TWI424673B - 用於同步昇壓轉換器之同步整流器控制系統及方法 - Google Patents

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Description

用於同步昇壓轉換器之同步整流器控制系統及方法
本發明之主體係關於電源電路，更特定而言係關於在同步升壓轉換器中用於控制同步整流器之電路及方法。
在一習知升壓轉換器中，在其輸出端之電壓Vout大體上顯著大於在其輸入端之電壓Vin。脈衝寬度調變(PWM)用於控制該轉換器之一電源開關以管制該輸出電壓Vout。在穩定狀態操作中，該電源開關之工作週期D藉由下式給定：
當該輸入電壓Vin接近該輸出電壓Vout時，該工作週期D降低至零。但是，在具體實施中，所有實體轉換器具有某種有限的最小接通時間。在電壓模式控制中，該最小接通時間可以很小，但是在電流模式控制中，該最小接通時間大體上顯著地更長，因為它包括電流感測PWM比較器之一斷開時間期間及一延遲期間。典型地，在電流模式控制中，該最小接通時間至少為50ns且通常為100ns或更高。最終，當Vin接近Vout時，該最小接通時間變得太大，以致不能產生所需工作週期。此時，該升壓轉換器將開始以脈衝方式打開和關閉，以藉由交替無切換週期與接近最小工作週期切換之週期實現所需的較小平均工作週期。但是，因為該輸入輸出電壓差異非常小，在該同步整流器接通時間期間，該電感放電很小。結果，在該電源開關之每一接近最小接通時間脈衝期間，該電感電流上升，但是在週期的其餘時間，僅稍微放電。在一脈衝之若干切換週期期間，該電感電流上升顯著，然後在該脈衝之非切換部分期間，對輸出放電。這導致很大的電感電流漂移及顯著的輸出電壓波動。
第1A－1D圖圖解說明模擬一習知同步升壓轉換器，展示在低開銷操作中的這種脈衝行為。在本例中，Vin＝3.95V且Vout＝4.00V。該轉換器之其他參數選擇如下：該電感之電感量等於4uH，該輸出電容器之電容等於4.7uP，切換頻率為1 MHz，且最小接通時間期間為90ns。在圖形的左邊緣，該輸出電壓Vout(第1A圖)開始高於該4.0V調整電壓，然後逐漸地落入該調整電壓以下。此時，在該錯誤放大器之輸出端該電壓Vcomp(第1C圖)急劇上升，且該電源開關開始打開一小段時間，該時間接近於該90ns之最小接通時間，如在第1B圖中藉由開關電壓Vsw所圖解說明。若干週期之後，由於該電感放電之斜度非常小(這是由於事實上在該切換週期的此部分期間僅存在50mV電壓通過該電感)，該電感電流IL(第1D圖)已顯著上升。最終，增加後的該電感電流驅動該輸出電壓上升，且該錯誤放大器輸出降低。一旦該電源開關之指令接通時間落入90ns(該最小接通時間)以下，所有切換停止，且該電感將其上升電流釋放到該輸出端，促使該輸出電壓實質上超過該調整電壓。此行為大體上導致不期望出現的大輸出電壓波動。
此行為之起始點取決於該電源開關之最小接通時間、該電感放電路徑之串聯電阻總計(電感電阻和同步整流器電阻)，以及切換頻率。藉由提供更大的反向電壓用以在該放電階段期間重置該電感電流，更高的串聯電阻將改良這種情況。因為給定更短的切換週期，相同的最小接通時間轉換為更大的工作週期，所以更高的切換頻率將增加導致此問題的可能性。
當前，藉由當該開銷電壓(Vout－Vin)小於某較小臨限電壓(例如200mV)時完全關閉該同步整流器，由本專利申請受讓人“線性技術公司”(Linear_Technology_Corporation)製造的某些同步升壓DC/DC轉換器消除了這一問題。此臨限值被選擇作為該開銷電壓：其在最壞的情況下仍然足以重置該電感電流。在該同步整流器被關閉之情況下，通過該電感之反向電壓實質上增加，導致在每一週期期間產生足夠的電感放電，用以消除該不希望出現的脈衝行為。此外，在該同步整流器被關閉之情況下，該有效輸出電壓更大，藉此需要該轉換器運行於一大於該最小接通時間之工作週期。此方法之不利之處在於它導致在該同步整流器被關閉處，效率急劇下降。
