 포함될 수 있다. 또한, 본 발명에 따른 다양한 태양에 대한 다음 상세한 설명에서, 많은 특정의 상세한 설명이 본 발명의 완전한 이해를 위하여 기술된다. 그러나, 이러한 특정의 상세한 설명 없이 기술계의 당업자가 본 발명을 실행할 수 있음은 명백할 것이다. 다른 예에서, 잘 알려진 방법, 절차, 구성 요소 및 회로는 본 발명의 측면을 불필요하게 불명료하게 하지 않는 한 상세한 설명에서 기술되지 않았다.
도 1은 본 발명의 다양한 태양에 따른 직류 전류에서 직류 전류(DC-DC)로의 전압 모드 부스트 컨버터 102의 블록도이다. DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 102가 입력 전압(Vin) 104을 받고 상기 입력 전압 104의 값과 동일하거나 더 큰 값을 가지는 출력 전압(Vout)으로 전환한다는 것을 이해할 수 있다. DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 102가 출력 전압 106을 일정한 전압 값에서 유지하려 하는 것을 주목할 수 있다.
도 2는 본 발명의 다양한 태양에 따른 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 102 내에서 유도될 수 있는 대표적인 구성 또는 모듈의 블록도이다. 또한 컨버터 102는 본 발명의 다양한 태양에 따라 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 내에 포함될 수 있는 대표적인 구성 또는 모듈을 나타내기도 한다. DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 102가 음의 피드백 루프 시스템을 포함할 수 있고, DC 환경에서 180도 위상 편이가 있을 수 있다는 것을 주목한다.
DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 102는 적응형 보상 모듈 208, 듀티 사이클 콘트롤러 모듈 210, 파워 스테이지 모듈 202, 피드백 네트워크 204, 및 참조 전압 206을 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 파워 스테이지 모듈 202은 매우 다양한 방법으로 실행될 수 있다. 예를 들어, 파워 스테이지 모듈 202은 하나 이상의 인덕터, 하나 이상의 캐패시터, 하나 이상의 다이오드 및 하나 이상의 파워 스위치를 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 또한, 파워 스테이지 202는 상기 언급한 요소들의 하나 이상의 조합을 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 파워 스테이지 202가 듀티 사이클 콘트롤러 210에 의하여 조절될 수 있고 입력 전압 104을 출력 전압 106으로 전환할 수 있음을 주목한다.
도 2 내에서, 피드백 네트워크 204는 출력 전압 106을 받을 수 있고, 이는 적응형 보상 모듈 208에 의하여 받아들여질 수 있는 피드백 전압(VFB) 212을 만들 수 있다. 적응형 보상 208은 받아들여진 참조 전압 206과 피드백 전압 212을 비교할 수 있다. 적응형 보상 모듈 208의 출력은 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 102 내에서 듀티 사이클의 발생을 조절할 수 있음을 이해할 수 있다. 다양한 태양에 따라, 적응형 보상 208은 다른 요소들 중 캐패시터 및 레지스터를 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
입력 전압 104의 변화 및/또는 부하 전류의 변화에 의하여 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 102내에서 출력 전압 106의 과도 현상이 유발될 수 있다. 출력 전압 106의 과도 현상이 일어날 때, 출력 전압 106은 변한다. 과도 현상의 변화가 피드백 전압 212을 미리 정의된 범위 또는 스레숄드 밖으로 이동시킬 정도로 충분히 크다면, 적응형 보상 208은 루프 전달 기능을 변형시킬 수 있도록 트리거될 수 있고, 이는 루프 응답 속도를 더욱 빠르게 하는 결과를 낳고, 피드백 전압 212이 참조 전압 206 값으로 더 빨리 되돌아올 수도 있다.
도 2 내에서, 적응형 보상 모듈 208의 출력은 듀티 사이클 콘트롤러 210의 입력으로 연결될 수 있다. 듀티 사이클 콘트롤러 210의 출력은 파워 스테이지 202의 제 1 입력으로 연결될 수 있다. 파워 스테이지 202의 출력이 피드백 네트워크 204의 입력에 연결될 수 있는 동시에, 파워 스테이지 모듈 202의 제 2 입력은 입력 전압 104을 받도록 연결될 수 있다. 파워 스테이지 202의 출력이 출력 전압 106을 출력하는 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 102에 대한 출력이 될 수도 있다. 그리고 적응형 보상 모듈 208이 피드백 네트워크 204의 출력을 받도록 연결될 수 있다. 적응형 보상 모듈 208은 참조 전압 206을 받도록 연결될 수도 있다.
부가적인 요소 또는 구성이 부스트 컨버터 또는 벅 컨버터 시스템 102의 일부로써 포함될 수 있다는 것을 주목한다. 또한, 더 적은 요소 또는 구성이 컨버터 102 내에서 이용될 수 있다. 다양한 태양에서, 컨버터 102에 레퍼런스와 함께 기재된 작용은 컨버터 102의 사용자에 의한 어떠한 상호 작용이 없이 자동으로 수행될 수 있다. 컨버터 102에 레퍼런스와 함께 기재된 작용은 소프트웨어, 펌웨어, 전자 하드웨어 또는 그들의 어떠한 조합에 의하여 수행될 수 있다는 것을 이해한다.
도 3은 본 발명의 다양한 태양에 따른 대표적인 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 회로 102A의 개요도이다. DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 102A는 도 2의 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 102의 실시 태양이 될 수 있다. 예를 들어, DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 102A의 적응형 보상 모듈 208은 적응형 보상 회로 302 및 스위치 조절 회로 304를 포함할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 적응형 보상 회로 302 및 스위치 조절 회로 304는 출력 전압 106의 과도 현상을 모니터하거나 조절하기 위하여 피드백 출력 212을 받도록 서로 연결될 수 있다.
비교기 310 또는 드라이버 314는 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 102A의 듀티 사이클 콘트롤러 (예를 들어, 210)를 포함하는 구성이 될 수 있다. 또한, 인덕터 318, 다이오드 320, 트랜지스터 316, 캐패시터 326, 및 부하 저항 328은 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 102A의 파워 스테이지 (예를 들어, 202)를 포함하는 구성이 될 수 있다. 또한, 다이오드 320의 출력 및 적응형 보상 회로 302와 스위치 조절 회로 304의 각각의 입력 사이의 연결과 같이 레지스터 322 및 324는 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 102A의 피드백 네트워크 (예를 들어, 204)를 포함하는 구성이 될 수 있다. 적응형 보상 회로 302 및 스위치 조절 회로 304가 참조 전압 206을 받을 수 있으나, 여기에서 도시되지 않는다.
도 3 내에서, 입력 전압 104이 인덕터 318에 의하여 다이오드 320의 입력 및 트랜지스터 316의 드레인으로 받아들여지고 출력될 수 있다. 다이오드 320의 출력은 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 102A의 출력 전압 106을 만들 수도 있다. 레지스터 322 및 324는 출력 전압 106의 일부인 피드백 전압 212을 만드는 전압 분리기를 형성할 수 있다는 것을 주목한다. 스위치 조절 회로 304는 참조 전압 206(도 2)을 이용하여 피드백 전압 212의 과도 현상이 미리 한정된 범위를 초과한 때를 검출하거나 결정할 수 있다. 과도 현상의 변화가 미리 한정된 범위(또는 스레숄드) 밖으로 피드백 전압 212을 이동시킬 만큼 충분히 크다면, 스위치 조절 회로 304는 적응형 보상 회로 302가 루프 전달 기능을 변형시킬 수 있도록 하고, 이는 전압 보상 신호(Vcomp) 306의 출력을 낳는다.
비교기 회로 310는 전압 보상 신호 306를 받을 수 있고, 이는 입력 삼각 파형 신호 308와 전압 보상 신호 306를 비교할 수 있다. 그 결과, 상기 비교기 310는 드라이버 회로 314에 의하여 받아들여질 수 있는 펄스 너비 조절 신호 312를 만들 수 있다. 펄스 너비 조절 신호 312를 받는 것에 대하여, 드라이버 314는 트랜지스터 316의 게이트에 의하여 수용되는 출력 신호를 만들 수 있고, 이에 의하여 트랜지스터 316가 켜지고 꺼지도록 한다. 이와 같이, 트랜지스터 (또는 스위치) 316의 듀티 사이클을 조절할 수 있고, 이는 출력 전압 106을 조절하는 결과를 낳는다. 각 시간 트랜지스터 316가 켜지고, 전류가 인덕터 318를 통하여 흐른다는 것을 주목한다. 그러나, 트랜지스터가 끊어질 때, 인덕터 318 내의 전류는 즉각 변화할 수는 없다. 이와 같이, 인덕터 318 내의 에너지는 다이오드 320를 통하여 캐패시터 326로 전달될 수 있다.
도 3 내에서, 인덕터 318의 제 2 말단은 트랜지스터 316의 드레인 및 다이오드 320의 입력에 연결될 수 있는 동시에, 인덕터 318의 제 1 말단은 입력 전압 104을 받기 위하여 연결될 수 있다. 다이오드 320의 출력은 레지스터 322의 제 1 말단, 캐패시터 326의 제 1 말단, 레지스터 부하 328의 제 1 말단에 연결될 수 있고, 출력 전압 106을 만들 수도 있다. 레지스터 322의 제 2 말단은 레지스터 324의 제 1 말단, 적응형 보상 회로 302의 입력, 및 스위치 조절 회로 304의 입력에 연결될 수 있다. 피드백 전압 212은 레지스터 322의 제 2 말단과 레지스터 324의 제 1 말단의 연결로부터 적응형 보상 회로 302 및 스위치 조절 회로 304로 전달될 수 있다. 스위치 조절 회로 304의 하나 이상의 출력은 적응형 보상 회로 302의 하나 이상의 입력으로 연결될 수 있다. 적응형 보상 회로 302의 출력은 비교기 310의 제 1 입력으로 연결될 수 있고 비교기 310의 제 2 입력은 삼각 파형 신호 308를 받기 위하여 연결될 수 있다. 비교기 310의 출력은 드라이버 회로 314의 입력으로 연결될 수 있다. 드라이버 314의 출력은 트랜지스터 316의 게이트로 연결될 수 있고 트랜지스터 316의 소스와 그 기판은 접지 330로 연결될 수 있다. 레지스터 324의 제 2 말단, 캐패시터 326의 제 2 말단 및 레지스터 부하 328의 제 2 말단은 접지 330에 각각 연결될 수 있다.
