CN110504834B - 开关频率控制设备及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

一种开关频率控制设备包括：耦合在偏置电压和地之间的计时器,所述计时器包括被配置成接收斜坡信号的第一输入端、被配置成接收阈值电压的第二输入端以及被配置成与PWM电路的输入端连接的输出端。所述计时器的输出端用于设置功率转换器的恒定导通时间或恒定关断时间；以及耦合在偏置电压和地之间的阈值电压发生器，所述阈值电压发生器被配置成接收功率转换器的若干个控制信号并基于功率转换器的占空比生成阈值电压。

Description

开关频率控制设备及其控制方法
技术领域
本发明涉及功率转换器的控制方案，并且在特定实施例中，涉及采用恒定导通时间控制方案或恒定关断时间控制方案以在各种运行状况下具有恒定开关频率的功率转换器。
背景技术
随着技术进一步发展，诸如移动电话、平板PC、数码相机、MP3播放器和/或类似装置的各种电子装置变得普及。每个电子装置都需要大体上恒定电压的直流功率，其电压甚至在由电子装置汲取的电流可在较宽范围内变化时也可在指定公差内进行调节。为了使电压维持在指定公差内，耦合到电子装置的功率转换器(例如，dc/dc开关转换器)提供非常快速的瞬态响应，同时在各种负载瞬态下保持稳定的输出电压。
诸如恒定导通时间方案或恒定关断时间方案的滞回功率转换器控制方案可使得功率转换器能够提供快速瞬态响应。采用恒定导通时间控制方案的降压转换器可只包括反馈比较器和导通计时器。在运行时，功率转换器(例如，降压转换器)的反馈电路将反馈信号与内部参考电压直接进行比较。当反馈信号下降为低于内部参考电压时，功率转换器的高压侧开关导通，并且在导通计时器的持续时间中保持导通。作为打开高压侧开关的结果，功率转换器的电感电流上升。当导通计时器计时结束时，功率转换器的高压侧开关关断，并且直到反馈信号再次下降为低于内部参考电压时才导通。总之，当在功率转换器中采用恒定导通时间控制方案时，通过导通计时器来结束功率转换器的高压侧开关的导通时间。通过反馈比较器来结束功率转换器的高压侧开关的关断时间。类似地，采用恒定关断时间控制方案的升压转换器可实现快速瞬态响应。
采用恒定导通时间控制方案或恒定关断时间控制方案的功率转换器设计简单。但是，恒定导通时间控制方案和恒定关断时间控制方案具有不期待发生的应用问题。在不同运行状况下，恒定导通/关断时间控制的功率转换器的开关频率在较宽范围中变化。此类开关频率变化在许多应用中都不可取。
期待提供用于使得采用恒定导通时间控制方案或恒定关断时间控制方案的功率转换器能够在各种运行状况下具有固定开关频率的设备和/或方法。
发明内容
在特定实施例中，恒定导通/关断时间控制的功率转换器的控制方案可在各种运行状况下实现固定开关频率。
根据一个实施例，一种控制设备包括：耦合在偏置电压和地之间的计时器，所述计时器包括：被配置成接收斜坡信号的第一输入端、被配置成接收阈值电压的第二输入端以及被配置成与PWM电路的输入端连接的输出端，所述计时器的所述输出端用于设置功率转换器的导通时间或关断时间；以及
耦合在所述偏置电压和地之间的阈值电压发生器，所述阈值电压发生器被配置成接收所述功率转换器的若干个控制信号并基于所述功率转换器的占空比生成阈值电压。
根据另一个实施例，一种控制方法包括：利用功率转换器的偏置电压生成斜坡信号；
生成与所述功率转换器的占空比或1减去所述功率转换器的占空比的差值成比例的阈值电压；
利用比较器比较所述斜坡信号和所述阈值电压；以及
基于由所述比较器生成的比较结果，终止或启动所述功率转换器的PWM信号。
根据又一个实施例，一种功率转换器包括：串联连接的高压侧开关和低压侧开关；
连接到所述高压侧开关和所述低压侧开关的共同节点的电感；以及
被配置成生成所述高压侧开关和所述低压侧开关的栅极驱动信号的控制设备，所述控制设备包括：
用于设置所述功率转换器的导通时间或关断时间的计时器；以及
