CN101340148B - 低压差电压调节器及电源转换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种低压差电压调节器，其包括误差放大器、输出管、反馈电路。其中，所述输出管接收输入电压、根据所述误差放大器的控制生成输出电压；所述反馈电路提供反映输出电压的反馈电压；所述误差放大器具有接收反馈电压的反馈输入端、接收参考电压的参考输入端及输出控制信号至输出管的输出端，所述误差放大器根据参考电压和反馈电压的差值来输出控制信号以控制所述输出管。所述低压差电压调节器还包括连接于误差放大器的输出端及反馈输入端之间的补偿电容，补偿电容的增加可以而外引入一个零点，使系统在兼容小输出电容的情况下很容易被设计成单极点稳定系统。

Description

低压差电压调节器及电源转换器

技术领域

本发明涉及电压调节器，尤其涉及低压差电压调节器及电源转换器。

背景技术

DC-DC电路被广泛应用于移动电子设备的电源管理电路中，其中降压电源转换器(Buck Power converter)就是非常常用的一种DC-DC电路。图1A、1B分别是两种降压电源转换电路的示意图。所述降压电源转换电路通常包括降压输出电路(Buck Output Circuit)、由电阻Rf3和电阻Rf4组成的分压网络、误差放大器(Error Amplifier)、脉宽调制比较器(Pulse Width Modulation Comparator，简称PWMComparator)、脉宽调制控制器(PMW Controller)。

所述降压输出电路用于接收输入电压VDD并根据所述脉宽调制控制器的控制生成输出电压Vo。由于是降压输出电路，所述输出电压Vo一般要小于输入电压VDD，所述输出电压Vo用于为负载提供稳定电源。所述分压网络提供一个反映输出电压Vo大小的反馈电压Vfb给所述误差放大器。所述误差放大器比较所述反馈电压Vfb与参考电压Vref并将两者之差放大输出信号Ve。所述脉宽调制比较器用于比较三角波信号RAMP与所述误差放大信号Ve以生成脉宽调制方波信号PWMO。所述降压输出电路中的降压开关根据所述脉宽调制方波信号交替的接通或关断输入电压VDD从而生成输出电压Vo。因此，可以看出通过控制误差放大信号Ve可以调节所述方波信号的占空比，进而可以调整输出电压Vo的值。在降压电源转换电路系统稳定后，误差放大信号Ve将会稳定在一定值上，这样脉宽调制比较器输出一固定占空比的脉宽调制信号。上述电路形成一个闭环负反馈控制系统，通过控制误差放大信号Ve可以调整输出电压Vo稳定于与参考电压Vref相适应的一定值上。

图1A所示的降压电源转换电路与图1B所示的降压电源转换电路的区别在于降压输出电路不同。参看图1A所示，所述第一种降压输出电路包括一PMOS晶体管MP1、二极管D1、输出电感L1和输出电容C1。参看图1B所示，所述第二种降压输出电路包括一PMOS晶体管MP1、一NOMOS晶体管MN1、输出电感L1和输出电容C1。图1A所示的是异步整流的降压型电源转换器，图1B所示的是同步整流的降压型电源转换器。一般而言，同步整流的降压型电源转换器具有更高的效率，原因是当晶体管MN1导通时的电压降很小，在其上的能量损耗更小，而异步整流的降压型电源转换器中二极管D1在导通时的电压降更大，其上的能量损耗更大，效率较低。然而，无论是哪种降压型电源转换器，它们的输出纹波都约为10mV～50mV，这对于那些对电源噪声敏感的电路是不可接受的。

低压差电压调节器(Low Dropout Voltage Regulator，LDO)也广泛应用于各种便携式电子设备的电源管理电路中。图2示出了一种现有的低压差电压调节器(Low Dropout Regulator)。所述低压差电压调节器包括输出管MN6、分压电路(或称之为反馈电路)和误差放大电路OP1。其中，输出管MN6为NMOS晶体管，其漏极接收输入电压VDD并根据误差放大器的控制生成输出电压Vo。所述分压电路由串联在输出电压Vo和地之间的电阻Rf1和Rf2组成，其提供一反映输出电压Vo的反馈电压Vf给所述误差放大器OP1。所述误差放大器OP1根据参考电压Ref和反馈电压Vf的差值生成误差放大信号，并据此控制所述输出管MN6生成输出电压Vo。这样，形成一个闭环负反馈回路，系统稳定时所述反馈电压Vf将会等于参考电压Ref。为了便于系统稳定，在输出端Vo至地之间一般还连接有输出电容C0，所述电容C0的等效串联电阻为Resr。另外，在输出端Vo至地之间还连接有负载RL。

