TW202230944A

TW202230944A - Dcdc轉換器、電子設備及dcdc轉換器的軟啟動方法

Info

Publication number: TW202230944A
Application number: TW110147064A
Authority: TW
Inventors: 杜士才; 宋志軍; 楊潺
Original assignee: 大陸商上海艾為電子技術股份有限公司
Priority date: 2021-01-22
Filing date: 2021-12-15
Publication date: 2022-08-01
Also published as: TWI796052B; CN112671222B; CN112671222A

Abstract

本申請的DCDC轉換器、電子設備及DCDC轉換器的軟啟動方法使用採樣電壓來調整脈寬調製信號的占空比，從而調節所述PMOS功率管和NMOS功率管的導通時長，使所述電感電流在減小和增大之間切換。並且，通過設置合適的預設電壓和預設時長，可以讓所述電感電流從一個較低的初始點開始增大，並且限制所述電感電流在一個週期內的增大時長，防止輸出較大的電感電流至外接負載，造成外接負載的毀損。

Description

DCDC轉換器、電子設備及DCDC轉換器的軟啟動方法

本申請涉及電流轉換器技術領域，具體涉及一種DCDC轉換器、電子設備及DCDC轉換器的軟啟動方法。

DCDC指的是直流開關電源（又稱DC-DC），可以用於升壓和降壓，利用電容、電感的儲能的特性，通過可控開關如MOSFET等進行高頻開關的動作，將輸入的電能儲存在電容或電感裡，當開關斷開時，電能再釋放給負載，提供能量。DCDC輸出的功率或電壓的能力與占空比有關，占空比由開關導通時間與整個開關的週期的比值有關。

在DCDC轉換器的初期啟動（startup）階段，可能會產生瞬態衝擊電流（inrush current），對DCDC轉換器自身及負載造成損傷，嚴重時導致損毀，因此，需要設置軟啟動流程，以限制啟動時的電流強度，使輸出電壓緩慢平滑的上升至設定值，避免電壓、電流的過沖。

鑒於此，本申請提供一種DCDC轉換器、電子設備及DCDC轉換器的軟啟動方法，以解決DCDC轉換器初始啟動階段電流過沖的問題。

本申請提供的一種DCDC轉換器，包括：

振盪模組，用於根據採樣電壓輸出脈寬調製信號；

輸出模組，包括PMOS功率管、NMOS功率管以及LC濾波電路，其中：

所述PMOS功率管的源極用於接收輸入電壓，柵極連接至所述振盪模組的輸出端；

所述NMOS功率管的源極接地，柵極連接至所述振盪模組的輸出端，漏極連接至所述PMOS功率管的漏極；

所述LC濾波電路第一端連接至所述PMOS功率管的漏極，所述第一端連接至所述振盪模組，以向所述振盪模組提供所述採樣電壓，所述LC濾波電路第二端用於輸出所述輸出電壓；

所述振盪模組用於根據所述採樣電壓的變化調整所述脈寬調製信號的占空比，以控制所述PMOS功率管和NMOS功率管依次導通的時間，包括：在所述NMOS功率管導通時，當所述採樣電壓大於預設電壓後，控制所述PMOS功率管導通，以及將所述PMOS功率管的導通時長限制在預設時長以下。

可選的，所述振盪模組根據所述採樣電壓的大小控制所述脈寬調製信號的占空比時，比較所述採樣電壓與預設電壓，在所述NMOS功率管導通時，若所述採樣電壓大於預設電壓，則通過所述脈寬調製信號控制所述PMOS功率管導通，並控制所述PMOS功率管的導通時長小於等於預設時長。

可選的，所述振盪模組包括：

導通控制單元，連接至所述LC濾波電路的第一端，並接收所述脈寬調製信號，所述導通控制單元用於比較所述採樣電壓和所述預設電壓，並根據比較結果和所述脈寬調製信號輸出第一控制信號；

關斷控制單元，連接至所述導通控制單元，用於根據所述第一控制信號輸出第二控制信號；

脈寬調製信號單元，連接至所述導通控制單元以及關斷控制單元用於根據所述第一控制信號和第二控制信號形成所述脈寬調製信號；

驅動單元，連接至所述脈寬調製信號單元，用於根據所述脈寬調製信號輸出驅動信號驅動所述PMOS功率管和NMOS功率管。

可選的，所述導通控制單元包括：

比較單元，具有兩個輸入端，其中一個輸入端連接至所述採樣電壓的輸出端，另一個輸入端用於接收所述預設電壓，並輸出所述比較結果；

電流鏡負載，用於為所述比較單元提供偏置電流；

反或閘電路，包括第一反或閘以及反相器，所述第一反或閘具有兩個輸入端，其中一個輸入端連接至所述比較單元的輸出端，另一個輸入端通過所述反相器連接至所述脈寬調製信號單元的輸出端，所述第一反或閘的輸出端輸出所述第一控制信號。

可選的，所述比較單元包括：

柵極相互連接的第一NMOS管和第二NMOS管，所述第一NMOS管的柵極和漏極相連接，所述第一NMOS管的源極連接至所述LC濾波電路的第一端，所述第二NMOS管的源極接收所述預設電壓；