阈值电压发生器，所述阈值电压发生器被配置成接收所述功率转换器的所述栅极驱动信号并基于所述功率转换器的占空比生成阈值电压。
本公开的较佳实施例的优点是，生成与降压型功率转换器的占空比(即D)或1减去升压型功率转换器的占空比的差值(即1-D)成比例的斜坡阈值。基于具有上述的斜坡阈值，功率转换器可在不同运行状况下实现固定或几乎固定的开关频率。
上文相当广泛地概述了本发明的特征和技术优点，以便可以更好地了解本发明的详细描述。下文将描述形成本发明的权利要求的主题的本发明的额外特征和优点。本领域技术人员应明白，可容易地利用公开的概念和特定实施例作为修改或设计用于进行本发明的相同目的的其它结构或过程的基础。本领域技术人员还应意识到，此类等效构造并未偏离随附权利要求中阐述的本发明的精神和范围。
附图说明
为了更全面地理解本公开及其优点，现在结合附图参考以下描述，图中：
图1示出根据本公开的各种实施例的功率转换器的控制设备的框图；
图2示出根据本公开的各种实施例在图1中示出的功率转换器的控制设备的具体框图；
图3示出根据本公开在图2中示出的导通/关断时间发生设备的第一实施例的示意图；
图4示出根据本公开在图2中示出的导通/关断时间发生设备的第二实施例的示意图；
图5示出根据本公开在图3-4中示出的阈值电压发生器设备的第一实施例的示意图；
图6示出根据本公开的各种实施例采用恒定关断时间控制方案的升压型功率转换器的示意图；
图7示出根据本公开的各种实施例采用恒定导通时间控制方案的降压型功率转换器的示意图；
图8示出根据本公开在图3-4中示出的阈值电压发生设备的第二实施例的示意图；
图9示出根据本公开在图3-4中示出的阈值电压发生设备的第三实施例的示意图；以及
图10示出根据本公开的各种实施例用于控制图2中示出的功率转换器的方法的流程图。
除非另外指示，否则不同图中的对应数字和符号一般指对应部分。绘制附图是为了清楚地说明各种实施例的相关方面，它们不一定按比例绘制。
具体实施方式
下文详细论述目前较佳的实施例的制作和使用。但是，应明白，本发明提供可在各种各样的特定背景中实施的许多适用的发明概念。论述的特定实施例只是说明制作和使用本公开的特定方式，而不是限制本公开的范围。
将在特定背景、即在各种运行状况下以固定开关频率或几乎固定的开关频率运行的恒定关断时间/导通时间控制的功率转换器中关于较佳实施例描述本公开。但是，本发明也可适用于各种功率转换器。下文中，将参考附图详细解释各种实施例。
图1示出根据本公开的各种实施例的功率转换器的控制设备的框图。功率转换器100是步升式功率转换器(又称为升压型功率转换器)。功率转换器100也可以是步降式功率转换器(又称为降压型功率转换器)。通过控制设备180来控制功率转换器100的运行。
如图1所示，功率转换器100包括第一开关S1、第二开关S2、电感L和输出电容Co。在另一些实施例中，功率转换器100为升压型功率转换器。第一开关S1和第二开关S2串联连接在输出端子VOUT和地之间。电感L连接在第一开关S1和第二开关S2的共同节点与输入端子VIN之间。
在另一些实施例中，功率转换器100为降压型功率转换器。第一开关S1和第二开关S2串联连接在输入端子VIN和地之间。电感L连接在第一开关S1和第二开关S2的共同节点与输出电容Co之间。
在本说明书中，当功率转换器100为降压型功率转换器时，第一开关S1也可称为功率转换器100的高压侧开关，并且第二开关S2也可称为功率转换器100的低压侧开关。第一开关S1的导通时间与功率转换器100的切换周期之比就是降压型功率转换器的占空比(D)。
在本说明书中，当功率转换器100为升压型功率转换器时，第一开关S1也可称为功率转换器100的低压侧开关，并且第二开关S2也可称为功率转换器100的高压侧开关。第一开关S1的导通时间与功率转换器100的切换周期之比就是升压型功率转换器的占空比(D)。第一开关S1的关断时间与功率转换器100的切换周期之比就是升压型功率转换器的关断时间占空比(1-D)。
