CN112671222B - Dcdc转换器、电子设备及dcdc转换器实现软启动的方法 - Google Patents

Abstract

本申请的DCDC转换器、电子设备及DCDC转换器的软启动方法使用采样电压来调整脉宽调制信号的占空比，从而调节所述PMOS功率管和NMOS功率管的导通时长，使所述电感电流在减小和增大之间切换。并且，通过设置合适的预设电压和预设时长，可以让所述电感电流从一个较低的初始点开始增大，并且限制所述电感电流在一个周期内的增大时长，防止输出较大的电感电流至外接负载，造成外接负载的毁损。

Description

DCDC转换器、电子设备及DCDC转换器实现软启动的方法

技术领域

本申请涉及电流转换器技术领域，具体涉及一种DCDC转换器、电子设备及DCDC转换器实现软启动的方法。

背景技术

DCDC指的是直流开关电源(又称DC-DC)，可以用于升压和降压，利用电容、电感的储能的特性，通过可控开关如MOSFET等进行高频开关的动作，将输入的电能储存在电容或电感里，当开关断开时，电能再释放给负载，提供能量。DCDC输出的功率或电压的能力与占空比有关，占空比由开关导通时间与整个开关的周期的比值有关。

在DCDC转换器的初期启动(startup)阶段，可能会产生瞬态冲击电流(inrushcurrent)，对DCDC转换器自身及负载造成损伤，严重时导致损毁，因此，需要设置软启动流程，以限制启动时的电流强度，使输出电压缓慢平滑的上升至设定值，避免电压、电流的过冲。

发明内容

鉴于此，本申请提供一种DCDC转换器、电子设备及DCDC转换器实现软启动的方法，以解决DCDC转换器初始启动阶段电流过冲的问题。

本申请提供的一种DCDC转换器，包括：

振荡模块，用于根据采样电压输出脉宽调制信号；

输出模块，包括PMOS功率管、NMOS功率管以及LC滤波电路，其中：

所述PMOS功率管的源极用于接收输入电压，栅极连接至所述振荡模块的输出端；

所述NMOS功率管的源极接地，栅极连接至所述振荡模块的输出端，漏极连接至所述PMOS功率管的漏极；

所述LC滤波电路第一端连接至所述PMOS功率管的漏极，所述第一端连接至所述振荡模块，以向所述振荡模块提供所述采样电压，所述LC滤波电路第二端用于输出所述输出电压；

所述振荡模块用于根据所述采样电压的变化调整所述脉宽调制信号的占空比，以控制所述PMOS功率管和NMOS功率管依次导通的时间，包括：在所述NMOS功率管导通时，当所述采样电压大于预设电压后，控制所述PMOS功率管导通，以及将所述PMOS功率管的导通时长限制在预设时长以下。

可选的，所述振荡模块根据所述采样电压的大小控制所述脉宽调制信号的占空比时，比较所述采样电压与预设电压，在所述NMOS功率管导通时，若所述采样电压大于预设电压，则通过所述脉宽调制信号控制所述PMOS功率管导通，并控制所述PMOS功率管的导通时长小于等于预设时长。

可选的，所述振荡模块包括：

导通控制单元，连接至所述LC滤波电路的第一端，并接收所述脉宽调制信号，所述导通控制单元用于比较所述采样电压和所述预设电压，并根据比较结果和所述脉宽调制信号输出第一控制信号；

关断控制单元，连接至所述导通控制单元，用于根据所述第一控制信号输出第二控制信号；

脉宽调制信号单元，连接至所述导通控制单元以及关断控制单元用于根据所述第一控制信号和第二控制信号形成所述脉宽调制信号；

驱动单元，连接至所述脉宽调制信号单元，用于根据所述脉宽调制信号输出驱动信号驱动所述PMOS功率管和NMOS功率管。

可选的，所述导通控制单元包括：

比较单元，具有两个输入端，其中一个输入端连接至所述采样电压的输出端，另一个输入端用于接收所述预设电压，并输出所述比较结果；

电流镜负载，用于为所述比较单元提供偏置电流；

或非门电路，包括第一或非门以及反相器，所述第一或非门具有两个输入端，其中一个输入端连接至所述比较单元的输出端，另一个输入端通过所述反相器连接至所述脉宽调制信号单元的输出端，所述第一或非门的输出端输出所述第一控制信号。

可选的，所述比较单元包括：

栅极相互连接的第一NMOS管和第二NMOS管，所述第一NMOS管的栅极和漏极相连接，所述第一NMOS管的源极连接至所述LC滤波电路的第一端，所述第二NMOS管的源极接收所述预设电压；