應注意上述脈衝行為類似於在一輕負載下，在一不連續傳導模式操作中之DC/DC轉換器之脈衝跳躍行為。但是，在以一不連續傳導模式操作之轉換器的情況下，將由於輕負載而非由於接近該輸出電壓之該輸入電壓，而達到該最小接通時間。同樣，在一不連續傳導操作中，因為該電感完全重置每一切換週期，且該電感電流不能夠如同其在低開銷操作中一樣上升，該脈衝跳躍行為不導致顯著的輸出電壓波動。大體上，由於深度不連續操作所產生之脈衝跳躍不是一個顯著的效能問題，這與在升壓轉換器之低開銷操作中的脈衝不同。
因此，較理想的情況是消除升壓轉換器之低電壓開銷脈衝行為及其關聯電流及電壓波動，同時仍然維持高效操作。
根據本發明，一種同步升壓DC/DC轉換系統包括一用於接收一DC輸入電壓之輸入、一用於產生一DC輸出電壓之輸出、一用以管制該轉換系統之輸出信號之可控制電源開關，及一耦接至該輸入之電感。當該電源開關打開時，該輸出與該輸入隔離，且該輸入電壓對該電感充電，增加流過該電感之電流。同步整流器可配置為在該電感與該輸出之間提供一傳導路徑，用以當該電源開關關閉時使該電感放電。提供一控制電路，用於當該輸入電壓接近及超過該輸出電壓時，控制該同步整流器，以便在該電感放電週期期間，調整該傳導路徑之平均阻抗。
特定而言，當該輸入電壓接近及超過該輸出電壓時，該控制電路可不斷地或遞增地增加該平均阻抗。
根據本發明之一態樣，該控制電路可根據該輸出電壓與該輸入電壓之間之差異，調整該平均阻抗。
根據本發明之另一態樣，該控制電路可經配置以根據該電源開關之傳導週期，調整該平均阻抗。
該同步整流器可包括一提供於該電感與該輸出之間的同步開關。當該輸入電壓接近及超過該輸出電壓時，該控制電路可逐漸地減少該同步開關之傳導週期。
若該同步開關包含一MOS元件，當該輸入電壓接近及超過該輸出電壓時，該控制電路可逐漸地減少該MOS元件之閘極－源極電壓。
若該同步開關包含一P通道MOSFET元件，則在該週期之一部分，該控制電路可打開該開關。在該週期的其餘時間，可將連接該MOSFET元件之閘極，用以接收該輸入電壓，以此方式確保足夠的電壓下降，以重置該電感電流。
根據本發明之一具體實施例，該控制電路可為該同步開關提供一脈衝寬度調變(PWM)信號，以便當該輸入電壓接近及超過該輸出電壓時，減少該同步開關之傳導週期。
特定而言，該控制電路可包括一脈衝寬度調變，用於產生具有一可隨一臨限電壓變化之工作週期之PWM信號，其對應於該輸入電壓與該輸出電壓之間之差異。該臨限電壓可與該輸入電壓與該輸出電壓及偏移電壓之總和之間之差異成比例。該控制電路可包括一跨導放大器，其用於產生與該臨限電壓成比例之輸出電流。
該脈衝寬度調變可包括一比較器，其用於比較一鋸齒信號與一對應於該臨限電壓之信號，以產生一用於控制該同步整流器之信號。
根據另一具體實施例，該控制電路可包括可根據該輸出電壓與該輸入電壓之間之差異控制的多重切換元件。可根據查詢資料表中的資料，對該等切換元件進行控制，查詢資料表中包含對應於該輸出電壓與該輸入電壓之間預定差異的控制值。
根據又一具體實施例，在對應於該電源開關之傳導週期的期間內，該控制電路可關閉該同步整流器。特定而言，可在一與該電源開關之傳導週期及一預設時間週期間的差異成比例之持續時間內，關閉該同步整流器。