然而，为了系统具有较好的稳定性，图2中的低压差电压调节器不得不采用较大的输出电容C0，这也就意味着较高的成本及较大的体积。另一方面，即使采用了较大的输出电容C0，系统的稳定性在一定带宽内仍然不是非常令人满意。

发明内容

本发明的目的之一在于提供一种低压差电压调节器，其具有较好的系统稳定性。

本发明的目的之一在于提供一种电源转换器，其具有较高的电源转换效率且具有较小的输出纹波。

为了达到上述目的，根据本发明的第一方面，本发明提供了一种低压差电压调节器，其包括误差放大器、输出管、反馈电路。其中，所述输出管接收输入电压、根据所述误差放大器的控制生成输出电压；所述反馈电路提供反映输出电压的反馈电压；所述误差放大器具有接收反馈电压的反馈输入端、接收参考电压的参考输入端及输出控制信号至输出管的输出端，所述误差放大器根据参考电压和反馈电压的差值来输出控制信号以控制所述输出管。所述低压差电压调节器还包括连接于误差放大器的输出端及反馈输入端之间的补偿电容。

进一步的，所述输出管是NMOS晶体管，所述NMOS晶体管的栅极与误差放大器的输出端相连，所述NMOS晶体管的漏极连接所述输入电压，所述NMOS晶体管的源极用于输出所述输出电压。

进一步的，所述误差放大器采用的工作电压与所述输出管的输入电压不同。更进一步的，所述误差放大器采用的工作电压为一降压电源转换器的输入电压，所述输出管的输入电压为所述降压电源转换器的输出电压。

进一步的，所述反馈电路包括依次串联于所述输出管的输出电压与地之间的第一电阻和第二电阻，所述第一、二电阻之间的中间节点提供所述反馈电压。更进一步的，所述第一电阻与所述补偿电容形成一个带宽内零点。

进一步的，所述低压差电压调节器还包括连接于所述输出管的输出电压与地之间的输出电容。

根据本发明的第二方面，本发明提供了一种电源转换器，其包括：降压电源转换电路及如第一方面所述的低压差电压调节器。其中，所述降压电源转换电路的输入电压作为低压差电压调节器的误差放大器的工作电压，所述降压电源转换电路的输出电压作为所述低压差电压调节器的输入电压。

进一步的，所述降压电源转换电路包括：降压输出电路、分压网络、第一误差放大器、脉宽调制比较器、脉宽调制控制器。其中所述降压输出电路接收输入电压并根据所述脉宽调制控制器的控制生成输出电压；所述分压网络提供一反映降压输出电路的输出电压大小的反馈电压；第一误差放大器接收所述分压网络的反馈电压、比较所述分压网络的反馈电压与一参考电压并输出两者的误差放大信号；脉宽调制比较器用于比较三角波信号与所述误差放大信号以生成脉宽调制方波信号；和脉宽调制控制器，根据所述脉宽调制方波信号控制所述降压输出电路生成输出电压。

与现有技术相比，在本发明的技术方案中，通过在误差放大器的输出端及反馈输入端之间或者说在输出管的栅极与分压节点之间增加连接补偿电容Cc，从而可以使系统在兼容小输出电容Co的情况下，很容易被设计成单极点稳定系统，提高了系统的稳定性。

