CN112751485B - 一种升压电路及电子设备 - Google Patents

Abstract

本申请公开了一种升压电路及电子设备，该升压电路包括电感、第一开关管、第二开关管和控制电路，其中，电感的一端与升压电路的电压输入端相连，另一端与第一节点相连，控制电路的第一输入端对第一节点的电压进行采样，第二输入端对电压输入端的电压进行采样，输出端与所述第二开关管的控制端相连，以将所述第一节点的电压与所述电压输入端的电压之间的差值稳定在预设电压，即将所述电感两端的电压差稳定在预设电压，从而当所述升压电路工作在降压模式，且所述第一开关管截止、所述第二开关管导通时，其电感上的电流下降斜率变化幅度较小。

Description

一种升压电路及电子设备

技术领域

本申请涉及半导体集成电路领域，尤其涉及一种升压电路及一种电子设备。

背景技术

锂电池作为绿色新能源已经广泛的应用于生活中各类电子产品，当锂电池给后级负载供电时，为了提高其供电电压，常常需要引入开关直流升压电路(即BOOST电路)。具体工作时，当BOOST电路的输入电压低于其输出电压时，BOOST电路工作在升压模式，当BOOST电路的输入电压高于其输出电压时，BOOST电路工作在降压模式(即Down Mode模式)，以保证其输出电压不变。但是现有BOOST电路工作在降压模式时，其电感上的电流下降斜率受负载电流的变化影响较大，变化幅度较大。

发明内容

为解决上述技术问题，本申请提供了一种升压电路及电子设备，以使得升压电路工作在降压模式时，其电感上的电流下降斜率受负载电流的变化影响较小，变化幅度较小。

为了实现上述目的，本申请提出的技术方案如下：

一种升压电路，包括：

电感，所述电感的第一端与所述升压电路的电压输入端相连，输入电压信号，第二端与第一节点相连；

第一开关管，所述第一开关管的第一端接地，第二端与所述第一节点相连，控制端与所述升压电路的第一控制信号输入端相连，输入第一控制信号；

第二开关管，所述第二开关管的第一端与所述第一节点相连，第二端与所述升压电路的输出端相连；

控制电路，所述控制电路的第一输入端与所述第一节点相连，第二输入端与所述电压输入端相连，输出端与所述第二开关管的控制端相连，用于当所述升压电路工作在降压模式，且所述第一开关管截止、所述第二开关管导通时，将所述第一节点的电压与所述电压输入端的电压之间的差值稳定在预设电压。

可选的，所述控制电路包括：运算放大电路和控制器，其中，

所述运算放大电路的正极输入端与所述电压输入端相连，负极输入端与所述第一节点相连，输出端与所述控制器的第一输入端相连；所述控制器的第二输入端与所述升压电路的第二控制信号输入端相连，输入第二控制信号，输出端与所述第二开关管的控制端相连，以基于所述运算放大器输出的信号以及所述第二控制信号，调节所述第二开关管的控制端电压；

所述运算放大电路的钳位电压为所述预设电压，所述第二控制信号为所述第一控制信号的反向信号。

可选的，所述控制电路还包括：

位于所述第一节点与所述运算放大电路之间的第三开关管，所述第三开关管的第一端与所述第一节点相连，第二端与所述运算放大电路的负极输入端相连，控制端输入所述第一控制信号；

位于所述电压输入端与所述第三开关管的第二端之间的第一电容，所述第一电容的第一端与所述电压输入端相连，第二端与所述第三开关管的第二端相连。

可选的，所述控制器包括：第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管和第一电流源；

所述第四开关管的第一端通过所述第一电流源与所述电压输入端相连，第二端通过所述第六开关管接地，控制端与所述运算放大电路的输出端相连；

所述第五开关管的第一端与所述电压输入端相连，第二端与所述第四开关管的第一端相连，控制端输入所述第二控制信号；

所述第六开关管的第一端接地，第二端与所述第四开关管的第二端相连，控制端输入所述第二控制信号；

所述第七开关管的第一端接地，第二端与所述第五开关管的控制端相连，控制端输入所述第一控制信号；

其中，所述第四开关管和所述第五开关管的公共端为所述控制器的输出端，与所述第二开关管的控制端相连。

可选的，所述第一控制信号输入端和所述第二控制信号输入端为同一控制信号输入端，所述控制器还包括：

位于所述控制信号输入端与所述第五开关管的控制端之间的第一反相器；

位于所述控制信号输入端与所述第六开关管的控制端之间的第二反相器。

可选的，所述运算放大电路包括：

串联的第八开关管和第九开关管，所述第八开关管的第一端与所述电压输入端相连，第二端与所述第九开关管的第一端相连，控制端与所述第九开关管的第二端相连，所述第九开关管的第二端通过第二电流源接地，控制端输入电源电压；

串联的第十开关管和第十一开关管，所述第十开关管的第一端与所述电压输入端相连，第二端与所述第十一开关管的第一端相连，控制端与所述第八开关管的控制端相连，所述第十一开关管的第二端通过第三电流源接地，控制端与所述第九开关管的控制端相连；

第十二开关管，所述第十二开关管的第一端通过第四电流源接地，第二端与所述第八晶体管的第二端相连，控制端与所述电压输入端相连；

第十三开关管，所述第十三开关管的第一端通过第五电流源接地，第二端与所述第十开关管的第二端相连，控制端与所述第一节点相连；

第一电阻，所述第一电阻的第一端与所述第十二开关管的第一端相连，第二端与所述第十三开关管的第一端相连；

第十四开关管，所述第十四开关的第一端与所述第八开关管的第一端相连，控制端与所述第十一开关管的第二端相连；

第十五开关管，所述第十五开关管的第一端接地，第二端与所述第十四开关管的第二端相连，控制端与其第二端相连；

第十六开关管，所述第十六开关管的第一端接地，第二端通过第六电流源与所述第八开关管的第一端相连，控制端与所述第十五开关管的控制端相连；

其中，所述第十六开关管的第二端为所述运算放大电路的输出端，与所述控制器相连。

可选的，所述运算放大电路还包括：

位于所述第十一开关管的第二端和所述第十四开关管的控制端之间的第十七开关管，所述第十七开关管的第一端与所述第十四开关管的控制端相连，第二端与所述第十一开关管的第二端相连，控制端输入所述第二控制信号；

第二电容，所述第二电容的第一端与所述第八晶体管的第一端相连，第二端与所述第十四开关管的控制端相连。

可选的，所述运算放大电路还包括第三反相器，所述第十七开关管的控制端通过所述第三反相器与所述第一控制信号输入端相连。

可选的，所述运算放大电路还包括：

第三电容，所述第三电容的第一端与所述第十六开关管的第二端相连，第二端接地。

可选的，所述预设电压大于所述第二开关管工作在线性区时，所述第二开关管上的压降。

一种电子设备，包括上述任一项所述的升压电路。

与现有技术相比，上述技术方案具有以下优点：

本申请实施例所提供的升压电路，除包括电感、第一开关管、第二开关管外，还包括控制电路，所述控制电路的第一输入端与所述第一节点相连，第二输入端与所述电压输入端相连，输出端与所述第二开关管的控制端相连，用于当所述升压电路工作在降压模式，且所述第一开关管截止、所述第二开关管导通时，将所述第一节点的电压与所述电压输入端的电压之间的差值稳定在预设电压，即将所述电感两端的电压差稳定在预设电压，以使得所述升压电路工作在降压模式，且所述第一开关管截止、所述第二开关管导通时，其电感上的电流下降斜率变化幅度较小，且受负载电流变化的影响较小。