所述電流鏡負載包括：

第一PMOS管，源極接收所述輸入電壓，漏極連接至所述第一NMOS管的漏極；

第二PMOS管，源極接收所述輸入電壓，漏極連接至所述第二NMOS管的漏極；

所述第一PMOS管和第二PMOS管的柵極還連接至一偏置電壓源，由所述偏置電壓源為所述第一PMOS管和第二PMOS管提供偏置電壓。

可選的，所述預設電壓為0V。

可選的，所述關斷控制單元包括：

鏡像電流源，用於提供充電電流，包括柵極相互連接的第三PMOS管以及第四PMOS管，且所述第三PMOS管以及第四PMOS管的源極接收所述輸入電壓；

電阻，所述電阻連接於所述鏡像電流源的輸出端，用於控制所述充電電流的大小；

充電電容，通過所述電阻連接至所述第三PMOS管的漏極；

開關單元，連接至所述導通控制單元的輸出端，且連接於所述鏡像電流源和所述充電電容，用於根據所述第一控制信號控制所述充電電容接受所述鏡像電流源的充電，或控制所述充電電容放電。

可選的，所述關斷控制單元還包括：

緩衝單元，連接至所述充電電容，用於對所述充電電容的端電壓進行整形，且所述緩衝單元具有翻轉閾值，在所述端電壓大於等於所述翻轉閾值時，對所述端電壓進行翻轉輸出。

可選的，所述脈寬調製信號單元包括：

RS鎖存器，包括第二反或閘和第三反或閘，其中：

所述第二反或閘的一輸入端作為R輸入端，連接至所述關斷控制單元的輸出端，另一輸入端連接至第三反或閘的輸出端，所述第二反或閘的輸出端作為Q輸出端；

所述第三反或閘的一輸入端作為S輸入端，連接至所述導通控制單元的輸出端，另一輸入端連接至所述第二反或閘的輸出端。

本申請提供了一種DCDC轉換器的軟啟動方法，所述DCDC轉換器包括輸出模組，所述輸出模組包括NMOS功率管、PMOS功率管以及LC濾波電路，所述LC濾波電路第一端連接至所述NMOS功率管和PMOS功率管的連接點，第二端接地；所述方法包括以下步驟：

從所述LC濾波電路第一端獲取採樣電壓；

提供脈寬調製信號以驅動所述NMOS功率管和PMOS功率管，並根據所述採樣電壓的變化調整所述脈寬調製信號的占空比，以控制所述PMOS功率管和NMOS功率管的導通時間。

可選的，根據所述採樣電壓的變化調整所述脈寬調製信號的占空比，以控制所述PMOS功率管和NMOS功率管的導通時間時，包括以下步驟：

比較所述採樣電壓與預設電壓，在所述NMOS功率管導通時，若所述採樣電壓大於預設電壓，則通過所述脈寬調製信號控制所述PMOS功率管導通，並控制所述PMOS功率管的導通時長小於等於預設時長。

可選的，根據所述採樣電壓的變化調整所述脈寬調製信號的占空比時，包括以下步驟：

根據所述採樣電壓的大小獲取第一控制信號和第二控制信號；

根據所述第一控制信號和第二控制信號形成所述脈寬調製信號。

可選的，根據所述採樣電壓的大小獲取第一控制信號時，包括以下步驟：

獲取所述脈寬調製信號；

在所述採樣電壓大於所述預設電壓時，若所述脈寬調製信號為高電平，則輸出置高的所述第一控制信號，若所述脈寬調製信號為低電平，則輸出置低的所述第一控制信號；和/或，在所述採樣電壓小於所述預設電壓時，所述比較單元輸出高電平，輸出置低的所述第一控制信號。

可選的，根據所述採樣電壓的變化獲取第二控制信號時，包括以下步驟：

提供充電電容，並提供充電電流對所述充電電容充電；

在所述第一控制信號置高時，切斷所述充電電流與所述充電電容的連接，並控制所述充電電容放電；

獲取所述充電電容的端電壓，在所述端電壓高於一翻轉閾值時，輸出置高的所述第二控制信號，否則輸出置低的所述第二控制信號。

可選的，根據所述採樣電壓的變化獲取第二控制信號時，還包括以下步驟：

通過改變充電電容、充電電流以及所述翻轉閾值調整所述第二控制信號的置高時長。

可選的，採用RS鎖存器處理所述第一控制信號和第二控制信號，以獲取所述脈寬調製信號。

本申請還提供了一種電子設備，包括所述的DCDC轉換器。

本申請的DCDC轉換器、電子設備及DCDC轉換器的軟啟動方法使用採樣電壓來調整脈寬調製信號的占空比，從而調節所述PMOS功率管和NMOS功率管的導通時長。由於所述PMOS功率管以及所述NMOS功率管可以增大或減小所述電感電流，因此，通過控制所述脈寬調製信號的占空比，可以使所述電感電流在減小到一定程度後再開始增大，使得所述電感電流能夠從一個較低的初始點開始增大，並且可以限制所述電感電流在一個週期內的增大幅度，防止輸出較大的電感電流至外接負載，造成外接負載的毀損。

研究發現，可以使用誤差放大器以及比較單元來構建DCDC轉換器的軟啟動電路，所述DCDC轉換器如圖1所示，包括誤差放大器EA、比較單元COMP、驅動器Driver以及輸出部分，由所述誤差放大器EA對不斷上升的參考電壓VC以及基於DCDC轉換器的輸出電壓的採樣電壓FB進行比較，並輸出一個調節電壓VEA，該不斷上升的參考電壓VC由電容C充電產生，且隨時間線性上升。