부가적인 요소 또는 구성은 부스트 컨버터 시스템 102A의 일부로써 포함될 수 있다. 또한, 더 적은 요소 또는 구성이 부스트 컨버터 102A 내에서 사용될 수 있다. 다양한 태양에서, 부스트 컨버터 102A에 레퍼런스와 함께 기재된 작용은 부스트 컨버터 102A의 사용자에 의한 상호 작용 없이 자동으로 수행될 수 있다. 부스터 컨버터 102A에 레퍼런스와 함께 기재된 작용은 소프트웨어, 펌웨어, 전자 하드웨어, 또는 그들의 조합에 의하여 수행될 수 있다.
도 4는 본 발명의 다양한 태양에 따른 대표적인 적응형 보상 회로 302A의 개요도이다. 과도 현상이 출력 전압 106으로 발생할 때, 스위치 조절 회로 304(도 3)는 과도 상태에 걸쳐서 실시간으로 적응형 보상 회로 302A의 임피던스 (또는 레지스턴스)을 바꾸어 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 102A의 과도 응답 시간을 줄일 수 있다.
전압 모드 부스트 컨버터 (예를 들어, 102A)에 대하여, 그 파워 스테이지는 이중 극 및 우반 평면(RHP) 0을 가질 수 있다. 이와 같이, 적응형 보상 회로 302A는 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 102A에 대한 보상을 제공하기 위하여 사용될 수 있다. 식 1은 적응형 보상 회로 302A의 게인을 나타낼 수 있다:
Figure 112006066342663-pct00001
RA는 스위치 416(S1), 418(Si) 및 420(SN)이 열리는지 닫히는지에 따라, 레지스터 408(R0), 410(R1), 412(Ri) 및 414(RN)의 레지스턴스 (또는 임피던스)의 값과 동일하게 될 수 있다. 적응형 보상 회로 302A 내에서, RA의 값은 N+1개의 레지스터 (예를 들어, R0, R1,..., RN)으로 나뉘어질 수 있고, 도시된 바와 같이, 레지스터 410-414는 스위치 416-420와 각각 병렬 연결될 수 있다. 스위치 416-420의 작동이 스위치 조절 회로 304(도 3)에 의하여 조절될 수 있다는 것은 높이 평가할 만하다.
도 4 내에서, 적응형 보상 회로 302A의 정적 상태 조건에 대하여, 모든 스위치 416-420는 스위치 조절 회로 304에 의하여 꺼질 수 있고 (또는 열릴 수 있고), 이에 의하여 다음과 같은 결과를 얻고 이는 안정 시스템이다.
Figure 112006066342663-pct00002
그러나, 과도 현상이 출력 전압 106에서 일어나고 그 효과는 피드백 전압 212으로 하여금 미리 한정된 범위 이하 또는 밖으로 이동시킬 정도로 충분히 크다면, 모든 스위치 416-420는 켜질 수 있고 (또는 닫힐 수 있고) 이에 의하여 RA는 레지스터 408(R0)의 저항과 같아진다. 그리고 상기에서 도시된 식 1에 따라, RA가 줄어들 때, 적응형 보상 회로 302A의 게인의 크기는 증가한다. 이와 같이, 적응형 보상 회로 302A는 피드백 전압 212이 참조 전압 206의 값으로 더욱 빨리 돌아오도록 하는 것에 의하여 과도 현상에 더욱 빠르게 응답할 수 있고, 이는 출력 전압 106을 정적 상태의 값으로 더욱 빠르게 돌아오도록 한다. 또한, 적응형 보상 회로 302A 내에서 안정성을 유지하기 위하여, 스위치 416-420는 스위치 416(S1)으로부터 스위치 420(SN)까지 점차 꺼질 수 있다 (또는 열릴 수 있다).
도 4의 적응형 보상 회로 302A의 작동을 더욱 상세하게 기재하기 위하여, 도 5는 적응형 보상 회로 302A와 관련하여 기재될 것이다. 도 5는 부하 전류 502가 낮은 레벨로부터 높은 레벨까지 증가할 때 피드백 전압 212A과 관련된 과도 현상을 나타내는 본 발명의 다양한 태양에 따른 대표적인 타이밍도 500이다. 특히, 타이밍도 500는 피드백 전압 212A과 관련된 과도 현상에 대응하여 스위치 416-420가 켜지거나 꺼질 때를 나타낸다.
도 5 내에서, 피드백 전압 212A의 초기 값은 참조 전압 206A의 값과 거의 동일하다. 그러나, 부하 전류 502가 낮은 레벨로부터 높은 레벨까지 증가할 때, 과도 현상이 출력 전압 106에 일어나고, 이는 피드백 전압 212A의 값이 참조 전압 206A의 값 아래로 떨어지도록 할 수 있다. 출력 전압 106으로의 과도 현상이 충분히 크다면, 피드백 전압 212A의 값이 t0에서 (1-Δ%)VREF 스레숄드 504 아래로 떨어지도록 할 수 있다. 피드백 전압 212A이 t0에서 (1-Δ%)VREF 스레숄드 504의 값을 넘으면, 적응형 보상 회로 302A(도 4)의 모든 스위치 416, 418 및 420는 화살표 512, 514 및 516에 의하여 나타난 것과 같이 거의 동시에 닫힐 수 있다.
특히, t0에서 신호 506, 508 및 510이 각 스위치 416, 418 및 420을 닫거나 켜기 위한 스위치 조절 회로 304(도 3)에 의하여 신호 출력을 각각 나타낼 수 있다. 이와 같이, 대표적인 신호 506-510는 적응형 보상 회로 302A의 스위치 416, 418 및 420을 켜거나 닫기 위하여 각각 t0에서 낮은 전압 레벨로부터 높은 전압 레벨까지 바뀔 수 있다. 그러므로, 적응형 보상 회로 302A의 RA의 저항은 레지스터 408의 저항 (또는 임피던스)와 거의 동일할 것이고, 이에 의하여 RA의 저항을 줄인다. 식 1 내에서 RA의 값을 줄이는 것에 의하여, 적응형 보상 회로 302A와 관련된 전달 기능(또는 게인)은 더 커지고, 이는 피드백 전압 212A이 참조 전압 206A의 값으로 더욱 빠르게 돌아오게 할 수 있다. 그러나, 전달 함수 (또는 게인)이 더 커짐과 동시에, 보상 시스템 302A은 안정하지 않게 될 수 있고, 이는 피드백 전압 212A이 참조 전압 206A을 크게 넘도록 할 수 있다.
이와 같이, 도 5 내에서, 피드백 전압 212A이 시간 t1에서 첫 번째 시간 동안 참조 전압 206A과 교차하여 되돌아오면, 적응형 보상 회로 302A(도 4)의 스위치 (예를 들어, 416)는 (화살표 518에 의하여 지시된 것과 같이) 꺼지거나 열릴 수 있고, 이에 의하여 RA의 값에 더욱 큰 임피던스 (예를 들어, 레지스터 410)를 추가하고, 이는 보상 시스템 302A을 더욱 안정적으로 만들 수 있다. 특히, 대표적인 신호 506가 t1에서 높은 전압 레벨로부터 낮은 전압 레벨로 바뀌어 적응형 보상 회로 302A의 스위치 416를 끄거나 열 수 있다. 비슷한 방법으로, 시간 ti에서 다음 오드 타임(카운트 또는 사건)동안 피드백 전압 212A이 참조 전압 206A과 교차할 때, 보상 시스템 302A의 i번째 스위치 Si(예를 들어, 418)는 대표적인 신호 508가 높은 전압 레벨로부터 낮은 전압 레벨로 바뀔 때 (화살표 520에 의하여 지시한 것과 같이) 꺼지거나 열릴 수 있다. 결국, 시간 tN에서 다음 오드 타임(또는 카운트 또는 사건) 동안 피드백 전압 212A이 참조 전압 206A과 교차할 때, N번째 스위치 SN(예를 들어, 420)는 대표적인 신호 510가 높은 전압 레벨로부터 낮은 전압 레벨로 바뀔 때 (화살표 522에 의하여 나타낸 것과 같이) 꺼지거나 열릴 수 있다. 이와 같이, 보상 시스템 302A의 RA의 저항 또는 임피던스는 피드백 전압 212A이 참조 전압 206A의 값으로 되돌아오는 동안 크게 증가할 수 있다. 그러므로, 피드백 전압 212A은 보상 시스템 302A 내에서 안정성을 달성하는 동안 빠르게 (또는 더욱 재빨리) 참조 전압 206A으로 되돌아올 수 있다.
스위치 조절 회로 304에 의한 적응형 보상 회로 302A의 스위치 416-420의 작동이 부하 전류 502가 높은 레벨로부터 낮은 레벨로 떨어질 때의 조건과 유사할 수 있으므로, 이에 의하여 피드백 전압 212A이 상기 (1+Δ%)VREF 스레숄드(도시되지 않음)를 초과하도록 출력 전압 106에 과도 현상이 일어나게 된다. 적응형 보상 회로 302A의 적용에 따라, (1-Δ%)VREF 스레숄드 504 및 (1+Δ%)VREF 스레숄드는 매우 다양한 방법으로 실행될 수 있다. 예를 들어, 델타 퍼센티지 (Δ%)는 2.5%일 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
도 4 내에서, 레지스터 408, 410, 412 및 414에 대한 각각의 저항 또는 임피던스 값을 결정하기 위하여 시뮬레이션이 사용될 수 있다는 것이 이해된다. 한 태양에서, 레지스터 408(R0)에 대한 적절한 저항값은 단일 과도 현상의 발생에 대하여 피드백 전압 212A이 낮은 스레숄드 (1-Δ%)VREF 504 및 높은 스레숄드 (1+Δ%)VREF값과 교차하는 것을 방지한다. 이와 같이, 피드백 전압 212A의 진동을 피할 수 있다. 또한, 레지스터 410(R1)의 임피던스 값은 408(R0)의 임피던스보다 적을 수 있다. 예를 들어, 한 태양에서, 레지스터 410(R1)의 임피던스는 408(R0)의 임피던스의 거의 반일 수 있다. 또한, 레지스터 410에서 레지스터 414까지 각각의 연속적인 레지스터는 그 전의 인접한 레지스터보다 더 작은 임피던스를 가지고 실행될 수 있다. 예를 들어, 한 태양에서, 레지스터 410-414의 각 연속적인 임피던스 값은 이전의 인접한 레지스터의 거의 반이 될 수 있다.