附图说明

为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本申请的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为一种升压电路结构示意图；

图2为本申请一个实施例所提供的升压电路结构示意图；

图3为本申请另一个实施例所提供的升压电路结构示意图；

图4为本申请又一个实施例所提供的升压电路结构示意图；

图5为本申请再一个实施例所提供的升压电路中，控制器的结构示意图；

图6为本申请又一个实施例所提供的升压电路中，控制器的结构示意图；

图7为本申请再一个实施例所提供的升压电路中，运算放大电路的结构示意图；

图8为本申请又一个实施例所提供的升压电路中，运算放大电路的结构示意图；

图9为本申请再一个实施例所提供的升压电路中，运算放大电路的结构示意图；

图10为本申请又一个实施例所提供的升压电路中，运算放大电路的结构示意图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。

在下面的描述中阐述了很多具体细节以便于充分理解本申请，但是本申请还可以采用其他不同于在此描述的其它方式来实施，本领域技术人员可以在不违背本申请内涵的情况下做类似推广，因此本申请不受下面公开的具体实施例的限制。

其次，本申请结合示意图进行详细描述，在详述本申请实施例时，为便于说明，表示器件结构的剖面图会不依一般比例作局部放大，而且所述示意图只是示例，其在此不应限制本申请保护的范围。此外，在实际制作中应包含长度、宽度及深度的三维空间尺寸。

正如背景技术部分所述，现有BOOST电路工作在降压模式时，其电感上的电流下降斜率受负载电流的变化影响较大，变化幅度较大。

图1为目前BOOST电路的结构示意图，如图1所示，当NMOS管N0导通、PMOS管P0截止时，输入电压VIN经电感L和NMOS管N0到地形成电流通路，给电感L充电，电感存储能量，BOOST电路的输出端由电容C0供电。设电感L与NMOS管N0及PMOS管P0的公共节点为SW，则此时节点SW通过NMOS管N0接地，节点SW处的电压VSW接近于0V，电感两端的电压差近似等于VIN，电感上的电流上升斜率近似为VIN/L。

当PMOS管P0导通、NMOS管N0截止时，节点SW处的电压VSW近似等于BOOST电路的输出电压VOUT，此时，如果BOOST电路工作在升压模式，即BOOST电路的输入电压VIN低于其输出电压VOUT，则输入电压VIN低于节点SW处的电压VSW，此时，电感L释放能量，向BOOST电路的输出端VOUT供电，并给电容C0充电，电感两端的电压差为VSW-VIN，电感上的电流下降斜率为(VSW-VIN)/L；然而，如果BOOST电路工作在降压模式，即BOOST电路的输入电压VIN高于其输出电压VOUT，则输入电压VIN高于节点SW处的电压VSW，此时，输入电压VIN会继续给电感L充电，电感上的电流会继续上升，一方面将导致电感无法向输出端VOUT和电容C0释放能量，另一方面会使得电感上的电流趋向饱和，甚至导致电感被烧毁。

现有的解决方案是将PMOS管P0的栅极连接到电压输入端，即PMOS管P0的栅极电压为VIN，此时，节点SW处的电压VSW＝VIN+Vgs(PMOS)，其中，Vgs(PMOS)为PMOS管P0的栅极-源极间电压差，可以看出，该解决方案可以使得节点SW处的电压VSW高于输入电压VIN，进而使得电感L可以向输出端VOUT和电容C0释放能量，此时，电感两端的电压差为VSW-VIN＝Vgs(PMOS)，电感上的电流下降斜率为Vgs(PMOS)/L。具体工作时，如果BOOST电路的负载电流变化，流经PMOS管P0的电流会发生变化，相应的，PMOS管P0的栅源电压差Vgs(PMOS)也会发生变化，从而使得电感两端的电压差Vgs(PMOS)发生变化，进而使得电感上的电流下降斜率受负载电流的变化影响较大，当负载电流变化较大时，电感上的电流下降斜率的变化幅度也较大。

有鉴于此，本申请实施例提供了一种升压电路，以当升压电路工作在降压模式时，其电感上的电流下降斜率受负载电流变化的影响较小，变化幅度较小。

图2为本申请一个实施例所提供的升压电路的结构示意图，如图2所示，该升压电路包括：电感L、第一开关管Q1、第二开关管Q2和控制电路100；

所述电感L的第一端与所述升压电路的电压输入端相连，输入电压信号VIN，第二端与第一节点SW相连；

所述第一开关管Q1的第一端接地，第二端与所述第一节点SW相连，控制端与所述升压电路的第一控制信号输入端相连，输入第一控制信号PWM1；

所述第二开关管Q2的第一端与所述第一节点SW相连，第二端与所述升压电路的输出端相连，输出电压信号VOUT；

所述控制电路100的第一输入端与所述第一节点SW相连，第二输入端与所述电压输入端相连，输出端与所述第二开关管Q2的控制端相连，用于当所述升压电路工作在降压模式，且所述第一开关管Q1截止、所述第二开关管Q2导通时，将所述第一节点的电压VSW与所述电压输入端的电压VIN之间的差值VSW-VIN稳定在预设电压。

需要说明的是，在本申请实施例中，所述第一开关管Q1和所述第二开关管Q2的导通状态互补，即当所述第一开关管Q1导通时，所述第二开关管Q2截止；当所述第二开关管Q2导通时，所述第一开关管Q1截止。其中，所述第一开关管Q1的导通状态由所述升压电路的第一控制信号输入端输入的第一控制信号PWM1来决定，所述第一控制信号PWM1由所述升压电路的输出电压与其基准电压的比较来决定，所述基准电压为所述升压电路理想的输出电压；所述第二开关管Q2的导通状态由所述控制电路输出的电压信号来决定。

下面以所述第一开关管Q1为NMOS管，所述第二开关管Q2为PMOS管为例，对所述第一控制信号对所述第一开关管Q1的导通状态的控制过程，和所述控制电路输出的电压信号对所述第二开关管Q2的导通状态的控制过程进行描述。具体的，当所述升压电路的输出电压高于其基准电压时，所述第一控制信号PWM1为高电平，控制所述第一开关管Q1导通，同时，所述控制电路输出的电压信号控制所述第二开关管Q2关断，此时，所述电感L通过图2中回路1存储能量；当所述升压电路的输出电压低于其基准电压时，所述升压电路的输出端需要补充能量，此时，所述第一控制信号PWM1为低电平，控制所述第一开关管Q1关断，同时，所述控制电路输出的电压信号控制所述第二开关管Q2导通，所述电感L通过图2中回路2释放能量，给所述升压电路的输出端供电。

需要说明的是，在本申请实施例中，当所述升压电路工作在降压模式时，所述升压电路的工作过程包括：所述第一开关管Q1导通且所述第二开关管Q2截止的工作过程，和所述第一开关管Q1截止且所述第二开关管Q2导通的工作过程两个工作过程。

具体的，当所述升压电压工作在降压模式，且所述第一开关管Q1导通、所述第二开关管Q2截止时，所述电感L通过图2中回路1存储能量，此时，所述第一节点SW通过所述第一开关管Q1接地，所述第一节点的电压VSW接近于0V，所述电感L两端的电压差近似等于VIN，所述电感上的电流上升斜率近似为VIN/L。

