CN102237810B - 开关模式电源供应器的控制方法以及补偿电路 - Google Patents

Abstract

开关模式电源供应器的控制方法以及补偿电路，适用于一开关模式电源供应器，用以提供一输出电源。该补偿电路包含有一电阻、一开关、以及一补偿电容。该电阻以及该开关串联于一电源端与一补偿端之间。该补偿电容连接至该补偿端。该补偿端的补偿电压大致反应该输出电源。当该补偿电压小于一预设值后的至少一预设时间内，该开关为开路状态，且电流无法从该电源端，流经该电阻到该补偿端。

Description

开关模式电源供应器的控制方法以及补偿电路

技术领域

本发明涉及一电源供应器。

背景技术

电源供应器用来转换电源，以提供符合规格的电源给电子装置或是元件。为了转换效率的考虑，电源供应器本身所消耗的能量应该是越小越好。尤其是轻载或是无载时，电源供应器一点点的能量消耗，就会大幅降低转换效率。因此，如何在轻载或是无载降低电源供应器的能量损耗，是设计者追求的目标。

在轻载或是无载，开关模式电源供应器(switched mode power supply)有设计在操作于跳跃模式(skip mode)或是丛集模式(burst mode)。跳跃模式与丛集模式概念上，都是停止连续几次大致无效的开关周期，而把能量转换集中在连续几次比较有效的开关周期。但是，如果没有适当的控制有效的开关周期中的能量转换，跳跃模式与丛集模式很容易发生令人不悦的异音(audio noise)。

发明内容

本发明的实施例提供一种补偿电路，适用于一开关模式电源供应器，用以提供一输出电源。该补偿电路包含有一电阻、一开关、以及一补偿电容。该电阻以及该开关串联于一电源端与一补偿端之间。该补偿电容连接至该补偿端。该补偿端的补偿电压系大致反应该输出电源。当该补偿电压小于一预设值后的至少一预设时间内，该开关为开路状态，且电流无法从该电源端，流经该电阻到该补偿端。

本发明的实施例也提供一种适用于一开关模式电源供应器的控制方法。该开关模式电源供应器包含有一功率开关以及一电感元件。该功率开关用以控制该电感元件的储能或释能。提供一阻抗元件于一电源端以及一补偿端，该补偿端连接至一补偿电容之间。当该补偿端的补偿电压低于一预设值后，使该阻抗元件的等效电阻值为一第一预设值。当该补偿端的补偿电压高于一预设值后，使该阻抗元件的等效电阻值小于该第一预设值，且逐渐减小。

本发明的实施例也提供一种适用于一开关模式电源供应器的控制方法。该开关模式电源供应器包含有一功率开关以及一电感元件，该功率开关用以控制该电感元件的储能或释能。该开关模式电源供应器还包含有一补偿电容，连接至一补偿端。该补偿端的补偿电压系大致反应一输出电源。首先提供一阻抗元件。当该补偿端的补偿电压低于一预设值后，使该阻抗元件的等效电阻值为一第一预设值。当该补偿端的补偿电压高于一预设值后的一预定软连接时间内，使该阻抗元件的等效电阻值，渐渐地往一第二预设值接近。