附图说明

下面将参照附图对本发明的具体实施方案进行更详细的说明，附图中：

图1A为现有降压型电源转换器的第一实施例的电路图；

图1B为现有降压型电源转换器的第二实施例的电路图；

图2为现有低压差电压调节器的电路图；

图3为本发明中的低压差电压调节器的第一个实施例的电路图；

图4是本发明中的低压差电压调节器的第二实施例的电路图；

图5是本发明中的低压差电压调节器的第三实施例的电路图；

图6A描述了图4、5所示的低压差电压调节器的从V1节点至Vf节点经输出管MN6的小信号等效电路图；

图6B描述图4、5所示的低压差电压调节器的从Vf节点至V1节点经误差放大器OP1的小信号等效电路图；和

图7是本发明中的降压电源转换器与图5中的低压差电压调节器一起工作的电路图。

具体实施方式

如背景中所述的图1A、B所示的降压型电源转换器具有输出纹波大的缺陷，为了克服这个问题，在本发明中可以在所述降压型电源转换器后面再接一个低压差电压调节器，以减小电压纹波。图3示出了一种可以接在所述降压型电源转换器后面的低压差电压调节器，也即本发明中的低压差电压调节器的第一实施例。一般来说，为了最大发挥整个系统的效率，此处可以使用以NMOS晶体管MN6作为输出管的低压差电压调节器，并且NMOS晶体管MN6的栅极驱动电路(即图3所示的误差放大器OP1)采用降压型电源转换器的输入电压(即降压前的电压VDD，这个电压可以被称为误差放大器的工作电压)，NMOS晶体管MN6的漏极采用降压型电源转换器的输出电压(降压后的电压VCC)，其余部分与背景中图2中的低压差电压调节器相同。

采用如图3所示的这种连接方式，可以实现在NMOS输出管上的压降非常小，从而降低了在低压差电压调节器上的功耗。这里需要解释一下，参阅图3所示，低压差电压调节器一般是通过输出管MN6来给负载RL提供电流的，也就是说流过输出管MN6的电流大致等于负载电流RL(忽略掉流过电阻Rf1与Rf2的电流)，那么输出管MN6的功率消耗就等于其上流过的电流乘以其上的压降，由于一般来说负载电流会比较大，所以为了减小输出管MN6的功耗要尽量降低在其上的压降大小。举例来说，假设降压型电源转换器的输入电压为2～6V，降压型电源转换器的输出电压为1.25～1.5V，低压差电压调节器需要的最终输出电压为1.2V，如果采用如图3所示的连接方式，NMOS晶体管上的压降会为0.05～0.3V，此时的压降非常小。另外虽然NMOS晶体管的栅极驱动电路电压工作范围为较高的2～6V，但由于其上电流非常小，一般都是微安级的，因此在NMOS晶体管的栅极驱动电路上消耗的功耗也会非常小。

因此可以看出，通过在降压型电源转换器后再接一个采用NMOS晶体管作为输出管的低压差电压调节器，并且NMOS晶体管的栅极驱动电路和NMOS晶体管的漏极采用不同电源的方案，从而在实现输出纹波非常小的同时，也实现了较高的电源转换效率。

此外需要明确的是，NMOS晶体管的栅极驱动电路一般不能同时也接降压型电源转换器的输出电压VCC。下面还是以前述LDO需要最终输出电压1.2V的电压为例来进行解释，由于输出管MN6的导通条件为V_GS大于等于V_TH，V_GS为NMOS晶体管MN6的栅源压差，V_TH为NMOS晶体管MN6的导通阈值电压，其中输出管MN6的源极(Source)电压即是最终输出电压，因此输出管MN6的栅极(Gate)电压至少为1.2+V_TH，而V_TH一般为0.7-1.0V，那么输出管MN6的栅极(Gate)电压至少为1.9-2.2V。然而，所述降压型电源转换器的输出电压一般可以为1.25～1.5V，这样的电压明显不能用来驱动NMOS晶体管的栅极驱动电路。或者，即使降压型电源转换器的输出电压VCC比较高，但用其来驱动NMOS晶体管的栅极驱动电路也较为困难。

另外，如果仅仅使用低压差电压调节器直接对降压前的电压进行调节，即使用图2所示的低压差电压调节器直接将电压VDD调节成输出电压Vo，那么输入电压VDD一般最低为2V，那么依然有2V-1.2V＝0.8V的压降浪费在低压差电压调节器上，造成了较大的功耗，致使电源转换效率比较低。