当所述升压电路工作在降压模式，且所述第一开关管Q1截止、所述第二开关管Q2导通时，所述控制电路的第一输入端对所述第一节点的电压VSW(即所述电感L的第二端电压)进行采样，第二输入端对所述电压输入端的电压VIN(即所述电感L的第一端电压)进行采样，输出端与所述第二开关管Q2的控制端相连。具体工作时，所述控制电路基于其第一输入端输入的电压和其第二输入端输入的电压来调节所述第二开关管Q2控制端的电压，从而通过所述第二开关管Q2控制端的电压调节其第一端的电压，即调节所述第一节点的电压VSW，此时的控制通路如图2中环路3所示，以将所述第一节点的电压VSW与所述电压输入端的电压VIN之间的差值VSW-VIN稳定在预设电压，即将所述电感L两端的电压差VSW-VIN稳定在预设电压，从而使得所述电感L上的电流下降斜率的变化幅度较小，甚至不发生变化。此时，所述第一节点的电压VSW等于所述电压输入端的电压VIN加上所述预设电压，即所述第一节点的电压VSW高于所述电压输入端的电压VIN，从而使得所述电感L通过图2中回路2释放能量，给所述升压电路的输出端供电。

下面继续以所述第一开关管Q1为NMOS管，所述第二开关管Q2为PMOS管为例，对所述控制电路的工作过程进行描述。

具体的，当所述升压电路的负载电流增大时，流经所述第二开关管Q2的电流增大，所述第二开关管Q2的栅源电压增大，所述第一节点的电压增大，此时，所述第一节点的电压VSW和所述电压输入端的电压VIN之间的差值VSW-VIN大于预设电压，所述控制电路的输出电压降低，将所述第二开关管Q2的栅端电压拉低，从而将所述第二开关管Q2的源端电压拉低，进而将所述第一节点的电压VSW降低，直至所述第一节点的电压和所述电压输入端的电压之间的差值等于预设电压；

当所述升压电路的负载电流减小时，流经所述第二开关管Q2的电流减小，所述第二开关管Q2的栅源电压减小，所述第一节点的电压减小，此时所述第一节点的电压VSW和所述电压输入端的电压VIN之间的差值VSW-VIN小于预设电压，所述控制电路的输出电压升高，将所述第二开关管Q2的栅端电压拉高，从而将所述第二开关管Q2的源端电压拉高，进而将所述第一节点的电压VSW拉高，直至所述第一节点的电压和所述电压输入端的电压之间的差值等于预设电压。

需要说明的是，由所述电感两端的电压差公式VSW-VIN可以看出，所述电感两端的电压差不仅受所述第一节点的电压VSW变化的影响，还会受所述电压输入端的电压VIN变化的影响。下面继续以所述第一开关管Q1为NMOS管，所述第二开关管Q2为PMOS管为例，对所述第一节点的电压VSW不变，所述电压输入端的电压VIN发生变化时，所述控制电路的工作过程进行描述。

具体的，当所述电压输入端的电压VIN升高时，所述第一节点的电压VSW和所述电压输入端的电压VIN之间的差值VSW-VIN小于预设电压，所述控制电路的输出电压升高，将所述第二开关管Q2的栅端电压拉高，从而将所述第二开关管Q2的源端电压拉高，进而将所述第一节点的电压VSW拉高，直至所述第一节点的电压和所述电压输入端的电压之间的差值等于预设电压；

当所述电压输入端的电压VIN降低时，所述第一节点的电压VSW和所述电压输入端的电压VIN之间的差值VSW-VIN大于预设电压，所述控制电路的输出电压降低，将所述第二开关管Q2的栅端电压拉低，从而将所述第二开关管Q2的源端电压拉低，进而将所述第一节点的电压VSW拉低，直至所述第一节点的电压和所述电压输入端输入的电压之间的差值等于预设电压。

需要说明的是，在上述实施例中，是分别以所述电压输入端的电压不变，所述第一节点的电压发生变化，导致所述第一节点的电压和所述电压输入端的电压之间的差值VSW-VIN发生变化，以及所述第一节点的电压不变，所述电压输入端的电压发生变化，导致所述第一节点的电压和所述电压输入端的电压之间的差值VSW-VIN发生变化为例对所述控制电路的工作过程进行描述的，但本申请对此并不做限定，在本申请的其他实施例中，还可能所述第一节点的电压和所述电压输入端的电压均发生变化使得所述第一节点的电压VSW和所述电压输入端的电压VIN之间的差值VSW-VIN发生变化，由于其工作过程与上述两种情况基本相同，都是在所述第一节点的电压和所述电压输入端的电压之间的差值VSW-VIN大于预设电压时，所述控制电路的输出电压降低，将所述第二开关管Q2的栅端电压拉低，从而将所述第二开关管Q2的源端电压拉低，进而将所述第一节点的电压拉低，以使得所述第一节点的电压VSW和所述电压输入端的电压VIN之间的差值VSW-VIN稳定在预设电压，在所述第一节点的电压和所述电压输入端的电压之间的差值VSW-VIN小于预设电压时，所述控制电路的输出电压升高，将所述第二开关管Q2的栅端电压拉高，从而将所述第二开关管Q2的源端电压拉高，进而将所述第一节点的电压拉高，以使得所述第一节点的电压VSW和所述电压输入端的电压VIN之间的差值VSW-VIN稳定在预设电压。

即本申请实施例所提供的升压电路中，所述控制电路基于所述第一节点的电压和所述电压输入端的电压之间的差值与预设电压的大小，控制所述第一节点的电压向反方向变化，如所述第一节点的电压和所述电压输入端的电压之间的差值大于预设电压，将所述第一节点的电压拉低，所述第一节点的电压和所述电压输入端的电压之间的差值小于预设电压，将所述第一节点的电压拉高，来将所述第一节点的电压和所述电压输入端的电压之间的差值稳定在预设电压。

由此可见，本申请实施例所提供的升压电路中，当所述第一节点的电压VSW和所述电压输入端的电压VIN之间的差值VSW-VIN发生变化时，所述控制电路可以通过环路3调节所述第一节点的电压VSW，从而将所述第一节点的电压和所述电压输入端的电压之间的差值稳定在预设电压，即将所述电感L两端的电压差稳定在预设电压，以使得所述升压电路工作在降压模式，且所述第一开关管Q1截止、所述第二开关管Q2导通时，其电感L上的电流下降斜率变化幅度较小，且受负载电流变化的影响较小，不会随负载电流的变化而变化。

在上述实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，如图3所示，所述控制电路100包括：运算放大电路200和控制器300；

其中，所述运算放大电路200的正极输入端与所述电压输入端相连，负极输入端与所述第一节点SW相连，输出端与所述控制器300的第一输入端相连；所述控制器300的第二输入端与所述升压电路的第二控制信号输入端相连，输入第二控制信号PWM2，输出端与所述第二开关管Q2的控制端相连，以基于所述运算放大器输出的信号以及所述第二控制信号，调节所述第二开关管的控制端电压；