도 4의 적응형 보상 시스템 302A 내에서, 캐패시터 402의 제 1 말단은 피드백 전압 212를 받기 위하여 연결될 수 있고 레지스터 408의 제 1 말단으로 연결될 수 있다. 레지스터 408의 제 2 말단은 스위치 416의 제 1 말단 및 레지스터 410의 제 1 말단으로 연결될 수 있다. 레지스터 410의 제 2 말단은 스위치 416의 제 2 말단으로 연결될 수 있다. 레지스터 410의 제 2 말단 및 스위치 416의 제 2 말단은 레지스터 412와 같은 다른 레지스터의 제 1 말단 및 스위치 418와 같은 다른 스위치의 제 1 말단으로 연결될 수 있다. 레지스터 412의 제 2 말단은 스위치 418의 제 2 말단으로 연결될 수 있다. 레지스터 412의 제 2 말단 및 스위치 418의 제 2 말단은 레지스터 414와 같은 다른 레지스터의 제 1 말단 및 스위치 420과 같은 다른 스위치의 제 1 말단으로 연결될 수도 있다. 레지스터 414의 제 2 말단은 스위치 420의 제 2 말단, 캐패시터 402의 제 2 말단, 증폭기 422의 제 1 입력, 및 캐패시터 404의 제 1 말단으로 연결될 수 있다. 증폭기 422의 제 2 입력은 전압 레퍼런스 206를 받기 위하여 연결될 수 있다. 캐패시터 404의 제 2 말단은 레지스터 406의 제 2 말단이 증폭기 422의 출력으로 연결될 수 있는 동안 레지스터 406의 제 1 말단으로 연결될 수 있다. 증폭기 422의 출력이 적응형 보상 회로 302A의 보상 전압 306을 출력할 수 있음이 이해된다.
적응형 보상 회로 302A의 RA는 레지스터 410-414 및 스위치 416-420와 유사한 어떠한 수의 레지스터 및 스위치와 함께 실행될 수 있다. 또한, 적응형 보상 회로 302A의 RA는 스위치 416과 함께 단지 레지스터 408 및 410으로 실행될 수 있다. 이와 같이, 레지스터 410의 제 2 말단은 스위치 416의 제 2 말단, 캐패시터 402의 제 2 말단, 증폭기 422의 제 1 입력, 및 캐패시터 404의 제 1 말단으로 연결될 수 있다. 이와 같이, 적응형 보상 회로 302A의 RA는 레지스터 408의 임피던스 또는 레지스터 408 및 410의 결합된 임피던스와 거의 동일할 수 있다. 그러나, 적응형 보상 회로 302A의 RA가 다양한 방법으로 실행될 수 있고, 그 임피던스는 동적으로 변형, 조정, 변경되거나 바뀔 수 있다는 것이 높이 평가될 만하다. RA는 적응형 보상 회로 302A의 조정 가능 레지스턴스 (또는 임피던스)로써 언급될 수 있다.
도 4 내에서, 부가적인 요소 또는 구성이 적응형 보상 시스템 302A의 일부로써 포함될 수 있다. 또한, 더 적은 요소 및 구성이 적응형 보상 302A 내에서 이용될 수 있다. 다양한 태양에서, 적응형 보상 302A에 레퍼런스와 함께 기재되는 작용은 사용자에 의한 어떠한 상호 작용 없이 자동으로 수행될 수 있다. 적응형 보상 302A에 레퍼런스와 함께 기재되는 작용은 소프트웨어, 펌웨어, 전자 하드웨어, 또는 그들의 조합에 의하여 수행될 수 있다.
도 6은 본 발명의 다양한 태양에 따른 대표적인 적응형 보상 회로 302B의 개략도이다. 도 6의 적응형 보상 회로 302A는 도 4의 적응형 보상 회로 302A와 유사한 방법으로 작동한다. 그러나, 과도 현상이 출력 전압 106에 일어날 때, 스위치 조절 회로 304(도 3)는 과도 현상에 걸쳐 실시간으로 도 6의 적응형 보상 회로 302B의 캐패시턴스를 바꾸어 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 102A의 과도 응답 시간을 줄일 수 있다. 특히, 출력 전압 106에서 과도 현상에 대응하여, 스위치 조절 회로 304는 적응형 보상 회로 302B의 CB(예를 들어, C0, C1, Ci, 및 CN)의 캐패시턴스를 동적으로 증가시키거나 줄일 수 있다. 그러므로, 피드백 전압 212은 보상 시스템 302A 내에서 안정성을 얻는 동안 참조 전압 206을 더욱 빠르게 (또는 더욱 재빨리) 되돌릴 수 있다.
적응형 보상 회로 302B 내에서, CB의 값은 N+1개의 캐패시터 (예를 들어, C0, C1, ..., CN)으로 나뉠 수 있고, 도시된 바와 같이, 각 캐패시터 604-610는 각 스위치 416-420 각각에 직렬로 연결될 수 있다. 적응형 보상 회로 302B의 정적 상태 조건에 대하여 모든 스위치 416-420가 스위치 조절 회로 304에 의하여 켜질 수 있고 (또는 닫힐 수 있고), 이에 의하여 캐패시터 604(C0), 606(C1), 608(Ci) 및 610(CN)의 결합 캐패시턴스가 얻어지고:
Figure 112006066342663-pct00003
안정된 시스템의 결과를 낳는다.
도 6의 적응형 보상 회로 302B의 작용을 더욱 상세하기 기재하기 위하여, 도 5가 적응형 보상 회로 302B에 관하여 기재할 것이다. 도 5 내에서, 피드백 전압 212A의 초기값이 참조 전압 206A의 값과 거의 동일하다는 것을 알 수 있다. 그러나, 부하 전류 502가 낮은 레벨로부터 높은 레벨까지 증가할 때, 과도 현상이 출력 전압 106에 일어나, 피드백 전압 212A의 값이 참조 전압 206A의 값 아래로 떨어지도록 할 수 있다. 출력 전압 106의 과도 현상이 충분히 크다면, 이는 피드백 전압 212A이 t0에서 (1-Δ%)VREF 스레숄드 504 아래로 떨어지도록 할 수 있다. 피드백 전압 212A이 t0에서 (1-Δ%)VREF 스레숄드 504의 값과 교차하면, 적응형 보상 회로 302B(도 6)의 모든 스위치 416, 418 및 420은 화살표 512, 514 및 516에 의하여 지시된 것과 같이 동시에 열리거나 꺼질 수 있다.
특히, t0에서 신호 506, 508 및 510은 스위치 416, 418 및 420를 각각 열거나 끄기 위하여 스위치 조절 회로 304(도 3)에 의하여 신호 출력을 나타낼 수 있다. 이와 같이, 대표적인 신호 506-510는 t0에서 낮은 전압 레벨로부터 높은 전압 레벨로 바뀌어 적응형 보상 회로 302B의 스위치 416, 418 및 420를 켜거나 닫을 수 있다. 그러므로, 적응형 보상 회로 302B의 CB의 캐패시턴스는 캐패시터 604의 캐패시턴스와 거의 동일할 것이고, 이에 의하여 CB의 캐패시턴스를 줄인다. 식 1 내에서 CB의 값을 줄이는 것에 의하여 적응형 보상 회로 302B와 관련된 전달 기능 (또는 게인)이 더욱 커지게 되고, 피드백 전압 212A이 참조 전압 206A의 값으로 재빨리 돌아오도록 할 수 있다. 그러나, 전달 기능 (또는 게인)이 더 커지는 것과 동시에, 보상 시스템 302B이 안정적이지 않게 될 수 있고, 이는 피드백 전압 212A이 참조 전압 206A을 크게 넘어서는 값을 가지게 할 수 있다.
이와 같이, 도 5 내에서, 피드백 전압 212A이 돌아와 t1에서 첫 번째 시간 동안 참조 전압 206A을 면, 적응형 보상 회로 302B(도 6)의 스위치(예를 들어, 416)는 (화살표 518에 의하여 지시된 것과 같이) 켜지거나 닫힐 수 있고, 이에 의하여 더욱 큰 캐패시턴스 (예를 들어 캐패시터 606)를 CB의 값에 더하여 보상 시스템 302B를 더욱 안정하게 할 수 있다. 특히, 대표적인 신호 506는 t1에서 높은 전압 레벨로부터 낮은 전압 레벨로 바뀌어 적응형 보상 회로 302B의 스위치 416를 켜거나 닫을 수 있다. 유사한 방법으로, ti에서, 다음 오드 타임(또는 카운트 또는 사건)동안 피드백 전압 212A이 참조 전압 206A과 교차할 때, 보상 시스템 302A의 i번째 스위치 Si(예를 들어, 418)는 대표적인 신호 508가 높은 전압 레벨로부터 낮은 전압 레벨로 바뀔 때 (화살표 520에 의하여 지시된 것과 같이) 켜지거나 닫힐 수 있다. 결국, tN에서 다음 오드 타임(또는 카운트 또는 사건) 동안 피드백 전압 212A이 참조 전압 206A과 교차할 때, N번째 스위치 SN(예를 들어, 420)은 대표적인 신호 510이 높은 전압 레벨로부터 낮은 전압 레벨로 변할 때 (화살표 522에 의하여 지시된 것과 같이) 켜지거나 닫힐 수 있다. 이와 같이, 보상 시스템 302B의 CB의 전기 용량은 피드백 전압 212A이 참조 전압 206A의 값으로 되돌아오는 동안 크게 증가할 수 있다. 그러므로, 피드백 전압 212A은 보상 시스템 302B 내에서 안정성을 얻는 동안 빠르게 (또는 더욱 재빨리) 참조 전압 206A으로 되돌아 올 수 있다.
스위치 조절 회로 304에 의한 적응형 보상 회로 302B의 스위치 416-420의 작동이 부하 전류 502가 높은 레벨로부터 낮은 레벨로 떨어질 때의 조건과 유사할 수 있고, 이에 의하여 피드백 전압 212A이 상기 (1+Δ%)VREF 스레숄드 (도시되지 않음)를 초과하도록 하는 출력 전압 106으로 과도 현상을 일으킨다. 적응형 보상 회로 302B의 적용에 따라, (1-Δ%)VREF 스레숄드 504 및 (1+Δ%)VREF 스레숄드 각각은 다양한 방법으로 실행될 수 있다. 예를 들어, 델타 퍼센티지 (Δ%)는 2.5%일 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
도 6 내에서, 캐패시터 604, 606, 608 및 610에 대한 각각의 용량 값을 결정하기 위하여 시뮬레이션이 이용될 수 있다는 것이 이해된다. 한 태양에서, 캐패시터 604 (C0)에 대한 적절한 용량 값은 단일 과도 현상 발생에 대응하여 피드백 전압 212A이 낮은 스레숄드 (1-Δ%)VREF 504 및 높은 스레숄드 (1+Δ%)VREF과 교차하는 것을 방지한다. 이와 같이, 피드백 전압 212A의 진동을 막을 수 있다. 또한, 캐패시터 606(C1)의 전기 용량 값은 캐패시터 604 (C0)의 전기 용량 값보다 더 작을 수 있다. 예를 들어, 한 태양에서, 캐패시터 606(C1)의 캐패시턴스는 캐패시터 604(C0)의 캐패시턴스의 거의 반이 될 수 있다. 또한, 캐패시터 606으로부터 캐패시터 610을 통한 각각의 연속적인 캐패시터는 이전의 인접 캐패시터보다 더 작은 캐패시턴스를 가지고 실행될 수 있다. 예를 들어, 한 태양에서 캐패시터 606-610의 각각의 연속적인 전기 용량 값은 이전 인접 캐패시터의 약 절반이 될 수 있다.
