CN111464027A - 融合开关电源和线性电源的可编程数字电源系统及方法 - Google Patents

融合开关电源和线性电源的可编程数字电源系统及方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了融合开关电源和线性电源的可编程数字电源系统及方法，该系统包括前级的预调节模块和后级的线性稳压模块，所述预调节模块输入侧接入输入电压信号，所述预调节模块输出侧连接线性稳压模块，线性稳压模块的输出侧通过编程输出连接线性稳压模块；同时，线性稳压模块的输出侧还连接预调节模块，线性稳压模块的输出作为预调节模块的反馈指导；前级的预调节模块，用于高效地降低输入电压、跟踪输出电压和监控电流；预调节模块采用降压Buck拓扑，通过脉冲宽度调制PWM控制方法控制输出电压；后级的线性调节模块采用基于MOSFET的分离式线性稳压结构，用于降低输出电压的纹波和隔离前级的预调节模块的噪声，实现精度电压输出。

Description

融合开关电源和线性电源的可编程数字电源系统及方法
技术领域
本发明涉及电源技术领域，尤其涉及融合开关电源和线性电源的可编程数字电源系统及方法。
背景技术
随着科技和经济的发展，二十世纪以来，人类社会电气化程度日益增高，电气化设备在生产生活中的应用也越来越广泛。与此同时，对电源的要求也越来越高。电源并不会向以往一样，单纯的靠硬件电子电路完成，如果单纯的靠硬件电子电路，势必会影响着电源的稳定性、精度、美观和轻便性。而随着数字控制技术的发展和市场需求的驱动，在电源领域里，数字电源的优势将会越来越明显，缺陷也将逐步得到克服改善。当然，从模拟电源到数字电源的完全转换还有待时间渐进，因此模拟和数字控制技术将在未来数年内共存。
当今社会任何一个高校实验室、电子加工厂都离不开电源，而传统的直流稳压电源输出电压是通过粗调波段开关及细调电位器来调节的，并由电压表指示电压值的大小。这种直流稳压电源存在读数不直观、电位器易磨损、稳压精度不高、不易调准、电路构成复杂、体积大等缺点。单纯的开关电源有转换效率高、体积小、输入电压范围宽的优点但是却存在输出纹波大、难以进行几十毫伏调节、易产生干扰等缺点。而单纯的线性电源有输出纹波小、能够进行几十毫伏调节、设计简单的优点但是却存在笨重、转换效率低、成本高等缺点。
发明内容
针对背景技术中单纯的开关电源和单纯的线性电源各自存在的弊端，本发明提供了解决上述问题的融合开关电源和线性电源的可编程数字电源系统及方法，通过比较两种电源可以发现开关电源和线性电源刚好能优势互补，于是本发明考虑设计一款基于开关电源和线性电源混合的电源系统。
本发明通过下述技术方案实现：
融合开关电源和线性电源的可编程数字电源系统，包括前级的预调节模块和后级的线性稳压模块，所述预调节模块输入侧接入输入电压信号，所述预调节模块输出侧连接线性稳压模块，线性稳压模块的输出侧通过编程输出连接线性稳压模块；同时，线性稳压模块的输出侧还连接预调节模块，线性稳压模块的输出作为预调节模块的反馈指导；
前级的预调节模块，用于高效地降低输入电压、跟踪输出电压和监控电流；预调节模块采用降压Buck拓扑，通过脉冲宽度调制PWM控制方法控制输出电压；
后级的线性调节模块采用基于MOSFET的分离式线性稳压结构，用于降低输出电压的纹波和隔离前级的预调节模块的噪声，实现精度电压输出。
工作原理是：基于单纯的开关电源有转换效率高、体积小、输入电压范围宽的优点，但是却存在输出纹波大、难以进行几十毫伏调节、易产生干扰等缺点；而单纯的线性电源有输出纹波小、能够进行几十毫伏调节、设计简单的优点，但是却存在笨重、转换效率低、成本高等缺点。针对单纯的开关电源和单纯的线性电源各自存在的弊端，通过比较两种电源可以发现开关电源和线性电源刚好能优势互补，本发明设计一款基于开关电源和线性电源混合的电源系统；具体地，预调节模块和线性稳压模块两部分前后自适应混合构成，前级的预调节模块采用降压Buck拓扑，通过脉冲宽度调制(PWM)控制方法控制输出电压，高效的降低电压，较少整个系统的损耗；后级的线性调节模块采用基于MOSFET的分离式线性稳压结构，不仅可以实现精准低纹波输出，而且极大抑制开关电源带来的噪音和干扰。