在一些实施例中，当第一开关S1、第二开关S2和电感L形成降压型功率转换器时，功率转换器100为恒定导通时间功率转换器。在另一些实施例中，当第一开关S1、第二开关S2和电感L形成升压型功率转换器时，功率转换器100可为恒定关断时间功率转换器。
第一开关S1和第二开关S2作为如图1所示的n-型晶体管实现。通过控制设备180来控制第一开关S1的栅极和第二开关S2的栅极。
应注意，图1中示出的功率转换器100只是示例，它不应过度限制权利要求的范围。本领域技术人员可以理解到许多改变、替换和修改。例如，第一开关S1可由p-型晶体管实现。此外，功率转换器100的开关(例如，第一开关S1)可由并联连接的多个n-型晶体管实现。
在一些实施例中，当功率转换器100为降压型功率转换器时，控制设备180可对功率转换器100运用恒定导通时间控制方案。另外，在不同运行状况下，控制设备180可通过比较斜坡信号和阈值电压来确定降压型功率转换器的高压侧开关的导通时间。通过利用恒定电流源对电容充电来生成斜坡信号。通过阈值电压发生器生成阈值电压。为了具有恒定开关频率或几乎固定的开关频率，阈值电压与降压型功率转换器的占空比(D)成比例。
在另一些实施例中，当功率转换器100为升压型功率转换器时，控制设备180可对功率转换器100运用恒定关断时间控制方案。控制设备180可通过比较斜坡信号和阈值电压来确定升压型功率转换器的低压侧开关的关断时间。通过利用恒定电流源对电容充电来生成斜坡信号。通过阈值电压发生器生成阈值电压。为了具有恒定的开关频率，阈值电压与1减去升压型功率转换器的占空比的差值(1-D)成比例。
如图1所示，控制设备180被配置为接收诸如FB的多个信号，FB与输出电压VOUT成比例。此外，取决于不同应用和设计需要，控制设备180可被配置成接收诸如输入电压VIN的其它合适的信号。基于输出电压VOUT和/或输入电压VIN，控制设备180生成用于控制功率转换器100运行的两个栅极信号。下文将关于图2-9描述控制设备180的详细工作过程。
图2示出根据本公开的各种实施例在图1中示出的功率转换器的控制设备的详细框图。功率转换器100的控制设备180包括反馈控制设备202、导通/关断时间发生设备204、脉宽调制(PWM)电路206、控制逻辑设备208和驱动器电路210。
在一些实施例中，采用反馈控制设备202来监测功率转换器100(如图1所示)的输出电压。反馈控制设备202的输入信号FB是与功率转换器100的输出电压成比例的电压信号。反馈控制设备202的输入信号REF是预定参考电压。在一些实施例中，输入信号REF等于0.8V。
如图2所示，导通/关断时间发生设备204被配置为接收高压侧栅极驱动信号HSON、低压侧栅极驱动信号LSON、偏置电压VCC。在另一些实施例中，导通/关断时间发生设备204可被配置为接收诸如PWM信号的其它合适的控制信号。如图2所示，通过控制逻辑设备208生成高压侧栅极驱动信号HSON和低压侧栅极驱动信号LSON。通过PWM电路206生成PWM信号。
取决于不同应用和设计需要，导通/关断时间发生设备204可由导通时间发生设备或关断时间发生设备实现。例如，当功率转换器100是降压型功率转换器时，导通/关断时间发生设备204由导通时间发生设备实现。在本说明书中，当功率转换器100是降压型功率转换器时，导通/关断时间发生设备204也可称为导通时间发生设备204。
根据恒定导通时间功率转换器的工作原理，当检测的输出电压FB低于预定参考电压(例如，图2中的VREF)时，采用反馈控制设备202来控制高压侧开关S1导通。更具体来说，通过对PWM电路206的第一输入端(例如，锁存器的设置输入端)施加逻辑高信号来生成高压侧开关S1的导通信号。在高压侧开关S1导通之后，通过导通时间发生设备204来确定高压侧开关S1的关断。通过对PWM电路206的第二输入端(例如，锁存器的重设输入端)施加逻辑高信号来生成高压侧开关S1的关断信号。下文将结合图7描述导通时间发生设备204的详细工作原理。