附图说明

图1为依据本发明实施的一电源管理装置。

图2为简示了适用于图1中的一控制器以及一反馈电路。

图3A与图3B为两种可调式电阻，可适用于图2中的实施例。

图4A为一软连接电路。

图4B为图4A中的斜坡信号产生器的一实施例。

图5为图4A中的信号时序图。

图6为另一种可调式电阻，可适用于图2中的实施例。

图7显示一软连接电路，其可以适用于图2中，来控制图6中的可调式电阻。

图8A与图8B为图7与图6的电路信号时序图。

图9为可以用于图7转换电路中的斜坡信号产生器。

【主要元件符号说明】

60 电源管理装置

62 桥式整流器

64 变压器

66 整流器

68、68a 反馈电路

69 输出电容

72 功率开关

74、74a 控制器

202、202a、202b、202c 可调式电阻

204 比较器

206 驱动电路

208、210 电阻

214 二极管

222、222a、222b 软连接电路

230 比较器

260、264 电阻

262 开关

266 定电流源

280 光耦合器

282 补偿电容

410 时钟产生器

412、412a、412b 斜坡信号产生器

414 比较器

416 与门

418 或门

420 或门

610 单脉冲产生器

614 比较器

616 电流源

618 与门

COM 补偿端

CS 电流检测电阻

L_p 初级绕组

R_S、R_L 电阻值

S_BST 信号

S_CNT 信号

S_CRT 控制信号

S_G 门信号

S_OSC 三角波信号

S_RMP 斜坡信号

S_SFT 单脉冲信号

t_S1、t_S2、t_S3 时间

T_SFT 软连接时间

t_STR 时间

V_AC 交流电源

V_BST-REF 丛集参考电压

V_BTM 定电压

V_COM 补偿信号

V_COM-VIRTUAL 稳态补偿信号

V_CS 检测信号

VDD 电源端

V_OUT 输出电源

V_TOP 定电压

具体实施方式

以下将以返驰式(flyback)开关模式电源供应器(converter)作为实施例，来介绍本发明，但本发明并不限于实施于返驰式，也可适用于升压式(boost)、降压式(buck)、或是其他形式的架构。

图1为依据本发明实施的一电源管理装置60，将由交流电源V_AC所输入的能量，转换成符合一规格需求的输出电源V_OUT。桥式整流器(bridgerectifier)62大略地将交流电源V_AC整流。受门信号S_G所控制，功率开关72掌控变压器(transformer)64中初级绕组(primarycoil)L_p中的电流，控制变压器64中的储能或释能。变压器64释放的电能，将经过整流器66，存放于输出电容69中，而产生输出电源V_OUT。反馈电路68监测输出电源V_OUT的强度(可能是电流、电压或是功率)，提供补偿信号V_COM至控制器74的补偿端COM。补偿信号V_COM大致反应(responsive to)输出电源V_OUT，譬如说补偿信号V_COM的电压偏高时，表示输出电源V_OUT需要输出高功率至一负载。控制器74另接收电流检测电阻CS的检测信号V_CS，来周期地切换功率开关72。在一实施例中，控制器74为一集成电路。在另一实施例中，控制器74与功率开关72整合为一集成电路。

图2为简示了适用于图1中的控制器74a以及反馈电路68a。反馈电路68a具有光耦合器(photo coupler)280及补偿电容(compensationcapacitor)282。举例来说，光耦合器280中的发光二极管会随着输出电源V_OUT的电压增加而增强其亮度，因而增加了对控制器74a所汲取的电流。补偿电容282则大略的使补偿信号V_COM大致维持在一半稳态状态(quasi-steady state)。控制器74a中，补偿信号V_COM经过二极管214降压，以及电阻208与210的分压结果，会用来与检测信号V_CS比较。比较结果由比较器204输出，通过驱动电路206，控制功率开关72。因此，补偿信号V_COM的电压，将对应到检测信号V_CS的峰值电压(peak voltage)，可以决定变压器(transformer)64于一开关周期中的能源转换能量。

可调式电阻202(tunable resistor)与光耦合器280大致决定了补偿信号V_COM的电压值。可调式电阻202，等同一阻抗元件，其电阻值可由信号S_CNT控制。当补偿信号V_COM的电压值大约低于丛集参考电压V_BST-REF时，表示当下电源管理装置60应进入一省能模式，譬如丛集模式。举例来说，比较器230所发出的信号S_BST，会使功率开关72维持在关闭状态，停止对变压器64增加任何的储能。当补偿信号V_COM的电压值大约高于丛集参考电压V_BST-REF时，表示当下电源管理装置60应进入一非省能模式，譬如正常操作模式，变压器64持续转换能量。

