JPH0274149A - チョッパ装置 - Google Patents
チョッパ装置Info
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- JPH0274149A JPH0274149A JP22723188A JP22723188A JPH0274149A JP H0274149 A JPH0274149 A JP H0274149A JP 22723188 A JP22723188 A JP 22723188A JP 22723188 A JP22723188 A JP 22723188A JP H0274149 A JPH0274149 A JP H0274149A
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 34
- 230000007423 decrease Effects 0.000 claims description 2
- 230000010354 integration Effects 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- XAGFODPZIPBFFR-UHFFFAOYSA-N aluminium Chemical compound [Al] XAGFODPZIPBFFR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 229910052782 aluminium Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000005494 condensation Effects 0.000 description 1
- 238000009833 condensation Methods 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000000368 destabilizing effect Effects 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は例えば車両用補助電源装置として利用するチ
ョッパ装置に関するものである。
ョッパ装置に関するものである。
第5図は例えば特開昭56−12866号公報に示され
た従来の車両用補助電源装置を示した回路図であり1図
において、1は直流電源、2は直流電源1の正極側に接
続された直流高速度遮断器。
た従来の車両用補助電源装置を示した回路図であり1図
において、1は直流電源、2は直流電源1の正極側に接
続された直流高速度遮断器。
3は直流高速度遮断器2と直列に接続された入力用直流
リアクトル、4は入力用直流リアクトル3の一端と直流
型11の負極側との間に接続された入力用フィルタコン
デンサ(平滑用コンデンサ)、5は例えばGTOサイリ
スタとダイオードとの逆並列回路からなるチョッパ用ス
イッチング素子。
リアクトル、4は入力用直流リアクトル3の一端と直流
型11の負極側との間に接続された入力用フィルタコン
デンサ(平滑用コンデンサ)、5は例えばGTOサイリ
スタとダイオードとの逆並列回路からなるチョッパ用ス
イッチング素子。
6はチョッパ用スイッチング素子5を介して入力用フィ
ルタコンデンサ4と並列に接続されたチョッパ用のフラ
イホイールダイオード、7はチョッパ出力用直流リアク
トル、8はチョッパ出力用直流リアクトル7を介してチ
ョッパ用フライホイールダイオード6と並列に接続され
た出力側フィルタコンデンサとしてのチョッパ出力用フ
ィルタコンデンサ、9はフィルタコンデンサ4.スイッ
チング素子5.フライホイールダイオード6、直流リア
クトル7およびフィルタコンデンサ8からなるチョッパ
回路、10はフィードバック制御回路であり、この回路
10はフライホイールダイオード6の端子電圧を検出す
る電圧検出器11と、予じめ基準電圧を設定する電圧設
定器12と、この電圧検出器11の検出電圧と電圧設定
器12の設定電圧を比較する電圧比較器13と、この電
圧比較器13の出力に基づいて前記スイッチング素子5
のゲートに供給印加するゲートパルス発生器14とで構
成されている。
ルタコンデンサ4と並列に接続されたチョッパ用のフラ
イホイールダイオード、7はチョッパ出力用直流リアク
トル、8はチョッパ出力用直流リアクトル7を介してチ
ョッパ用フライホイールダイオード6と並列に接続され
た出力側フィルタコンデンサとしてのチョッパ出力用フ
ィルタコンデンサ、9はフィルタコンデンサ4.スイッ