本发明成功将开关电源的优势与线性电源的优势进行互补，克服了开关电源输出纹波大和线性电源笨重、转换效率低的缺点，设计和实现了一款转换效率高、输出纹波小、质量轻的可编程数字电源系统。
进一步地，所述预调节模块包括Buck电路和跟踪电路，所述Buck电路连接线性稳压模块，线性稳压模块的输出端连接所述跟踪电路，所述跟踪电路通过脉冲宽度调制PWM模块连接Buck电路；
所述Buck电路包括开关管Q1、续流二极管D1、储能电感L2和电容C，所述开关管Q1的源极连接到电源正极、开关管Q1的漏极连接储能电感L2、开关管Q1的栅极连接控制信号，开关管Q1的漏极连接续流二极管D1的负极、续流二极管D1的正极连接预调节电压输出端Vout；电容C一端连接储能电感L2、另一端连接POUT-；
开关管Q1为开关元件，用于由控制信号决定其导通与关断；续流二极管D1，用于保持输出电流连续；储能电感L2，用于储能元件；电容，用于滤波元件；
通过控制电路使开关管Q1在高频条件下频繁的开通和关断，在一个周期内，当开关管Q1处于导通状态，电源向负载供电；开关管Q1关断状态，由储能电感L2向负载供电；下一个周期又重复上述过程，调节开关管Q1的开通关断时间控制输出电压的大小。
进一步地，所述跟踪电路包括DC-DC控制器、三极管Q2和MOS管Q3，DC-DC控制器作为控制信号，所述DC-DC控制器连接开关管Q1的栅极；
所述DC-DC控制器还连接MOS管Q3的源极，MOS管Q3的栅极连接控制信号SET_100％，用于切换系统至低纹波模式；MOS管Q3的漏极连接三极管Q2的集电极，三极管Q2的基极连接输出OUT+，三极管Q2的发射极连接电感L2；
电容C包括电容C15，所述电容C15的正极连接储能电感L2、负极连接POUT-；
通过DC-DC控制器控制开关管Q1的占空比，让预调节输出电压与线性后稳压输出电压的差值稳定在2～3V，从而高效的降低输入电压，使后级的线性稳压模块只需压降2～3V，提高系统效率。
进一步地，所述DC-DC控制器的型号为LTC3864，三极管Q2的型号为MMBT5401，MOS管Q3的型号为2N7002。
进一步地，所述开关管Q1的型号为IRFR5305，所述续流二极管D1的型号为STPS15H100，储能电感L2的型号为7443551331，电容C15的型号为EEEFK1H470P。
其中，控制信号SET_100％控制MOS管Q3的开通与关断，从而达到控制跟踪电路的开通与关断。如果MOS管Q3断开则跟踪电路断开，LTC3864会让开关管Q1处于100％占空比模式，就相当于开关管Q1一直处于导通状态，即开关预调节模块相当于直接短路，只有线性稳压模块工作。就主要突出线性稳压的优势(低纹波)。即系统进入低纹波模式。
进一步地，所述线性调节模块包括MOSFET管驱动单元，电压、电流采样单元和误差比较单元；
所述电压采样单元，用于同比例缩小到数模转换器输出电压范围内；
所述电流采样单元，通过采样电阻同比例缩小到数模转换器输出电压范围内；
所述MOSFET管驱动单元连接所述预调节模块的输出端，所述MOSFET管驱动单元结合误差比较单元，通过16位DAC输出不同的设置电压Uset与缩小的电压经误差放大器得到不同的输出电压，从而改变三极管Q2的基极电流，进而改变MOSFET管驱动单元的驱动电压VGS(栅源电压)改变其导电沟道，实现线性后稳压，使其最终输出电压Vout＝Uset×16V。
进一步地，所述编程输出包括电压控制环路和电流控制环路。
另一方面，本发明还提供了一种融合开关电源和线性电源的可编程数字电源的实现方法，结合前级的预调节模块和后级的线性稳压模块，前级的预调节模块连接线性稳压模块，线性稳压模块的输出端通过编程输出连接线性稳压模块；同时，线性稳压模块的输出端还连接预调节模块，线性稳压模块的输出作为预调节模块的反馈指导；
通过前级的预调节模块来实现高效地降低输入电压、跟踪输出电压和监控电流；结合后级的线性调节模块实现降低输出电压的纹波和隔离前级的预调节模块的噪声，实现精度电压输出；其中，