所述比較單元COMP比較所述調節電壓VEA與一個鋸齒波信號，從而產生方波信號PWM，如圖2所示。由於參考電壓VC隨時間線性上升，因此所述調節電壓VEA對鋸齒波信號SAW斬波後得到的方波信號PWM的占空比也會線性增大，導致輸出電壓VOUT會隨著參考電壓VC的上升緩慢上升，從而實現軟啟動過程。

然而，在使用所述軟啟動電路時，在重載或輸出濾波電容很大時，輸出電壓VOUT較低，採樣電壓FB幾乎為零，採樣電壓FB與參考電壓VC之間差值將達到最大，所述誤差放大器EA輸出的調節電壓VEA達到最大，所述DCDC轉換器將工作在最大占空比情況下，此時PMOS功率管的導通時間Ton很大。由於所述輸出模組中電感L的電流峰值與PMOS功率管的導通時間Ton相關，此時電感的電流峰值也很高，易發生電感飽和，嚴重導致DCDC轉換器損毀。

為了克服上述問題，本申請提出了一種DCDC轉換器、電子設備以及DCDC轉換器的軟啟動方法。以下結合附圖，對本申請中的DCDC轉換器以及DCDC轉換器軟啟動進行進一步的說明。

本申請的一實施例中提供了一種DCDC轉換器。

請參閱圖3，為一實施例中所述DCDC轉換器的結構示意圖。

本申請提供的一種DCDC轉換器，包括振盪模組101、輸出模組102。

所述振盪模組101用於輸出脈寬調製信號，並根據採樣電壓SW的大小控制脈寬調製信號PWM的占空比，即所述的脈寬調製信號PWM的高低電平翻轉時機。所述採樣電壓SW採樣自所述輸出模組102，在所述脈寬調製信號PWM為高電平時，若所述採樣電壓SW大於預設電壓，則所述脈寬調製信號PWM翻轉為低電平，且所述低電平的持續時長小於等於預設時長。

所述輸出模組102包括PMOS功率管、NMOS功率管以及LC濾波電路，其中：所述PMOS功率管的源極用於接收輸入電壓Vin，柵極連接至所述振盪模組101的輸出端；所述NMOS功率管的源極接地，柵極連接至所述振盪模組101的輸出端，漏極連接至所述PMOS功率管的漏極。

所述LC濾波電路包括相互連接的電感L和電容C，所述電感L的第一端作為所述LC濾波電路的第一端連接至所述PMOS功率管的漏極，還連接至所述振盪模組101，以向所述振盪模組101提供所述採樣電壓SW。所述電感L的第二端作為所述LC濾波電路的第二端，以輸出一輸出電壓VOUT，且所述電感L的第二端連接至所述電容C的上極板，所述電容C的下極板接地。

所述PMOS功率管和NMOS功率管根據所述脈寬調製信號PWM的高低電平的變化交替導通，使得所述LC濾波電路在兩個狀態間切換，一個狀態是PMOS 功率管導通、NMOS功率管關斷時，所述LC濾波電路通過所述PMOS功率管連接至輸入電壓Vin，由所述輸入電壓Vin給所述LC濾波電路中的電容充電的充電狀態，在該狀態下，電感L的電感電流不斷增大，且所述PMOS管的導通時間Ton越大，所述電感電流的峰值越大；另一個狀態是NMOS功率管導通、PMOS 功率管關斷時，所述LC濾波電路對所述NMOS管放電的放電狀態，在該狀態下，電感L的電感電流不斷減小，且所述NMOS管的導通時間Toff越大，所述電感電流的最小值越小。

因此，通過控制所述PMOS功率管和NMOS功率管的導通時間，就可以控制所述電感電流，防止所述電感電流的峰值過大，從而防止所述DCDC轉換器在過大的電感電流峰值下發生毀損。

在該實施例中，在放電狀態下，所述LC濾波電路中的電容C的電極板向地放電，電流方向為從地流向所述LC濾波電路的第一端，由於地的電位為0V，因此所述LC濾波電路的第一端的電位為負值，因此，所述採樣電壓SW與所述電感電流的大小成反比，所述電感大電流越大，所述採樣電壓SW越小，因此，只有在所述電感電流減小到一定值，使得所述採樣電壓SW增大到所述預設電壓後，才輸出置高的脈寬調製信號PWM，開始新一輪的充電，這保證了所述電感電流在一個脈寬調製信號PWM週期中，在充電開始時具有較低的初始值。

在該實施例中，還限制所述脈寬調製信號PWM的低電平持續時長，所述低電平持續時長對應至一個脈寬調製信號PWM週期的充電時長，與一個脈寬調製信號PWM週期中的充電過程中電感電流的增大量正相關，因此，通過限制低電平持續時長，可以限制一個脈寬調製信號PWM週期的充電過程中，所述電感電流的增大量。

在該實施例中，對一個脈寬調製信號PWM週期的充電過程中所述電感電流的初始值以及所述電感電流的增大量都進行了限制，能夠有效防止所述電感電流峰值過大，從而防止所述DCDC轉換器在過大的電感電流峰值下毀損。

請參閱圖4，為一實施例中所述DCDC轉換器的結構示意圖。

在該實施例中，所述振盪模組101包括導通控制單元104、關斷控制單元105、脈寬調製信號單元106以及驅動單元103。

所述導通控制單元104連接至所述LC濾波電路的第一端，以獲取所述採樣電壓SW，並接收所述脈寬調製信號PWM，所述導通控制單元104用於比較所述採樣電壓SW以及預設電壓，並根據比較結果以及所述脈寬調製信號PWM輸出所述第一控制信號。