도 6의 적응형 보상 시스템 302B 내에서, 캐패시터 402의 제 1 말단은 피드백 전압 212을 받기 위하여 연결될 수 있고 레지스터 602의 제 1 말단에 연결될 수 있다. 레지스터 602의 제 2 말단은 캐패시터 402의 제 2 말단, 증폭기 422의 제 1 말단, 캐패시터 604의 제 1 말단, 스위치 416의 제 1 말단, 스위치 418의 제 1 말단, 및 스위치 420의 제 1 말단으로 연결될 수 있다. 또한, 스위치 416의 제 2 말단은 스위치 418의 제 2 말단이 캐패시터 608의 제 1 말단으로 연결되는 동안 캐패시터 606의 제 1 말단으로 연결될 수 있다. 스위치 420의 제 2 말단은 캐패시터 610의 제 1 말단으로 연결될 수 있다. 또한, 캐패시터 610의 제 2 말단은 캐패시터 608의 제 2 말단, 캐패시터 606의 제 2 말단, 캐패시터 604의 제 2 말단, 및 레지스터 406의 제 1 말단으로 연결될 수 있다. 레지스터 406의 제 2 말단은 증폭기 422의 출력으로 연결될 수 있다. 증폭기 422의 출력이 적응형 보상 회로 302B의 보상 전압 306을 출력할 수 있음은 높이 평가할 만하다.
적응형 보상 회로 302B의 CB는 캐패시터 606-610 및 스위치 416-420에 유사한 어떠한 수의 캐패시터 및 스위치로 실행될 수 있다. 또한, 적응형 보상 회로 302B의 C는 스위치 416와 함께 단지 캐패시터 604 및 606로 실행될 수 있다. 이와 같이, 캐패시터 604의 제 2 말단은 캐패시터 606의 제 2 말단 및 레지스터 406의 제 1 말단으로 연결될 수 있다. 이와 같이, 적응형 보상 회로 302B의 CB는 캐패시터 604의 캐패시턴스 또는 캐패시터 604 및 606의 캐패시턴스의 합과 거의 동일할 수 있다. 그러나, 적응형 보상 회로 302B의 CB가 매우 다양한 방법으로 실행될 수 있고, 그 캐패시턴스가 동적으로 변형, 조정, 변경 또는 바뀔 수 있음은 높이 평가할 만하다. CB는 적응형 보상 회로 302B의 조정 가능한 캐패시턴스로써 언급될 수 있다.
본 발명의 다양한 태양에 따라, 도 6의 적응형 보상 회로 302B의 CB의 조정 가능한 캐패시턴스는 도 4의 적응형 보상 회로 302A의 RA의 조정 가능한 임피던스 (또는 레지스턴스)과 결합할 수 있다. 이와 같이, 스위치 조절 모듈 304은 결합된 적응형 보상 회로의 RA의 임피던스 및/또는 CB의 캐패시턴스를 동적으로 조절하거나 조정할 수 있다.
도 6 내에서, 부가적인 요소 또는 구성이 적응형 보상 회로 302B의 일부로써 포함될 수 있다. 또한, 더 적은 요소 또는 구성은 적응형 보상 302B 내에서 이용될 수 있다. 다양한 태양에서, 적응형 보상 302B에 레퍼런스와 함께 기재된 작용은 사용자에 의한 상호 작용 없이 자동으로 수행될 수 있다. 적응형 보상 302B에 레퍼런스와 함께 기술된 작용은 소프트웨어, 펌웨어, 전자 하드웨어, 또는 그들의 조합에 의하여 수행될 수 있다.
도 7은 본 발명의 다양한 태양에 따른 대표적인 스위치 조절 회로 304A의 개략도이다. 스위치 조절 회로 304A는 도 4의 적응형 보상 회로 302A의 RA의 임피던스를 조절하기 위하여 여기에서 기술된 것과 유사한 방법으로 작동할 수 있다. 또한, 스위치 조절 회로 304A는 도 6의 적응형 보상 회로 302B의 CB의 캐패시턴스를 조절하기 위하여 여기에서 기술된 것과 유사한 방법으로 작동할 수 있다. 그러나, 스위치 조절 회로 304A는 이들 실시에 한정되는 것은 아니다.
부하 전류 (예를 들어, 502)가 증가할 때, 피드백 전압 212은 (1-Δ%)VREF 스레숄드 504A 아래로 떨어질 수 있다. 이와 같이, 스위치 조절 회로 304A는 피드백 전압 212를 받기 위하여 각각 연결되는 비교기 702 및 704를 포함할 수 있다. 또한, 비교기 702는 비교기 704가 그 입력의 하나로써 (1-Δ%)VREF 504A를 가지는 동안, 입력으로써 (1+Δ%)VREF 701을 가진다. 그러므로 피드백 전압 212이 예를 들어 (1-Δ%)VREF 스레숄드 504A 아래로 가면, 비교기 702 및 704의 출력은 각각 낮은 전압 (예를 들어, 논리 0)을 출력할 수 있고, 논리 AND 게이트 708가 이를 받는다. AND 게이트 708는 낮은 전압(예를 들어, 논리 0)을 가지는 클리어(CLR) 신호 714를 출력하고, XQ 출력이 논리 1 (예를 들어, 높은 전압)이 되는 스위치 신호 506를 만드는 동안 D 플립플롭 718의 Q 출력이 논리 0이 되도록 할 수 있다. 계속하여, D 플립플롭 720, 722 및 724의 XQ 출력은 각각 스위치 신호 507, 508 및 510을 각각 만들 것이고, 이는 각각 논리 1(예를 들어, 높은 전압)이 된다. 스위치 신호 506, 508 및 510의 스위치 신호의 전압 변화는 도 5의 타이밍도 500의 대표적인 신호 506, 508 및 510 내에서 나타내질 수 있다.
도 7 내에서, 비교기 706는 피드백 전압 파형 212이 참조 전압 206과 교차하는 때를 결정하기 위하여 참조 전압 206 및 피드백 전압 212을 비교할 수 있다. 비교기 706에 의한 신호 출력은 XOR 게이트 712로 하여금 펄스를 발생시키도록 할 수 있는 논리 XOR 회로 712 및 딜레이 회로 710에 의하여 받아들여질 수 있고, 펄스의 너비는 딜레이 회로 710의 딜레이에 의하여 결정될 수 있다. 이와 같이, 피드백 전압 212이 참조 전압 206과 교차하는 때, XOR 712로부터 출력 펄스 신호가 D 플립플롭 718-724에 대한 클럭(CLK) 신호 716로써 사용될 수 있다.
피드백 전압 212이 첫 번째 시간 동안 참조 전압 206과 교차하면, D 플립플롭 718의 데이타 (D) 입력은 논리 1(예를 들어, 높은 전압)이고, 그 Q 출력은 논리 1 또는 높은 전압으로 갈 것이고 그 XQ는 논리 0 또는 낮은 전압으로 갈 것이며, 이에 의하여 스위치 신호 506(S1)가 높은 전압으로부터 낮은 전압으로 가도록 할 수 있다. 그러나, 다른 스위치 신호 507(S2), 508(Si) 및 510(SN)은 D 플립-플롭 720-724를 각각 바꾸지 않는다. 그리고 피드백 전압 212이 다음 오드 넘버 시간 동안 전압 레퍼런스 206과 교차하면, 스위치 조절 회로 304A는 제 2 CLK 펄스 716를 만들 수 있고, D 플립플롭 718의 Q 출력에서 논리 1은 D 플립플롭 720의 D 입력으로 전달될 수 있다. 이와 같이, D 플립플롭 720의 Q 출력은 논리 1 또는 높은 전압으로 갈 수 있고 그 XQ 출력은 논리 0 또는 낮은 전압으로 갈 수 있으며, 이에 의하여 스위치 신호 507(S2)가 높은 전압으로부터 낮은 전압으로 가도록 할 수 있다. 피드백 전압 212에 의하여 참조 전압 206과 교차하는 비슷한 유형과 함께, 스위치 조절 회로 304A의 D 플립플롭 (예를 들어, 722 및 724)의 XQ 출력이 점점더 많이 높은 전압으로부터 낮은 전압으로 바뀔 수 있다.
도 7 내에서, 비교기 702 및 704는 윈도우 비교기를 포함한다. 이와 같이, 피드백 전압 212이 참조 전압 (1+Δ%)VREF 스레숄드 701보다 더 높은 델타 퍼센티지(Δ%) 또는 참조 전압 (1-Δ%)VREF 스레숄드 504A보다 더 낮은 델타 퍼센티지에 도달할 때, 클리어 신호 714는 논리 0으로 나타날 수 있고 모든 D 플립플롭 레지스터 718-724는 0으로 리셋될 수 있다. 이와 같이, D 플립플롭 레지스터 718-724의 XQ 출력은 논리 1로 갈 수 있고, 이는 적응형 보상 회로 302A(도 4)의 모든 스위치 416-420을 켤 수 있거나 적응형 보상 회로 302B(도 6)의 모든 스위치 416-420을 끌 수 있다.