所述运算放大电路的钳位电压为所述预设电压，所述第二控制信号为所述第一控制信号的反向信号。

需要说明的是，在本申请实施例中，由于所述第一开关管Q1和所述第二开关管Q2的导通状态互补，因此，所述第二控制信号PWM2为所述第一控制信号PWM1的反向信号。具体工作时，当所述第一控制信号PWM1控制所述第一开关管Q1关断时，所述第二控制信号PWM2控制所述控制器工作在第一模式，此时，所述控制器输出的电压信号控制所述第二开关管Q2导通，且所述控制器输出的电压信号随其第一输入端接收的所述运算放大电路输出的电压信号VOP的变化而变化，以便于当所述运算放大电路的负极输入端输入的电压与其正极输入端输入的电压之间的差值变化，使得所述运算放大电路的输出电压VOP发生变化时，所述控制器的输出电压随之变化，从而使得所述第二开关管Q2的控制端电压随之变化，进而使得所述第二开关管Q2的第一端电压随之变化，即所述第一节点的电压随之变化；而当所述第一控制信号PWM1控制所述第一开关管Q1导通时，所述第二控制信号PWM2控制所述控制器工作在第二模式，此时，所述控制器输出的电压信号只要控制所述第二开关管Q2关断即可，不需要再随其第一输入端接收的所述运算放大电路输出的电压信号VOP的变化而变化。

还需要说明的是，在本申请实施例中，当所述升压电路工作在降压模式，且所述第一开关管Q1截止、所述第二开关管Q2导通时，所述运算放大电路200通过其正极输入端对所述电压输入端的电压VIN进行采样，负极输入端对所述第一节点的电压VSW进行采样，并基于采样的所述第一节点的电压VSW和所述电压输入端的电压VIN，向所述控制器300输出电压信号VOP；进一步地，所述控制器300基于其第一输入端接收的所述运算放大电路输出的电压信号VOP，调节所述第二开关管Q2的控制端电压，从而调节所述第二开关管Q2的第一端电压，进而调节所述第一节点的电压VSW。

下面继续以所述第一开关管Q1为NMOS管，所述第二开关管Q2为PMOS管为例，对所述运算放大电路和所述控制器的工作过程进行描述。

具体的，所述运算放大电路的负极输入端电压与正极输入端电压之间的差值为VSW-VIN，当该差值大于所述运算放大电路的钳位电压时，所述运算放大电路的输出电压VOP降低，所述控制器输出的电压降低，将所述第二开关管Q2的栅端电压拉低，从而将所述第二开关管Q2的源端电压拉低，进而将所述第一节点的电压VSW拉低，以将所述第一节点的电压VSW和所述电压输入端的电压VIN之间的差值VSW-VIN稳定在所述运算放大电路的钳位电压值；当该差值小于所述运算放大电路的钳位电压时，所述运算放大电路的输出电压VOP升高，所述控制器输出的电压升高，将所述第二开关管Q2的栅端电压拉高，从而将所述第二开关管Q2的源端电压拉高，进而将所述第一节点的电压VSW拉高，以将所述第一节点的电压VSW和所述电压输入端的电压VIN之间的差值VSW-VIN稳定在所述运算放大电路的钳位电压值。

由此可见，本申请实施例所提供的升压电路，可以通过设定所述运算放大电路的钳位电压等于预设电压，将所述第一节点的电压VSW和所述电压输入端的电压VIN之间的差值VSW-VIN稳定在预设电压，即将所述电感L两端的电压差稳定在预设电压，以使得所述升压电路工作在降压模式，且所述第一开关管Q1截止、所述第二开关管Q2导通时，其电感L上的电流下降斜率变化幅度较小，且受负载电流变化的影响较小，不会随负载电流的变化而变化。

可选的，在上述实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，如图4所示，所述控制电路100还可以包括：

位于所述第一节点SW与所述运算放大电路200之间的第三开关管Q3，所述第三开关管Q3的第一端与所述第一节点SW相连，第二端与所述运算放大电路200的负极输入端相连，控制端输入所述第一控制信号PWM1；

位于所述电压输入端与所述第三开关管Q3的第二端之间的第一电容C1，所述第一电容C1的第一端与所述电压输入端相连，第二端与所述第三开关管Q3的第二端相连。

需要说明的是，在本申请实施例中，所述第三开关管Q3和所述第一开关管Q1的导通状态互补，即所述第一控制信号PWM1控制所述第一开关管Q1导通时，也控制所述第三开关管Q3关断，所述第一控制信号PWM1控制所述第一开关管Q1关断时，也控制所述第三开关管Q3导通，也就是说，所述第三开关管Q3和所述第二开关管Q2的导通状态相同，即当所述第一开关管Q1截止时，所述第二开关管Q2和所述第三开关管Q3均导通，当所述第一开关管Q1导通时，所述第二开关管Q2和所述第三开关管Q3均截止。

具体工作时，继续如图4所示，当所述第一开关管Q1截止，所述第二开关管Q2和所述第三开关管Q3均导通时，所述运算放大电路200的负极输入端可以通过所述第三开关管Q3对所述第一节点的电压VSW进行采样，此时，所述运算放大电路工作稳定后，其负极输入端输入的电压(即所述第一节点的电压VSW)与其正极输入端输入的电压(即所述电压输入端的电压VIN)之间的差值等于其钳位电压值，所述运算放大电路的钳位电压等于所述预设电压。

当所述第一开关管Q1导通，所述第二开关管Q2截止时，所述第一节点SW通过所述第一开关管Q1接地，所述第一节点的电压VSW接近于0V，所述电压输入端的电压VIN与所述第一节点的电压VSW之间的差值近似等于VIN，即电感两端的电压差近似等于VIN，此时，如果所述运算放大电路的负极输入端继续对所述第一节点的电压VSW进行采样，所述运算放大电路的正极输入端输入的电压和负极输入端输入的电压之间的差值与其钳位电压值相差很多，所述运算放大电路将会很不稳定，因此，所述第一控制信号PWM1将所述第三开关管Q3关断，使得所述运算放大电路的负极输入端停止对所述第一节点的电压VSW进行采样。

还需要说明的是，由于BOOST电路的开关频率通常为1～3MHz，即所述第一开关管Q1和所述第二开关管Q2交替导通的频率很快，所述第二开关管Q2导通的时间通常只有几百ns，如果在所述第一开关管Q1导通，所述第二开关管Q2截止时，直接通过所述第一控制信号将所述第三开关管Q3关断，使得所述运算放大电路的负极输入端停止对所述第一节点的电压VSW进行采样，等待下次在所述第二开关管Q2导通，所述第一开关管Q1截止时，再通过所述第一控制信号将所述第三开关管Q3导通，使得所述运算放大电路的负极输入端的电压从零开始建立直至等于所述第一节点的电压VSW，实现对所述第一节点电压的采样，时间较长，即所述运算放大电路很难在所述第二开关管Q2的导通时间内稳定下来，影响所述升压电路工作在降压模式下的稳定性。

因此，在本申请实施例中，所述控制电路100还包括所述第一电容C1，从而当所述第一开关管Q1导通，所述第二开关管Q2和所述第三开关管Q3均截止时，所述运算放大电路的负极输入端的电压通过所述第一电容C1保持等于或略低于上次所述第一开关管Q1截止，所述第二开关管Q2和所述第三开关管Q3均导通时，所述运算放大电路工作稳定后其负极输入端所采样的所述第一节点的电压值，以使得下次所述第一开关管Q1截止，所述第二开关管Q2和所述第三开关管Q3均导通时，所述运算放大电路的负极输入端的电压能够快速升至当前所述第一节点的电压值，从而使得所述运算放大电路的工作状态快速稳定下来，即使得所述运算放大电路的稳定工作点能够快速建立。

在上述任一实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，如图5所示，所述控制器300包括：第四开关管Q4、第五开关管Q5、第六开关管Q6、第七开关管Q7以及第一电流源I1；