所述關斷控制單元105連接至所述導通控制單元104，用於根據所述第一控制信號輸出第二控制信號。

所述脈寬調製信號單元106連接至所述導通控制單元104以及關斷控制單元105，用於根據所述第一控制信號和第二控制信號形成所述脈寬調製信號PWM。

所述驅動單元103連接至所述脈寬調製信號單元106的輸出端，用於對自所述脈寬調製信號單元106輸出的脈寬調製信號PWM進行整形放大，以便驅動所述輸出模組102中的PMOS功率管以及NMOS功率管。

請參閱圖5，為一實施例中所述DCDC轉換器的電路結構示意圖。

在該實施例中，所述導通控制單元104包括比較單元1041、電流鏡負載1042和反或閘電路。

所述比較單元1041包括柵極相互連接的第一NMOS管MN1和第二NMOS管MN2，所述第一NMOS管MN1的柵極和漏極相連接，所述第一NMOS管MN1的源極作為所述正輸入端，連接至所述LC濾波電路的第一端，用於獲取所述採樣電壓SW，所述第二NMOS管MN2的源極作為所述負輸入端接地，以獲取0V的預設電壓。

實際上，也可設置所述預設電壓為其他數值，所述預設電壓越大，在所述脈寬調製信號PWM的高電平占空比越大，所述NMOS功率管的導通時長越大，所述LC濾波電路的電感電流在一個週期內的降低幅度越大。因此，合理設置所述預設電壓，能夠防止電感電流的過度累積。

在該實施例中，所述電流鏡負載1042用於向所述比較單元1041提供偏置電流，包括：第一PMOS管MP1，源極接收所述輸入電壓Vin，漏極連接至所述第一NMOS管MN1的漏極；第二PMOS管MP2，源極接收所述輸入電壓Vin，漏極連接至所述第二NMOS管MN2的漏極；所述第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2的柵極還連接至一偏置電壓源VB，由所述偏置電壓源VB為所述第一PMOS管MP1和第二PMOS管MP2提供偏置電壓。

在圖5所示的實施例中，所述反或閘電路包括第一反或閘NOR1以及反相器INV1，所述第一反或閘NOR1具有兩個輸入端，其中一個輸入端連接至所述比較單元1041的輸出端，另一個輸入端通過反相器INV1連接至所述脈寬調製信號單元的輸出端，所述第一反或閘NOR1的輸出端輸出所述第一控制信號TFC。

在所述採樣電壓SW大於所述預設電壓時，所述比較單元1041輸出低電平，此時，所述反或閘電路的輸出信號與所述脈寬調製信號PWM相關，在所述脈寬調製信號PWM為高電平時，所述反或閘輸出高電平作為所述第一控制信號TFC，在所述脈寬調製信號PWM為低電平時，所述反或閘輸出低電平作為所述第一控制信號TFC。在所述脈寬調製信號PWM為低電平時，所述反或閘電路的輸出信號持續為低電平。

所述關斷控制單元105包括鏡像電流源、充電電容C1、電阻R和開關單元。

所述開關單元包括一第三NMOS管MN3，所述第三NMOS管MN3的柵極連接至所述導通控制單元104的輸出端，由所述導通控制單元104輸出的第一控制信號TFC控制所述第三NMOS管MN3的開啟與關斷。所述第三NMOS管MN3的源極和漏極分別連接所述充電電容C1的上下極板，用於根據所述第一控制信號TFC控制所述充電電容C1接受所述鏡像電流源的充電，或控制所述充電電容C1放電。

所述鏡像電流源包括柵極相互連接的第三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4，所述第三PMOS管MP3和第四PMOS管MP4的漏極作為輸出端，源極接收所述輸入電壓Vin。

所述電阻R連接於所述鏡像電流源的輸出端，用於控制所述充電電流的大小。

所述充電電容C1通過所述電阻R連接至所述第三PMOS管MP3的漏極，所述鏡像電流源提供充電電流對所述充電電容C1進行充電。在所述開關單元的控制下，所述鏡像電流源以及所述充電電容C1之間的連接線路導通或關斷，對應至所述充電電容C1被所述充電電流充電，或者放電。

在該實施例中，所述關斷控制單元105還包括緩衝單元BUF，連接至所述充電電容C1的一端，用於對所述充電電容C1的端電壓VC進行整形，且所述緩衝單元BUF具有翻轉閾值Vth。在所述端電壓VC大於等於所述翻轉閾值Vth時，對所述端電壓VC進行翻轉輸出，輸出置高的第二控制信號TOC。在所述端電壓VC小於所述翻轉閾值Vth時，所述緩衝單元BUF輸出置低的第二控制信號TOC。

實際上，在一些實施例中，也可不設置所述緩衝單元BUF。此時，只要所述開關電容C1的端電壓VC為高電平，就輸出置高的所述第二控制信號TOC，若所述開關電容C1的端電壓VC為低電平，就輸出置低的所述第二控制信號TOC。

在所述第一控制信號TFC為高電平時，所述第三NMOS管MN3導通，連接所述第三NMOS管MN3的源漏極的充電電容C1對所述第三NMOS管MN3放電，所述充電電容C1的端電壓VC減小，到小於所述翻轉閾值Vth時，所述關斷控制單元105中的一個緩衝單元BUF輸出低電平作為所述第二控制信號TOC。