피드백 전압 212이 첫 번째 시간 동안 참조 전압 206과 교차할 때, 비교기 706의 출력은 토글할 것이고, 이는 딜레이 모듈 710 및 XOR 게이트 712에 의하여 받아들여질 수 있다. XOR 게이트 712는 클럭 신호 716를 만들 수 있고, 이는 D 플립플롭 레지스터 718-724의 모든 클럭 입력을 조절한다. 예를 들어, D 플립플롭 레지스터 718의 데이타 입력 D은 논리 1 (또는 높은 전압)로 연결될 수 있다. 이와 같이, 클럭 신호 71를 받을 때, D 플립플롭 레지스터 718의 Q 출력에 저장된 데이터는 논리 0(또는 낮은 전압)으로부터 논리 1 (또는 높은 전압)로 바뀔 수 있고 XQ 출력은 논리 1로부터 논리 0으로 출력 스위치 신호 506를 바꿀 수 있다. 이와 같이, 출력 스위치 신호 506는, 예를 들어 적응형 보상 회로 302A(도 4)의 스위치 416를 끄거나 적응형 보상 회로 302B(도 6)의 스위치 416를 켤 수 있다. 모든 D 플립플롭 레지스터 720-724에 대하여, 데이타 입력 D는 이전 D 플립플롭 레지스터의 데이타 출력 Q로 연결된다. 이와 같이, 피드백 전압 212이 i번째 오드 타임 동안 참조 전압 206과 교차할 때, 출력 스위치 신호 508는 논리 1로부터 논리 0으로 바뀔 수 있고, 예를 들어 이는 적응형 보상 회로 302A(도 4)의 스위치 418를 끄거나 적응형 보상 회로 302B(도 6)의 스위치 418를 켤 수 있다. 이와 같이, 적응형 보상 회로 302A 및 302B의 스위치 416-420가 스위치 조절 회로 304A에 의하여 조절될 수 있고, 적응형 보상 회로 302A 및 302B 내에서 안정성을 유지한다.
도 7 내에서, 비교기 702의 제 1 입력이 (1+Δ%)VREF 스레숄드 701를 받기 위하여 연결될 수 있고 비교기 702의 제 2 입력은 피드백 전압 212을 받기 위하여 연결될 수 있다. 비교기 704의 제 1 입력이 (1-Δ%)VREF 스레숄드 504A를 받기 위하여 연결될 수 있고 비교기 704의 제 2 입력은 피드백 전압 212을 받기 위하여 연결될 수 있다. 비교기 704의 출력이 AND 게이트 708의 제 2 입력으로 연결될 수 있는 동안 비교기 702의 출력은 AND 게이트 708의 제 1 입력으로 연결될 수 있다. (클리어 신호 714를 만들 수 있는) AND 게이트 708의 출력이 D 플립플롭 718, 720, 722 및 724의 각 클리어(CLR) 또는 리셋 입력으로 연결될 수 있다. 비교기 706의 제 2 입력이 참조 전압 206을 받기 위하여 연결될 수 있는 동안 비교기 706의 제 1 입력이 피드백 전압 212을 받기 위하여 연결될 수 있다. 비교기 706의 출력은 딜레이 회로 710의 입력 및 XOR 논리 게이트 712의 제 1 입력으로 연결될 수 있다. 딜레이 회로 710의 출력이 XOR 게이트 712의 제 2 입력으로 연결될 수 있다. (클럭 신호 716를 만들 수 있는) XOR 게이트 712의 출력이 D 플립플롭 718, 720, 722 및 724의 각각의 클럭(CLK) 입력으로 연결될 수 있다. (스위치 신호 506를 만들 수 있는) D 플립플롭 718의 XQ 출력은 도 4의 스위치 416 및/또는 도 6의 스위치 416의 작동을 조절하기 위하여 연결될 수 있다. D 플립플롭 722의 XQ 출력은 도 4의 스위치 418 및/또는 도 6의 스위치 418의 작동을 조절하기 위하여 연결될 수 있다. D 플립플롭 724의 XQ 출력은 도 4의 스위치 420 및/또는 도 6의 스위치 420의 작동을 조절하기 위하여 연결될 수 있다. D 플립플롭 720의 XQ 출력은 보상형 회로 302A의 (도시되지 않은) 스위치 또는 보상형 회로 302B의 (도시되지 않은) 스위치의 작동을 조절하기 위하여 연결될 수 있다.
도 7 내에서, 스위치 조절 시스템 304A은 D 플립플롭 718-724와 유사한 어떠한 수의 D 플립플롭으로 실행될 수 있다. 또한, 스위치 조절 시스템 304A는 D 플립플롭 718으로 실행될 수 있다. 부가적인 요소 또는 구성이 스위치 조절 시스템 304A의 일부로써 포함될 수 있다. 또한, 더 적은 요소 또는 구성은 스위치 조절 304A 내에서 이용될 수 있다. 다양한 태양에서, 스위치 조절 304A에서 참조와 함께 기재된 작용은 사용자에 의한 어떠한 상호 작용 없이 자동으로 실행될 수 있다. 스위치 조절 시스템 304A에 레퍼런스와 함께 기재되는 작용은 소프트웨어, 펌웨어, 전자 하드웨어, 또는 그들의 조합에 의하여 실행될 수 있다.
도 8은 본 발명의 다양한 태양에 따른 적응형 보상 (예를 들어, 208)을 가진 부스트 컨버터 (예를 들어, 102A)와 동일한 시험 조건에 대하여 적응형 보상이 없는 부스트 컨버터 사이의 부하 과도 현상 시뮬레이션 결과를 나타낸다. 특히, 도 8은 적응형 보상을 가지는 부스트 컨버터 및 적응형 보상을 가지지 않는 부스트 컨버터에 적용되는 부하 전류 842에 있어서 변화를 보여주는 그래프 840를 포함한다. 그와 같이, 도 8의 그래프 800는 부하 전류 842의 변화에 유발되는 과도 현상과 함께 본 발명의 태양에 따른 적응형 보상을 가진 부스트 컨버터로부터의 출력 전압 802을 나타낸다. 또한, 도 8의 그래프 820는 부하 전류 842의 변화에 의하여 유발되는 과도 현상과 함께 적응형 보상이 없는 부스트 컨버터로부터 출력 전압 822을 나타낸다.
그래프 840에 의하여 나타낸 바와 같이, 부하 전류 842가 2밀리세컨드(ms)에서 0.2암페어(A)로부터 1.2A까지 증가할 때, 적응형 보상을 가진 부스트 컨버터의 (그래프 800 내에서) 출력 전압 802은 약 0.19ms의 과도 시간으로 반응할 수 있다. 반대로, 그래프 820 내에서, 적응형 보상을 가지지 않는 부스트 컨버터의 출력 전압 822은 약 0.36ma의 과도 시간으로 반응할 수 있다. 이와 같이, 본 발명의 태양에 따른 적응형 보상을 가진 부스트 컨버터는 적응형 보상을 가지지 않은 부스트 컨버터보다 약 1.8947배 더 빠른 과도 시간을 가진다. 그러므로, 본 발명의 다양한 태양에 따른 적응형 보상(예를 들어, 208)을 가진 부스트 컨버터(예를 들어, 102A)는 출력 전압 802을 더욱 안정하게 유지할 수 있다.
또한, 그래프 840에 의하여 도시된 바와 같이, 부하 전류 842가 4ms에서 1.2A로부터 0.2A까지 줄어들 때, 본 발명의 한 태양에 따른 적응형 보상을 가진 부스트 컨버터의 (그래프 800 내에서)출력 전압 802이 약 0.07ms의 과도 시간으로 반응할 수 있다. 반대로, 그래프 820 내에서, 적응형 보상을 가지지 않은 부스트 컨버터의 출력 전압 822은 약 0.32ms의 과도 시간으로 반응할 수 있다. 그러므로, 본 발명의 한 태양에 따른 적응형 보상을 가진 부스트 컨버터는 적응형 보상을 가지지 않은 부스트 컨버터보다 약 4.5714배 더 빠른 과도 시간을 가진다. 이와 같이, 본 발명의 다양한 태양에 따른 적응형 보상(예를 들어, 208)을 가진 부스트 컨버터 (예를 들어, 102A)는 출력 전압 802을 더욱 안정적으로 유지할 수 있다.
도 8 내에서, 그래프 800, 820 및 840의 각각의 X 축은 밀리세컨드를 나타낸다. 또한, 그래프 800 및 820의 각각의 Y 축은 전압(V) 값을 나타낸다. 또한, 그래프 840의 Y 축은 전기 전류를 암페어(A)로 나타낸다.
도 9는 DC-DC 전압 모드 부스트 또는 벅 컨버터의 출력 전압 과도 현상 기간을 줄이기 위한 본 발명의 다양한 태양에 따른 방법 900의 흐름도이다. 방법 900은 컴퓨팅 장치 해독 가능 및 실행 가능 지시 (또는 코드), 예를 들어, 소프트웨어의 조절 하에서 프로세서(들) 및 전기 구성에 의하여 수행될 수 있는 본 발명의 다양한 태양의 대표적인 프로세스를 포함한다. 컴퓨팅 장치 해독 가능 및 실행 가능 지시 (또는 코드)는 컴퓨팅 장치에 의하여 사용될 수 있는 휘발성 메모리, 비휘발성 메모리 및/또는 대량 데이타 저장과 같은 데이타 저장 특징으로 존재할 수 있다. 그러나, 컴퓨팅 장치 해독 가능 및 실행 가능 지시 (또는 코드)는 컴퓨팅 장치 해독 가능 매체의 어떠한 유형으로 존재할 수 있다. 특정 작동이 방법 900에서 개시됨에도, 그러한 작동은 예시적인 것이다. 방법 900은 도 9에 의하여 나타난 모든 작동을 포함할 수 없다. 또한, 방법 900은 도 9에 의하여 도시된 작동의 변형 및/또는 다양한 다른 작동들을 포함할 수 있다. 마찬가지로, 방법 900의 작동의 순서는 변경될 수 있다. 방법 900의 작동은 소프트웨어, 펌웨어, 전자 하드웨어, 또는 그들의 조합에 의하여 수행될 수 있다.
특히, DC-DC 전압 모드 부스트 또는 벅 컨버터의 적응형 보상 회로의 조정 가능 레지스턴스는 증가 또는 높은 저항값 또는 한계점에서 설정될 수 있다. 과도 피드백 전압이 미리 한정된 범위를 초과하는지 여부에 대한 결정이 이루어질 수 있다. 과도 피드백 전압이 DC-DC 전압 모드 부스트 또는 벅 컨버터의 과도 출력 전압과 결합할 수 있다. 과도 피드백 전압이 미리 한정된 범위를 초과하지 않는다면, 결정은 반복될 수 있다. 그러나, 과도 피드백 전압이 미리 한정된 범위를 초과하면, 적응형 보상 회로의 조정 가능 레지스턴스 (또는 임피던스)는 감소 또는 낮은 값 또는 한계점에서 설정될 수 있다. 이어서, 피드백 전압이 참조 전압 값과 교차하는 각 오드 넘버 사건에서, 조정 가능 레지스턴스의 레지스턴스는 높은 저항값 또는 한계점에 도달할 때까지 각 오드 넘버 사건에 관하여 증가할 수 있다. 높은 저항값 또는 한계점에 도달하면, 프로세스 900는 과도 피드백 전압이 미리 한정된 범위를 초과하는지 여부의 결정을 반복하기 위하여 돌아올 수 있다. 이와 같이, DC-DC 전압 모드 부스트 또는 벅 컨버터의 과도 피드백 전압은 시스템 내에서 안정성을 유지하면서 전압 레퍼런스의 값으로 더욱 빨리 되돌아올 수 있다.
