JP5277913B2 - Dc−dcコンバータ及びdc−dcコンバータの制御回路 - Google Patents
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Description
以下、一実施形態を図1〜6に従って説明する。
図1に示すように、DC−DCコンバータ10は、入力電源Bから入力電圧VCCを降圧変換して、出力端子Toに出力電圧Voを生成し、その生成した出力電圧Voを出力端子Toから内部回路11に出力する。DC−DCコンバータ10は電流制御型DC−DCコンバータであって、電流制御動作により、出力電圧Voが予め定めた目標電圧Vkに制御されて内部回路11に出力される。DC−DCコンバータ10は、制御回路12、スイッチング回路13、第1平滑回路14を備えている。
電流検出部20は、第1平滑回路14のチョークコイルL1に流れる電流(コイル電流IL)を検出し、そのコイル電流ILに相対した負荷検出電圧Vr2を出力する。電流検出部20は、検出した負荷検出電圧Vr2を電流比較器24に出力する。
従って、位相補償部23を備えていない従来のDC−DCコンバータは、周波数帯域が狭く発振し易く安定的な動作させるには問題が生じる。
位相補償部23は、位相補償制御回路31及び位相補償回路32を備え、誤差増幅器ERR1が安定的な誤差電圧Vgを出力するようにしている。
図4に示すように、位相補償部23を備えたDC−DCコンバータ10の周波数帯域は、97kHzになる。また、利得G2が0dBのとき、位相P2は50度以上になっている。すなわち、図2に示す従来のDC−DCコンバータに比べて、位相余裕が十分にあり、DC−DCコンバータ10は発振せずに、安定的に動作することがわかる。
従って、上記のシミュレーション結果により、位相補償部23を備えたDC−DCコンバータ10は、入出力条件に応じて第2位相補償回路34の位相補償定数が最適な位相補償定数に変更されることから、従来のDC−DCコンバータより周波数特性と負荷急変特性が改善されている。
(1)位相補償制御回路31は、入出力条件に応じた制御電圧Vcを生成する。第2位相補償回路34の位相補償定数は、制御電圧Vcに応じて、最適な位相補償定数に変更する。これにより、DC−DCコンバータ10は、入出力条件の全範囲において最適な位相補償定数を設定でき、安定的に出力電圧Voを生成することができる。
以下、本発明を具体化した第二実施形態を図7及び図8に従って説明する。上記第一実施形態では、入力電圧VCCを降圧変換して、出力電圧Voを生成して内部回路11に出力するDC−DCコンバータ、所謂降圧DC−DCコンバータ10に、位相補償部23を備えていた。そして、位相補償部23は、DC−DCコンバータ10の入出力条件に応じて最適な位相補償定数に変更していた。
降圧モードとは、入力電圧VCCを降圧変換して出力電圧Voを目標電圧にするモードであって、入力電圧VCCが目標電圧Vkより少し(例えば10%)高い予め設定された第1設定電圧Vt1よりも高い場合(VCC>Vt1)を、降圧モードという。
降圧用スイッチング回路51aは、PチャネルMOSトランジスタよりなる第1トランジスタT1及びNチャネルMOSトランジスタT2よりなる第2トランジスタT2を備えている。第1トランジスタT1は、ゲートに第1駆動信号DH1が入力され、ソースに入力電圧VCCが供給されている。第1トランジスタT1のドレインは、第2トランジスタT2のドレインに接続されている。第2トランジスタT2は、ゲートに第2駆動信号DL1が入力されている。第2トランジスタT2のソースは、グランドGNDに接続されている。
従って、第1貫通防止回路26aは、第1周期において、第2判定信号J2と同じデューティー比の第1及び第2駆動信号DH1,DL1をそれぞれ第1及び第2トランジスタT1,T2に出力する。
第2貫通防止回路26bは、第2判定信号J2に基づいて、第1及び第2昇降圧信号Sk3a,Sk3bを入力すると、昇圧用スイッチング回路51bを構成する第3トランジスタT3と第4トランジスタT4のゲートにそれぞれ第1及び第2駆動信号DH2,DL2を出力する。