在所述第一控制信號TFC為低電平時，所述第三NMOS管MN3關斷，由所述鏡像電流源為所述充電電容C1充電，使得所述充電電容C1的端電壓VC增大；在所述端電壓VC增大至大於等於所述翻轉閾值Vth時，所述緩衝單元BUF輸出高電平作為所述第二控制信號TOC。

在該實施例中，所述關斷控制單元105還包括電阻R，設置於所述鏡像電流源下方，用於控制所述充電電流的大小。在一些實施例中，可根據需要設置所述電阻R的阻值大小，以調整所述充電電流的大小，從而調整將所述充電電容C1的端電壓VC充電至翻轉閾值Vth以上的充電時長，充電電流越大，充電時長越短，所述第二控制信號TOC由低電平翻轉成高電平所需的時長越短。

在該實施例中，所述脈寬調製信號單元106（詳見圖4）包括RS鎖存器201，用於根據所述第一控制信號TFC以及第二控制信號TOC輸出所述脈寬調製信號PWM。

所述RS鎖存器201包括第二反或閘NOR2和第三反或閘NOR3。所述第二反或閘NOR2的一輸入端作為R輸入端，連接至所述關斷控制單元105的輸出端，另一輸入端連接至第三反或閘NOR3的輸出端，所述第二反或閘NOR2的輸出端作為Q輸出端。

所述第三反或閘NOR3的一輸入端作為S輸入端，連接至所述導通控制單元104的輸出端，另一輸入端連接至所述第二反或閘NOR2的輸出端。

在圖5所示的實施例中，所述RS鎖存器的Q輸出端後還連接有一個反相器組INV2，在所述驅動單元沒有反相功能時，所述反相器組INV2包括雙數個依次連接的反相器，否則，所述反相器組INV2包括單數個依次連接的反相器。所述反相器組INV2可以起到對波形整形的效果。

所述RS鎖存器201具有鎖存特性，具體的：

（1）在所述R輸入端以及S輸入端輸入的都是低電平時，所述Q輸出端輸出的信號相較於上一狀態保持不變；

（2）在所述R輸入端輸入的是高電平、S輸入端輸入的是低電平時，所述Q輸出端輸出高電平；

（3）在所述R輸入端輸入的是低電平、S輸入端輸入的是高電平時，所述Q輸出端輸出低電平；

（4）在所述R輸入端以及S輸入端輸入的都是高電平時，所述Q輸出端輸出低電平。

此處可以參閱圖6，為一實施例中各個信號的時序圖。

在圖6所示的實施例中，在（t0，t1）時間段內，所述充電電容C1（請參閱圖5）經過充電電流的充電，其端電壓VC大於等於所述翻轉閾值Vth，所述第二控制信號TOC為高電平，此時，所述採樣電壓SW小於所述預設電壓，所述比較單元輸出一高電平，該高電平輸入至所述反或閘電路的一個輸入端，所述反或閘電路輸出置低的第一控制信號TFC。此時，所述脈寬調製信號PWM為RS鎖存器的輸出端的反向，在所述第二控制信號TOC為高時，所述Q輸出端輸出低電平，因此，脈寬調製信號PWM為高。

由於在（t0，t1）時間段內，所述第一控制信號TFC的低電平控制所述關斷控制電路中的電容C的端電壓VC持續增大，因此，端電壓VC在（t0，t1）時間段內始終大於翻轉閾值Vth，因此，（t0，t1）時間段內所述第二控制信號TOC保持高電平，脈寬調製信號PWM也保持高電平。

在（t0，t1）時間段內，在脈寬調製信號PWM為高的作用下，NMOS功率管導通，IL逐漸減小，採樣電壓SW逐漸增大。在採樣電壓SW增大至大於等於所述預設電壓時，即t1時刻，所述比較單元的輸出翻轉，輸出一個低電平，此時，所述第一反或閘NOR1的輸出由脈寬調製信號PWM決定。

由於在t1的上一時刻，脈寬調製信號PWM為高電平，經所述反或閘電路中的反相器INV2反相後，自所述第一反或閘NOR1的另一輸入端輸入，因此，在t1時刻，所述第一反或閘NOR1輸出高電平，第一控制信號TFC為高電平。

在t1時刻，由於第一控制信號TFC轉成高電平，所以第二控制信號TOC電路中的電容C瞬間放電至端電壓VC小於翻轉閾值Vth，翻轉為低電平。因此，所述第二控制信號TOC也在所述第一控制信號TFC翻轉的瞬間，翻轉為低電平。

此時，RS鎖存器201的Q輸出端輸出的內容，與所述S輸入端輸入的信號相關。由於第一控制信號TFC為高，因此第三反或閘NOR3輸出低電平，NOR2的兩個輸入端分別輸入第二控制信號TOC低電平以及第三反或閘NOR3輸出的電平，因此Q輸出端輸出高電平，脈寬調製信號PWM翻轉為低。但由於時延的存在，脈寬調製信號PWM仍在（t1，t2）時間段保持高電平，直至t2時刻才完成翻轉，轉換成低電平。

在t2時刻，由於脈寬調製信號PWM翻轉至低，採樣電壓SW仍大於預設電壓，比較單元仍輸出低電平，因此，所述第一反或閘NOR1輸出置低的第一控制信號TFC。

在（t2，t3）時間段內，由於第一控制信號TFC置低，關斷控制模組中的電容C再次被充電，端電壓VC再次升高，在t3時刻，端電壓VC升高至大於等於所述翻轉閾值Vth，第二控制信號TOC又再次翻轉為高電平。由於在（t2，t3）時間段內，脈寬調製信號PWM持續為低，因此所述第一反或閘NOR1持續輸出低電平。