所述电流镜负载包括：

第一PMOS管，源极接收所述输入电压，漏极连接至所述第一NMOS管的漏极；

第二PMOS管，源极接收所述输入电压，漏极连接至所述第二NMOS管的漏极；

所述第一PMOS管和第二PMOS管的栅极还连接至一偏置电压源，由所述偏置电压源为所述第一PMOS管和第二PMOS管提供偏置电压。

可选的，所述预设电压为0V。

可选的，所述关断控制单元包括：

镜像电流源，用于提供充电电流，包括栅极相互连接的第三PMOS管以及第四PMOS管，且所述第三PMOS管以及第四PMOS管的源极接收所述输入电压；

电阻，所述电阻连接于所述镜像电流源的输出端，用于控制所述充电电流的大小；

充电电容，通过所述电阻连接至所述第三PMOS管的漏极；

开关单元，连接至所述导通控制单元的输出端，且连接于所述镜像电流源和所述充电电容，用于根据所述第一控制信号控制所述充电电容接受所述镜像电流源的充电，或控制所述充电电容放电。

可选的，所述关断控制单元还包括：

缓冲单元，连接至所述充电电容，用于对所述充电电容的端电压进行整形，且所述缓冲单元具有翻转阈值，在所述端电压大于等于所述翻转阈值时，对所述端电压进行翻转输出。

可选的，所述脉宽调制信号单元包括：

RS锁存器，包括第二或非门和第三或非门，其中：

所述第二或非门的一输入端作为R输入端，连接至所述关断控制单元的输出端，另一输入端连接至第三或非门的输出端，所述第二或非门的输出端作为Q输出端；

所述第三或非门的一输入端作为S输入端，连接至所述导通控制单元的输出端，另一输入端连接至所述第二或非门的输出端。

本申请提供了一种DCDC转换器软启动的方法，所述DCDC转换器包括输出模块，所述输出模块包括NMOS功率管、PMOS功率管以及LC滤波电路，所述LC滤波电路第一端连接至所述NMOS功率管和PMOS功率管的连接点，第二端接地；所述方法包括以下步骤：

从所述LC滤波电路第一端获取采样电压；

提供脉宽调制信号以驱动所述NMOS功率管和PMOS功率管，并根据所述采样电压的变化调整所述脉宽调制信号的占空比，以控制所述PMOS功率管和NMOS功率管的导通时间。

可选的，根据所述采样电压的变化调整所述脉宽调制信号的占空比，以控制所述PMOS功率管和NMOS功率管的导通时间时，包括以下步骤：

比较所述采样电压与预设电压，在所述NMOS功率管导通时，若所述采样电压大于预设电压，则通过所述脉宽调制信号控制所述PMOS功率管导通，并控制所述PMOS功率管的导通时长小于等于预设时长。

可选的，根据所述采样电压的变化调整所述脉宽调制信号的占空比时，包括以下步骤：

根据所述采样电压的大小获取第一控制信号和第二控制信号；

根据所述第一控制信号和第二控制信号形成所述脉宽调制信号。

可选的，根据所述采样电压的大小获取第一控制信号时，包括以下步骤：

获取所述脉宽调制信号；

在所述采样电压大于所述预设电压时，若所述脉宽调制信号为高电平，则输出置高的所述第一控制信号，若所述脉宽调制信号为低电平，则输出置低的所述第一控制信号；和/或，在所述采样电压小于所述预设电压时，所述比较单元输出高电平，输出置低的所述第一控制信号。

可选的，根据所述采样电压的变化获取第二控制信号时，包括以下步骤：

提供充电电容，并提供充电电流对所述充电电容充电；

在所述第一控制信号置高时，切断所述充电电流与所述充电电容的连接，并控制所述充电电容放电；

获取所述充电电容的端电压，在所述端电压高于一翻转阈值时，输出置高的所述第二控制信号，否则输出置低的所述第二控制信号。

可选的，根据所述采样电压的变化获取第二控制信号时，还包括以下步骤：

通过改变充电电容、充电电流以及所述翻转阈值调整所述第二控制信号的置高时长。

可选的，采用RS锁存器处理所述第一控制信号和第二控制信号，以获取所述脉宽调制信号。

本申请还提供了一种电子设备，包括所述的DCDC转换器。

本申请的DCDC转换器、电子设备及DCDC转换器的软启动方法使用采样电压来调整脉宽调制信号的占空比，从而调节所述PMOS功率管和NMOS功率管的导通时长。由于所述PMOS功率管以及所述NMOS功率管可以增大或减小所述电感电流，因此，通过控制所述脉宽调制信号的占空比，可以使所述电感电流在减小到一定程度后再开始增大，使得所述电感电流能够从一个较低的初始点开始增大，并且可以限制所述电感电流在一个周期内的增大幅度，防止输出较大的电感电流至外接负载，造成外接负载的毁损。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术中的DCDC转换器的结构示意图；

图2为现有技术中的DCDC转换器中各个信号的时序图；

图3为一实施例中所述DCDC转换器的结构示意图；

图4为一实施例中所述DCDC转换器的结构示意图；

图5为一实施例中所述DCDC转换器的电路结构示意图；

图6为一实施例中所述DCDC转换器各个信号的时序示意图；

图7为一实施例中所述软启动的方法的步骤流程示意图；

图8为一实施例中图7中步骤S402展开后的步骤流程示意图；

图9为一实施例中图8的步骤S502展开后的步骤流程示意图。

具体实施方式

研究发现，可以使用误差放大器以及比较单元来构建DCDC转换器的软启动电路，所述DCDC转换器如图1所示，包括误差放大器EA、比较单元COMP、驱动器Driver以及输出部分，由所述误差放大器EA对不断上升的参考电压VC以及基于DCDC转换器的输出电压的采样电压FB进行比较，并输出一个调节电压VEA，该不断上升的参考电压VC由电容C充电产生，且随时间线性上升。