モード検出回路40は比較回路であって、マイナス入力端子に入力電圧VCCが入力され、プラス入力端子に出力電圧Voが入力される。モード検出回路40は、入力された入力電圧VCCと出力電圧Voとを比較し、その比較結果に応じてモード検出信号Smを位相補償制御回路31aに出力する。つまり、モード検出回路40は、出力電圧Voが入力電圧VCC未満のとき、前記した降圧モードを選択するためのLレベルのモード検出信号Smを出力する。
第1制御回路41は、前記した降圧モードにおいて、入出力条件に応じて最適な位相補償定数に変更する第1制御電圧Vc1を生成する。
第2制御回路42は、バッファ回路44、第2平滑回路45及び誤差増幅器ERR2を備えている。バッファ回路44は、第1貫通防止回路26aから第1駆動信号DH1が入力される。なお、前記したように、第1駆動信号DH1は、昇圧モードにおいてHレベルの状態を維持し、降圧モード及び昇降圧モードにおいてHレベルとLレベルとの間をスイッチングする。バッファ回路44は、入力された第1駆動信号DH1の駆動能力を上げて、第2平滑回路45に出力する。
以上記述したように、本実施の形態によれば、以下の効果を奏する。
・上記実施形態において、図9(a)に示すように、第2位相補償回路34はNチャネルフローティングMOSトランジスタTfと第3抵抗R3を備えていた。これに限らず、NチャネルフローティングMOSトランジスタTfをコンデンサC4に変更し、第3抵抗R3を可変抵抗としてのNチャネルMOSトランジスタT5に変更してもよい。
(付記1)
DC−DCコンバータであって、
入力電圧がスイッチング回路のスイッチング動作にて間欠的に供給する平滑回路と、
前記入力電圧を電圧変換させた出力電圧を生成する出力端子と、
一方の入力端子に前記出力電圧を帰還電圧として入力するとともに、他方の入力端子に前記出力電圧を目標電圧にするための予め定めた基準電圧を入力して、前記帰還電圧と前記基準電圧との差電圧であって、前記目標電圧の前記出力電圧を生成するように前記スイッチング回路を制御する差電圧を生成する誤差増幅回路と、
前記誤差増幅回路に入力される前記帰還電圧の位相を制御する位相補償回路と、
前記入力電圧と前記帰還電圧に基づいて前記位相補償回路の位相補償定数を変更する位相補償制御回路と
を設けたことを特徴とするDC−DCコンバータ。
(付記2)
付記2に記載のDC−DCコンバータにおいて、
前記位相補償制御回路は、前記帰還電圧と前記入力電圧を入力して、前記帰還電圧と前記入力電圧との差電圧を求め、その差電圧に基づいて制御信号を生成することを特徴とするDC−DCコンバータ。
(付記3)
付記1又は2に記載のDC−DCコンバータにおいて、
前記位相補償回路は、前記誤差増幅回路の出力端子と前記一方の入力端子間に接続された可変コンデンサと抵抗からなる直列回路であって、前記位相補償制御回路からの制御信号にて前記可変コンデンサの容量値が変更されることを特徴とするDC−DCコンバータ。
(付記4)
付記3に記載のDC−DCコンバータにおいて、
前記可変コンデンサは、NチャネルMOSトランジスタであって、
ソースとドレインが前記出力端子に接続され、バックゲートに前記一方の入力端子に接続され、ゲートに前記位相補償制御回路からの前記制御信号が入力されることを特徴とするDC−DCコンバータ。
(付記5)
付記1又は2に記載のDC−DCコンバータにおいて、
前記位相補償回路は、前記誤差増幅回路の出力端子と前記一方の入力端子間に接続されたコンデンサと可変抵抗からなる直列回路であって、前記位相補償制御回路からの制御信号にて前記可変抵抗の抵抗値が変更されることを特徴とするDC−DCコンバータ。
(付記6)
付記5に記載のDC−DCコンバータにおいて、
前記可変抵抗は、NチャネルMOSトランジスタであって、ゲートに前記位相補償制御回路からの制御信号が入力されることを特徴とするDC−DCコンバータ。
(付記7)
付記1又は2に記載のDC−DCコンバータにおいて、