预调节模块采用降压Buck拓扑，通过脉冲宽度调制PWM控制方法控制输出电压；
后级的线性调节模块采用基于MOSFET的分离式线性稳压结构。
本发明与现有技术相比，具有如下的优点和有益效果：
本发明成功将开关电源的优势与线性电源的优势进行互补，克服了开关电源输出纹波大和线性电源笨重、转换效率低的缺点，设计和实现了一款转换效率高、输出纹波小、质量轻的可编程数字电源系统。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本发明实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本发明实施例的限定。在附图中：
图1为本发明融合开关电源和线性电源的可编程数字电源系统框图。
图2为本发明预调节模块中的Buck电路工作原理图。
图3为本发明中预调节模块的实际电路图。
图4为本发明中线性稳压模块的实际电路图。
图5为本发明中编程输出对应的两个控制回路电路图。
图6为本发明线性稳压模块的电压采样单元电路图。
图7为本发明线性稳压模块的有源负载启动电路图。
图8为本发明线性稳压模块的下行编程器(DP)电路图。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本发明作进一步的详细说明，本发明的示意性实施方式及其说明仅用于解释本发明，并不作为对本发明的限定。
实施例1
如图1至图8所示，本发明融合开关电源和线性电源的可编程数字电源系统，包括前级的预调节模块和后级的线性稳压模块，所述预调节模块输入侧接入输入电压信号，所述预调节模块输出侧连接线性稳压模块，线性稳压模块的输出侧通过编程输出连接线性稳压模块；同时，线性稳压模块的输出侧还连接预调节模块，线性稳压模块的输出作为预调节模块的反馈指导；
前级的预调节模块，用于高效地降低输入电压、跟踪输出电压和监控电流；预调节模块采用降压Buck拓扑，通过脉冲宽度调制PWM控制方法控制输出电压；
后级的线性调节模块采用基于MOSFET的分离式线性稳压结构，用于降低输出电压的纹波和隔离前级的预调节模块的噪声，实现精度电压输出。
工作原理是：基于单纯的开关电源有转换效率高、体积小、输入电压范围宽的优点，但是却存在输出纹波大、难以进行几十毫伏调节、易产生干扰等缺点；而单纯的线性电源有输出纹波小、能够进行几十毫伏调节、设计简单的优点，但是却存在笨重、转换效率低、成本高等缺点。针对单纯的开关电源和单纯的线性电源各自存在的弊端，通过比较两种电源可以发现开关电源和线性电源刚好能优势互补，本发明设计一款基于开关电源和线性电源混合的电源系统；具体地，预调节模块和线性稳压模块两部分前后自适应混合构成，前级的预调节模块采用降压Buck拓扑，通过脉冲宽度调制(PWM)控制方法控制输出电压，高效的降低电压，较少整个系统的损耗；后级的线性调节模块采用基于MOSFET的分离式线性稳压结构，不仅可以实现精准低纹波输出，而且极大抑制开关电源带来的噪音和干扰。
本发明成功将开关电源的优势与线性电源的优势进行互补，克服了开关电源输出纹波大和线性电源笨重、转换效率低的缺点，设计和实现了一款转换效率高、输出纹波小、质量轻的可编程数字电源系统。
本实施例中，所述预调节模块包括Buck电路和跟踪电路，所述Buck电路连接线性稳压模块，线性稳压模块的输出端连接所述跟踪电路，所述跟踪电路通过脉冲宽度调制PWM模块连接Buck电路；
如图2所示，所述Buck电路包括开关管Q1、续流二极管D1、储能电感L2和电容C，所述开关管Q1的源极连接到电源正极、开关管Q1的漏极连接储能电感L2、开关管Q1的栅极连接控制信号，开关管Q1的漏极连接续流二极管D1的负极、续流二极管D1的正极连接预调节输出PREG_OUT；电容C一端连接储能电感L2、另一端连接POUT-；
开关管Q1为开关元件，用于由控制信号决定其导通与关断；续流二极管D1，用于保持输出电流连续；储能电感L2，用于储能元件；电容，用于滤波元件；