所述第四开关管Q4的第一端通过所述第一电流源I1与所述电压输入端相连，第二端通过所述第六开关管Q6接地，控制端与所述运算放大电路200的输出端相连，接收所述运算放大电路200输出的电压信号VOP；

所述第五开关管Q5的第一端与所述电压输入端相连，第二端与所述第四开关管Q4的第一端相连，控制端输入所述第二控制信号PWM2；

所述第六开关管Q6的第一端接地，第二端与所述第四开关管Q4的第二端相连，控制端输入所述第二控制信号PWM2；

所述第七开关管Q7的第一端接地，第二端与所述第五开关管Q5的控制端相连，控制端输入所述第一控制信号PWM1；

其中，所述第四开关管Q4和所述第五开关管Q5的公共端为所述控制器的输出端，如图5所示的Pgate处，其与所述第二开关管Q2的控制端相连。

下面以所述第二开关管Q2、所述第四开关管Q4和所述第五开关管Q5为PMOS管，所述第一开关管Q1、所述第六开关管Q6和所述第七开关管Q7为NMOS管为例对所述控制器的工作过程进行描述。

当所述升压电路的输出电压高于其基准电压时，所述第一控制信号为高电平，控制所述第一开关管Q1导通，同时所述第二控制信号为低电平，此时，在所述控制器电路中，所述第二控制信号控制所述第五开关管Q5导通，同时控制所述第六开关管Q6关断，所述第一控制信号控制所述第七开关管Q7导通，虽然此时所述运算放大电路基于其负极输入端输入的所述第一电容保持的电压和其正极输入端输入的所述电压输入端的电压仍然输出电压VOP，但由于所述第六开关管Q6关断，因此，所述第四开关管Q4也关断，所述第五开关管Q5和所述第七开关管Q7组成的支路工作，所述第四开关管Q4和所述第六开关管Q6组成的支路关断，所述控制器工作在第二模式。此时，所述控制器的输出端Pgate通过所述第五开关管Q5与所述电压输入端相连，构成图5中回路4所示，从而将所述控制器的输出端电压VPgate(即所述第二开关管Q2的控制端电压)拉升到接近于所述电压输入端的电压VIN，进而将所述第二开关管Q2关断。

当所述升压电路的输出电压低于其基准电压时，所述第一控制信号为低电平，控制所述第一开关管Q1关断，同时所述第二控制信号为高电平，此时，在所述控制器电路中，所述第二控制信号控制所述第五开关管Q5关断，同时控制所述第六开关管Q6导通，所述第一控制信号控制所述第七开关管Q7关断，所述运算放大电路基于其负极输入端输入的所述第一节点的电压和其正极输入端输入的所述电压输入端的电压而输出的电压信号VOP控制所述第四开关管Q4导通，因此，所述第四开关管Q4和所述第六开关管Q6组成的支路工作，所述第五开关管Q5和所述第七开关管Q7组成的支路关断，所述控制器工作在第一模式，此时，所述第四开关管Q4的第一端作为所述控制器的输出端输出电压信号VPgate，控制所述第二开关管Q2导通，并基于所述运算放大电路输出的电压信号VOP调节所述第二开关管Q2的控制端电压。

具体工作时，所述控制器基于所述第四开关管Q4的控制端接收的所述运算放大电路输出的电压信号VOP来调节所述第四开关管Q4的第一端电压VPgate，从而调节所述第二开关管Q2的控制端电压，构成图5中回路5所示，进而通过所述第二开关管Q2的控制端电压调节其第一端的电压，即调节所述第一节点的电压VSW，以使得所述第一节点的电压VSW和所述电压输入端的电压VIN之间的差值VSW-VIN稳定在预设电压。

当所述第一节点的电压和所述电压输入端的电压之间的差值VSW-VIN大于预设电压时，所述运算放大电路输出的电压VOP降低，即所述第四开关管Q4的控制端电压降低，从而将所述第四开关管Q4的第一端电压拉低，即所述控制器通过回路5使得其输出端电压VPgate降低，将所述第二开关管Q2的控制端电压拉低，从而将所述第二开关管Q2的第一端电压拉低，进而将所述第一节点的电压VSW拉低，直至所述第一节点的电压和所述电压输入端的电压之间的差值等于预设电压。

当所述第一节点的电压和所述电压输入端的电压之间的差值VSW-VIN小于预设电压，所述运算放大电路输出的电压VOP升高，即所述第四开关管Q4的控制端电压升高，从而将所述第四开关管Q4的第一端电压拉高，即所述控制器通过回路5使得其输出端电压VPgate升高，将所述第二开关管Q2的控制端电压拉高，从而将所述第二开关管Q2的第一端电压拉高，进而将所述第一节点的电压VSW拉高，直至所述第一节点的电压和所述电压输入端的电压之间的差值等于预设电压。

由于所述第二控制信号为所述第一控制信号的反向信号，因此，在上述实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，所述第一控制信号输入端和所述第二控制信号输入端为同一控制信号输入端，输入同一控制信号PWM，此时，如图6所示，所述控制器300还包括：

位于所述控制信号输入端与所述第五开关管Q5的控制端之间的第一反相器D1；

位于所述控制信号输入端与所述第六开关管Q6的控制端之间的第二反相器D2，从而简化所述控制器300的结构。

在本申请实施例中，当所述第一开关管Q1截止，所述第二开关管Q2导通时，所述控制信号输入端输入的控制信号PWM控制所述第七开关管Q7关断，同时通过所述第一反相器D1控制所述第五开关管Q5关断，还通过所述第二反相器D2控制所述第六开关管Q6导通，此时，在所述控制器电路中，所述第四开关管Q4和所述第六开关管Q6组成的支路工作，所述第五开关管Q5和所述第七开关管Q7组成的支路关断，所述控制器工作在第一模式；当所述第一开关管Q1导通，所述第二开关管Q2截止时，所述控制信号PWM控制所述第七开关管Q7导通，同时通过所述第一反相器D1控制所述第五开关管Q5导通，还通过所述第二反相器D2控制所述第六开关管Q6关断，此时，在所述控制器电路中，所述第五开关管Q5和所述第七开关管Q7组成的支路工作，所述第四开关管Q4和所述第六开关管Q6组成的支路关断，所述控制器工作在第二模式。

在上述任一实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，如图7所示，所述运算放大电路200包括：

串联的第八开关管Q8和第九开关管Q9，所述第八开关管Q8的第一端与所述电压输入端相连，第二端与所述第九开关管Q9的第一端相连，控制端与所述第九开关管Q9的第二端相连，所述第九开关管Q9的第二端通过第二电流源I2接地，控制端输入电源电压VBP；

串联的第十开关管Q10和第十一开关管Q11，所述第十开关管Q10的第一端与所述电压输入端相连，第二端与所述第十一开关管Q11的第一端相连，控制端与所述第八开关管Q8的控制端相连，所述第十一开关管Q11的第二端通过第三电流源I3接地，控制端与所述第九开关管Q9的控制端相连；