所述比较单元COMP比较所述调节电压VEA与一个锯齿波信号，从而产生方波信号PWM，如图2所示。由于参考电压VC随时间线性上升，因此所述调节电压VEA对锯齿波信号SAW斩波后得到的方波信号PWM的占空比也会线性增大，导致输出电压VOUT会随着参考电压VC的上升缓慢上升，从而实现软启动过程。

然而，在使用所述软启动电路时，在重载或输出滤波电容很大时，输出电压VOUT较低，采样电压FB几乎为零，采样电压FB与参考电压VC之间差值将达到最大，所述误差放大器EA输出的调节电压VEA达到最大，所述DCDC转换器将工作在最大占空比情况下，此时PMOS功率管的导通时间Ton很大。由于所述输出模块中电感L的电流峰值与PMOS功率管的导通时间Ton相关，此时电感的电流峰值也很高，易发生电感饱和，严重导致DCDC转换器损毁。

为了克服上述问题，本申请提出了一种DCDC转换器、电子设备以及DCDC转换器软启动的方法。以下结合附图，对本申请中的DCDC转换器以及DCDC转换器软启动进行进一步的说明。

本申请的一实施例中提供了一种DCDC转换器。

请参阅图3，为一实施例中所述DCDC转换器的结构示意图。

本申请提供的一种DCDC转换器，包括振荡模块101、输出模块102。

所述振荡模块101用于输出脉宽调制信号，并根据采样电压SW的大小控制脉宽调制信号PWM的占空比，即所述的脉宽调制信号PWM的高低电平翻转时机。所述采样电压SW采样自所述输出模块102，在所述脉宽调制信号PWM为高电平时，若所述采样电压SW大于预设电压，则所述脉宽调制信号PWM翻转为低电平，且所述低电平的持续时长小于等于预设时长。

所述输出模块102包括PMOS功率管、NMOS功率管以及LC滤波电路，其中：所述PMOS功率管的源极用于接收输入电压Vin，栅极连接至所述振荡模块101的输出端；所述NMOS功率管的源极接地，栅极连接至所述振荡模块101的输出端，漏极连接至所述PMOS功率管的漏极。

所述LC滤波电路包括相互连接的电感L和电容C，所述电感L的第一端作为所述LC滤波电路的第一端连接至所述PMOS功率管的漏极，还连接至所述振荡模块101，以向所述振荡模块101提供所述采样电压SW。所述电感L的第二端作为所述LC滤波电路的第二端，以输出一输出电压VOUT，且所述电感L的第二端连接至所述电容C的上极板，所述电容C的下极板接地。

所述PMOS功率管和NMOS功率管根据所述脉宽调制信号PWM的高低电平的变化交替导通，使得所述LC滤波电路在两个状态间切换，一个状态是PMOS功率管导通、NMOS功率管关断时，所述LC滤波电路通过所述PMOS功率管连接至输入电压Vin，由所述输入电压Vin给所述LC滤波电路中的电容充电的充电状态，在该状态下，电感L的电感电流不断增大，且所述PMOS管的导通时间Ton越大，所述电感电流的峰值越大；另一个状态是NMOS功率管导通、PMOS功率管关断时，所述LC滤波电路对所述NMOS管放电的放电状态，在该状态下，电感L的电感电流不断减小，且所述NMOS管的导通时间Toff越大，所述电感电流的最小值越小。

因此，通过控制所述PMOS功率管和NMOS功率管的导通时间，就可以控制所述电感电流，防止所述电感电流的峰值过大，从而防止所述DCDC转换器在过大的电感电流峰值下发生毁损。

在该实施例中，在放电状态下，所述LC滤波电路中的电容C的电极板向地放电，电流方向为从地流向所述LC滤波电路的第一端，由于地的电位为0V，因此所述LC滤波电路的第一端的电位为负值，因此，所述采样电压SW与所述电感电流的大小成反比，所述电感大电流越大，所述采样电压SW越小，因此，只有在所述电感电流减小到一定值，使得所述采样电压SW增大到所述预设电压后，才输出置高的脉宽调制信号PWM，开始新一轮的充电，这保证了所述电感电流在一个脉宽调制信号PWM周期中，在充电开始时具有较低的初始值。

在该实施例中，还限制所述脉宽调制信号PWM的低电平持续时长，所述低电平持续时长对应至一个脉宽调制信号PWM周期的充电时长，与一个脉宽调制信号PWM周期中的充电过程中电感电流的增大量正相关，因此，通过限制低电平持续时长，可以限制一个脉宽调制信号PWM周期的充电过程中，所述电感电流的增大量。

在该实施例中，对一个脉宽调制信号PWM周期的充电过程中所述电感电流的初始值以及所述电感电流的增大量都进行了限制，能够有效防止所述电感电流峰值过大，从而防止所述DCDC转换器在过大的电感电流峰值下毁损。