信号S_BST，通过软连接电路222，会产生信号S_CNT，而大致决定了可调式电阻202的等效电阻值。这里所谓的等效电阻值，可以指可调式电阻202的跨压除以一段时间内流经可调式电阻202的平均电流，也可以指可调式电阻202在一段时间的平均电阻。而这一段时间，可以是时钟信号S_CLK所定义的一开关周期。

在本发明的一些实施例中，当操作于非省能模式时，可调式电阻202的等效电阻值，大约是一相对应小电阻值R_S。当操作于省能模式时，可调式电阻202的等效电阻值，大约是一相对应大电阻值R_L。如此，在省能模式时，可以减小流经可调式电阻202的电流，并减少其电能消耗。

在本发明的一些实施例中，补偿信号V_COM的电压值下降至穿越了丛集参考电压V_BST-REF时，也就是由非省能模式进入省能模式时，可调式电阻202的等效电阻值由电阻值R_S，立即增加到电阻值R_L。而当补偿信号V_COM的电压值升高至穿越了丛集参考电压V_BST-REF时，也就是由省能模式进入非省能模式时，可调式电阻202的等效电阻值由电阻值R_L，缓慢地减小，这一段缓慢改变电阻的机制，在此定义为软连接(soft-connection)，而此机制所经历的时段，称之为软连接时间(soft-connection time)。软连接可以降低产生异音的风险。

图3A与图3B为两种可调式电阻202a以及202b，可适用于图2中的实施例。可调式电阻202a，在电源端VDD与补偿端COM之间，有相串联的电阻260与开关262，然后并联了电阻264，如图3A所示。开关262受信号S_CNT控制。在非省能模式时，信号S_CNT使开关262维持于短路状态，电阻260固定连接至补偿端COM，所以可调式电阻202a的等效电阻值为电阻260并联电阻264的电阻值；在省能模式时，信号S_CNT使开关262维持于开路状态，电流无法流经电阻260，所以可调式电阻202a的等效电阻值只有电阻264的电阻值。当从省能模式进入非省能模式后的软连接时间内，信号S_CNT会周期性地切换开关262，并且渐渐的增加开关262在一开关周期中位于短路状态的时间，也就是增加开关262的工作比例(duty ratio)。譬如说，在软连接时间内，开关262的工作比例，从0逐渐增加到100％。因此，在软连接时间内，等效上可以说电阻260是渐渐的连接到补偿端COM，而可调式电阻202a的等效电阻值是渐渐的降低。

与图3A不同的，在图3B中，定电流源266(其电阻值可视为无穷大)，取代了图3A中的电阻264。类似的，在非省能模式时，信号S_CNT使电阻260连接至补偿端COM，所以可调式电阻202a的等效电阻值可视只有电阻260的电阻值；在省能模式时，信号S_CNT使流经电阻260的电流，不会流到补偿端COM，所以可调式电阻202a的等效电阻值只有定电流源266的电阻值(其电阻值为无穷大)。类似的，软连接时间内，信号S_CNT会于切换开关262，并且渐渐的增加开关262的工作比例。

图4A的软连接电路222a可以适用于图2中，来控制图3A或图3B中的可调式电阻202a或202b，使其具有软连接的机制。斜坡信号产生器412，由信号S_BST的下降沿(fallingedge)触发，可以产生斜坡信号S_RMP以及单脉冲信号S_SFT。单脉冲信号S_SFT表示软连接时间的开始与结束。时钟产生器410产生三角波信号S_OSC。比较器414比较三角波信号S_OSC与斜坡信号S_RMP，据以产生控制信号S_CRT。