本申請還有一實施例中提供了一種DCDC轉換器的軟啟動方法。

請同時參閱圖3至圖7，其中圖7為一實施例中所述軟啟動方法的步驟流程示意圖。

在該實施例中，所述DCDC轉換器包括輸出模組102（詳見圖3、4、5），所述輸出模組102包括NMOS功率管、PMOS功率管以及LC濾波電路，所述LC濾波電路第一端連接至所述NMOS功率管和PMOS功率管的連接點，第二端接地；所述方法包括以下步驟：

步驟S401：從所述LC濾波電路第一端獲取採樣電壓SW（詳見圖3、4、5）。

所述採樣電壓SW採樣自所述LC濾波電路的第一端，且所述採樣電壓SW跟隨所述LC濾波電路中的電感L（詳見圖3、4、5）的電感電流變化，具體的，所述採樣電壓SW與電感L的電感電流大小負相關。所述電感L的電感電流隨著NMOS功率管和PMOS功率管的交替導通發生變化。

步驟S402：提供脈寬調製信號PWM以依次驅動所述NMOS功率管和PMOS功率管，並根據所述採樣電壓SW的變化調整所述脈寬調製信號的占空比，以控制所述PMOS功率管和NMOS功率管的導通時間。

根據所述採樣電壓的變化調整所述脈寬調製信號的占空比，以控制所述PMOS功率管和NMOS功率管的導通時間時，包括以下步驟：比較所述採樣電壓SW與預設電壓，在所述NMOS功率管導通時，若所述採樣電壓SW大於預設電壓，則通過所述脈寬調製信號PWM控制所述PMOS功率管導通，控制所述PMOS功率管的導通時長小於等於預設時長。

NMOS功率管導通時，對應至所述LC濾波電流中的電容C放電，所述電感L的電感電流降低。所述採樣電壓SW大於預設電壓，對應至所述電感電流L減小至一定電流。PWM控制所述PMOS功率管導通，對應至所述LC濾波電流中的電容C被充電，所述電感L的電感電流增大。控制所述PMOS功率管的導通時長小於等於預設時長，對應至限制所述電感L的電感電流的增大量。

請同時參閱圖8，為一實施例中圖7中步驟S402展開後的步驟流程示意圖。

在該實施例中，根據所述採樣電壓SW的大小調整所述脈寬調製信號PWM的占空比時，包括以下步驟：

步驟S501：根據所述採樣電壓SW的大小獲取第一控制信號TFC和第二控制信號TOC。

獲取第一控制信號TFC時，包括以下步驟：獲取所述脈寬調製信號PWM；在所述採樣電壓SW大於所述預設電壓時，若所述脈寬調製信號PWM為高電平，則輸出置高的所述第一控制信號TFC，若所述脈寬調製信號PWM為低電平，則輸出置低的所述第一控制信號TFC；和/或，在所述採樣電壓SW小於所述預設電壓時，所述比較單元輸出高電平，輸出置低的所述第一控制信號TFC。

步驟S502：根據所述第一控制信號TFC和第二控制信號TOC形成所述脈寬調製信號PWM。

請參閱圖9，為一實施例中圖8的步驟S502展開後的步驟流程示意圖。

在該實施例中，根據所述採樣電壓SW的變化獲取第二控制信號TOC時，包括以下步驟：

步驟S601：提供充電電容C1（詳見圖4、5），並提供充電電流對所述充電電容C1充電；

步驟S602：在所述第一控制信號TFC置高時，切斷所述充電電流與所述充電電容C1的連接，並控制所述充電電容C1放電；

步驟S603：獲取所述充電電容C1的端電壓VC（詳見圖5），在所述端電壓VC高於一翻轉閾值Vth（詳見圖5）時，輸出置高的所述第二控制信號TOC，否則輸出置低的所述第二控制信號TOC。需要注意的是，這裡的翻轉閾值Vth是由緩衝單元BUF提供的，實際上，當不設置所述緩衝單元BUF時，也可以使用高電平和低電平在翻轉時的要達到的電平作為所述翻轉閾值Vth。

根據所述採樣電壓SW的變化獲取第二控制信號TOC時，還包括以下步驟：改變充電電容C1、充電電流以及所述翻轉閾值Vth，從而調整所述第二控制信號TOC的置高時長。

在該實施例中，所述PMOS功率管的導通時間Ton與充電電流的大小、充電電容C1的容值以及翻轉閾值的大小均有關，且關係式如下：

；

其中Ton為導通時長，所述I為所述充電電流，C為所述充電電容C1的容值，翻轉閾值VTH為所述緩衝單元BUF的翻轉閾值，VGSP3為所述鏡像電流源的電晶體的等效電壓降，R為所述電阻R的阻值。

因此，在一些實施例中，可以通過調整鏡像電流源連接到的輸入電壓Vin、充電電容C1的容值C、電阻R的阻值R以及鏡像電流源的電晶體的等效電壓降VGSP3來調整所述導通時長。