チング素子5.フライホイールダイオード6、直流リア
クトル7およびフィルタコンデンサ8からなるチョッパ
回路、10はフィードバック制御回路であり、この回路
10はフライホイールダイオード6の端子電圧を検出す
る電圧検出器11と、予じめ基準電圧を設定する電圧設
定器12と、この電圧検出器11の検出電圧と電圧設定
器12の設定電圧を比較する電圧比較器13と、この電
圧比較器13の出力に基づいて前記スイッチング素子5
のゲートに供給印加するゲートパルス発生器14とで構
成されている。
また、上記電圧比較器13は、電圧検出器11および電
圧設定器12のそれぞれの出力路に設けた抵抗15.1
6と、増幅器17と、積分コンデンサ18とで構成され
ている。19は負荷である。
圧設定器12のそれぞれの出力路に設けた抵抗15.1
6と、増幅器17と、積分コンデンサ18とで構成され
ている。19は負荷である。
次に動作について説明する。直流高速度遮断器2が投入
されると、直流電源1の電圧は直流リアクトル3を経由
してフィルタコンデンサ4に印加される。そして、スイ
ッチング素子5は、フィードバック制御回路10からの
指令に従い、負荷19の入力電圧が一定電圧となるよう
な通流率αでチョッパ動作する。
されると、直流電源1の電圧は直流リアクトル3を経由
してフィルタコンデンサ4に印加される。そして、スイ
ッチング素子5は、フィードバック制御回路10からの
指令に従い、負荷19の入力電圧が一定電圧となるよう
な通流率αでチョッパ動作する。
なお、このチョッパ動作時のタイミングチャートを第6
図に示す、第6図において、スイッチング素子5がオン
の期間には、フライホイールダイオード6に印加される
電圧はフィルタコンデンサ4の電圧とほぼ同じ値となり
、この時、直流リアクトル7にはフライホイールダイオ
ード6の電圧とフィルタコンデンサ8の電圧との差電圧
が印加されるため、直流リアクトル7の電流は増加する
。
図に示す、第6図において、スイッチング素子5がオン
の期間には、フライホイールダイオード6に印加される
電圧はフィルタコンデンサ4の電圧とほぼ同じ値となり
、この時、直流リアクトル7にはフライホイールダイオ
ード6の電圧とフィルタコンデンサ8の電圧との差電圧
が印加されるため、直流リアクトル7の電流は増加する
。
続いて、スイッチング素子5がオフすると、それまで直
流リアクトル7に流れていた電流は、直流リアクトル7
、フィルタコンデンサ8およびフライホイールダイオー
ド6という経路で環流する。
流リアクトル7に流れていた電流は、直流リアクトル7
、フィルタコンデンサ8およびフライホイールダイオー
ド6という経路で環流する。
そして、直流リアクトル7にはフィルタコンデンサ8の
電圧とほぼ同じ電圧が印加され、このため。
電圧とほぼ同じ電圧が印加され、このため。
直流リアクトル7の電流は減少する。
ところが、第7図(a)に示すように直流電源1の入力
電圧E0が急激に電圧E□に上昇変動すると、フィード
バック制御回路10による制御が追従できなくなり、同
図(b)に示すようにフィルタコンデンサ8の出力電圧
vl、が過渡的に変動して出力電圧Vpo (>V、)
となる(負荷変動時も同じ)。
電圧E0が急激に電圧E□に上昇変動すると、フィード
バック制御回路10による制御が追従できなくなり、同
図(b)に示すようにフィルタコンデンサ8の出力電圧
vl、が過渡的に変動して出力電圧Vpo (>V、)
となる(負荷変動時も同じ)。
そこで、この変動を小さくするには、フィードバック制
御回路10の制御応答を、積分コンデンサ1日の値を小
さくして早くすればよいが、制御応答を早くしすぎると
、フィードバック制御系が不安定になる。
御回路10の制御応答を、積分コンデンサ1日の値を小
さくして早くすればよいが、制御応答を早くしすぎると
、フィードバック制御系が不安定になる。
従来のチョッパ装置は以上のように構成されているので
、フィードバック制御回路の制御応答をある値より早く
できず、入力電圧変動時、負荷変動時における出力電圧
の過渡的変動による上昇を一定値以下に抑制できないと
いう問題点があった。
、フィードバック制御回路の制御応答をある値より早く
できず、入力電圧変動時、負荷変動時における出力電圧
の過渡的変動による上昇を一定値以下に抑制できないと
いう問題点があった。
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、フィードバック制御系を不安定にすることな
く、入力電圧変動時、負荷変動時における出力電圧の過
渡的な上昇変動を抑制することのできるチョッパ装置を
得ることを目的とする。