如背景中所述的图2所示的低压差电压调节器具有系统不稳定的缺陷，为了克服这个问题，在本发明中提出一种如图4所示的具有补偿结构的低压差电压调节器，即本发明中的低压差电压调节器的第二实施例。与图2所示的低压差电压调节器一样，图3所示的低压差电压调节器同样也具有系统不稳定的缺陷，相应的，对于图3所示的低压差电压调节器也可采用如图4所示的方式进行补偿，从而得到如图5所示的具有补偿结构的低压差电压调节器，即本发明所示的低压差电压调节器的第三实施例。

图4所示的低压差电压调节器与图2所示的低压差电压调节器相比，不同之处在于：图4中的所述低压差电压调节器还包括有跨接于NMOS输出管MN6的栅极和分压电路的分压节点(也可以称为反馈节点)之间的补偿电容Cc。图5所示的低压差电压调节器与图3所示的低压差电压调节器相比，不同之处在于：图5所示的所述低压差电压调节器还包括有跨接于NMOS输出管MN6的栅极和分压电路的分压节点(也可以成为反馈节点)之间的补偿电容Cc。由于具有了所述补偿电容Cc，所述系统的稳定性得到了很大的提高，下面就具体分析一下原因。

所属领域内的普通技术人员都理解，按照电路原理，在工作频宽内，回路传递函数中存在的每一极点将使增益按-20dB的斜率下降、相位下降90度，而每一零点使增益按20dB的斜率上升、相位上升90度。另外，在增益为0的频率点相位裕量应大于零才是稳定的，较佳应大于30度以上。从稳定性的角度，最好将电路的传递函数设计成单极点，或者等效为单极点的，因为一个极点的影响可以通过邻近的一个零点来抵消。

由于图4、5所示的低压差电压调节器的不同之处仅在于：NOMS输出管MN6的漏极连接的电源不同，而这点不同则并不会对它们的小信号等效电路带来影响，也就是说它们的小信号等效电路是相同的。同样的，关于它们的稳定性分析也就是相同的。

图6A描述了图4、5所示的低压差电压调节器的从V1节点至Vf节点经输出管MN6的小信号等效电路图，其中gm6为输出管MN6的跨导。参阅图6A所示，根据基尔霍夫定律(KCL)可得方程：

$\mathrm{gm}6.(v1-\mathrm{vo})=(\mathrm{vo}-\mathrm{vf})/\mathrm{Rf}1+\mathrm{vo}.s.\mathrm{Co}+\frac{\mathrm{vo}}{\mathrm{RL}}$

$(\mathrm{vo}-\mathrm{vf})/\mathrm{Rf}1+(v1-\mathrm{vf}).s.\mathrm{Cc}=\frac{\mathrm{vf}}{\mathrm{Rf}2}$

这样，可求得从V1节点至Vf节点的传递函数为：

$\frac{\mathrm{vf}}{v1}=\frac{A}{-B}$

其中

A＝s.Cc.Rf1.s.Co.RL+s.Cc.(Rf1+RL+Rf1.gm6.RL)+gm6.RL

B＝s.Cc.Rf1.Rf2.s.Co.RL+s.Cc.(Rf1.Rf2+Rf1.Rf2.gm6.RL+Rf2.RL)

+s.Co.RL(Rf2+Rf1)+Rf2+Rf2.gm6.RL+Rf1+Rf1.gm6.RL+RL

对V1至Vf的传递函数进行因式分解，可得该传递函数的两个零点f_Z1、f_Z2及两个极点f_P2、f_P3：

$f_{Z1}=\frac{\mathrm{gm}6.\mathrm{RL}}{2\mathrm{\π}.(\mathrm{Rf}1+\mathrm{RL}+\mathrm{Rf}1.\mathrm{gm}6.\mathrm{RL}).C_C}$

$f_{Z2}=\frac{(\mathrm{Rf}1+\mathrm{RL}+\mathrm{Rf}1.\mathrm{gm}6.\mathrm{RL})}{2\mathrm{\π}.\mathrm{Rf}1.\mathrm{RL}.\mathrm{Co}}$