所述導通時長Ton與所述電感電流峰值Ipeak的關係式如下：

；

其中，Ipeak為所述電感電流的峰值，L為所述電感L的自感係數。

在該實施例中，通過控制所述PMOS功率管的導通時長Ton，可以控制所述電感電流的峰值，防止該峰值過大，造成電感飽和及DCDC轉換器燒毀。

在該實施例中，可以改變所述充電電容C1的容值、電阻R的電阻的大小以及緩衝單元BUF的翻轉閾值VTH來調整所述電感電流峰值Ipeak。

在該實施例中，採用RS鎖存器來處理所述第一控制信號TFC和第二控制信號TOC，從而形成所述脈寬調製信號PWM。具體的，所述RS鎖存器的R輸入端連接至所述關斷控制單元105（詳見圖4）的輸出端，S輸入端連接至所述導通控制單元104（詳見圖4）的輸出端，Q輸出端連接一反相器，從而輸出所述脈寬調製信號PWM。

本申請的一實施例中，還提供了一種電子設備，所述電子設備包括圖4所示的實施例中的DCDC轉換器。由於具有該DCDC轉換器，所述電子設備能夠根據採樣電壓來調整脈寬調製信號的占空比，從而調節所述PMOS功率管和NMOS功率管的導通時長，使所述電感電流在減小和增大之間切換。並且，通過設置合適的預設電壓和預設時長，可以讓所述電感電流從一個較低的初始點開始增大，並且限制所述電感電流在一個週期內的增大時長，防止輸出較大的電感電流至外接負載，造成外接負載的毀損。

以上所述僅為本申請的實施例，並非因此限制本申請的專利範圍，凡是利用本申請說明書及附圖內容所作的等效結構或等效流程變換，例如各實施例之間技術特徵的相互結合，或直接或間接運用在其他相關的技術領域，均同理包括在本申請的專利保護範圍內。

101:振盪模組 102:輸出模組 103:驅動單元 104:導通控制單元 1041:比較單元 1042:電流鏡負載 105:關斷控制單元 106:脈寬調製信號單元 201:RS鎖存器 S401:步驟 S402:步驟 S501:步驟 S502:步驟 S601:步驟 S602:步驟 S603:步驟