たもので、フィードバック制御系を不安定にすることな
く、入力電圧変動時、負荷変動時における出力電圧の過
渡的な上昇変動を抑制することのできるチョッパ装置を
得ることを目的とする。
この発明に係るチョッパ装置は、出力用フィルタコンデ
ンサの出力電圧とフィードバック制御回路の第1の基準
電圧よりも高い予じめ設定された第2の基準電圧と比較
し該比較結果に基づいて該フィードバック制御回路の応
答速度を変える応答速度変更回路を具備したものである
。
ンサの出力電圧とフィードバック制御回路の第1の基準
電圧よりも高い予じめ設定された第2の基準電圧と比較
し該比較結果に基づいて該フィードバック制御回路の応
答速度を変える応答速度変更回路を具備したものである
。
この発明におけるチョッパ装置は、出力用フィルタコン
デンサの出力電圧が第2の基準電圧より高くなると、応
答速度変更回路からの出力信号でフィードバック制御回
路の積分コンデンサの値を小さくし、応答速度を早くし
て出力電圧の上昇変動を抑制し、前記端子電圧が第2の
基準電圧よす低くなると応答速度を遅くする。
デンサの出力電圧が第2の基準電圧より高くなると、応
答速度変更回路からの出力信号でフィードバック制御回
路の積分コンデンサの値を小さくし、応答速度を早くし
て出力電圧の上昇変動を抑制し、前記端子電圧が第2の
基準電圧よす低くなると応答速度を遅くする。
以下、この発明の実施例を図面について説明する。前記
第5図と同一部分に同一符号を付した第1図において、
20は応答速度変更回路であり、この回路20はフィル
タコンデンサ8の出力電圧を検出する電圧検出器21と
、第1の電圧設定器12で設定された第1の基準電圧例
えば600Vより高い第2の基準電圧例えば630Vを
設定する第2の電圧設定器22と、この電圧検出器21
の検出電圧と第2の電圧設定器22で設定した第2の基
準電圧を比較する差動増幅器23とで構成されている。
第5図と同一部分に同一符号を付した第1図において、
20は応答速度変更回路であり、この回路20はフィル
タコンデンサ8の出力電圧を検出する電圧検出器21と
、第1の電圧設定器12で設定された第1の基準電圧例
えば600Vより高い第2の基準電圧例えば630Vを
設定する第2の電圧設定器22と、この電圧検出器21
の検出電圧と第2の電圧設定器22で設定した第2の基
準電圧を比較する差動増幅器23とで構成されている。
次に上記実施例の動作について説明する。通常は、前記
したように、フィードバック制御回路10によって出力
電圧を一定値に制御しているが、第2図(a)に示すよ
うに、入力電圧EOが電圧E1に急激に上昇変動して、
同図(b)に示すようにフィルタコンデンサ8の出力電
圧v0が第2の基+?!tn圧vth以上の電圧V P
1に上昇すると。
したように、フィードバック制御回路10によって出力
電圧を一定値に制御しているが、第2図(a)に示すよ
うに、入力電圧EOが電圧E1に急激に上昇変動して、
同図(b)に示すようにフィルタコンデンサ8の出力電
圧v0が第2の基+?!tn圧vth以上の電圧V P
1に上昇すると。
応答速度変更回路20から第2図(Q)に示すように時
刻t1から時刻t2までの時間幅のパルス信号Pが出力
される。
刻t1から時刻t2までの時間幅のパルス信号Pが出力
される。
このパルス信号Pはフィードバック制御回路10を構成
する電圧比較器13の積分コンデンサ18の値を小さく
する駆動力となり、フィードバック制御回路10の応答
速度を早める。
する電圧比較器13の積分コンデンサ18の値を小さく
する駆動力となり、フィードバック制御回路10の応答
速度を早める。
この結果、第2図点練水のように上昇すべき出力電圧V
、が実線水のように抑制され、負荷19に過電圧が印加
されることを防止する。また、フィルタコンデンサ8の
出力電圧が第2の基準電圧以下になったときは、積分コ
ンデンサ18の値を小さくするパルス信号Pがなくなる
ため、応答速度は元の遅い状態に戻り、フィードバック
制御系は不安定になることがない。
、が実線水のように抑制され、負荷19に過電圧が印加
されることを防止する。また、フィルタコンデンサ8の
出力電圧が第2の基準電圧以下になったときは、積分コ
ンデンサ18の値を小さくするパルス信号Pがなくなる
ため、応答速度は元の遅い状態に戻り、フィードバック
制御系は不安定になることがない。
第3図、第4図はフィードバック制御回路JO1応答速
度変更回路20を省略してチョッパ回路部のみを示した
この発明の他の実施例を示すもので、第3図において、
24はスイッチング素子24a〜24fで構成される3
相ブリツジインバータ、25はインバータ用変圧器、2