$f_{P2}=\frac{\mathrm{Rf}1+\mathrm{Rf}2+\mathrm{gm}6.\mathrm{RL}.(\mathrm{Rf}1+\mathrm{Rf}2)+\mathrm{RL}}{2\mathrm{\π}.[\mathrm{Cc}.(\mathrm{Rf}1.\mathrm{Rf}2+\mathrm{Rf}1.\mathrm{Rf}2.\mathrm{gm}6.\mathrm{RL}+\mathrm{Rf}2.\mathrm{RL})+\mathrm{Co}.\mathrm{RL}.(\mathrm{Rf}1+\mathrm{Rf}2)]}$

$f_{P3}=\frac{[\mathrm{Cc}.(\mathrm{Rf}1.\mathrm{Rf}2+\mathrm{Rf}1.\mathrm{Rf}2.\mathrm{gm}6.\mathrm{RL}+\mathrm{Rf}2.\mathrm{RL})+\mathrm{Co}.\mathrm{RL}.(\mathrm{Rf}1+\mathrm{Rf}2)]}{2\mathrm{\π}.\mathrm{Cc}.\mathrm{Co}.\mathrm{Rf}1.\mathrm{Rf}2.\mathrm{RL}}$

当负载RL较小且满足gm6.RL＜＜1时，一般设计满足Rf1，Rf2＞1/gm6，则Rf1，Rf2＞＞RL。此处的远大于或远小于是指相差一个数量级，比如可以说1＞＞0.1。

那么可简化上述公式得：

$f_{Z1}\≈\frac{\mathrm{gm}6.\mathrm{RL}}{2\mathrm{\π}.\mathrm{Rf}1.C_C},$ $f_{Z2}=\frac{1}{2\mathrm{\π}.\mathrm{RL}.\mathrm{Co}}$

$f_{P2}\≈\frac{1}{2\mathrm{\π}.[\mathrm{Cc}.(\mathrm{Rf}1//\mathrm{Rf}2)+\mathrm{Co}.\mathrm{RL}]},$ $f_{P3}\≈\frac{1}{2\mathrm{\π}.\mathrm{Co}.\mathrm{RL}}+\frac{1}{2\mathrm{\π}.\mathrm{Cc}.(\mathrm{Rf}1//\mathrm{Rf}2)}$

当负载RL较大且gm6.RL＞＞1时，可简化上述公式得：

$f_{z1}\≈\frac{1}{2\mathrm{\π}.\mathrm{Rf}1.\mathrm{Cc}},$ $f_{z2}\≈\frac{\mathrm{gm}6}{2\mathrm{\π}\·\mathrm{Co}}$

$f_{p2}\≈\frac{1}{2\mathrm{\π}.[(\mathrm{Rf}1//\mathrm{Rf}2).\mathrm{Cc}+\mathrm{Co}/\mathrm{gm}6]},$ $f_{p3}\≈\frac{1}{2\mathrm{\π}.(\mathrm{Rf}1//\mathrm{Rf}2).\mathrm{Cc}}+\frac{\mathrm{gm}6}{2\mathrm{\π}.\mathrm{Co}}$

图6B描述图4、5所示的低压差电压调节器的从Vf节点至V1节点经误差放大器OP1的小信号等效电路图，其中gm1为OP1的跨导，R1为OP1的输出等效电阻，C1为OP1的输出等效电容。参阅图6B所示，可得Vf到V1的传输函数为：

$\frac{v1}{\mathrm{vf}}=-\mathrm{gm}1.(R1//\frac{1}{s.C1})=-\frac{\mathrm{gm}1R1}{1+S.R1.C1}$

由此可知，该传递函数也存在一个极点：

$f_{P1}=\frac{1}{2\mathrm{\π}.R_1.C_1}$

通过设计误差放大器OP1，提高OP1的输出电阻R1，可以使得V1节点形成的极点f_P1成为主极点，即比其他极点处于更低频。通过设计两较高频的零点f_z1、f_z2抵消两较高频极点f_P2、f_P3的相位下降，可以实现近似为单极点的系统，获得足够的相位裕度，从而实现环路稳定。当然也可以将其它另两个极点f_P2、f_P3中的一个设计为主极点，用零点f_z1、f_z2来抵消剩余的两个极点。抵消并不要求零点和极点相等，只要相互接近即可。