请参阅图4，为一实施例中所述DCDC转换器的结构示意图。

在该实施例中，所述振荡模块101包括导通控制单元104、关断控制单元105、脉宽调制信号单元106以及驱动单元103。

所述导通控制单元104连接至所述LC滤波电路的第一端，以获取所述采样电压SW，并接收所述脉宽调制信号PWM，所述导通控制单元104用于比较所述采样电压SW以及预设电压，并根据比较结果以及所述脉宽调制信号PWM输出所述第一控制信号。

所述关断控制单元105连接至所述导通控制单元104，用于根据所述第一控制信号输出第二控制信号。

所述脉宽调制信号单元106连接至所述导通控制单元104以及关断控制单元105，用于根据所述第一控制信号和第二控制信号形成所述脉宽调制信号PWM。

所述驱动单元103连接至所述脉宽调制信号单元106的输出端，用于对自所述脉宽调制信号单元106输出的脉宽调制信号PWM进行整形放大，以便驱动所述输出模块102中的PMOS功率管以及NMOS功率管。

请参阅图5，为一实施例中所述DCDC转换器的电路结构示意图。

在该实施例中，所述导通控制单元104包括比较单元1041、电流镜负载1042和或非门电路。

所述比较单元1041包括栅极相互连接的第一NMOS管MN1和第二NMOS管MN2，所述第一NMOS管MN1的栅极和漏极相连接，所述第一NMOS管MN1的源极作为所述正输入端，连接至所述LC滤波电路的第一端，用于获取所述采样电压SW，所述第二NMOS管MN2的源极作为所述负输入端接地，以获取0V的预设电压。

实际上，也可设置所述预设电压为其他数值，所述预设电压越大，在所述脉宽调制信号PWM的高电平占空比越大，所述NMOS功率管的导通时长越大，所述LC滤波电路的电感电流在一个周期内的降低幅度越大。因此，合理设置所述预设电压，能够防止电感电流的过度累积。

在该实施例中，所述电流镜负载1042用于向所述比较单元1041提供偏置电流，包括：第一PMOS管MP1，源极接收所述输入电压Vin，漏极连接至所述第一NMOS管MN1的漏极；第二PMOS管MP2，源极接收所述输入电压Vin，漏极连接至所述第二NMOS管MN2的漏极；所述第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2的栅极还连接至一偏置电压源VB，由所述偏置电压源VB为所述第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2提供偏置电压。

在图5所示的实施例中，所述或非门电路包括第一或非门NOR1以及反相器INV1，所述第一或非门NOR1具有两个输入端，其中一个输入端连接至所述比较单元1041的输出端，另一个输入端通过反相器INV1连接至所述脉宽调制信号单元的输出端，所述第一或非门NOR1的输出端输出所述第一控制信号TFC。

在所述采样电压SW大于所述预设电压时，所述比较单元1041输出低电平，此时，所述或非门电路的输出信号与所述脉宽调制信号PWM相关，在所述脉宽调制信号PWM为高电平时，所述或非门输出高电平作为所述第一控制信号TFC，在所述脉宽调制信号PWM为低电平时，所述或非门输出低电平作为所述第一控制信号TFC。在所述脉宽调制信号PWM为低电平时，所述或非门电路的输出信号持续为低电平。

所述关断控制单元105包括镜像电流源、充电电容C1、电阻R和开关单元。

所述开关单元包括一第三NMOS管MN3，所述第三NMOS管MN3的栅极连接至所述导通控制单元104的输出端，由所述导通控制单元104输出的第一控制信号TFC控制所述第三NMOS管MN3的开启与关断。所述第三NMOS管MN3的源极和漏极分别连接所述充电电容C1的上下极板，用于根据所述第一控制信号TFC控制所述充电电容C1接受所述镜像电流源的充电，或控制所述充电电容C1放电。

所述镜像电流源包括栅极相互连接的第三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4，所述第三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4的漏极作为输出端，源极接收所述输入电压Vin。

所述电阻R连接于所述镜像电流源的输出端，用于控制所述充电电流的大小。

所述充电电容C1通过所述电阻R连接至所述第三PMOS管MP3的漏极，所述镜像电流源提供充电电流对所述充电电容C1进行充电。在所述开关单元的控制下，所述镜像电流源以及所述充电电容C1之间的连接线路导通或关断，对应至所述充电电容C1被所述充电电流充电，或者放电。

在该实施例中，所述关断控制单元105还包括缓冲单元BUF，连接至所述充电电容C1的一端，用于对所述充电电容C1的端电压VC进行整形，且所述缓冲单元BUF具有翻转阈值Vth。在所述端电压VC大于等于所述翻转阈值Vth时，对所述端电压VC进行翻转输出，输出置高的第二控制信号TOC。在所述端电压VC小于所述翻转阈值Vth时，所述缓冲单元BUF输出置低的第二控制信号TOC。

实际上，在一些实施例中，也可不设置所述缓冲单元BUF。此时，只要所述开关电容C1的端电压VC为高电平，就输出置高的所述第二控制信号TOC，若所述开关电容C1的端电压VC为低电平，就输出置低的所述第二控制信号TOC。