通过控制电路使开关管Q1在高频条件下频繁的开通和关断，在一个周期内，当开关管Q1处于导通状态，电源向负载供电；开关管Q1关断状态，由储能电感L2向负载供电；下一个周期又重复上述过程，调节开关管Q1的开通关断时间控制输出电压的大小。
图3为本发明中预调节模块的实施电路图。如图3所示，所述Buck电路还包括额外输出滤波器，所述额外输出滤波器，用于滤除预调节模块的输出端由高频开关操作而产生的噪声；所述额外输出滤波器包括滤波电感L3、滤波电感L4、电容C11、电容C12和电容C13，滤波电感L3连接储能电感L2，滤波电感L4连接滤波电感L3，电容C11一端连接滤波电感L3和滤波电感L4的公共端，电容C11另一端连接POUT-3.4D端；电容C12的一端连接PREG_OUT/3.1A端、另一端连接POUT 3.4D端；电容C13的正极连接PREG_OUT/3.1A端、负极连接POUT3.4D端。其中，PREG_OUT/3.1A端作为预调节的输出，POUT-3.4D端作为输出的负极。
还包括电阻R7和电阻R8，所述电阻R7并联于滤波电感L3的两侧，电阻R8并联于滤波电感L4的两侧。
本实施例中，所述跟踪电路包括DC-DC控制器、三极管Q2和MOS管Q3，DC-DC控制器作为控制信号，所述DC-DC控制器连接开关管Q1的栅极；
所述DC-DC控制器还连接MOS管Q3的源极，MOS管Q3的栅极连接控制信号SET_100％，MOS管Q3的漏极连接三极管Q2的集电极，三极管Q2的基极连接电压输出OUT+，三极管Q2的发射极连接电感L2；
电容C包括电容C15，所述电容C15的正极连接储能电感L2、负极连接预调节电压输出端PREG_OUT。
其中：三极管Q2形成的预调节输出对后稳压输出的跟踪原理如下：DC-DC控制器LTC3864的FB由内部参考电路始终稳定在0.8V，那么以Q2为中心的R15，R12电阻形成基极分压为Vb，计算公式如(2)所示；在电阻R16上的电压为Vf，计算公式如(3)所示，该电压不断与内部参考电压0.8V比较，通过DC-DC控制器控制开关管Q1的占空比，让预调节输出电压与线性后稳压的输出电压的差值稳定在2～3V，从而高效的降低输入电压，使后级的线性稳压模块只需压降2～3V，提高系统效率。
Figure BDA0002524636620000061
式中：VOUT为Buck电路输出电压；VIN为输入电压；Ton为开关管一个周期开启时间；T为开关管周期。
Vb＝0.5×(Vout+Vout_sim) (2)
式中：Vout为预调节输出电压；Vout_sim为后稳压输出反馈电压。
Figure BDA0002524636620000062
本实施例中，所述DC-DC控制器的型号为LTC3864，三极管Q2的型号为MMBT5401，MOS管Q3的型号为2N7002。
所述开关管Q1的型号为IRFR5305，所述续流二极管D1的型号为STPS15H100，储能电感L2的型号为7443551331，电容C15的型号为EEEFK1H470P。
图3是示出了与根据本发明的预调节模块的实际电路图。如图3所示，分别使用X1和X2连接器将电源连接到DC和AC输入电源。直流输入连接器(X1)还具有连接到电容器C1和C2的保护地输入，该电容器用于减小差分噪声。同时添加了共模扼流圈L1以抑制电源板输出上出现的噪声。
图3中PREG_OUT是开关预调节的输出，POUT-是输出的负极。OUT+是后稳压的输出，跟踪电路跟踪后稳压输出，让预调节输出与后稳压输出差2～3V。SET_100％是控制信号，SET_100％控制信号有效就会断开跟踪电路，通过LTC3864让开关管Q1进入100％占空比，从而使系统进入低纹波模式。
功率预调节器电路的主要作用是有效降低输出电路的输入电压。如果仅使用线性稳压器，则会在输出低电压时产生巨大的功耗。这就对散热片和冷却风扇有了更高的要求。例如，如果电源板上有48V直流输入，并且我们想在输出端提供3.3V，5A的电流，如果只有线性后稳压部分，则直通MOSFET(Q4)必须耗散超过220W的功率才能在输出端子上仅提供16.5W的功率。这必将产生巨大的功率损耗和热量。