根據本發明之一方法，執行以下步驟，用於使用一電源開關、電感及一同步整流器將DC輸入電壓轉換為DC輸出電壓：-控制該電源開關以調整該輸出電壓，及-當該輸入電壓接近該輸出電壓時，調整該同步整流器在該電感放電週期期間之平均阻抗。
可根據該輸出電壓與該輸入電壓之間之差異，調整該平均阻抗。
另者，可根據該電源開關之傳導週期，調整該平均阻抗。
當該輸入電壓接近及超過該輸出電壓時，可調整該平均阻抗以便不斷地或遞增地增加該平均阻抗。特定而言，當該輸入電壓接近及超過該輸出電壓時，可逐漸地縮減該同步整流器之傳導週期。
從以下詳細說明，熟習此項技術者將易於理解本發明之其他優點及態樣，其中本發明之具體實施例之顯示及說明，只是用以說明據信用於實施本發明之最佳模式。如將在以下所述，在本發明之精神範疇內，本發明可有其他及不同具體實施例，且在各種明顯方面易於對其若干細節進行修改。相應地，該等圖式及說明在本質上應被視為示意性、而非限制性的。
結合閱讀以下圖式，可最佳地瞭解以下對本發明之具體實施例之詳細說明，其中該等功能非按比例繪製，而是為了最佳地圖解說明該等相關功能而繪製，其中：以下將使用特定電路範例對本發明進行說明，當該輸入電壓接近及超過該輸出電壓時，該等電路用於控制在一同步升壓轉換器中之一同步整流器之傳導。但是，將顯而易見，本發明之概念適用於任何用於控制在一切換電路中之一同步整流器的平均阻抗之電路。
第2圖顯示本發明之一同步升壓DC/DC轉換器10之一概念性方塊圖，該同步升壓DC/DC轉換在其輸出端產生輸出電壓Vout，用以回應供給至其輸入端之一輸入電壓Vin。該升壓轉換器10包括主電源開關SW1、同步整流器SW2、電感L及輸出電容器C。該主電源開關SW1係藉由回饋控制電路U1控制，該回饋控制電路U1調整SW1之工作週期，以便管制或以其他方式控制該輸出電壓。舉例而言，該控制電路U1可使用電壓模式控制或電流模式控制調整該轉換器10之輸出信號。該同步整流器SW2可為一佈置於該電感L與該輸出之間之開關，用以為提供一通過該升壓轉換器10之一電感放電電路之低電阻傳導路徑，以改良其電源轉換效率。可使用諸如MOSFET電晶體、DMOS電晶體，及雙極性電晶體之可控制元件，實現該主開關SW1及同步整流器SW2。舉例而言，該主電源開關SW1可為一n通道MOSFET開關，且該同步整流器SW2可為一P通道MOSFET開關。
阻抗Z1可平行地連接至該同步整流器SW2。當SW2處於傳導狀態時，該阻抗Z1可大於該同步整流器SW2之阻抗。若SW2作為一P通道MOSFET元件而實現，則Z1可為該MOSFET元件之體二極體。同樣，Z1可作為一固定電阻，、電子開關、諸如與一電阻串聯之一二極體之一單獨阻抗之組合，或任何其他分流器而實現，當SW2處於傳導狀態時，該分流器提供一阻抗大於該同步整流器SW2之阻抗的電流路徑。
另者，該轉換器10可無需該阻抗Z1而操作。特定而言，若SW2作為一P通道MOSFET而實現，它可經配置以便在該SW2開關關閉期間，其閘極被固定至Vin。以此方式，SW2本身(而非一外部路徑)為重置該電感電流提供一高阻抗放電路徑。
控制電路U2可調整藉由該同步整流器SW2在該電感L及該輸出之間產生用以提供該電感L之放電之該傳導路徑之平均阻抗。該平均阻抗可被定義為在該電感L放電週期期間該傳導路徑阻抗之平均值。若阻抗Z1跨越SW2連接，U2可調整由SW2及Z1之平行組合提供之路徑的平均阻抗。如以下更詳盡之討論，當該輸入電壓Vin接近及超過該輸出電壓Vout時，該電路U2遞增地或不斷地增加點P1及P2之間之平均阻抗(第2圖)，以便確保反向電壓足以重置該電感電流。該阻抗調整可以閉環或開環方式發生。若該整流器SW2係一MOSFET開關，當該輸入電壓接近及超過該輸出電壓時，該電路U2可逐漸地減少應用於該MOSFET元件之閘極－源極電壓。