第十二开关管Q12，所述第十二开关管Q12的第一端通过第四电流源I4接地，第二端与所述第八晶体管Q8的第二端相连，控制端与所述电压输入端相连；

第十三开关管Q13，所述第十三开关管Q13的第一端通过第五电流源I5接地，第二端与所述第十开关管Q10的第二端相连，控制端与所述第一节点SW相连；

第一电阻R，所述第一电阻R的第一端与所述第十二开关管Q12的第一端相连，第二端与所述第十三开关管Q13的第一端相连；

第十四开关管Q14，所述第十四开关Q14的第一端与所述第八开关管Q8的第一端相连，控制端与所述第十一开关管Q11的第二端相连；

第十五开关管Q15，所述十五开关管Q15的第一端接地，第二端与所述第十四开关管Q14的第二端相连，控制端与其第二端相连；

第十六开关管Q16，所述第十六开关管Q16的第一端接地，第二端通过第六电流源I6与所述第八开关管Q8的第一端相连，控制端与所述第十五开关管Q15的控制端相连；

其中，所述第十六开关管Q16的第二端为所述运算放大电路的输出端，与所述控制器相连。

需要说明的是，当所述第一开关管Q1截止，所述第二开关管Q2导通时，所述运算放大电路的正极输入端(即所述第十二开关管Q12的控制端)对所述电压输入端的电压VIN进行采样，所述运算放大电路的负极输入端(即所述第十三开关管Q13的控制端)对所述第一节点的电压VSW进行采样，所述运算放大电路的输出端(即所述第十六开关管Q16的第二端)向所述控制器输出电压VOP。

可选的，在本申请的一个实施例中，继续如图7所示，所述第八开关管Q8、所述第九开关管Q9、所述第十开关管Q10、所述第十一开关管Q11以及所述第十四开关管Q14为PMOS管，所述第十二开关管Q12、所述第十三开关管Q13、所述第十五开关管Q15以及所述第十六开关管Q16为NMOS管，此时，上述各开关管的栅极为控制端，源极为第一端，漏极为第二端，但本申请对此并不做限定，具体视情况而定。

可选的，在上述实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，所述第十二开关管Q12和所述第十三开关管Q13的宽长比相同。但本申请对此并不做限定，具体视情况而定。

下面以所述第十二开关管Q12和所述第十三开关管Q13的宽长比相同为例对所述运算放大电路的钳位电压的设定进行说明，即对所述预设电压的设定进行说明。

在本申请实施例中，所述第十二开关管Q12和所述第十三开关管Q13为电流镜结构，当所述运算放大电路工作稳定后，流经所述第十二开关管Q12的电流IQ12和流经所述第十三开关管Q13的电流IQ13相等，设流经电阻R的电流为I，流经所述第四电流源的电流为I4，流经所述第五电流源的电流为I5，则

IQ12＝I4-I*R＝IQ13＝I5+I*R (1)

将所述第十二开关管Q12与电阻R的公共端记为点A，所述第十三开关管Q13与电阻R的公共端记为点B，故电阻R两端的电压差为：

所述第十二开关管Q12的控制端与其第一端间的电压差为：

VQ12＝VIN-VA (3)

所述第十三开关管Q13的控制端与其第一端间的电压差为：

VQ13＝VSW-VB (4)

由于流经所述第十二开关管Q12的电流IQ12和流经所述第十三开关管Q13的电流IQ13相等，且所述第十二开关管Q12和所述第十三开关管Q13的宽长比相同，因此：

VQ12＝VQ13 (5)

进一步可以得到：

从该公式可以看出，所述第一节点的电压VSW与所述电压输入端的电压VIN之间的差值VSW-VIN(即ΔV)可以通过电阻R、电流I4和电流I5的大小来设定。因此，在本申请实施例中，可以通过设定电阻R、电流I4和电流I5的大小来设置所述运算放大电路的钳位电压，即可以通过设定电阻R、电流I4和电流I5的大小来设定所述预设电压，将所述第一节点的电压VSW与所述电压输入端的电压VIN之间的差值VSW-VIN稳定在预设电压，即将所述电感L两端的电压差稳定在预设电压，以当所述升压电路工作在降压模式，且所述第一开关管Q1截止、所述第二开关管Q2导通时，其电感L上的电流下降斜率变化幅度较小，且受负载电流变化的影响较小，不会随负载电流的变化而变化。

如图1所示，在现有的解决方案中，当BOOST电路工作在降压模式，且NMOS管N0截止、PMOS管P0导通时，将PMOS管P0的栅极连接到电压输入端，即PMOS管P0的栅极电压为VIN，此时，PMOS管P0上的导通损耗为：

(VOUT-VSW)*IOUT＝(VOUT-VIN-Vgs(PMOS))*IOUT (7)

由公式(7)可以看出，如果BOOST电路的负载电流越大，PMOS管P0的栅源电压差Vgs(PMOS)也越大，PMOS管P0上的导通损耗就会越大。

而当本申请实施例所提供的升压电路工作在降压模式，且所述第一开关管Q1截止、所述第二开关管Q2导通时，所述第二开关管Q2上的导通损耗为：

(VOUT-VSW)*IOUT＝(VOUT-VIN-ΔV)*IOUT (8)

其中，IOUT为流经所述第二开关管Q2的电流。

由公式(8)可以看出，本申请实施例所提供的升压电路工作在降压模式时，所述第二开关管Q2上的导通损耗与其导通压降无关，即与负载电流无关，从而使得本申请实施例所提供的升压电路工作在降压模式时，所述第二开关管Q2的导通损耗不随负载电流的增大而增大。

而且，在实际应用中，PMOS管P0的Vgs(PMOS)通常为700～800mV，对比公式(7)和公式(8)可以看出，当所述预设电压值设定在小于Vgs(PMOS)值的范围内时，还可以降低所述第二开关管Q2上的导通损耗，即本申请实施例所提供的升压电路工作在降压模式时，还具有降低所述第二开关管Q2上的导通损耗的优点。

可选的，在上述实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，所述预设电压值可以为300mV，当所述升压电路工作在降压模式，且所述第一开关管Q1截止、所述第二开关管Q2导通时，所述控制电路将所述第一节点的电压VSW与所述电压输入端的电压VIN之间的差值VSW-VIN稳定在300mV，但本申请对所述预设电压的值并不做限定，具体视情况而定。

需要说明的是，所述升压电路在实际应用中，其电压输入端由电池(如锂电池)进行供电，随着电池使用时长的增加，其供电电压会逐渐降低，即所述升压电路的电压输入端的电压VIN会逐渐降低，因此，当电池刚开始工作时，其供电电压较高，所述升压电路的电压输入端的电压VIN也较高，大于其输出端的电压VOUT，此时，所述升压电路工作在降压模式，随着电池使用时长的增加，其供电电压逐渐降低，所述升压电路的电压输入端的电压VIN也逐渐降低，当所述升压电路的电压输入端的电压VIN小于其输出端的电压VOUT时，所述升压电路需要进入升压模式。

为了使所述升压电路能够从降压模式平滑地切换到升压模式，所述升压电路工作在降压模式时所述第一节点的电压VSW应该等于所述升压电路切换至升压模式时所述第一节点的电压VSW。具体的，当所述升压电路工作在降压模式，且所述第一开关管Q1截止、所述第二开关管Q2导通时，所述控制电路将所述第一节点的电压VSW与所述电压输入端的电压VIN之间的差值稳定在预设电压ΔV，即所述第一节点的电压VSW＝VIN+ΔV，此时，所述第二开关管Q2工作在饱和区；当所述升压电路工作在升压模式，且所述第一开关管Q1截止、所述第二开关管Q2导通时，所述控制电路停止工作，此时，所述第二开关管Q2工作在线性区，所述第一节点的电压VSW等于所述升压电路的输出端电压VOUT与所述第二开关管Q2工作在线性区时，所述第二开关管Q2上的压降VQ2之和，即VSW＝VOUT+VQ2，其中，所述第二开关管Q2工作在线性区时，所述第二开关管Q2上的压降VQ2为所述第二开关管Q2的源极-漏极间电压差；当所述升压电路从降压模式切换至升压模式时，即VIN大于VOUT变为VIN小于VOUT时，所述第一节点的电压VSW在两种工作模式下相等，即VSW＝VIN+ΔV＝VOUT+VQ2，此时，由于所述升压电路进入升压模式，即VIN小于VOUT，因此ΔV需大于VQ2，即所述预设电压ΔV需大于所述第二开关管Q2工作在线性区时，所述第二开关管Q2上的压降VQ2。