6は交流負荷である。
度変更回路20を省略してチョッパ回路部のみを示した
この発明の他の実施例を示すもので、第3図において、
24はスイッチング素子24a〜24fで構成される3
相ブリツジインバータ、25はインバータ用変圧器、2
6は交流負荷である。
また、第4図において、4a、4bは入力用フィルタコ
ンデンサ、5a、5bはチョッパ用スイッチング素子、
6a、6bはチョッパ用フライホイールダイオードであ
る。
ンデンサ、5a、5bはチョッパ用スイッチング素子、
6a、6bはチョッパ用フライホイールダイオードであ
る。
この第3図、第4図の実施例も省略したフィードバック
制御回路、応答速度変更回路によって、前記第1図の実
施例と同様に動作する。
制御回路、応答速度変更回路によって、前記第1図の実
施例と同様に動作する。
なお、第3図において、前記第1図と同一部分には同一
符号を付し、また、第4図において前記第1図および第
3図と同一部分には同一符号を付してそれぞれ説明を省
略する。
符号を付し、また、第4図において前記第1図および第
3図と同一部分には同一符号を付してそれぞれ説明を省
略する。
以上のように、この発明によれば、出力電圧が基準電圧
以上になったときはフィードバック制御回路の応答速度
を早くシ、出力電圧が基準電圧以下になったときは応答
速度を遅くするように構成したので、出力電圧の過渡的
な最大値を小さくして、負荷に過電圧が印加されること
を確実に防止するとともにフィードバック制御系が不安
定になることを防止するなどの効果がある。
以上になったときはフィードバック制御回路の応答速度
を早くシ、出力電圧が基準電圧以下になったときは応答
速度を遅くするように構成したので、出力電圧の過渡的
な最大値を小さくして、負荷に過電圧が印加されること
を確実に防止するとともにフィードバック制御系が不安
定になることを防止するなどの効果がある。
第1図はこの発明の一実施例によるチョッパ装置を示す
回路図、第2図は入力電圧変動時における動作説明図、
第3図、第4図はこの発明の他の実施例を示す一部の回
路図、第5図は従来のチョッパ装置の回路図、第6図は
その装置の動作説明図、第7図は入力電圧変動時におけ
る動作説明図である。 lは直流電源、3は入力用直流リアクトル、4゜4a、
4bは入力用フィルタコンデンサ、5,5a、5bはチ
ョッパ用スイッチング素子、6,6a、6bはフライホ
イールダイオード、7は出力用直流リアクトル、8は出
力用フィルタコンデンサ、10はフィードバック制御回
路、20は応答速度変更回路。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。 第1 図 1−a己鉦電p 3:入力WI直」しりアフト)し 4:入アl貝フベルタコンデン寸 5 う−ヨ・刀V田スイ・7+ンフ章き6°フラ1ホイ
刊し9イλ−ド ア:杷カy@置液すフフト)し s:’hb月17<)し9]ンテ゛ン寸10゛フィート
八、フ休゛1徨Y回1む20 丁C1引やL」【2社史
足〕′発第3図 第4図
回路図、第2図は入力電圧変動時における動作説明図、
第3図、第4図はこの発明の他の実施例を示す一部の回
路図、第5図は従来のチョッパ装置の回路図、第6図は
その装置の動作説明図、第7図は入力電圧変動時におけ
る動作説明図である。 lは直流電源、3は入力用直流リアクトル、4゜4a、
4bは入力用フィルタコンデンサ、5,5a、5bはチ
ョッパ用スイッチング素子、6,6a、6bはフライホ
イールダイオード、7は出力用直流リアクトル、8は出
力用フィルタコンデンサ、10はフィードバック制御回
路、20は応答速度変更回路。 なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。 第1 図 1−a己鉦電p 3:入力WI直」しりアフト)し 4:入アl貝フベルタコンデン寸 5 う−ヨ・刀V田スイ・7+ンフ章き6°フラ1ホイ
刊し9イλ−ド ア:杷カy@置液すフフト)し s:’hb月17<)し9]ンテ゛ン寸10゛フィート
八、フ休゛1徨Y回1む20 丁C1引やL」【2社史
足〕′発第3図 第4図
Claims (1)
- 入力用直流リアクトルを介して直流電源に接続した入力
用フィルタコンデンサと、チョッパ用スイッチング素子
を介して前記入力用フィルタコンデンサに接続したフラ
イホィールダイオードと、出力用直流リアクトルを介し
て前記フライホィールダイオードに接続した出力用フィ
ルタコンデンサと、前記フライホィールダイオードの端
子電圧と予じめ設定された第1の基準電圧を比較し該比
較結果に基づいて前記チョッパ用スイッチング素子を制