另者，該同步整流器SW2可在一段期間內關閉，以正好足以重置該電感電流，然後可在該週期的其餘時間打開。以此方式，重置該電感電流，以足以消除該脈衝行為，但是盡最大可能保持該同步整流器SW2打開，以優化效率。在第3A－3C圖中顯示了圖解說明此方法的切換波形。
在正常操作中，當輸入電壓Vin顯著小於輸出電壓Vout時(第3A圖)，該轉換器作為一慣常升壓轉換器操作，且在整個放電階段，該同步整流器保持打開(除在開關SW1及SW2之非重疊期間可能的一段非常簡單持續時間外)。當該輸入電壓Vin接近該輸出電壓Vout時(第3B圖)，SW1之工作週期開始接近SW1之最小接通時間。在此情況中，在該放電階段之一部分，該同步整流器SW2保持關閉，以便重置該電感電流，但是接著在放電週期的其餘時間打開，以優化效率。當Vin變得等於Vout時(第3C圖)，在一長得多的持續時間內，該同步整流器SW2保持關閉(通過該元件Z1傳導)，以便仍然重置該電感電流。在每一該等情況中，該同步整流器SW2僅在切換週期中重置該電感電流所需之持續時間內關閉，以便藉由盡可能長地保持該同步整流器傳導來優化效率。
控制電路U2之輸出可為一控制SW2傳導之時間間隔之數位信號。此外，該電路U2可產生一直接控制該整流器SW2之阻抗之類比信號。若該轉換器10以一不連續傳導模式操作(DCM)，該電路U2可感測通過SW2之電流，並在電流落入預定臨限值以下時關閉SW2，可將該預定臨限值設定為接近零位準。
為實現在以下更詳盡描述之各種控制SW2之方式，可在該控制電路U2及該同步整流器SW2之間提供一諸如NOR閘之邏輯電路12。該邏輯電路12可具有一連接至該電路U2之輸出之輸入，連接至控制電路U1之輸出之另一輸入，及一用於控制該同步整流器SW2之輸出。
根據在第4圖中顯示之本發明之一示例性具體實施例，該控制電路U2可基於該輸入電壓Vin及該輸出電壓Vout之間的差異，提供對該同步整流器SW2之PWM控制。特定而言，該電路U2可包括一跨導放大器U3，其具有一被供給該輸入電壓Vin之正向輸入及一響應該輸出電壓Vout之反轉輸入。可在該輸出電壓終端及U3之反轉輸入之間插入一偏移電壓源VOS1。該跨導放大器U3生成一與在其各輸入端處之電壓差異成比例之輸出電流。
臨限電壓Vthresh產生於耦接至該跨導放大器U3之輸出的電阻器R處。對應於在U3之該等輸入處之電壓差異的臨限電壓Vthresh可被定義如下： 其中Gm為跨導放大器U3之跨導，及R為該電阻器R之電阻。
因此，當該輸入電壓Vin接近及超過該輸出電壓Vout時，該臨限電壓Vthresh增加。
可將一高增益比較器U4耦接至該輸出U3，用以執行脈衝寬度調變。可將偏移電壓源VOS2插入U4之一正向輸入及U3之輸出之間。U4之一反轉輸入被供給一鋸齒信號Vsaw。U4之輸出產生一方形波信號，其具有隨該臨限電壓Vthresh變化之工作週期。
對於Vthresh＝0V，較小的偏移電壓VOS2確保U4之輸出不斷地保持為低，且根本不關閉該同步整流器SW2。當Vthresh增加高於VOS2時，該同步整流器SW2之傳導週期逐漸地減少，以便逐漸地在越來越長的週期內關閉同步整流器SW2。當Vthresh超過該鋸齒信號Vsaw之峰值電壓時，該同步整流器SW2變得不斷地被關閉。當該同步整流器SW2被關閉時，僅通過元件Z1提供點P1及P2之間(第2圖)的電氣傳導，該元件Z1諸如可用於實現SW2的該P通道MOSFET之體二極體。