需要说明的是，由前述实施例已知，当所述第一开关管Q1导通、所述第二开关管Q2和所述第三开关管Q3均截止时，所述运算放大电路的负极输入端的电压通过所述第一电容C1保持等于或略低于上次当所述第一开关管Q1截止，所述第二开关管Q2和所述第三开关管Q3均导通时，所述运算放大电路工作稳定后其负极输入端所采样的所述第一节点的电压值。

然而，在所述运算放大电路中，继续如图7所示，所述第八开关管Q8、所述第九开关管Q9、所述第十开关管Q10、所述第十一开关管Q11、所述第十二开关管Q12以及所述第十三开关管Q13组成其第一级运算放大电路，并且该第一级运算放大电路的增益比较高，因此，当所述第一开关管Q1导通，所述第二开关管Q2和所述第三开关管Q3均截止时，如果所述第一电容C1两端的电压有波动或者漏电，所述运算放大电路的负极输入端的电压就会有波动，这种电压波动会通过所述第一级运算放大电路中的所述第十三开关管Q13的控制端及其第二端、所述第十一开关管Q11的第一端及其第二端传递到所述第十四开关管Q14的控制端，并且所述第十四开关管Q14的控制端接收到的电压波动已是经所述第一级运算放大电路放大后的电压波动，即所述第十四开关管Q14的控制端电压会发生很大的波动，从而导致所述第十四开关管Q14的工作点发生偏离，进而通过所述第十四开关管Q14的第二端影响所述第十六开关管Q16的控制端电压，使得所述第十六开关管Q16的控制端电压发生很大的波动，最终导致所述第十六开关管Q16的第二端电压不稳定，即所述运算放大电路的输出电压VOP不稳定。

因此，在上述实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，如图8所示，所述运算放大电路200还包括：

位于所述第十一开关管Q11的第二端和所述第十四开关管Q14的控制端之间的第十七开关管Q17，所述第十七开关管Q17的第一端与所述十四开关管Q14的控制端相连，第二端与所述第十一开关管Q11的第二端相连，控制端输入所述第二控制信号PWM2；

第二电容C2，所述第二电容C2的第一端与所述第八晶体管Q8的第一端相连，第二端与所述第十四开关管Q14的控制端相连。

需要说明的是，在本申请实施例中，当所述第一开关管Q1导通，所述第二开关管Q2和所述第三开关管Q3均截止时，所述第二控制信号PWM2控制所述第十七开关管Q17关断，从而将所述第十一开关管Q11的第二端与所述第十四开关管Q14的控制端断开，以使得所述第一电容C1两端电压的波动或者漏电不会引起所述第十四开关管Q14工作点的偏离。

当所述第一开关管Q1截止，所述第二开关管Q2和所述第三开关管Q3均导通时，所述第二控制信号PWM2控制所述第十七开关管Q17导通，从而将所述第十一开关管Q11的第二端与所述第十四开关管Q14的控制端连接，以使得所述运算放大电路工作稳定后，其第一输入端输入的电压和其第二输入端输入的电压之间的差值等于其钳位电压，即所述第一节点的电压VSW和所述电压输入端的电压VIN之间的差值等于所述运算放大电路的钳位电压。

进一步地，为保持所述第十四开关管Q14的工作点稳定，在本申请实施例中，继续如图8所示，所述运算放大电路200还增加了所述第二电容C2，以当所述第一开关管Q1导通，所述第二开关管Q2、所述第三开关管Q3和所述第十七开关管Q17均截止时，所述第十四开关管Q14的控制端电压通过所述第二电容C2保持等于或略小于上次所述第一开关管Q1截止，所述第二开关管Q2、所述第三开关管Q3和所述第十七开关管Q17均导通时，所述第十四开关管Q14稳定工作后其控制端的电压值，以使得下次所述第一开关管Q1截止，所述第二开关管Q2、所述第三开关管Q3和所述第十七开关管Q17均导通时，所述第十四开关管Q14的控制端电压能够快速升至所述第十四开关管Q14稳定工作所需的控制端电压值，进而使得所述第十四开关管Q14的稳定工作点能够快速建立。

另外，由于所述第十四开关管Q14的第二端与所述第十六开关管Q16的控制端相连，且所述第十六开关管Q16的第二端为所述运算放大电路的输出端，因此，当所述第一开关管Q1导通，所述第二开关管Q2、所述第三开关管Q3和所述第十七开关管Q17均截止时，所述运算放大电路的输出端电压也保持等于或略小于上次所述第一开关管Q1截止，所述第二开关管Q2、所述第三开关管Q3和所述第十七开关管Q17均导通时，所述运算放大电路稳定工作后其输出端的电压值，以使得下次所述第一开关管Q1截止，所述第二开关管Q2、所述第三开关管Q3和所述第十七开关管Q17均导通时，所述运算放大电路的输出端电压能够快速升至所述运算放大电路稳定工作后其输出端的电压值，进而使得所述运算放大电路的稳定工作点能够快速建立。

由于所述第二控制信号为所述第一控制信号的反向信号，因此，可选的，在上述实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，如图9所示，所述运算放大电路200还可以包括第三反相器D3，以使得所述第一控制信号输入端和所述第二控制信号输入端可以为同一控制信号输入端，输入同一控制信号PWM1，简化所述运算放大电路的结构。

需要说明的是，在本申请实施例中，当所述第一开关管Q1截止，所述第二开关管Q2和所述第三开关管Q3均导通时，所述第一控制信号输入端输入的所述第一控制信号PWM1通过所述第三反相器D3控制所述第十七开关管Q17导通；当所述第一开关管Q1导通，所述第二开关管Q2和所述第三开关管Q3均截止时，所述第一控制信号PWM1通过所述第三反相器D3控制所述第十七开关管Q17关断。

可选的，在上述实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，所述第一开关管Q1和所述第十七开关管Q17均为NMOS管，所述第二开关管Q2和所述第三开关管Q3均为PMOS管，以使得所述第十七开关管Q17和所述第一开关管Q1基于同一控制信号PWM1的导通状态互补，即所述第十七开关管Q17、所述第二开关管Q2和所述第三开关管Q3的导通状态相同。

进一步地，考虑到在所述运算放大电路中，所述第十四开关管Q14、所述第十六开关管Q16以及所述电压输入端也可能存在电压波动或者漏电，因此，为保持所述运算放大电路的输出端电压VOP(即所述第十六开关管Q16的第二端电压)的稳定，在上述实施例的基础上，在本申请的一个实施例中，如图10所示，所述运算放大电路200还包括：