在所述第一控制信号TFC为高电平时，所述第三NMOS管MN3导通，连接所述第三NMOS管MN3的源漏极的充电电容C1对所述第三NMOS管MN3放电，所述充电电容C1的端电压VC减小，到小于所述翻转阈值Vth时，所述关断控制单元105中的一个缓冲单元BUF输出低电平作为所述第二控制信号TOC。

在所述第一控制信号TFC为低电平时，所述第三NMOS管MN3关断，由所述镜像电流源为所述充电电容C1充电，使得所述充电电容C1的端电压VC增大；在所述端电压VC增大至大于等于所述翻转阈值Vth时，所述缓冲单元BUF输出高电平作为所述第二控制信号TOC。

在该实施例中，所述关断控制单元105还包括电阻R，设置于所述镜像电流源下方，用于控制所述充电电流的大小。在一些实施例中，可根据需要设置所述电阻R的阻值大小，以调整所述充电电流的大小，从而调整将所述充电电容C1的端电压VC充电至翻转阈值Vth以上的充电时长，充电电流越大，充电时长越短，所述第二控制信号TOC由低电平翻转成高电平所需的时长越短。

在该实施例中，所述脉宽调制信号单元106(详见图4)包括RS锁存器201，用于根据所述第一控制信号TFC以及第二控制信号TOC输出所述脉宽调制信号PWM。

所述RS锁存器201包括第二或非门NOR2和第三或非门NOR3。所述第二或非门NOR2的一输入端作为R输入端，连接至所述关断控制单元的输出端，另一输入端连接至第三或非门NOR3的输出端，所述第二或非门NOR2的输出端作为Q输出端。

所述第三或非门NOR3的一输入端作为S输入端，连接至所述导通控制单元的输出端，另一输入端连接至所述第二或非门NOR2的输出端。

在图5所示的实施例中，所述RS锁存器的Q输出端后还连接有一个反相器组INV2，在所述驱动单元没有反相功能时，所述反相器组INV2包括双数个依次连接的反相器，否则，所述反相器组INV2包括单数个依次连接的反相器。所述反相器组INV2可以起到对波形整形的效果。

所述RS锁存器201具有锁存特性，具体的：

(1)在所述R输入端以及S输入端输入的都是低电平时，所述Q输出端输出的信号相较于上一状态保持不变；

(2)在所述R输入端输入的是高电平、S输入端输入的是低电平时，所述Q输出端输出高电平；

(3)在所述R输入端输入的是低电平、S输入端输入的是高电平时，所述Q输出端输出低电平；

(4)在所述R输入端以及S输入端输入的都是高电平时，所述Q输出端输出低电平。

此处可以参阅图6，为一实施例中各个信号的时序图。

在图6所示的实施例中，在(t0，t1)时间段内，所述充电电容C1(请参阅图5)经过充电电流的充电，其端电压VC大于等于所述翻转阈值Vth，所述第二控制信号TOC为高电平，此时，所述采样电压SW小于所述预设电压，所述比较单元输出一高电平，该高电平输入至所述或非门电路的一个输入端，所述或非门电路输出置低的第一控制信号TFC。此时，所述脉宽调制信号PWM为RS锁存器的输出端的反向，在所述第二控制信号TOC为高时，所述Q输出端输出低电平，因此，脉宽调制信号PWM为高。

由于在(t0，t1)时间段内，所述第一控制信号TFC的低电平控制所述关断控制电路中的电容C的端电压VC持续增大，因此，端电压VC在(t0，t1)时间段内始终大于翻转阈值Vth，因此，(t0，t1)时间段内所述第二控制信号TOC保持高电平，脉宽调制信号PWM也保持高电平。

在(t0，t1)时间段内，在脉宽调制信号PWM为高的作用下，NMOS功率管导通，IL逐渐减小，采样电压SW逐渐增大。在采样电压SW增大至大于等于所述预设电压时，即t1时刻，所述比较单元的输出翻转，输出一个低电平，此时，所述第一或非门NOR1的输出由脉宽调制信号PWM决定。

由于在t1的上一时刻，脉宽调制信号PWM为高电平，经所述或非门电路中的反相器INV2反相后，自所述第一或非门NOR1的另一输入端输入，因此，在t1时刻，所述第一或非门NOR1输出高电平，第一控制信号TFC为高电平。

在t1时刻，由于第一控制信号TFC转成高电平，所以第二控制信号TOC电路中的电容C瞬间放电至端电压VC小于翻转阈值Vth，翻转为低电平。因此，所述第二控制信号TOC也在所述第一控制信号TFC翻转的瞬间，翻转为低电平。

此时，RS锁存器201的Q输出端输出的内容，与所述S输入端输入的信号相关。由于第一控制信号TFC为高，因此第三或非门NOR3输出低电平，NOR2的两个输入端分别输入第二控制信号TOC低电平以及第三或非门NOR3输出的电平，因此Q输出端输出高电平，脉宽调制信号PWM翻转为低。但由于时延的存在，脉宽调制信号PWM仍在(t1，t2)时间段保持高电平，直至t2时刻才完成翻转，转换成低电平。