因此，當該輸入電壓Vin接近及超過該輸出電壓Vout時，在第4圖中之該控制電路U2執行對該同步整流器SW2之PWM控制以便逐漸地增加在電感放電期間SW2之平均阻抗。
根據在第5圖中圖解說明之本發明之另一示範具體實施例，該控制電路U2可包括一組多重開關，其平行地連接於一輸入與一輸出之間，該輸入響應該輸出電壓Vout及該輸入電壓Vin之間差異，該輸出產生一用於控制該同步整流器SW2之傳導週期的控制信號。舉例而言，該組開關可包括開關SW10、SW20、SW30及SW40。
可提供一查詢資料表，用以維護用於控制該等開關SW10-SW40之值。對於Vout及Vin之間一特定範圍內之差異，該查詢資料表可包含一相應預設控制值，該預設控制值打開特定開關或開關之組合，用以產生所需之同步整流器控制信號。可為特定應用選擇Vout及Vin之間差異之範圍。舉例而言：-若(Vout-Vin)超過0.2V，可打開開關SW10以產生一控制信號，在整個放電狀態下，該控制信號將維持該同步整流器SW2處於打開狀態；-若(Vout-Vin)在0.2V及0.0V範圍之間，可打開開關SW20以產生一控制信號，該控制信號將減少SW2之傳導週期，以便在一預定時間段內關閉SW2，該預定時間段將根據在切換週期期間在最壞的情況下重置該電感電流之需要而選擇；-若(Vout-Vin)在0.0V及-0.5V範圍之間，可打開開關SW 30以降低SW2之傳導週期，以便在一切換週期期間的一段更長的時間段內關閉SW2； -若(Vout-Vin)小於-0.5V，可打開開關SW40以產生一控制信號，該控制信號將不斷地關閉SW2。
因此，當該輸入電壓Vin接近及超過該輸出電壓Vout時，第5圖中之該控制電路U2遞增地減少該SW2之傳導週期，以便逐漸地增加在電感放電期間該SW2傳導路徑之平均阻抗。
根據在第6圖中顯示之又一示例性具體實施例，該控制電路U2基於該電源開關之接通時間期間SW1控制該同步整流器SW2。特定而言，該控制電路U2可包括由反相器62和一AND閘64組成之一輸入邏輯電路。該AND閘64之一第一輸入被耦接至該反相器62，該反相器62供給一打開信號(第7圖)，該信號表示該開關SW1之一接通時間期間，即在一切換週期期間內當該開關SW1打開時的期間。該AND閘64之一第二輸入被供給一Ton_min信號(第7圖)，該信號是一固定脈衝，其起始於SW1之切換週期之開始處，且具有一預定最小持續時間Tmin。該Ton_min信號界定該同步整流器SW2開始關閉之工作週期D。該Tmin持續時間可設定於一值，該值大於在最壞的情況下預期之SW1的最小接通時間期間。
該AND閘64之輸出控制開關SW100，該形狀將一電流源I1連接至電容器C1。一電流源I2被平行地連接至該電容器C1。經由一偏移電壓源VOS3，該電容器C1及電流源I2被連接至一比較器U5之正向輸入。U5之反轉輸入可接地。
如在第7圖中之波形所圖解說明，若該電源開關SW1在Tmin之前關閉，則電容器C1開始以一固定速率充電(該電容器電壓Vcap增加)，該固定速率藉由電流源I1設定。然後，在時間Tmin處，該電容器C1以一藉由電流源I2設定之速率開始放電。在該電壓Vcap大於零整個持續時間期間內，該同步整流器SW2被關閉，且傳導僅經由諸如一PMOS開關之體二極體之該元件Z1。該偏移電壓VOS3為該比較器U5提供一輕微偏移，用以當該電容器C1對地放電時維持其輸出在一低位準。
當該電源開關之接通時間期間SW1大於Tmin時，該電容器C1不充電，且該同步整流器SW2將根本不被關閉。在此情況下，該同步整流器SW2在整個電感放電週期內保持打開。