根据设计，开关稳压器不会连续运行，而是在完全打开或完全关闭之间交替。通过在高频下改变其状态(并滤除尽可能多的不可避免的高频噪声)，它们可以更有效地输出直流电压。实际效率根据输入和所需的输出电压而变化，但是对于高负载(即1A和更高)，很容易达到85％或更高。与常规电源相比，这是一个很大的进步，并且消除了对非常大的散热器的需求。
如果我们假设开关预调节器有90％的效率，并且要求其输出与最终输出之间的差值大约为2V，那么我们的热量散发情况将会完全不一样。在前面的例子中，预调节器需要将48V降3.3V，而仅消耗22.35W((48-3.3V)*5A*(1-0.90))。后调节器的损耗仅为10W(2Vx5A)。总功耗约为32.35W，仅使用中型散热片即可保证冷却条件，如果使用合适的小型散热风扇，则使用小型散热片即可。
DC-DC控制器LTC3864(IC1)需要一个P沟道MOSFET，这是一个不寻常的选择。因为其所需的器件特性在N沟道器件很难实现。一般来说，P沟道MOSFET更昂贵，但是这种设计每个通道只需要一个。
开关管Q1选择的是MOSFET器件IRFR5305，其具有相当低的导通电阻Rds(on)，降低了其耗散，并且具有适度的输入电容(Ciss)和总栅极电荷(Qg)。
开关稳压器的另一个重要组成部分是功率电感器(该电路中的L2)。如果我们想避免在PCB上占用太多空间，我们必须找到一个合适的电感器，这非常具有挑战性。
DC-DC控制器LTC3864用分流电阻(R2)提供电流监测，在短路情况下该电阻还提供过电流保护。
通过连接引脚16(X3)上的隔离(主)SYNC输入来完成开关频率与外部源的同步。同步能有效的降低次谐波拍频并降低EMI影响。
当输出通道关闭时，DC-DC控制器LTC3864(通过引脚8)也进入其微功耗状态，仅消耗约7μA电流。
开关电源的主要缺点是输出端存在由高频开关操作而产生的噪声。通常很难滤除。通过使用额外的输出滤波器(L3，L4，C11，C12和C13)将在一定程度上改善这种情况。当然，L3和L4必须保证能够在至少5A的连续电流下安全运行。
当需要固定输出电压时，通过使用连接在预调节器输出端之间的分压器(R13，R16)(但是要在用L3和L4进行最终滤波之前)和VFB输入端(引脚5)之间进行输出电压调节。该电压电平不断与内部参考电压0.8V进行比较。
DC-DC控制器LTC3864对电压控制环路中引入的这种不稳定性表现出良好的适应能力。经过一些实验后，它给了我们足够的空间来找到一个可行的稳定性方案。
如图4所示，所述线性调节模块包括MOSFET管驱动单元，电压、电流采样单元和误差比较单元；
所述电压采样单元，用于同比例缩小到数模转换器输出电压范围内；
所述电流采样单元，用于通过采样电阻同比例缩小到数模转换器输出电压范围内；
所述MOSFET管驱动单元连接所述预调节模块的输出端，所述MOSFET管驱动单元结合误差比较单元，通过16位DAC输出不同的设置电压Uset与缩小的电压经误差放大器得到不同的输出电压，从而改变三极管Q2的基极电流，进而改变MOSFET管驱动单元的驱动电压VGS(栅源电压)改变其导电沟道，实现线性后稳压，使其最终输出电压Vout＝Uset×16V。
图4是示出了线性稳压模块的实际电路图。选用公共漏极连接的N沟道MOSFET(Q4)作为串联稳压器。当通道开通时，它会以线性模式持续运行。因此，其SOA是关键的设计标准，并且在设计和组件选择过程中经过了仔细考虑。Q4需要偏置电压才能正常工作；应用在MOSFET的栅极上，使其比漏极电压高出几伏。
齐纳二极管ZD2确保栅极-源极电压(Vgs)保持在允许的范围内(即低于13V)。二极管D3保护Q6免受基极-发射极击穿，D4与D6同理，如果输出已关闭，可防止电流从外部源流出。
其中，Q4上的输出由如图5所示两个控制回路控制：恒定电压(通过IC5)和恒定电流(通过IC6和IC7)。一般来说，一次只能有一个控制回路导通。二极管D7和D9确保来自其中一个控制回路的输出信号不会影响另一个回路。图1中的编程输出即这两个控制回路(电压控制环路和电流控制环路)。