도 9의 작동 902에서, DC-DC 전압 모드 부스트 또는 벅 컨버터(예를 들어, 102A 또는 102B)의 적응형 보상 회로 (예를 들어, 302A)의 조정 가능 레지스턴스 또는 임피던스(예를 들어, 도 4의 RA)는 증가 또는 높은 저항값 또는 한계점에서 설정될 수 있다. 작동 902은 다양한 방법으로 실행될 수 있다. 예를 들어, 작동 902은 여기에서 기술된 것과 유사한 방법으로 실행될 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
작동 904에서, 과도 피드백 전압 (예를 들어, 212)이 미리 한정된 범위 또는 스레숄드 (예를 들어, 504 또는 701)를 초과하는지 여부를 결정할 수 있다. 피드백 전압이 DC-DC 전압 모드 부스트 또는 벅 컨버터의 출력 전압 (예를 들어, 106)과 결합할 수 있다. 과도 피드백 전압이 작동 904에서 미리 한정된 범위를 초과하지 않는다면, 프로세스 900는 반복될 수 있는 작동 904의 시작점으로 진행할 수 있다. 그러나, 작동 904에서 과도 피드백 전압이 미리 한정된 범위를 초과하는 것으로 결정된다면, 프로세스 900는 작동 906으로 진행할 수 있다. 작동 904은 다양한 방법으로 실행될 수 있음이 이해된다. 예를 들어, 작동 904은 여기에서 기술된 것과 유사한 방법으로 실행될 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
도 9의 작동 906에서, 적응형 보상 회로의 조정 가능 레지스턴스 또는 임피던스가 감소 또는 낮은 저항값 또는 한계점에서 설정될 수 있다. 작동 906은 다양한 방법으로 실행될 수 있음이 높이 평가된다. 예를 들어, 작동 906은 여기에서 기술된 것과 비슷한 방법으로 실행될 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
작동 908에서, 피드백 전압이 참조 전압(예를 들어, 206)과 동일하거나 교차하는 각 오드 넘버 경우에 대하여, 조정 가능 레지스턴스의 레지스턴스는 높은 저항값 또는 한계점에 도달할 때까지 각 오드 넘버 경우에 관하여 증가할 수 있다. 작동 908은 다양한 방법으로 실행될 수 있다. 예를 들어, 작동 908은 여기에서 기술된 것과 비슷한 방법으로 실행될 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 작동 908을 완성하자마자, 프로세스 900은 작동 904로 진행할 수 있다. 이 유형에서, DC-DC 전압 모드 부스트 또는 벅 컨버터의 출력 전압과 결합한 과도 피드백 전압은 시스템 내에서 안정성을 유지하면서 전압 레퍼런스의 값으로 재빨리 되돌아올 수 있다.
도 10은 DC-DC 전압 모드 부스트 또는 벅 컨버터의 출력 전압 과도 현상의 기간을 줄이기 위한 본 발명의 다양한 태양에 따른 방법 1000의 흐름도이다. 방법 1000은 컴퓨팅 장치 해독 가능 및 실행 가능 지시(또는 코드), 예를 들어, 소프트웨어의 조절 하에서 프로세서(들) 및 전기 구성에 의하여 수행될 수 있는 본 발명의 다양한 태양의 대표적인 프로세스를 포함한다. 컴퓨팅 장치 해독 가능 및 실행 가능 지시(또는 코드)는, 예를 들어, 컴퓨팅 장치에 의하여 사용 가능한 휘발성 메모리, 비휘발성 메모리 및/또는 대량 데이타 저장과 같은 데이타 저장 특성으로 존재할 수 있다. 그러나, 컴퓨팅 장치 해독 가능 및 실행 가능 지시 (또는 코드)는 컴퓨팅 장치 해독 가능 매체의 어떠한 형태로 존재할 수 있다. 특정 작동이 방법 1000에서 개시됨에도 불구하고, 그러한 작동은 예시적인 것이다. 방법 1000은 도 10에 의하여 기술되는 모든 작동을 포함할 수 없다. 또한, 방법 1000은 도 10에 의하여 도시되는 작동의 변형 및/또는 다양한 다른 작동을 포함할 수 있다. 마찬가지로, 방법 1000의 작동의 순서는 바뀔 수 있다. 방법 1000의 작동은 소프트웨어, 펌웨어, 전자 하드웨어, 또는 그들의 조합에 의하여 실행될 수 있다.
특히, DC-DC 전압 모드 부스트 또는 벅 컨버터의 적응형 보상 회로의 조정 가능 캐패시턴스는 증가 또는 높은 캐패시턴스 값 또는 한계점에서 설정될 수 있다. 과도 현상 피드백 전압이 미리 한정된 범위를 초과하는지 여부가 결정될 수 있다. 과도 현상 피드백 전압은 DC-DC 전압 모드 부스트 또는 벅 컨버터의 과도 현상 출력 전압과 결합할 수 있다. 과도 현상 출력 전압이 미리 한정된 범위를 초과하지 않는다면, 그 결정은 반복될 수 있다. 그러나, 과도 피드백 전압이 미리 한정된 범위를 초과하면, 적응형 보상 회로의 조정 가능 캐패시턴스는 감소 또는 낮은 캐패시턴스 값 또는 한계점에서 설정될 수 있다. 이어서, 피드백 전압이 참조 전압 값과 교차하는 각 오드 타임 경우에, 조정 가능 캐패시턴스의 캐패시턴스는 높은 전기 용량 값 또는 한계점에 도달할 때까지 각 오드 넘버 경우에 관하여 증가할 수 있다. 높은 전기 용량 값 또는 한계에 도달하면, 프로세스 1000는 과도 피드백 전압이 미리 한정된 범위를 초과하는지 아닌지의 결정을 반복하기 위하여 되돌아올 수 있다. 이와 같이, DC-DC 전압 모드 부스트 또는 벅 컨버터의 과도 피드백 전압은 시스템 내에서 안정성을 유지하면서 전압 레퍼런스의 값으로 더욱 빨리 되돌아올 수 있다.
도 10의 작동 1002에서, DC-DC 전압 모드 부스트 또는 벅 컨버터(예를 들어, 102A 또는 102B)의 적응형 보상 회로 (예를 들어, 302B)의 조정 가능 캐패시턴스(예를 들어, 도 6의 CB)은 증가 또는 높은 저항값 또는 한계점에서 설정될 수 있다. 작동 1002은 다양한 방법으로 실행될 수 있다. 예를 들어, 작동 1002은 여기에서 기술된 것과 유사한 방법으로 실행될 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
작동 1004에서, 과도 피드백 전압(예를 들어, 212)이 미리 한정된 범위 또는 스레숄드 (예를 들어, 504 또는 701)를 초과하는지 여부를 결정할 수 있다. 피드백 전압은 DC-DC 전압 모드 부스트 또는 벅 컨버터의 출력 전압(예를 들어, 106)과 결합할 수 있다. 과도 피드백 전압이 작동 1004에서 미리 한정된 범위를 초과하지 않으면, 프로세스 1000은 반복될 수 있는 작동 1004의 시작점으로 진행할 수 있다. 그러나, 작동 1004에서 과도 피드백 전압이 미리 정의된 범위를 초과하는 것으로 결정된다면, 프로세스 1000은 작동 1006으로 진행할 수 있다. 작동 1004이 다양한 방법으로 실행될 수 있다는 것이 이해된다. 예를 들어, 작동 1004은 여기에서 기술된 것과 유사한 방법으로 실행될 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
도 10의 작동 1006에서, 적응형 보상 회로의 조정 가능 캐패시턴스는 감소 또는 낮은 전기 용량 값 또는 한계점에서 설정될 수 있다. 작동 1006이 다양한 방법으로 실행될 수 있다는 것이 이해된다. 예를 들어, 작동 1006은 여기에서 기술된 것과 유사한 방법으로 실행될 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
작동 1008에서, 피드백 전압이 참조 전압(예를 들어, 206)의 값과 동일하거나 교차하는 각 오드 넘버 경우에, 조정 가능 캐패시턴스의 캐패시턴스는 높은 전기 용량 값 또는 한계점에 도달할 때까지 각 오드 넘버 경우에 관하여 증가할 수 있다. 작동 1008은 다양한 방법으로 실행될 수 있다. 예를 들어, 작동 1008은 여기에서 기술된 것과 유사한 어떠한 방법으로 실행될 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 작동 1008을 완성하자마자, 프로세스 1000는 작동 1004으로 진행할 수 있다. 이 유형에서, DC-DC 전압 모드 부스트 또는 벅 컨버터의 출력 전압과 결합한 과도 피드백 전압은 시스템 내에서 안정성을 유지하면서 전압 레퍼런스의 값으로 더욱 빠르게 되돌아올 수 있다.
도 11은 본 발명의 다양한 태양에 따른 대표적인 DC-DC 전압 모드 벅 컨버터 회로 102B의 개략도이다. DC-DC 전압 모드 벅 컨버터 102B는 도 2의 컨버터 102의 실시 태양일 수 있다. DC-DC 전압 모드 벅 컨버터 102B의 적응형 보상 회로 302 및 스위치 조절 회로 304는 여기에서 기술된 것과 유사한 방법으로 작동할 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
도 11의 DC-DC 전압 모드 벅 컨버터 102B는 도 3의 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 102A와 유사한 방법으로 연결될 수 있다. 그러나, 도 11의 DC-DC 전압 모드 벅 컨버터 102B 내에서, 드라이버 314의 출력은 트랜지스터 317의 게이트로 연결될 수 있다. 트랜지스터 317의 소스와 그 기질은 트랜지스터 317의 드레인이 다이오드 320의 출력, 및 인덕터 318의 제 1 말단으로 연결될 수 있는 동안 입력 전압 104을 받기 위하여 연결될 수 있다.인덕터 318의 제 2 말단은 레지스터 322의 제 1 말단, 캐패시터 326의 제 1 말단, 레지스터 부하 328의 제 1 말단에 연결될 수 있고, 출력 전압 106을 만들 수도 있다.