在t2时刻，由于脉宽调制信号PWM翻转至低，采样电压SW仍大于预设电压，比较单元仍输出低电平，因此，所述第一或非门NOR1输出置低的第一控制信号TFC。

在(t2，t3)时间段内，由于第一控制信号TFC置低，关断控制模块中的电容C再次被充电，端电压VC再次升高，在t3时刻，端电压VC升高至大于等于所述翻转阈值Vth，第二控制信号TOC又再次翻转为高电平。由于在(t2，t3)时间段内，脉宽调制信号PWM持续为低，因此所述第一或非门NOR1持续输出低电平。

本申请还有一实施例中提供了一种DCDC转换器软启动的方法。

请同时参阅图3至图7，其中图7为一实施例中所述软启动的方法的步骤流程示意图。

在该实施例中，所述DCDC转换器包括输出模块102(详见图3、4、5)，所述输出模块102包括NMOS功率管、PMOS功率管以及LC滤波电路，所述LC滤波电路第一端连接至所述NMOS功率管和PMOS功率管的连接点，第二端接地；所述方法包括以下步骤：

步骤S401：从所述LC滤波电路第一端获取采样电压SW(详见图3、4、5)。

所述采样电压SW采样自所述LC滤波电路的第一端，且所述采样电压SW跟随所述LC滤波电路中的电感L(详见图3、4、5)的电感电流变化，具体的，所述采样电压SW与电感L的电感电流大小负相关。所述电感L的电感电流随着NMOS功率管和PMOS功率管的交替导通发生变化。

步骤S402：提供脉宽调制信号PWM以依次驱动所述NMOS功率管和PMOS功率管，并根据所述采样电压SW的变化调整所述脉宽调制信号的占空比，以控制所述PMOS功率管和NMOS功率管的导通时间。

根据所述采样电压的变化调整所述脉宽调制信号的占空比，以控制所述PMOS功率管和NMOS功率管的导通时间时，包括以下步骤：比较所述采样电压SW与预设电压，在所述NMOS功率管导通时，若所述采样电压SW大于预设电压，则通过所述脉宽调制信号PWM控制所述PMOS功率管导通，控制所述PMOS功率管的导通时长小于等于预设时长。

NMOS功率管导通时，对应至所述LC滤波电流中的电容C放电，所述电感L的电感电流降低。所述采样电压SW大于预设电压，对应至所述电感电流L减小至一定电流。PWM控制所述PMOS功率管导通，对应至所述LC滤波电流中的电容C被充电，所述电感L的电感电流增大。控制所述PMOS功率管的导通时长小于等于预设时长，对应至限制所述电感L的电感电流的增大量。

请同时参阅图8，为一实施例中图7中步骤S402展开后的步骤流程示意图。

在该实施例中，根据所述采样电压SW的大小调整所述脉宽调制信号PWM的占空比时，包括以下步骤：

步骤S501：根据所述采样电压SW的大小获取第一控制信号TFC和第二控制信号TOC。

获取第一控制信号TFC时，包括以下步骤：获取所述脉宽调制信号PWM；在所述采样电压SW大于所述预设电压时，若所述脉宽调制信号PWM为高电平，则输出置高的所述第一控制信号TFC，若所述脉宽调制信号PWM为低电平，则输出置低的所述第一控制信号TFC；和/或，在所述采样电压SW小于所述预设电压时，所述比较单元输出高电平，输出置低的所述第一控制信号TFC。

步骤S502：根据所述第一控制信号TFC和第二控制信号TOC形成所述脉宽调制信号PWM。

请参阅图9，为一实施例中图8的步骤S502展开后的步骤流程示意图。

在该实施例中，根据所述采样电压SW的变化获取第二控制信号TOC时，包括以下步骤：

步骤S601：提供充电电容C1(详见图4、5)，并提供充电电流对所述充电电容C1充电；

步骤S602：在所述第一控制信号TFC置高时，切断所述充电电流与所述充电电容C1的连接，并控制所述充电电容C1放电；

步骤S603：获取所述充电电容C1的端电压VC(详见图5)，在所述端电压VC高于一翻转阈值Vth(详见图5)时，输出置高的所述第二控制信号TOC，否则输出置低的所述第二控制信号TOC。需要注意的是，这里的翻转阈值Vth是由缓冲单元BUF提供的，实际上，当不设置所述缓冲单元BUF时，也可以使用高电平和低电平在翻转时的要达到的电平作为所述翻转阈值Vth。

根据所述采样电压SW的变化获取第二控制信号TOC时，还包括以下步骤：改变充电电容C1、充电电流以及所述翻转阈值Vth，从而调整所述第二控制信号TOC的置高时长。

在该实施例中，所述PMOS功率管的导通时间Ton与充电电流的大小、充电电容C1的容值以及翻转阈值的大小均有关，且关系式如下：

其中T_on为导通时长，所述I为所述充电电流，C为所述充电电容C1的容值，翻转阈值VTH为所述缓冲单元BUF的翻转阈值，V_GSP3为所述镜像电流源的晶体管的等效电压降，R为所述电阻R的阻值。