然而，若SW1之接通時間期間不超過Tmin，則在該電感放電週期之一部分內，該同步整流器SW2關閉。當Vin接近Vout時，該電源開關之接通時間期間SW1變得更短，且該同步整流器SW2在電感放電週期之更長的部分內關閉。因此，該同步整流器SW2被關閉之持續時間與Tmin及SW1之該接通時間之間之差異成比例。當SW1之接通時間期間變得更短時，該同步整流器SW2被關閉之持續時間將變長，用以防止SW1之接通時間期間達到該最小接通時間Tmin。電流I1及I2的值之間之比率決定該同步整流器SW2之傳導週期與SW1之接通時間期間短於Tmin之數量之間之關聯性。可選擇此比率，以便提供一SW2之傳導週期，考慮到該最低電源電路串聯電阻及SW1之最大最小接通時間期間，該SW2之傳導週期之長度足以在最壞的情況下重置該電感電流。
藉由比較在低開銷操作中之一習知升壓轉換器之模擬與使用在第6圖中顯示之同步整流器控制電路之一類似升壓轉換器，第8A圖和第8B圖圖解說明由於本發明之同步整流器控制所獲得之效能增強。兩種轉換器均具有相同的電路參數(電感L的電感量等於4H，輸出電容器C的電容等於4.7uF，切換頻率為1Mhz，負載電流ILOAD為200mA，及一最小接通時間期間90ns)且均使用低開銷電壓(Vin＝3.95V，Vout＝4.0V)操作。
如第8A圖及第8B圖所示，根據本發明控制該同步整流器傳導週期將導致完全消除該脈衝行為，這導致低得多的電感電流IL變化並極大地縮小輸出電壓Vout的波動。在本例中，在該電感放電週期期間，該同步整流器SW2保持關閉約450ns，用以提供足以重置該電感電流。但是，在該電感放電週期之一顯著部分內，該同步整流器SW2仍然打開。結果，與其中該同步整流器不斷地被關閉的轉換器相比，實質上改善了電源轉換效率。
第9A－9C圖圖解說明表示該同步升壓轉換器10對輸入電壓從3.95V逐步降至3.7V之一回應的模擬結果，該同步升壓轉換器具有在第6圖中顯示之同步整流器控制電路U2。當該輸入電壓Vin逐步下降至3.7V時，該反向電壓更大且只要Vin＝3.95V，該同步整流器SW2無需被關閉。此模擬顯示通過一旦該輸入電壓下降即在長得多的持續時間內保持該同步整流器SW2打開，該電路自動對縮減的輸入電壓進行響應。
第10A－10C圖圖解說明表示當該輸入電壓Vin從3.95V逐步降至3.5V時該同步升壓轉換器10之一回應的模擬結果，該同步升壓轉換器10具有在第6圖中顯示的同步整流器控制電路U2。使用Vin＝3.5V，該電源開關接通時間期間等於170ns。在本例中，Tmin可設定為150ns，以便使該同步整流器SW2能夠在該放電階段的整個持續時間內保持打開，即該輸入輸出電壓差異足以重置該電感電流，根本無需關閉該同步整流器SW2。
第11A圖和第11B圖中的該等模擬結果圖解說明該同步升壓轉換器10自動補償該電感放電路徑之串聯電阻中的變更之能力，該同步升壓轉換器10具有在第6圖中顯示的同步整流器控制電路U2。在第一中模擬，該電感電阻RL被設定為50m。在第二模擬中，此參數被增加至350m。對於該高阻性電感，需要更短的SW2傳導時間以重置該電感電流。藉由縮短該同步整流器SW2被關閉之時間，該控制電路U2自動響應該電感L之電阻增加。
應注意在不連續傳導模式(DCM)中，只要該電源開關接通時間小於Tmin，在第6圖中之控制電路U2可在某段時間內關閉該同步整流器SW2。結果，即使Vin比Vout低得多，該同步整流器SW2仍將被關閉。這顯然是不希望出現的結果，因為它可能減少在DCM操作期間的效率。為解決此問題，只要該轉換器10操作於DCM中，該控制電路U2可能被關閉。此關閉可藉由修改控制電路U2以便若該電感電流在最後週期期間達到零電流，該同步整流器SW2不被該電路U2控制而實現。應注意在DCM中，因為在每一週期，電感放電至零，該電感電流不能上升。因此，當該轉換器10操作於DCM中時，該控制電路U2可被安全地關閉。