图5为图4A中的信号时序图。请同时参考图4A与图5。在时间t_STR之前，当信号S_BST为逻辑上的“1”时，意味省能模式。此时，与门416使信号S_CNT维持在逻辑上的“0”，持续图3A或图3B中的开关262于开路状态。在时间t_STR，信号S_BST由逻辑上的“1”转态为“0”，意味着应由省能模式转换成非省能模式，所以触发斜坡信号产生器412产生单脉冲信号S_SFT以及斜坡信号S_RMP。单脉冲信号S_SFT定义出软连接时间T_SFT。斜坡信号S_RMP高于三角波信号S_OSC-的部分，会使控制信号S_CRT为逻辑上的“1”。由图5可知，随着斜坡信号S_RMP的上升，控制信号S_CRT位于逻辑上的“1”的时间会越来越长。在软连接时间T_SFT内，图4A中的或门418以及与门416使控制信号S_CRT直接作为信号S_CNT，所以信号S_CNT在一开关周期中，其为逻辑上的“1”的比重，将会渐渐的增加，如图5所示。因此，在软连接时间T_SFT内，开关262的工作比例渐渐增加。在软连接时间T_SFT之后，或门418会因为信号S_SFT为逻辑上的“0”而持续的输出逻辑上的“1”。所以信号S_CNT持续为逻辑上的“1”，使开关262短路。

图4B为图4A中的斜坡信号产生器412的一实施例412a。当信号S_BST为逻辑上的“1”时，斜坡信号S_RMP维持在定电压V_BTM。当信号S_BST转态为逻辑上的“0”时，单脉冲产生器610发出一短脉冲，使信号S_SFT为逻辑上的“1”，电流源616开始对电容充电，斜坡信号S_RMP的电压开始上升。当斜坡信号S_RMP-上升达定电压V_TOP时，比较器614使信号S_SFT为逻辑上的“0”，电容放电，所以斜坡信号S_RMP回到定电压V_BTM。

图6为另一个可调式电阻202c，可适用于图2中的实施例。与图3B以及图3A的不同点在于，图6中的开关262为开路状态时，电源端VDD与补偿端COM之间没有电流流过。在非省能模式时，信号S_CNT使电阻260固定连接至节点COM，所以可调式电阻202c的等效电阻值为电阻260的电阻值；在省能模式时，信号S_CNT使流经电阻260的电流，只有在时钟信号S_CLK为逻辑上的“1”时，才会流到节点COM。所以可调式电阻202c的等效电阻值大约是电阻260的电阻值除以时钟信号的“1”的工作比例。譬如说，时钟信号的“1”的工作比例大约是固定的25％，那省能模式时，可调式电阻202c等效电阻增加了四倍。当从省能模式进入非省能模式后的软连接时间内，信号S_CNT会切换开关262，并且渐渐的增加开关262在一开关周期中的工作比例。譬如说，在软连接时间内，开关262的工作比例，从25％逐渐增加到100％。因此，在软连接时间内，等效上可以说电阻260是渐渐的连接到补偿端COM，而可调式电阻202c的等效电阻值于是渐渐的降低。

图7的软连接电路222b可以适用于图2中，来控制图6中的可调式电阻202c，使其具有软连接的机制。图7与图4类似，相似之处不再重述。图7中多增加的或门420，使得信号S_CNT的开启时间，不短于时钟信号为逻辑上的“1”的时间。

图8A与图8B为图7与图6的电路信号时序图。图8A显示进入省电模式时的信号时序图。图8B则显示由省电模式进入非省电模式后的软连接时间内的信号时序图。

如图8A所示，在时间t_S1进入省电模式后，信号S_CNT随着时钟信号S_CLK而上下。当信号S_CNT关闭可调式电阻202c中的开关262时，补偿信号V_COM因为没有充电电流，所以被迅速到地(ground)。当信号S_CNT短路可调式电阻202c中的开关262时，补偿信号V_COM则会以RC时间延迟的速度，追往稳态补偿信号V_COM-VIRTUAL，其为可调式电阻202c中的开关262固定短路时，补偿信号V_COM的预期电压。只有在补偿信号V_COM追稳态补偿信号V_COM-VIRTUAL，其电压高穿越了丛集参考电压V_BST-REF时，触发单脉冲信号S_SFT，开始进行软连接，如同时间t_S2所示。在软连接时间内，开关262的工作比例是慢慢的增加。在软连接时间内，开关262开路所导致的补偿信号V_COM低于丛集参考电压V_BST-REF的事件，需要忽略而不影响软连接时间，如同时间t_S3所示。