因此，在一些实施例中，可以通过调整镜像电流源连接到的输入电压Vin、充电电容C1的容值C、电阻R的阻值R以及镜像电流源的晶体管的等效电压降V_GSP3来调整所述导通时长。

所述导通时长Ton与所述电感电流峰值Ipeak的关系式如下：

其中，Ipeak为所述电感电流的峰值，L为所述电感L的自感系数。

在该实施例中，通过控制所述PMOS功率管的导通时长Ton，可以控制所述电感电流的峰值，防止该峰值过大，造成电感饱和及DCDC转换器烧毁。

在该实施例中，可以改变所述充电电容C1的容值、电阻R的电阻的大小以及缓冲单元BUF的翻转阈值VTH来调整所述电感电流峰值Ipeak。

在该实施例中，采用RS锁存器来处理所述第一控制信号TFC和第二控制信号TOC，从而形成所述脉宽调制信号PWM。具体的，所述RS锁存器的R输入端连接至所述关断控制单元105(详见图4)的输出端，S输入端连接至所述导通控制单元104(详见图4)的输出端，Q输出端连接一反相器，从而输出所述脉宽调制信号PWM。

本申请的一实施例中，还提供了一种电子设备，所述电子设备包括图4所示的实施例中的DCDC转换器。由于具有该DCDC转换器，所述电子设备能够根据采样电压来调整脉宽调制信号的占空比，从而调节所述PMOS功率管和NMOS功率管的导通时长，使所述电感电流在减小和增大之间切换。并且，通过设置合适的预设电压和预设时长，可以让所述电感电流从一个较低的初始点开始增大，并且限制所述电感电流在一个周期内的增大时长，防止输出较大的电感电流至外接负载，造成外接负载的毁损。

以上所述仅为本申请的实施例，并非因此限制本申请的专利范围，凡是利用本申请说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，例如各实施例之间技术特征的相互结合，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本申请的专利保护范围内。

Claims (15)

1.一种DCDC转换器，其特征在于，包括：

振荡模块，用于根据采样电压输出脉宽调制信号；

输出模块，包括PMOS功率管、NMOS功率管以及LC滤波电路，其中：

所述PMOS功率管的源极用于接收输入电压，栅极连接至所述振荡模块的输出端；

所述NMOS功率管的源极接地，栅极连接至所述振荡模块的输出端，漏极连接至所述PMOS功率管的漏极；

所述LC滤波电路第一端连接至所述PMOS功率管的漏极，所述第一端连接至所述振荡模块，以向所述振荡模块提供所述采样电压，所述LC滤波电路第二端用于输出一输出电压；

所述振荡模块根据所述采样电压的大小控制所述脉宽调制信号的占空比，在所述脉宽调制信号为高电平时，若所述采样电压大于预设电压，则所述脉宽调制信号翻转为低电平，且所述低电平的持续时长小于等于预设时长。

2.根据权利要求1所述的DCDC转换器，其特征在于，所述振荡模块根据所述采样电压的大小控制所述脉宽调制信号的占空比时，比较所述采样电压与预设电压，在所述NMOS功率管导通时，若所述采样电压大于预设电压，则通过所述脉宽调制信号控制所述PMOS功率管导通，并控制所述PMOS功率管的导通时长小于等于预设时长。

3.根据权利要求1所述的DCDC转换器，其特征在于，所述振荡模块包括：

导通控制单元，连接至所述LC滤波电路的第一端，并接收所述脉宽调制信号，所述导通控制单元用于比较所述采样电压和所述预设电压，并根据比较结果和所述脉宽调制信号输出第一控制信号；

关断控制单元，连接至所述导通控制单元，用于根据所述第一控制信号输出第二控制信号；

脉宽调制信号单元，连接至所述导通控制单元以及关断控制单元，用于根据所述第一控制信号和第二控制信号形成所述脉宽调制信号；

驱动单元，连接至所述脉宽调制信号单元，用于根据所述脉宽调制信号输出驱动信号驱动所述PMOS功率管和NMOS功率管。

4.根据权利要求3所述的DCDC转换器，其特征在于，所述导通控制单元包括：

比较单元，具有两个输入端，其中一个输入端连接至所述采样电压的输出端，另一个输入端用于接收所述预设电压，并输出所述比较结果；

电流镜负载，用于为所述比较单元提供偏置电流；

或非门电路，包括第一或非门以及反相器，所述第一或非门具有两个输入端，其中一个输入端连接至所述比较单元的输出端，另一个输入端通过所述反相器连接至所述脉宽调制信号单元的输出端，所述第一或非门的输出端输出所述第一控制信号。

5.根据权利要求4所述的DCDC转换器，其特征在于，所述比较单元包括：

栅极相互连接的第一NMOS管和第二NMOS管，所述第一NMOS管的栅极和漏极相连接，所述第一NMOS管的源极连接至所述LC滤波电路的第一端，所述第二NMOS管的源极接收所述预设电压；