도 11 내에서,인덕터 318, 다이오드 320, 트랜지스터 317, 캐패시터 326 및 부하 레지스터 328는 DC-DC 전압 모드 벅 컨버터 102B의 파워 스테이지 (예를 들어, 202)를 포함하는 구성이 될 수 있다.
부가적인 요소 또는 구성은 벅 컨버터 시스템 102B의 일부로써 포함될 수 있다. 또한, 더 적은 요소 또는 구성이 벅 컨버터 102B 내에서 이용될 수 있다. 다양한 태양에서, 벅 컨버터 102B에 레퍼런스와 함께 기재된 작동은 벅 컨버터 102B의 사용자에 의한 어떠한 상호 작용 없이 자동으로 수행될 수 있다. 벅 컨버터 102B에 레퍼런스와 함께 기재된 작용은 소프트웨어, 펌웨어, 전자 하드웨어, 또는 그들의 조합에 의하여 실행될 수 있다.
트랜지스터 316 및 317 각각은 본 발명의 다양한 태양에 따라 다양한 방법으로 실행될 수 있다. 예를 들어, 트랜지스터 317는 PMOS 또는 PFET로써 알려진 P 채널 MOSFET(금속-산화 반도체 필드 효과 트랜지스터)로써 실행될 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 또한, 트랜지스터 316는 NMOS 또는 NFET으로써도 알려진 N 채널 MOSFET으로써 실행될 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다. 트랜지스터 316 및 317 각각은 스위칭 요소로써 언급될 수 있다. 트랜지스터 316 및 317의 게이트, 드레인, 및 소스는 그 트랜지스터의 말단으로써 언급될 수 있다. 또한, 트랜지스ㅌ터 316 및 317의 각각의 게이트는 그 트랜지스터의 조절 말단으로써 언급될 수도 있다.
본 발명에 따른 다양한 태양의 스위치 416, 418 및 420는 다양한 방법으로 실행될 수 있다. 예를 들어, 스위치 416, 418 및 420은 트랜지스터로써 실행될 수 있으나, 이에 한정되는 것은 아니다.
본 발명에 따른 다른 태양 내에서, 여기에서 기술된 어떠한 레지스턴스는 임피던스로써 언급될 수도 있다.
본 발명에 따른 다양한 특정 태양의 상기 설명은 기술과 설명의 목적으로 제시되었다, 그들은 개시된 형태로 본 발명을 제한하는 것으로 의도되는 것은 아니고 많은 변형 및 변경이 상기 설명의 관점에서 가능함이 명백하다. 본 발명은 청구항 및 그들의 균등물에 따라 구조될 수 있다.
주제: "DC-DC 컨버터에 대한 적응형 보상"에 관한 특허 게시물
DC-DC 컨버터의 과도 속도는 루프 게인 및 크로스오버 주파수에 의하여 제한된다. 과도 현상의 시작점에서 전달 기능을 변형시키는 것에 의하여 반응 속도를 증가시키는 방법이 제공되고, 상기 전달 기능은 점차 정상으로 다시 바뀌어 정적 상태에서 루프 안정성이 유지될 수 있도록 한다.
상세한 설명
DC-DC 컨버터는 음의 피드백 루프 시스템이고, DC 상태에서 180도 위상 편이가 있다. 더 높은 주파수에서, 반응 구성 및 시간 딜레이는 여분의 위상 편이를 유발할 수 있고, 따라서 보상 회로가 이 루프에서 요구되어 루프의 게인 및 크로스오버 주파수를 제한하는 것에 의하여 충분한 위상 여유도를 보장하고, 또한 과도 응답의 루프 속도를 제한한다. 보상 회로는 일반적으로 고정된 값의 레지스터 및 캐패시터로 구성된다. 그 값은 가장 나쁜 경우의 입력/출력/부하 조건에 기초하여 결정된다. 그러므로, 정상 상태에서 위상 여유도는 필요한 것보다 더 클 것이어서, 루프 부하 과도 현상 또는 라인 과도 현상의 속도는 느려진다.
[도 1]
Figure 112006066342663-pct00004
이 문제를 해결하기 위하여, 과도기 동안 보상 회로를 적응형으로 조정하기 위한 방법이 제시되고, 과도 속도를 증가시킬 수 있다. 도 1은 적응형 보상을 가진 DC-DC 컨버터 시스템을 보여준다. 파워 스테이지는 일반적으로 인덕터, 캐패시터, 다이오드 및 파워 스위치를 포함한다. 이는 듀티 사이클에 의하여 조절되고 입력 전압을 출력 전압으로 전환할 수 있다. 출력 전압은 피드백 네트워크를 통과하고 레퍼런스와 비교되며, 보상 회로는 루프에 추가되고 그 출력은 듀티 사이클의 발생을 조절한다. 보상 회로는 일반적으로 캐패시터와 레지스터를 포함한다. 그들은 피드백 전압을 검사하는 것에 의하여 과도 현상 동안 조정될 수 있다. 예를 들어, 큰 레지스터는 직렬로 연결된 몇몇 조각으로 나뉠 수 있고, 이들 레지스터의 각각은 스위치에 병렬로 연결될 수 있어, 과도기 동안 스위치는 조절되어 전체 레지스턴스를 조정하기 위하여 조절될 수 있다. 큰 캐패시터는 병렬로 연결되는 몇몇 조각으로 나뉠 수 있고 이들 캐패시터의 각각은 스위치와 직렬로 연결될 수 있어, 과도기 동안 스위치가 조절되어 전체 캐패시턴스를 조정하기 위하여 조절될 수 있다. 과도 현상이 일어날 때, 출력 전압도 변할 것이다. 과도 현상의 변화가 미리 한정된 범위 밖으로 피드백 전압을 바꿀 만큼 충분히 크면, 적응형 보상 회로는 트리거될 수 있고, 이는 스위치가 레지스턴스 및 캐패시턴스를 조정하여 루프 전달 기능을 바꾸기 위하여 조절될 수 있어, 루프 응답 속도는 더 빨라지고 피드백 전압은 또한 참조 전압으로 더욱 빨리 돌아올 수 있다. 물론 이 변화는 루프를 불안정하게 만들 수 있어, 피드백 전압이 참조 전압과 교차하여 되돌아올 때면 언제나 보상 회로 내의 스위치는 루프 전달 기능을 다시 움직이기 위하여 조정될 수 있어, 루프는 더욱 안정하게 된다. 이 방법으로, 한 편으로 과도 현상 속도가 개선될 수 있고, 다른 한 편으로 루프 안정성이 보장될 수 있다.
실시
전압 모드 부스트 컨버터는 적응형 보상 회로가 어떻게 DC-DC 컨버터에서 사용될 수 있는지를 보여주는 예로써 사용된다. 일반적인 전압 모드 부스트 컨버터에 있어서, 그 루프 대역폭은 우반 평면(RHP) 0에 의하여 제한되기 때문에, 그 과도 응답 속도는 느리다. 적응형 보상은 과도 속도를 개선하기 위한 좋은 해결책이다. 전압 모드 부트스 컨버터에 대하여, 그 파워 스테이지는 이중 극과 우반 평면 (RHP) 0을 가진다. 도 2에서 도시되는 하나의 극과 두 개의 제로 시스템은 보상을 위하여 자주 사용된다.
[도 2]
Figure 112006066342663-pct00005
VFB는 피드백 전압이고, VREF는 참조 전압이며 VCOMP는 에러 증폭기의 출력이다. 그 게인은 다음과 같이 정의된다.
Figure 112006066342663-pct00006
파워 스테이지 및 RA의 이중 극을 보상하기 위하여 그 두 개의 기점이 사용된다.
Figure 112006066342663-pct00007
CB는 충분한 위상 여유도를 보장하기 위하여 RHP 0 앞에서 루프 게인의 양이 0dB을 넘도록 보상 회로의 게인을 조정하기 위하여 사용된다. 에러 증폭기의 대역폭의 한계 때문에, 더 높은 주파수 게인은 출력 캐패시터의 ESR에 의한 0으로 올라가지 않을 것이다. 과도 속도를 증가시키기 위하여, 적응형 보상 회로는 도 3에서 설계된다.
[도 3]
Figure 112006066342663-pct00008
도 2의 RA는 N+1 레지스터(R0, R1,..., RN)로 나뉘고 R1-RN은 스위치 S1-SN과 병렬로 연결된다. 정적 상태에서, 모든 스위치는 꺼지고,
Figure 112006066342663-pct00009
로, 시스템은 안정하게 된다. 과도 현상이 일어나고 그 변화가 미리 한정된 범위 밖으로 출력 전압을 이동시킬 만큼 충분히 크다면 모든 스위치는 먼저 켜질 것이다. 식 1에 따라, RA가 줄어든다면, 게인의 양은 늘어날 것이다. 따라서 시스템은 출력 전압을 다시 끌어내기 위하여 더 빠르게 반응할 수 있다. 그리고 시스템의 안정성을 보장하기 위하여, S1에서 SN까지의 스위치는 점차 꺼질 것이다. 도 4는 부하 전류가 증가할 때 과도 현상의 타이밍도를 도시한다.
[도 4]
Figure 112006066342663-pct00010
처음에, 모든 스위치는 꺼지고 시스템은 조정되어, 피드백 전압 VFB은 참조 전압 VREF와 동일하게 된다. 큰 부하 전류가 증가하면, 출력 전압은 빠르게 떨어져서 VFB가 된다. 부하 전류 증가가 시간 t0에서 VREF 보다 VFB Δ% 낮게 끌어내기에 충분히 크다면, 모든 스위치는 켜질 것이고 이는 VFB로 더 빠르게 유도할 것이다. 그러나, 시스템이 안정적이지 않을 수 있는 동시에 VFB는 크게 넘어서는 값을 가질 수 있다. VFB가 시간 t1에서 첫 번째 시간 동안 VREF를 가로지르도록 되돌아간다면, 첫 번째 스위치 S1은 꺼져서 시스템을 더욱 안정적으로 만들 것이다. 동일한 방법으로, VFB가 시간 ti에서 i번째 시간 동안 VREF와 교차할 때, i번째 스위치 Si는 꺼질 것이다. 결국, N 번째 스위치 SN은 VFB가 시간 tN에서 N 번째 시간 동안 VREF와 교차할 때 꺼질 것이다. 이러한 방법으로, VFB는 더욱 빨리 VREF로 되돌아갈 수 있고 시스템의 안정성 역시 얻어질 수 있다. 이는 부하 전류가 줄어들거나 입력 전압이 변할 때의 조건에 대하여 동일하다.