第三电容C3，所述第三电容C3的第一端与所述第十六开关管Q16的第二端相连，第二端接地，以当所述第一开关管Q1导通，所述第二开关管Q2、所述第三开关管Q3和所述第十七开关管Q17均截止时，所述运算放大电路的输出端电压VOP通过所述第三电容C3保持等于或略小于上次所述第一开关管Q1截止，所述第二开关管Q2、所述第三开关管Q3和所述第十七开关管Q17均导通时，所述运算放大电路稳定工作后其输出端的电压值，以使得下次所述第一开关管Q1截止，所述第二开关管Q2、所述第三开关管Q3和所述第十七开关管Q17均导通时，所述运算放大电路的输出端电压能够快速升至所述运算放大电路稳定工作后其输出端的电压值，进而使得所述运算放大电路的稳定工作点能够快速建立。

此外，本申请实施例还提供了一种电子设备，所述电子设备包括上述任一实施例所提供的升压电路，其中，所述升压电路的具体工作过程已在上述各实施例中进行了详细地阐述，此处不再赘述。

综上，本申请实施例所提供的升压电路及电子设备，包括电感、第一开关管、第二开关管和控制电路，其中，电感的一端与升压电路的电压输入端相连，另一端以第一节点相连，所述控制电路的第一输入端对所述第一节点的电压进行采样，第二输入端对所述电压输入端的电压进行采样，输出端与所述第二开关管的控制端相连，以将所述第一节点的电压与所述电压输入端的电压之间的差值稳定在预设电压，即将所述电感两端的电压差稳定在预设电压，从而当所述升压电路工作在降压模式，且所述第一开关管截止、所述第二开关管导通时，其电感上的电流下降斜率变化幅度较小，且受负载电流的变化影响较小。

本说明书中各个部分采用并列和递进相结合的方式描述，每个部分重点说明的都是与其他部分的不同之处，各个部分之间相同相似部分互相参见即可。

对所公开的实施例的上述说明，本说明书中各实施例中记载的特征可以相互替换或组合，使本领域专业技术人员能够实现或使用本申请。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本申请的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本申请将不会被限制于本文所示的实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (11)

1.一种升压电路，其特征在于，包括：

电感，所述电感的第一端与所述升压电路的电压输入端相连，输入电压信号，第二端与第一节点相连；

第一开关管，所述第一开关管的第一端接地，第二端与所述第一节点相连，控制端与所述升压电路的第一控制信号输入端相连，输入第一控制信号；

第二开关管，所述第二开关管的第一端与所述第一节点相连，第二端与所述升压电路的输出端相连；

控制电路，所述控制电路的第一输入端与所述第一节点相连，第二输入端与所述电压输入端相连，输出端与所述第二开关管的控制端相连，用于当所述升压电路工作在降压模式，且所述第一开关管截止、所述第二开关管导通时，将所述第一节点的电压与所述电压输入端的电压之间的差值稳定在预设电压。

2.根据权利要求1所述的升压电路，其特征在于，所述控制电路包括：运算放大电路和控制器，其中，

所述运算放大电路的正极输入端与所述电压输入端相连，负极输入端与所述第一节点相连，输出端与所述控制器的第一输入端相连；所述控制器的第二输入端与所述升压电路的第二控制信号输入端相连，输入第二控制信号，输出端与所述第二开关管的控制端相连，以基于所述运算放大电路输出的信号以及所述第二控制信号，调节所述第二开关管的控制端电压；

所述运算放大电路的钳位电压为所述预设电压，所述第二控制信号为所述第一控制信号的反向信号。

3.根据权利要求2所述的升压电路，其特征在于，所述控制电路还包括：

位于所述第一节点与所述运算放大电路之间的第三开关管，所述第三开关管的第一端与所述第一节点相连，第二端与所述运算放大电路的负极输入端相连，控制端输入所述第一控制信号；

位于所述电压输入端与所述第三开关管的第二端之间的第一电容，所述第一电容的第一端与所述电压输入端相连，第二端与所述第三开关管的第二端相连。

4.根据权利要求2或3所述的升压电路，其特征在于，所述控制器包括：第四开关管、第五开关管、第六开关管、第七开关管和第一电流源；

所述第四开关管的第一端通过所述第一电流源与所述电压输入端相连，第二端通过所述第六开关管接地，控制端与所述运算放大电路的输出端相连；

所述第五开关管的第一端与所述电压输入端相连，第二端与所述第四开关管的第一端相连，控制端输入所述第二控制信号；

所述第六开关管的第一端接地，第二端与所述第四开关管的第二端相连，控制端输入所述第二控制信号；

所述第七开关管的第一端接地，第二端与所述第五开关管的控制端相连，控制端输入所述第一控制信号；

其中，所述第四开关管和所述第五开关管的公共端为所述控制器的输出端，与所述第二开关管的控制端相连。

5.根据权利要求4所述的升压电路，其特征在于，所述第一控制信号输入端和所述第二控制信号输入端为同一控制信号输入端，所述控制器还包括：

位于所述控制信号输入端与所述第五开关管的控制端之间的第一反相器；

位于所述控制信号输入端与所述第六开关管的控制端之间的第二反相器。

6.根据权利要求2或3所述的升压电路，其特征在于，所述运算放大电路包括：

串联的第八开关管和第九开关管，所述第八开关管的第一端与所述电压输入端相连，第二端与所述第九开关管的第一端相连，控制端与所述第九开关管的第二端相连，所述第九开关管的第二端通过第二电流源接地，控制端输入电源电压；

串联的第十开关管和第十一开关管，所述第十开关管的第一端与所述电压输入端相连，第二端与所述第十一开关管的第一端相连，控制端与所述第八开关管的控制端相连，所述第十一开关管的第二端通过第三电流源接地，控制端与所述第九开关管的控制端相连；

第十二开关管，所述第十二开关管的第一端通过第四电流源接地，第二端与所述第八开关管的第二端相连，控制端与所述电压输入端相连；

第十三开关管，所述第十三开关管的第一端通过第五电流源接地，第二端与所述第十开关管的第二端相连，控制端与所述第一节点相连；

第一电阻，所述第一电阻的第一端与所述第十二开关管的第一端相连，第二端与所述第十三开关管的第一端相连；

第十四开关管，所述第十四开关的第一端与所述第八开关管的第一端相连，控制端与所述第十一开关管的第二端相连；

第十五开关管，所述第十五开关管的第一端接地，第二端与所述第十四开关管的第二端相连，控制端与其第二端相连；

第十六开关管，所述第十六开关管的第一端接地，第二端通过第六电流源与所述第八开关管的第一端相连，控制端与所述第十五开关管的控制端相连；

其中，所述第十六开关管的第二端为所述运算放大电路的输出端，与所述控制器相连。

7.根据权利要求6所述的升压电路，其特征在于，所述运算放大电路还包括：

位于所述第十一开关管的第二端和所述第十四开关管的控制端之间的第十七开关管，所述第十七开关管的第一端与所述第十四开关管的控制端相连，第二端与所述第十一开关管的第二端相连，控制端输入所述第二控制信号；

第二电容，所述第二电容的第一端与所述第八开关管的第一端相连，第二端与所述第十四开关管的控制端相连。

8.根据权利要求7所述的升压电路，其特征在于，所述运算放大电路还包括第三反相器，所述第十七开关管的控制端通过所述第三反相器与所述第一控制信号输入端相连。

9.根据权利要求6所述的升压电路，其特征在于，所述运算放大电路还包括：

第三电容，所述第三电容的第一端与所述第十六开关管的第二端相连，第二端接地。

10.根据权利要求1所述的升压电路，其特征在于，所述预设电压大于所述第二开关管工作在线性区时所述第二开关管上的压降。

11.一种电子设备，其特征在于，包括权利要求1-10任一项所述的升压电路。

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