上述說明圖解說明及描述本發明之各種態樣。此外，本發明僅顯示及描述較佳具體實施例，但如以上所述，應瞭解本發明能夠用於各種其他組合、修改及環境，且能夠在如在此與上述演示及/或相關技術之技藝或瞭解等同表示之發明概念之範圍內對其進行變更或修改。
此外，上述該等具體實施例意欲解釋本發明實施已知之最佳模式，及使其他熟習此項技術者能夠以各種方式利用本發明，可如在此類或其他具體實施例，亦可附帶根據本發明之特定應用或使用之需要所進行之各種修改。
因此，本說明無意於限制本發明於在此揭示之形式。同樣，該等所附申請專利範圍應被視為包括替代具體實施例。
10．．．同步升壓DC/DC轉換器
12．．．邏輯電路
Z1．．．阻抗
L．．．電感
U1．．．回饋控制電路
SW1．．．電源開關
SW2．．．同步整流器
U2．．．控制電路
C．．．電容器
第1A－1D圖圖解說明對在低開銷條件中操作之一習知升壓轉換器的模擬。
第2圖顯示根據本發明之一示例性同步升壓DC/DC轉換器之方塊圖。
第3A－3C圖顯示圖解說明根據本發明之該升壓轉換器的操作之波形。
第4圖說明根據本發明之一用於控制一同步整流器之電路之一示例性具體實施例。
第5圖說明根據本發明之一用於控制一同步整流器之電路之另一示例性具體實施例。
第6圖說明根據本發明一用於控制一同步整流器之電路之又一示例性具體實施例。
第7圖顯示圖解說明在第6圖中之控制電路的操作之波形。
第8A圖和第8B圖圖解說明與一習知升壓轉換器比較，本發明之該升壓轉換器之效能增強。
第9A－9C圖圖解說明為回應該輸入電壓從3.95V到3.7V之改變，本發明之升壓轉換器的操作。
第10A－10C圖圖解說明為回應該輸入電壓從3.95V到3.5V之改變，本發明之升壓轉換器的操作。
第11A圖和第11B圖圖解說明為回應在該電感放電路徑之該等串聯電阻中之改變，該升壓轉換器之操作。

Claims (14)

  1. 一種同步升壓DC/DC轉換系統，其包括：一用於接收一DC輸入電壓之輸入，該輸入與一電感耦接；一用於產生一DC輸出電壓之輸出；一電源開關，該電源開關可控制地調整該轉換系統之一輸出信號；一同步整流器，該同步整流器係經配置以在該電感與該輸出之間提供一傳導路徑；及一控制電路，該控制電路係用於當該輸入電壓接近該輸出電壓時控制該同步整流器，以便在該電感之一放電週期期間調整該傳導路徑之平均阻抗，其中當該輸入電壓接近該輸出電壓時，該控制電路經配置以不斷地增加該平均阻抗。
  2. 一種同步升壓DC/DC轉換系統，其包括：一用於接收一DC輸入電壓之輸入，該輸入與一電感耦接；一用於產生一DC輸出電壓之輸出；一電源開關，該電源開關可控制地調整該轉換系統之一輸出信號；一同步整流器，該同步整流器係經配置以在該電感與該輸出之間提供一傳導路徑；及一控制電路，該控制電路係用於當該輸入電壓接近該輸出 電壓時控制該同步整流器，以便在該電感之一放電週期期間調整該傳導路徑之平均阻抗，其中當該輸入電壓接近該輸出電壓時，該控制電路經配置以遞增地(incrementally)增加該平均阻抗。
  3. 一種同步升壓DC/DC轉換系統，其包括：一用於接收一DC輸入電壓之輸入，該輸入與一電感耦接；一用於產生一DC輸出電壓之輸出；一電源開關，該電源開關可控制地調整該轉換系統之一輸出信號；一同步整流器，該同步整流器係經配置以在該電感與該輸出之間提供一傳導路徑；及一控制電路，該控制電路係用於當該輸入電壓接近或超過該輸出電壓時控制該同步整流器，以便在該電感之一放電週期期間調整該傳導路徑之平均阻抗，其中該同步整流器包含一同步開關，該同步開關裝備於該電感與該輸出之間，且當該輸入電壓接近該輸出電壓時，該控制電路配置成逐漸地減少該同步開關的一傳導期間。