两个控制回路都使用相同的基准电压，REF5025(IC9)监测输出电压和电流。基准电压为+2.5V.因此，必须调整两个控制回路中的增益，使输出范围介于0和+2.5V之间。这可通过选择连接IC5B和IC7A的反馈回路电阻完成。例如，如果我们希望输出电压在零至40V范围内，IC5B的增益必须为2.5/40＝0.0625(实际上，输出信号测量必须衰减16倍)。
Q11是一个共基极电压放大器级，R34，R45，R46控制局部负反馈。
输出电流可通过电流检测电阻上的压降得出，电流范围也可以通过改变这些电阻的值来设置。虽然可以提高测量值的精确度，但是使用太高的精确度会在电流检测电阻上产生过热。耗散的功率将随着电流的平方而增加，加热将导致电阻值变化。通过使用MOSFETQ13和Q14在电流检测电阻之间切换来选择电流范围。
传统线性电源的采样电路直接通过电阻分压的方式得到采样信号，这样简单结构的电源抑制比比较小，造成输出纹波较高。不适合高性能电源设计，本文采用如图6所示的电压采样单元电路图，利用运算放大器提高电源抑制比，从而降低输出纹波。对于电压采样电路，数字电源的输出电压范围为0-40V经缩放后得到的值传递给误差放大部分然后去调节调整管，进而实现稳压。
传统的线性电源的启动电路静态损耗高，为了减小损耗设计如图7所示的有源负载启动电路。采用Q9和Q10的电流镜结构的等效电阻非常大，减低了启动电路损耗，且又作为比较放大管Q11的集电极负载，提高了放大倍数，保证流经调整管Q4的电流能使其正常工作。通过控制开关信号OE的电平高低，实现开通关断线性稳压电路，达到数字控制电源开关的作用。
电源的输出使能控制是一个双态电路，必要时可紧急关闭(例如，由于编程时错误的电压和电流等级导致连接的负载过热)。输出使能电路由一个Q12和Q16控制的Q9，Q10电流镜组成，它调节Q6提供给Q4的偏置电压。
采用如图8所示的下行编程器(DP)电路改善输出电压下降时间，由Q8和Q15控制的Q7，Q5构建。传统的直流线性电源在输出电压从一个较高电压降低到一个低电压的下降时间至少几百毫秒，不满足直流电源仪表仪器快速稳定的要求。为了实现快速稳定要求，设计了下编程器(Down Programmer,DP)电路，有助于快速降低输出电压。DP可以被认为是电源输出端子上的内部负载，其主要功能是对线性稳压的输出滤波电容器进行放电。控制信号DP_Drive控制DP电路是否工作。当DP_Drive为低电平时，DP电路被禁用。当DP电路被使能时，从先前编程的较高电压输出到较低电压的下降时间将缩短一个数量级。
实施例2
如图1至图8所示，本实施例与实施例1的区别在于，本实施例提供了一种融合开关电源和线性电源的可编程数字电源的实现方法，结合前级的预调节模块和后级的线性稳压模块，前级的预调节模块连接线性稳压模块，线性稳压模块的输出端通过编程输出连接线性稳压模块；同时，线性稳压模块的输出端还连接预调节模块，线性稳压模块的输出作为预调节模块的反馈指导；
通过前级的预调节模块来实现高效地降低输入电压、跟踪输出电压和监控电流；结合后级的线性调节模块实现降低输出电压的纹波和隔离前级的预调节模块的噪声，实现精度电压输出；其中，
预调节模块采用降压Buck拓扑，通过脉冲宽度调制PWM控制方法控制输出电压；
后级的线性调节模块采用基于MOSFET的分离式线性稳压结构。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.融合开关电源和线性电源的可编程数字电源系统，其特征在于，包括前级的预调节模块和后级的线性稳压模块，所述预调节模块输入侧接入输入电压信号，所述预调节模块输出侧连接线性稳压模块，线性稳压模块的输出侧通过编程输出连接线性稳压模块；同时，线性稳压模块的输出侧还连接预调节模块，线性稳压模块的输出作为预调节模块的反馈指导；
前级的预调节模块，用于高效地降低输入电压、跟踪输出电压和监控电流；预调节模块采用降压Buck拓扑，通过脉冲宽度调制PWM控制方法控制输出电压；
后级的线性调节模块采用基于MOSFET的分离式线性稳压结构，用于降低输出电压的纹波和隔离前级的预调节模块的噪声，实现精度电压输出。