如图8B所示，在软连接时间T_SFT内，信号S_CNT为控制信号S_CRT与时钟信号S_CLK的或运算，所以信号S_CNT于逻辑“1”的工作比例(duty ratio)也是慢慢的增加。如图8B所示，在软连接时间T_SFT内，就算信号S_BST转态到逻辑的“1”，将会被忽略，而不会影响斜坡信号S_RMP与软连接时间T_SFT。

图9为可以用于图7转换电路222b中的斜坡信号产生器412b。图9跟图4B类似，只是图9多了一个与门618，用来在软连接时间T_SFT内，也就是信号S_SFT为逻辑上的“1”时，阻挡信号S_BST至单脉冲产生器610的路径。

从以上实施例中可以发现，可调式电阻202a、202b以及202c在省电模式时的等效电阻值，都大于在非省电模式时的等效电阻值。因此，可以降低省电模式中的电能损耗。当由省电模式进入非省电模式时，可调式电阻202a、202b以及202c渐渐的减少，可能可以降低产生异音的危险。

以上的实施例仅为了方便说明而举例。本发明所主张的权利范围自应以申请专利范围所述为准，本发明并不局限于上述的实施例。

Claims (10)

1.一种补偿电路，适用于一开关模式电源供应器，用以提供一输出电源，该补偿电路包含有：

一电阻以及一开关，串联于一电源端与一补偿端之间；以及

一补偿电容，连接至该补偿端；

其中，

该补偿端的补偿电压大致反应(responsive to)该输出电源；

当该补偿电压小于一预设值后的至少一预设时间内，该开关为开路状态(open)，且电流无法从该电源端，流经该电阻到该补偿端。

2.如权利要求1所述的补偿电路，其中，该开关模式电源供应器具有一功率开关以及一电感元件，该功率开关用以控制该电感元件的储能或释能，当该补偿电压小于该预设值时，该功率开关维持在开路状态。

3.如权利要求1所述的补偿电路，其中，当该补偿电压小于该预设值时，该开关一直为开路状态。

4.如权利要求1所述的补偿电路，其中，当该补偿电压小于该预设值时，该开关为周期性的切换于开路与短路(short)状态。

5.如权利要求1所述的补偿电路，还包含有：

一软连接(soft-connection)电路，耦接至该开关，当该补偿电压变成大于该预设值后的一预定软连接时间内，该软连接电路使该电阻以及该开关一起所产生的等效电阻值逐渐变小。

6.如权利要求5所述的补偿电路，其中，该软连接电路，使该开关的工作比例(dutyratio)，在该预定软连接时间内逐渐增加。

7.一种适用于一开关模式电源供应器的控制方法，该开关模式电源供应器包含有一功率开关以及一电感元件，该功率开关用以控制该电感元件的储能或释能，该控制方法包含有：

提供一阻抗元件于一电源端以及一补偿端，该补偿端连接至一补偿电容之间；

当该补偿端的补偿电压低于一预设值后，使该阻抗元件的等效电阻值为一第一预设值；以及

当该补偿端的补偿电压高于一预设值后，使该阻抗元件的等效电阻值 小于该第一预设值，且逐渐减小。

8.如权利要求7所述的控制方法，其中，该阻抗元件包含有一开关，该控制方法包含有：

当该补偿端的补偿电压低于该预设值后，周期性的切换该开关于开路与短路状态。

9.如权利要求7所述的控制方法，其中，该阻抗元件包含有一开关，该控制方法包含有：

当该补偿端的补偿电压低于该预设值后，保持该开关于开路状态。

10.如权利要求7所述的控制方法，其中，该阻抗元件包含有一开关，该控制方法包含有：

当该补偿端的补偿电压高于该预设值后，使该开关的工作比例，在一预定软连接时间内逐渐增加。