在设计中，如果主极点频率与各高频的极点分离的越远稳定越好，设计高频零点比高频极点的频率稍低，也可以帮助取得更好的补偿效果。

这样，通过增加了在NMOS晶体管的栅极与分压节点之间连接补偿电容Cc，使得闭环回路中增加了一个由补偿电容Cc与分压电阻Rf1形成的零点，从而可以使系统在兼容小输出电容Co的情况下，很容易被设计成单极点稳定系统，提高了系统的稳定性。

下面给出一个设计例子：Rf2＝300Kohm，Rf1＝720Kohm，Cc＝1pF，gm6＝0.7A/V，Co＝0.5uF，R1＝3Mohm，C1＝50pF。

图7示出了本发明中的降压电源转换器与图5中的低压差电压调节器一起工作的电路图。所述降压电源转换器与所述低压差电压调节器一起可以被称为电源转换器，其中的低压差电压调节器在NMOS晶体管的栅极与分压节点之间连接有补偿电容Cc，具有很高的系统稳定性，另外，所述低压差电压调节器的NMOS的栅极驱动电路采用降压型电源转换器的输入电压VDD，NMOS晶体管的漏极采用降压型电源转换器的输出电压VCC，因此所述低压差电压调节器的功耗非常小。所述降压电源转换器为图1B所示的降压电源转换电路。在另一实施例中，还可以采用图1A所示的降压电源转换电路作为图7中的降压电源转换器。

显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (9)

1.一种低压差电压调节器，其包括误差放大器、输出管、反馈电路，其中，

所述输出管接收输入电压、根据所述误差放大器的控制生成输出电压；

所述反馈电路提供反映输出电压的反馈电压；

所述误差放大器具有反馈输入端、参考输入端及输出端，其中反馈输入端用于接收反馈电压，参考输入端用于接收参考电压，输出端用于输出控制信号至输出管；

所述误差放大器根据参考电压和反馈电压的差值来输出控制信号以控制所述输出管；

其特征在于：所述低压差电压调节器还包括连接于误差放大器的输出端及反馈输入端之间的补偿电容。

2.如权利要求1所述的低压差电压调节器，其特征在于：所述输出管是NMOS晶体管，所述NMOS晶体管的栅极与误差放大器的输出端相连，所述NMOS晶体管的漏极连接所述输入电压，所述NMOS晶体管的源极用于输出所述输出电压。

3.如权利要求1所述的低压差电压调节器，其特征在于：所述误差放大器采用的工作电压高于所述输出管的输入电压。

4.如权利要求3所述的低压差电压调节器，其特征在于：所述误差放大器采用的工作电压为一降压电源转换器的输入电压，所述输出管的输入电压为所述降压电源转换器的输出电压。

5.如权利要求1所述的低压差电压调节器，其特征在于：所述反馈电路包括依次串联于所述输出管的输出电压与地之间的第一电阻和第二电阻，所述第一、二电阻之间的中间节点提供所述反馈电压。

6.如权利要求5所述的低压差电压调节器，其特征在于：所述第一电阻与所述补偿电容形成一个带宽内零点。

7.如权利要求1所述的低压差电压调节器，其特征在于：所述低压差电压调节器还包括连接于所述输出管的输出电压与地之间的输出电容。

8.一种电源转换器，其包括：降压电源转换电路及如权利要求1、5、6、7任一所述的低压差电压调节器，其中，所述降压电源转换电路的输入电压作为低压差电压调节器的误差放大器的工作电压，所述降压电源转换电路的输出电压作为所述低压差电压调节器的输入电压。

9.如权利要求8所述的电源转换器，其特征在于：所述降压电源转换电路包括：降压输出电路、分压网络、第一误差放大器、脉宽调制比较器、脉宽调制控制器，其中

所述降压输出电路接收输入电压并根据所述脉宽调制控制器的控制生成输出电压；

所述分压网络提供一反映降压输出电路的输出电压大小的反馈电压；

第一误差放大器接收所述分压网络的反馈电压、比较所述分压网络的反馈电压与一参考电压并输出两者的误差放大信号；

脉宽调制比较器用于比较三角波信号与所述误差放大信号以生成脉宽调制方波信号；和

脉宽调制控制器，根据所述脉宽调制方波信号控制所述降压输出电路生成输出电压。

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