2.根据权利要求1所述的融合开关电源和线性电源的可编程数字电源系统，其特征在于，所述预调节模块包括Buck电路和跟踪电路，所述Buck电路连接线性稳压模块，线性稳压模块的输出端连接所述跟踪电路，所述跟踪电路通过脉冲宽度调制PWM模块连接Buck电路；
所述Buck电路包括开关管Q1、续流二极管D1、储能电感L2和电容C，所述开关管Q1的源极连接到电源正极、开关管Q1的漏极连接储能电感L2、开关管Q1的栅极连接控制信号，开关管Q1的漏极连接续流二极管D1的负极、续流二极管D1的正极连接电压输出端Vout；电容C一端连接储能电感L2、另一端连接电压输出端Vout；
开关管Q1为开关元件，用于由控制信号决定其导通与关断；续流二极管D1，用于保持输出电流连续；储能电感L2，用于储能元件；电容，用于滤波元件；
通过控制电路使开关管Q1在高频条件下频繁的开通和关断，在一个周期内，当开关管Q1处于导通状态，电源向负载供电；开关管Q1关断状态，由储能电感L2向负载供电；下一个周期又重复上述过程，调节开关管Q1的开通关断时间控制输出电压的大小。
3.根据权利要求2所述的融合开关电源和线性电源的可编程数字电源系统，其特征在于，所述跟踪电路包括DC-DC控制器、三极管Q2和MOS管Q3，DC-DC控制器作为控制信号，所述DC-DC控制器连接开关管Q1的栅极；
所述DC-DC控制器还连接MOS管Q3的源极，MOS管Q3的栅极连接控制信号SET_100％，MOS管Q3的漏极连接三极管Q2的集电极，三极管Q2的基极连接电压输出端OUT+，三极管Q2的发射极连接电感L2；
电容C包括电容C15，所述电容C15的正极连接储能电感L2、负极连接电压输出端Vout；
通过DC-DC控制器控制开关管Q1的占空比，让预调节输出电压Vout与线性后稳压输出OUT+的差值稳定在2～3V，从而高效的降低输入电压，使后级的线性稳压模块只需压降2～3V。
4.根据权利要求3所述的融合开关电源和线性电源的可编程数字电源系统，其特征在于，所述DC-DC控制器的型号为LTC3864，三极管Q2的型号为MMBT5401，MOS管Q3的型号为2N7002。
5.根据权利要求3所述的融合开关电源和线性电源的可编程数字电源系统，其特征在于，所述开关管Q1的型号为IRFR5305，所述续流二极管D1的型号为STPS15H100，储能电感L2的型号为7443551331，电容C15的型号为EEEFK1H470P。
6.根据权利要求3所述的融合开关电源和线性电源的可编程数字电源系统，其特征在于，所述线性调节模块包括MOSFET管驱动单元，电压采样单元、电流采样单元和误差比较单元；
所述电压采样单元，用于同比例缩小到数模转换器输出电压范围内；
所述电流采样单元，通过采样电阻同比例缩小到数模转换器输出电压范围内；
所述MOSFET管驱动单元连接所述预调节模块的输出端，所述MOSFET管驱动单元结合误差比较单元，通过16位DAC输出不同的设置电压Uset与缩小的电压经误差放大器得到不同的输出电压，从而改变三极管Q2的基极电流，进而改变MOSFET管驱动单元的驱动电压VGS改变其导电沟道，实现线性后稳压，使其最终输出电压Vout＝Uset×16V。
7.根据权利要求1所述的融合开关电源和线性电源的可编程数字电源系统，其特征在于，所述编程输出包括电压控制环路和电流控制环路。
8.融合开关电源和线性电源的可编程数字电源的实现方法，其特征在于，结合前级的预调节模块和后级的线性稳压模块，前级的预调节模块连接线性稳压模块，线性稳压模块的输出端通过编程输出连接线性稳压模块；同时，线性稳压模块的输出端还连接预调节模块，线性稳压模块的输出作为预调节模块的反馈指导；
通过前级的预调节模块来实现高效地降低输入电压、跟踪输出电压和监控电流；结合后级的线性调节模块实现降低输出电压的纹波和隔离前级的预调节模块的噪声，实现精度电压输出；其中，
预调节模块采用降压Buck拓扑，通过脉冲宽度调制PWM控制方法控制输出电压；
后级的线性调节模块采用基于MOSFET的分离式线性稳压结构。
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