所述电流镜负载包括：

第一PMOS管，源极接收所述输入电压，漏极连接至所述第一NMOS管的漏极；

第二PMOS管，源极接收所述输入电压，漏极连接至所述第二NMOS管的漏极；

所述第一PMOS管和第二PMOS管的栅极还连接至一偏置电压源，由所述偏置电压源为所述第一PMOS管和第二PMOS管提供偏置电压。

6.根据权利要求1所述的DCDC转换器，其特征在于，所述预设电压为0V。

7.根据权利要求3所述的DCDC转换器，其特征在于，所述关断控制单元包括：

镜像电流源，用于提供充电电流，包括栅极相互连接的第三PMOS管以及第四PMOS管，且所述第三PMOS管以及第四PMOS管的源极接收所述输入电压；

电阻，所述电阻连接于所述镜像电流源的输出端，用于控制所述充电电流的大小；

充电电容，通过所述电阻连接至所述第三PMOS管的漏极；

开关单元，连接至所述导通控制单元的输出端，且连接于所述镜像电流源和所述充电电容，用于根据所述第一控制信号控制所述充电电容接受所述镜像电流源的充电，或控制所述充电电容放电。

8.根据权利要求7所述的DCDC转换器，其特征在于，所述关断控制单元还包括：

缓冲单元，连接至所述充电电容，用于对所述充电电容的端电压进行整形，且所述缓冲单元具有翻转阈值，在所述端电压大于等于所述翻转阈值时，对所述端电压进行翻转输出。

9.根据权利要求3所述的DCDC转换器，其特征在于，所述脉宽调制信号单元包括：

RS锁存器，包括第二或非门和第三或非门，其中：

所述第二或非门的一输入端作为R输入端，连接至所述关断控制单元的输出端，另一输入端连接至第三或非门的输出端，所述第二或非门的输出端作为Q输出端；

所述第三或非门的一输入端作为S输入端，连接至所述导通控制单元的输出端，另一输入端连接至所述第二或非门的输出端。

10.一种DCDC转换器软启动的方法，其特征在于，所述DCDC转换器包括输出模块，所述输出模块包括NMOS功率管、PMOS功率管以及LC滤波电路，所述LC滤波电路第一端连接至所述NMOS功率管和PMOS功率管的连接点，第二端接地，所述NMOS功率管的漏极连接至所述PMOS功率管的漏极；所述方法包括以下步骤：

从所述LC滤波电路第一端获取采样电压；

提供脉宽调制信号以驱动所述NMOS功率管和PMOS功率管，并根据所述采样电压的变化调整所述脉宽调制信号的占空比，以控制所述PMOS功率管和NMOS功率管的导通时间；根据所述采样电压的变化调整所述脉宽调制信号的占空比，以控制所述PMOS功率管和NMOS功率管的导通时间时，包括以下步骤：

比较所述采样电压SW与预设电压，在所述NMOS功率管导通时，若所述采样电压SW大于预设电压，则通过所述脉宽调制信号PWM控制所述PMOS功率管导通，控制所述PMOS功率管的导通时长小于等于预设时长。

11.根据权利要求10所述的DCDC转换器软启动的方法，其特征在于，根据所述采样电压的变化调整所述脉宽调制信号的占空比，以控制所述PMOS功率管和NMOS功率管的导通时间时，包括以下步骤：

比较所述采样电压与预设电压，在所述NMOS功率管导通时，若所述采样电压大于预设电压，则通过所述脉宽调制信号控制所述PMOS功率管导通，并控制所述PMOS功率管的导通时长小于等于预设时长。

12.根据权利要求11所述的DCDC转换器软启动的方法，其特征在于，根据所述采样电压的变化调整所述脉宽调制信号的占空比时，包括以下步骤：

根据所述采样电压的大小获取第一控制信号和第二控制信号；

根据所述第一控制信号和第二控制信号形成所述脉宽调制信号；根据所述采样电压的大小获取第一控制信号时，包括以下步骤：

获取所述脉宽调制信号；在所述采样电压大于所述预设电压时，若所述脉宽调制信号为高电平，则输出置高的所述第一控制信号，若所述脉宽调制信号为低电平，则输出置低的所述第一控制信号；和/或，在所述采样电压小于所述预设电压时，比较单元输出高电平，输出置低的所述第一控制信号；

根据所述采样电压的变化获取第二控制信号时，包括以下步骤：

提供充电电容，并提供充电电流对所述充电电容充电；在所述第一控制信号置高时，切断所述充电电流与所述充电电容的连接，并控制所述充电电容放电；获取所述充电电容的端电压，在所述端电压高于一翻转阈值时，输出置高的所述第二控制信号，否则输出置低的所述第二控制信号。

13.根据权利要求12所述的DCDC转换器软启动的方法，其特征在于，根据所述采样电压的变化获取第二控制信号时，还包括以下步骤：

通过改变充电电容、充电电流以及所述翻转阈值调整所述第二控制信号的置高时长。

14.根据权利要求12所述的DCDC转换器软启动的方法，其特征在于，采用RS锁存器处理所述第一控制信号和第二控制信号，以获取所述脉宽调制信号。

15.一种电子设备，其特征在于，包括如权利要求1至9中任一项所述的DCDC转换器。

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