  4. 一種同步升壓DC/DC轉換系統，其包括：一用於接收一DC輸入電壓之輸入，該輸入與一電感耦接； 一用於產生一DC輸出電壓之輸出；一電源開關，該電源開關可控制地調整該轉換系統之一輸出信號；一同步整流器，該同步整流器係經配置以在該電感與該輸出之間提供一傳導路徑；及一控制電路，該控制電路係用於當該輸入電壓接近或超過該輸出電壓時控制該同步整流器，以便在該電感之一放電週期期間調整該傳導路徑之平均阻抗，其中該同步整流器包含一同步開關，該同步開關裝備於該電感與該輸出之間，且當該輸入電壓接近該輸出電壓時，該控制電路經配置以為該同步開關提供一脈衝寬度調變，以便減少該同步開關之傳導週期。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之系統，其中該同步開關以並聯方式連接至一分流元件，該分流元件之阻抗在一傳導狀態下係高於該同步開關之阻抗。
  6. 如申請專利範圍第4項所述之系統，其中該同步開關包含具有一閘極的一P通道MOSFET元件，該閘極在一開關週期的重置部分期間被配置成用於接收該輸入電壓，以提供反向電壓以便重置流過該電感的電流。
  7. 如申請專利範圍第4項所述之系統，其中該控制電路包括一脈衝寬度調變，該脈衝寬度調製器用於產生具有一工 作週期的該PWM信號，該工作週期可隨一臨限電壓變化之工作週期。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之系統，其中該臨限電壓對應於該輸入電壓與該輸出電壓之間的一差異。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之系統，其中該臨限電壓成比例於該輸入電壓和一總和之間之一差值，該總和為該輸出電壓和一第一偏壓之總和。
  10. 如申請專利範圍第8項所述之系統，其中該控制電路包括一跨導(transconductance)放大器，該跨導放大器用於產生與該臨限電壓成比例之輸出電流。
  11. 如申請專利範圍第8項所述之系統，其中該脈衝寬度調變包括一比較器，該比較器用於比較一鋸齒信號與一對應於該臨限電壓之信號，以產生一用於控制該同步整流器之信號。
  12. 一種利用一電源開關、一電感和一同步整流器而將一直流輸入電壓轉換成一直流輸出電壓的方法，該方法包括以下步驟：控制該電源開關以調整該輸出電壓，以及當該輸入電壓接近該輸出電壓時，在該電感的一放電 週期期間調整該同步整流器的平均阻抗，其中該平均阻抗經調整以在該輸入電壓接近該輸出電壓時不斷地增加該平均阻抗。
  13. 一種利用一電源開關、一電感和一同步整流器而將一直流輸入電壓轉換成一直流輸出電壓的方法，該方法包括以下步驟：控制該電源開關以調整該輸出電壓，以及當該輸入電壓接近該輸出電壓時，在該電感的一放電週期期間調整該同步整流器的平均阻抗，其中該平均阻抗經調整以在該輸入電壓接近該輸出電壓時遞增地增加該平均阻抗。
  14. 一種利用一電源開關、一電感和一同步整流器而將一直流輸入電壓轉換成一直流輸出電壓的方法，該方法包括以下步驟：控制該電源開關以調整該輸出電壓，以及當該輸入電壓接近該輸出電壓時，在該電感的一放電週期期間調整該同步整流器的平均阻抗，其中該平均阻抗經調整以在該輸入電壓接近該輸出電壓時減少該同步開關之傳導週期。
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