圖1為現有技術中的DCDC轉換器的結構示意圖；

圖2為現有技術中的DCDC轉換器中各個信號的時序圖；

圖3為一實施例中所述DCDC轉換器的結構示意圖；

圖4為一實施例中所述DCDC轉換器的結構示意圖；

圖5為一實施例中所述DCDC轉換器的電路結構示意圖；

圖6為一實施例中所述DCDC轉換器各個信號的時序示意圖；

圖7為一實施例中所述軟啟動方法的步驟流程示意圖；

圖8為一實施例中圖7中步驟S402展開後的步驟流程示意圖；

圖9為一實施例中圖8的步驟S502展開後的步驟流程示意圖。

101:振盪模組

102:輸出模組

103:驅動單元

104:導通控制單元

1041:比較單元

1042:電流鏡負載

105:關斷控制單元

201:RS鎖存器

Claims

一種DCDC轉換器，其特徵在於，包括：振盪模組，用於根據採樣電壓輸出脈寬調製信號；輸出模組，包括PMOS功率管、NMOS功率管以及LC濾波電路，其中：所述PMOS功率管的源極用於接收輸入電壓，柵極連接至所述振盪模組的輸出端；所述NMOS功率管的源極接地，柵極連接至所述振盪模組的輸出端，漏極連接至所述PMOS功率管的漏極；所述LC濾波電路第一端連接至所述PMOS功率管的漏極，所述第一端連接至所述振盪模組，以向所述振盪模組提供所述採樣電壓，所述LC濾波電路第二端用於輸出一輸出電壓；所述振盪模組根據所述採樣電壓的大小控制所述脈寬調製信號的占空比，在所述脈寬調製信號為高電平時，若所述採樣電壓大於預設電壓，則所述脈寬調製信號翻轉為低電平，且所述低電平的持續時長小於等於預設時長。
如請求項1所述的DCDC轉換器，其中，所述振盪模組根據所述採樣電壓的大小控制所述脈寬調製信號的占空比時，比較所述採樣電壓與預設電壓，在所述NMOS功率管導通時，若所述採樣電壓大於預設電壓，則通過所述脈寬調製信號控制所述PMOS功率管導通，並控制所述PMOS功率管的導通時長小於等於預設時長。
如請求項1所述的DCDC轉換器，其中，所述振盪模組包括：導通控制單元，連接至所述LC濾波電路的第一端，並接收所述脈寬調製信號，所述導通控制單元用於比較所述採樣電壓和所述預設電壓，並根據比較結果和所述脈寬調製信號輸出第一控制信號；關斷控制單元，連接至所述導通控制單元，用於根據所述第一控制信號輸出第二控制信號；脈寬調製信號單元，連接至所述導通控制單元以及關斷控制單元，用於根據所述第一控制信號和第二控制信號形成所述脈寬調製信號；驅動單元，連接至所述脈寬調製信號單元，用於根據所述脈寬調製信號輸出驅動信號驅動所述PMOS功率管和NMOS功率管。
如請求項3所述的DCDC轉換器，其中，所述導通控制單元包括：比較單元，具有兩個輸入端，其中一個輸入端連接至所述採樣電壓的輸出端，另一個輸入端用於接收所述預設電壓，並輸出所述比較結果；電流鏡負載，用於為所述比較單元提供偏置電流；反或閘電路，包括第一反或閘以及反相器，所述第一反或閘具有兩個輸入端，其中一個輸入端連接至所述比較單元的輸出端，另一個輸入端通過所述反相器連接至所述脈寬調製信號單元的輸出端，所述第一反或閘的輸出端輸出所述第一控制信號。
如請求項4所述的DCDC轉換器，其中，所述比較單元包括：柵極相互連接的第一NMOS管和第二NMOS管，所述第一NMOS管的柵極和漏極相連接，所述第一NMOS管的源極連接至所述LC濾波電路的第一端，所述第二NMOS管的源極接收所述預設電壓；所述電流鏡負載包括：第一PMOS管，源極接收所述輸入電壓，漏極連接至所述第一NMOS管的漏極；第二PMOS管，源極接收所述輸入電壓，漏極連接至所述第二NMOS管的漏極；所述第一PMOS管和第二PMOS管的柵極還連接至一偏置電壓源，由所述偏置電壓源為所述第一PMOS管和第二PMOS管提供偏置電壓。
如請求項1所述的DCDC轉換器，其中，所述預設電壓為0V。
如請求項3所述的DCDC轉換器，其中，所述關斷控制單元包括：鏡像電流源，用於提供充電電流，包括柵極相互連接的第三PMOS管以及第四PMOS管，且所述第三PMOS管以及第四PMOS管的源極接收所述輸入電壓；電阻，所述電阻連接於所述鏡像電流源的輸出端，用於控制所述充電電流的大小；充電電容，通過所述電阻連接至所述第三PMOS管的漏極；開關單元，連接至所述導通控制單元的輸出端，且連接於所述鏡像電流源和所述充電電容，用於根據所述第一控制信號控制所述充電電容接受所述鏡像電流源的充電，或控制所述充電電容放電。
如請求項7所述的DCDC轉換器，其中，所述關斷控制單元還包括：緩衝單元，連接至所述充電電容，用於對所述充電電容的端電壓進行整形，且所述緩衝單元具有翻轉閾值，在所述端電壓大於等於所述翻轉閾值時，對所述端電壓進行翻轉輸出。
如請求項3所述的DCDC轉換器，其中，所述脈寬調製信號單元包括： RS鎖存器，包括第二反或閘和第三反或閘，其中：所述第二反或閘的一輸入端作為R輸入端，連接至所述關斷控制單元的輸出端，另一輸入端連接至第三反或閘的輸出端，所述第二反或閘的輸出端作為Q輸出端；所述第三反或閘的一輸入端作為S輸入端，連接至所述導通控制單元的輸出端，另一輸入端連接至所述第二反或閘的輸出端。
一種DCDC轉換器的軟啟動方法，其特徵在於，所述DCDC轉換器包括輸出模組，所述輸出模組包括NMOS功率管、PMOS功率管以及LC濾波電路，所述LC濾波電路第一端連接至所述NMOS功率管和PMOS功率管的連接點，第二端接地；所述方法包括以下步驟：從所述LC濾波電路第一端獲取採樣電壓；提供脈寬調製信號以驅動所述NMOS功率管和PMOS功率管，並根據所述採樣電壓的變化調整所述脈寬調製信號的占空比，以控制所述PMOS功率管和NMOS功率管的導通時間。
如請求項10所述的DCDC轉換器的軟啟動方法，其中，根據所述採樣電壓的變化調整所述脈寬調製信號的占空比，以控制所述PMOS功率管和NMOS功率管的導通時間時，包括以下步驟：比較所述採樣電壓與預設電壓，在所述NMOS功率管導通時，若所述採樣電壓大於預設電壓，則通過所述脈寬調製信號控制所述PMOS功率管導通，並控制所述PMOS功率管的導通時長小於等於預設時長。
如請求項11所述的DCDC轉換器的軟啟動方法，其中，根據所述採樣電壓的變化調整所述脈寬調製信號的占空比時，包括以下步驟：根據所述採樣電壓的大小獲取第一控制信號和第二控制信號；根據所述第一控制信號和第二控制信號形成所述脈寬調製信號。
如請求項12所述的DCDC轉換器的軟啟動方法，其中，根據所述採樣電壓的大小獲取第一控制信號時，包括以下步驟：獲取所述脈寬調製信號；在所述採樣電壓大於所述預設電壓時，若所述脈寬調製信號為高電平，則輸出置高的所述第一控制信號，若所述脈寬調製信號為低電平，則輸出置低的所述第一控制信號；和/或，在所述採樣電壓小於所述預設電壓時，所述比較單元輸出高電平，輸出置低的所述第一控制信號。
如請求項12所述的DCDC轉換器的軟啟動方法，其中，根據所述採樣電壓的變化獲取第二控制信號時，包括以下步驟：提供充電電容，並提供充電電流對所述充電電容充電；在所述第一控制信號置高時，切斷所述充電電流與所述充電電容的連接，並控制所述充電電容放電；獲取所述充電電容的端電壓，在所述端電壓高於一翻轉閾值時，輸出置高的所述第二控制信號，否則輸出置低的所述第二控制信號。
如請求項14所述的DCDC轉換器的軟啟動方法，其中，根據所述採樣電壓的變化獲取第二控制信號時，還包括以下步驟：通過改變充電電容、充電電流以及所述翻轉閾值調整所述第二控制信號的置高時長。
如請求項12所述的DCDC轉換器的軟啟動方法，其中，採用RS鎖存器處理所述第一控制信號和第二控制信號，以獲取所述脈寬調製信號。
一種電子設備，其特徵在於，包括如請求項1至9中任一項所述的DCDC轉換器。