前記位相補償回路は、前記誤差増幅回路の出力端子と前記一方の入力端子間に接続された可変コンデンサと可変抵抗からなる直列回路であって、前記位相補償制御回路からの制御信号にて前記可変コンデンサの容量値及び前記可変抵抗の抵抗値が変更されることを特徴とするDC−DCコンバータ。
(付記8)
付記7に記載のDC−DCコンバータにおいて、
前記可変コンデンサ及び前記可変抵抗は、NチャネルMOSトランジスタであって、それぞれゲートに前記位相補償制御回路からの制御信号が入力されることを特徴とするDC−DCコンバータ。
(付記9)
付記4、6又は8に記載のDC−DCコンバータにおいて、
前記位相補償制御回路は、前記帰還電圧と前記入力電圧を入力して、前記帰還電圧と前記入力電圧との差電圧を求め、その差電圧に相対した電圧を制御信号として、前記NチャネルMOSトランジスタのゲートにそれぞれ入力することを特徴とするDC−DCコンバータ。
13 スイッチング回路
14 平滑回路
23 位相補償部
31 位相補償制御回路
ERR1 誤差増幅回路
R3 抵抗
Tf,T5 NチャネルMOSトランジスタ
To 出力端子
VCC 入力電圧
Vk 目標電圧
Vo 出力電圧
Claims (4)
- DC−DCコンバータであって、
入力電圧がスイッチング回路のスイッチング動作にて供給される平滑回路と、
前記入力電圧を電圧変換させた出力電圧を出力する出力端子と、
一方の入力端子に前記出力電圧に基づく帰還電圧を入力し、他方の入力端子に基準電圧を入力して、前記帰還電圧と前記基準電圧との差電圧を生成する誤差増幅回路と、
前記誤差増幅回路に入力される前記帰還電圧の位相を制御する位相補償回路と、
前記入力電圧と前記帰還電圧に基づいて、前記位相補償回路の位相補償定数を変更する制御信号を出力する位相補償制御回路とを有し、
前記位相補償回路は、前記誤差増幅回路の出力端子と前記一方の入力端子との間に接続された可変コンデンサと抵抗との直列回路を有し、
前記可変コンデンサは、ソースとドレインに前記誤差増幅回路の出力端子が前記抵抗を介して接続され、バックゲートに前記一方の入力端子が接続され、ゲートに前記制御信号が入力されるMOSトランジスタであることを特徴とするDC−DCコンバータ。 - 請求項1に記載のDC−DCコンバータにおいて、
前記位相補償制御回路は、前記帰還電圧と前記入力電圧を入力して、前記帰還電圧と前記入力電圧との差電圧を求め、その差電圧に基づいて制御信号を生成することを特徴とするDC−DCコンバータ。 - 請求項1又は2に記載のDC−DCコンバータにおいて、
前記位相補償制御回路は、前記帰還電圧と前記入力電圧を入力して、前記帰還電圧と前記入力電圧との差電圧を求め、その差電圧に相対した電圧を制御信号として、前記MOSトランジスタのゲートにそれぞれ入力することを特徴とするDC−DCコンバータ。 - 入力電圧がスイッチング回路のスイッチング動作にて平滑回路に供給され、前記入力電圧を電圧変換させた出力電圧を出力端子に出力し、一方の入力端子に前記出力電圧に基づく帰還電圧を入力し、他方の入力端子に基準電圧を入力して、前記帰還電圧と前記基準電圧との差電圧を誤差増幅回路にて生成し、その差電圧に基づいて、前記スイッチング回路を制御して目標電圧の前記出力電圧を生成するDC−DCコンバータの制御回路であって、
前記誤差増幅回路に入力される前記帰還電圧の位相を制御する位相補償回路と、
前記入力電圧と前記帰還電圧に基づいて、前記位相補償回路の位相補償定数を変更する制御信号を出力する位相補償制御回路とを有し、
前記位相補償回路は、前記誤差増幅回路の出力端子と前記一方の入力端子との間に接続された可変コンデンサと抵抗との直列回路を有し、
前記可変コンデンサは、ソースとドレインに前記誤差増幅回路の出力端子が前記抵抗を介して接続され、バックゲートに前記一方の入力端子が接続され、ゲートに前記制御信号が入力されるMOSトランジスタであることを特徴とするDC−DCコンバータの制御回路。
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