도 5는 상기 타이밍도에 대한 조절 신호를 만들기 위한 회로 실행을 도시한다.
[도 5]
Figure 112006066342663-pct00011
U1 및 U2는 윈도우 비교기를 포함하고, VFB가 VREF보다 Δ% 높거나 Δ% 낮을 때, CLR가 낮고, 모든 D 플립플롭 레지스터가 0으로 리셋되어, 출력 신호 S1, ..., SN이 도 3에서 모든 스위치를 켜기 위하여 높아진다. 그리고나서 VFB가 첫 번째 시간 동안 VREF를 넘을 때 비교기 U3의 출력은 토글할 것이고, 딜레이 블록 U5와 XOR 게이트 U6 때문에, 클록 신호는 CLK를 위하여 만들어질 것이고, 모든 D 플립플롭 레지스터의 클럭 입력을 조절한다. 첫 번째 레지스터 Reg 1에 대하여, 그 데이타 입력 D는 높이 연결되어, 클럭이 올 때, Q에 저장된 데이타는 낮은 곳에서부터 높은 곳으로 변할 것이고 S1은 높은 곳에서부터 낮은 곳으로 바뀌어 도 3 에 있는 첫 번째 스위치를 끌 것이다. Reg 1을 제외한 다른 레지스터에 대하여, 데이타 입력 D은 이전 레지스터의 데이타 출력 Q에 연결되어, VFB가 i번째 시간 동안 VREF를 넘을 때, Si는 높은 곳으로부터 낮은 곳으로 바뀌어 i번째 스위치를 끌 것이다. 이러한 방법으로, 모든 스위치는 VFB가 N 번째 시간 동안 VREF와 교차한 후 꺼질 것이고, 시스템의 안정성은 빠른 과도 응답과 함께 얻어질 것이다.
도 6은 적응형 보상을 가진 부스트 컨버터와 적응형 보상을 가지지 않은 부스트 컨버터 사이의 부하 과도 시뮬레이션 결과의 비교를 도시한다. 부하 전류가 2ms에서 0.2A로부터 1.2A까지 증가할 때, 적응형 보상을 가진 부스트 컨버터의 출력 전압은 더 빠르게 응답할 수 있고, 그 과도 시간은 0.19ms정도이다. 적응형 보상을 가지지 않은 부스터 컨버터가 더욱 느리게 반응하는 동안, 과도 시간은 약 0.36ms이다. 부하 전류가 4ms에서 1.2A로부터 0.2A까지 변할 때, 적응형 보상을 가진 부스트 컨버터의 과도 시간은 약 0.07ms이고, 적응형 보상을 가지지 않은 부스트 컨버터는 약 0.32ms이다.
[도 6]
Figure 112006066342663-pct00012
[도 7]
Figure 112006066342663-pct00013
[도 8]
Figure 112006066342663-pct00014
도 1은 본 발명의 다양한 태양에 따른 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터의 블록도이다.
도 2는 본 발명의 다양한 태양에 따른 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 또는 벅 컨버터의 대표적인 블록도이다.
도 3은 본 발명의 다양한 태양에 따른 대표적인 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터의 개략도이다.
도 4는 본 발명의 다양한 태양에 따른 대표적인 적응형 보상 회로의 개략도이다.
도 5는 본 발명의 다양한 태양에 따른 대표적인 타이밍도이다.
도 6은 본 발명의 다양한 태양에 따른 대표적인 적응형 보상 회로의 개략도이다.
도 7은 본 발명의 다양한 태양에 따른 대표적인 스위치 조절 회로의 개략도이다.
도 8은 본 발명의 다양한 태양과 종래 기술을 비교하기 위한 그래프를 포함한다.
도 9는 본 발명의 다양한 태양에 따른 방법의 흐름도이다.
도 10은 본 발명의 다양한 태양에 따른 다른 방법의 흐름도이다.
도 11은 본 발명의 다양한 태양에 따른 대표적인 DC-DC 전압 모드 벅 컨버터 회로의 개략도이다.
도 12는 DC-DC 전압 모드 부스트 컨버터 회로의 루프에서 실행될 수 있는 종래의 보상 회로의 개략도이다.

Claims (20)

  1. 컨버터의 과도 응답을 조정하도록 형성된 보상 회로로서,
    상기 보상 회로는
    참조 전압을 받고 전압 보상 신호를 출력하기 위하여 연결되는 비교기;
    상기 컨버터의 출력 전압과 결합되는 피드백 전압을 받기 위하여 연결되는 제 1의 캐패시턴스;
    피드백 전압을 받기 위하여 연결되는 제 1의 레지스턴스; 및
    상기 제 1의 레지스턴스와 직렬로 연결되고, 상기 제 1의 캐패시턴스와 상기 비교기에 연결되는 조정 가능 레지스턴스를 포함하며,
    상기 조정 가능 레지스턴스는 상기 제 1의 레지스턴스 및 상기 비교기 사이에서 연결되며, 상기 조정 가능 레지스턴스는 대응하는 다수의 스위치에 연결되는 다수의 레지스터를 포함하여 상기 스위치가 전압 보상 신호를 제어하고 상기 컨버터의 과도 응답을 조정하기 위하여 상기 조정 가능 레지스턴스를 제어하는 보상 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1의 캐패시턴스는 상기 제 1의 레지스턴스 및 상기 조정 가능 레지스턴스에 병렬로 연결되는 것을 특징으로 하는 보상 회로.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 제 1의 캐패시턴스에 직렬로 연결되는 제 2의 캐패시턴스; 및
    상기 제 2의 캐패시턴스와 직렬로 연결되고 상기 비교기의 출력으로 연결되는 제 2의 레지스턴스를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 보상 회로.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 조정 가능 레지스턴스를 바꾸기 위하여 연결되는 조절 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 보상 회로.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 보상 회로는 상기 컨버터의 듀티 사이클 콘트롤러에 연결되는 것을 특징으로 하는 보상 회로.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 듀티 사이클 콘트롤러는 상기 컨버터의 파워 스테이지에 연결되는 것을 특징으로 하는 보상 회로.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 조정 가능 레지스턴스는 다수의 레지스터와 하나의 스위치를 포함하고, 상기 스위치는 상기 다수의 레지스터 중 하나의 레지스터에 연결되는 것을 특징으로 하는 보상 회로.
  8. 컨버터의 과도 응답을 조정하도록 형성된 보상 회로로서,
    상기 보상 회로는 참조 전압을 받고 전압 보상 신호를 출력하기 위하여 연결되는 비교기;
    상기 컨버터의 출력 전압과 결합되는 피드백 전압을 받기 위하여 연결되는 제 1의 캐패시턴스;
    상기 제 1의 캐패시턴스와 직렬로 연결되는 제 2의 캐패시턴스; 및
    상기 제 2의 캐패시턴스에만 병렬로 연결되고 상기 제 1의 캐패시턴스에 연결되는 조정 가능 캐패시턴스;를 포함하며,
    상기 조정 가능 캐패시턴스는 대응하는 다수의 스위치에 연결되는 다수의 캐패시터를 포함하여 상기 스위치가 전압 보상 신호를 제어하고 상기 컨버터의 과도 응답을 조정하기 위하여 상기 조정 가능 캐패시터를 제어하는 보상 회로.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 제 1의 캐패시턴스는 상기 비교기에 연결되는 제 1의 레지스턴스와 병렬로 연결되는 것을 특징으로 하는 보상 회로.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 제 2의 캐패시터에 연결되고 상기 조정 가능 캐패시턴스 및 상기 비교기의 출력으로 연결되는 제 2의 레지스턴스를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 보상 회로.
  11. 제 8 항에 있어서,
    상기 조정 가능 캐패시턴스를 바꾸기 위하여 연결되는 조절 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 보상 회로.
  12. 제 8 항에 있어서,
    상기 보상 회로는 상기 컨버터의 듀티 사이클 콘트롤러에 연결되는 것을 특징으로 하는 보상 회로.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 듀티 사이클 콘트롤러는 상기 컨버터의 파워 스테이지에 연결되는 것을 특징으로 하는 보상 회로.
  14. 제 8 항에 있어서,
    상기 조정 가능 캐패시턴스는 다수의 캐패시터 및 하나의 스위치를 포함하고, 상기 스위치는 상기 다수개의 캐패시터 중 하나의 캐패시터에 연결되는 것을 특징으로 하는 보상 회로.
  15. 제1항 또는 제8항의 보상 회로를 이용하는 방법으로서,
    상기 보상 회로의 조정 가능 레지스턴스 또는 조정 가능 캐패시턴스를 제1 값으로 설정하는 단계;
    컨버터 회로의 출력 전압과 결합되는 과도 피드백 전압이 미리 한정된 범위를 초과하는지 여부를 결정하는 단계; 및
    상기 과도 피드백 전압이 상기 미리 한정된 범위를 초과하면, 상기 조정 가능 레지스턴스 또는 상기 조정 가능 캐패시턴스를 조정하기 위해 배열된 스위치를 열어서 또는 닫아서 제2 값으로 설정하는 단계;를 포함하며,
    상기 조정 가능 레지스턴스는 고정된 캐패시턴스 및 상기 보상 회로와 연결되거나, 상기 조정 가능 레지스턴스는 상기 조정 가능 캐퍼시턴스 및 상기 보상 회로와 연결되고, 또는 고정된 레지스턴스는 상기 조정 가능 캐퍼시턴스 및 상기 보상 회로와 연결되고,
    상기 제2 값은 상기 제1 값보다 작은 보상 회로를 이용하는 방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 과도 피드백 전압이 상기 미리 한정된 범위를 초과한 후, 상기 과도 피드백 전압이 참조 전압 값과 교차할(cross) 때 상기 조정 가능 레지스턴스 또는 상기 조정 가능 캐패시턴스를 증가시키는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 방법.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 증가 단계는 상기 과도 피드백 전압이 상기 참조 전압 값과 교차하는 오드 넘버 발생(odd number occurrence) 마다 실행되는 것을 특징으로 하는 방법.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 증가 단계는 제1 값에 도달할 때까지 실행되는 것을 특징으로 하는 방법.
  19. 제 15 항에 있어서,
    상기 보상 회로는 벅 컨버터 또는 부스트 컨버터의 일부인 것을 특징으로 하는 방법.
  20. 제 15 항에 있어서,
    상기 미리 한정된 범위는 (1-델타 퍼센티지)참조전압에서 (1+델타 퍼센티지)참조전압으로서 정의되는 것을 특징으로 하는 방법.
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