御して出力電圧を略一定値に制御するフィードバック制
御回路とを有するチョッパ装置において、前記出力用フ
ィルタコンデンサの出力電圧と前記第1の基準電圧より
も高い予じめ設定された第2の基準電圧と比較し該比較
結果に基づいて該出力電圧が該基準電圧以上の場合は前
記フィードバック制御回路の応答速度を早くし以下の場
合は該応答速度を遅くする応答速度変更回路を具備した
ことを特徴とするチョッパ装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22723188A JPH0274149A (ja) | 1988-09-09 | 1988-09-09 | チョッパ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP22723188A JPH0274149A (ja) | 1988-09-09 | 1988-09-09 | チョッパ装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0274149A true JPH0274149A (ja) | 1990-03-14 |
Family
ID=16857565
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP22723188A Pending JPH0274149A (ja) | 1988-09-09 | 1988-09-09 | チョッパ装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0274149A (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008527972A (ja) * | 2005-02-10 | 2008-07-24 | ヴィシェイ−シリコニックス | 補償回路及び方法 |
US8222874B2 (en) | 2007-06-26 | 2012-07-17 | Vishay-Siliconix | Current mode boost converter using slope compensation |
JP2017192219A (ja) * | 2016-04-14 | 2017-10-19 | 富士電機株式会社 | 3レベルチョッパ装置 |
CN107528450A (zh) * | 2017-08-29 | 2017-12-29 | 深圳市稳先微电子有限公司 | 电压比较器、控制芯片及开关电源 |
-
1988
- 1988-09-09 JP JP22723188A patent/JPH0274149A/ja active Pending
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2008527972A (ja) * | 2005-02-10 | 2008-07-24 | ヴィシェイ−シリコニックス | 補償回路及び方法 |
US7880446B2 (en) | 2005-02-10 | 2011-02-01 | Vishay-Siliconix | Adaptive frequency compensation for DC-to-DC converter |
US7960947B2 (en) | 2005-02-10 | 2011-06-14 | Vishay-Siliconix | Adaptive frequency compensation for DC-to-DC converter |
US8222874B2 (en) | 2007-06-26 | 2012-07-17 | Vishay-Siliconix | Current mode boost converter using slope compensation |
US9423812B2 (en) | 2007-06-26 | 2016-08-23 | Vishay-Siliconix | Current mode boost converter using slope compensation |
JP2017192219A (ja) * | 2016-04-14 | 2017-10-19 | 富士電機株式会社 | 3レベルチョッパ装置 |
CN107528450A (zh) * | 2017-08-29 | 2017-12-29 | 深圳市稳先微电子有限公司 | 电压比较器、控制芯片及开关电源 |
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