在一些实施例中，功率转换器100是升压型功率转换器，导通/关断时间发生设备204为关断时间发生设备。在本说明书中，当功率转换器100是升压型功率转换器时，导通/关断时间发生设备204也可称为关断时间发生设备204。
根据恒定关断时间功率转换器的工作原理，当关断时间计时器超时时，关断时间发生设备204被用于控制低压侧开关S1导通。通过对PWM电路206的第一输入端(例如，锁存器的置位输入端)施加逻辑高信号来生成低压侧开关S1的导通信号。在低压侧开关S1导通之后，通过反馈控制设备202来确定低压侧开关S1的关断。通过对PWM电路206的第二输入端(例如，锁存器的复位输入端)施加逻辑高信号来生成低压侧开关S1的关断信号。下文将结合图6描述反馈控制设备202的详细实现。
控制逻辑设备208具有连接到PWM电路206的输出端的输入端。在一些实施例中，基于PWM电路206的(所述一个或多个)输出信号，由控制逻辑设备208生成高压侧驱动信号HSON和低压侧驱动信号LSON。此外，可利用控制逻辑设备208为高压侧驱动信号HSON和低压侧驱动信号LSON产生特定的特征。例如，控制逻辑设备208可在高压侧驱动信号HSON和低压侧驱动信号LSON之间插入一段较短的时间。该段较短的时间被称为高压侧驱动信号HSON和低压侧驱动信号LSON之间的死区时间。
控制逻辑设备208具有两个输出端。第一输出端为高压侧开关提供栅极驱动信号。控制逻辑设备208的第一输出端信号被定义为如图2所示的HSON。第二输出端为低压侧开关提供栅极驱动信号。控制逻辑设备208的第二输出端信号被定义为如图2所示的LSON。
采用驱动器电路210来为功率转换器100提供高速和高电流驱动能力。在一些实施例中，驱动器电路210还可包括用于驱动n-通道高压侧开关(例如，高压侧开关S1)的偏置电路。
驱动器电路210具有两个输出端。第一输出端连接到高压侧开关的栅极。将驱动器电路210的第一输出端信号定义为如图2所示的HSDRV。第二输出端连接到低压侧开关的栅极。将驱动器电路210的第二输出端信号定义为如图2所示的LSDRV。
图3示出根据本公开的各种实施例在图2中示出的导通/关断时间发生设备的第一实施例的示意图。在一些实施例中，功率转换器100为如图3所示的升压型功率转换器350。导通/关断时间发生设备为关断时间发生设备204。
如图3所示，关断时间发生设备204包括电流源302、电容Cr、开关Qr、比较器304和阈值电压发生设备301。如图3所示，电流源302、电容Cr、开关Qr和比较器304形成关断时间计时器设备303。
如图3所示，电流源耦合到偏置电压VCC。在一些实施例中，电流源302的电流电平与偏置电压VCC成比例。更特别地，电流源302的电流电平等于偏置电压VCC除以预定电阻R。利用电流源302来对电容Cr充电。如在时序图310中所示，从时刻t0到时刻t1，Cr两端的电压是斜坡电压。
将电容Cr两端的电压馈送到比较器304的正相输入端。比较器304的反相输入端连接到阈值电压发生设备301。通过信号RST来控制开关Qr的栅极。在一些实施例中，信号RST与低压侧开关S1的栅极驱动信号相同或同步。
在运行时，在时刻t0之前，低压侧开关S1打开，分别对锁存器(如图6所示)的置位输入端和复位输入端施加逻辑电平“1”和逻辑电平“0”。锁存器生成逻辑电平“1”，并将该信号施加到低压侧开关S1的栅极以及开关Qr的栅极。逻辑电平“1”控制开关Qr导通。作为开关Qr导通的结果，电容Cr两端的电压约等于0。
在时刻t0，反馈控制设备202关闭低压侧开关S1。响应于关闭低压侧开关S1，锁存器生成逻辑电平“0”，并将该信号(RST)施加到开关Qr的栅极。逻辑电平“0”控制开关Qr截止。作为开关Qr截止的结果，从时刻t0到时刻t1，电流源302开始以线性方式对电容Cr充电。
在比较器304中将电容Cr两端的电压(VCAP)与阈值电压进行比较。在电容Cr两端的电压达到由阈值电压发生设备301生成的电压VTH之后，在时刻t1，比较器304的输出端生成逻辑电平“1”。在时刻t1，逻辑电平“1”通过锁存器控制低压侧开关S1导通。锁存器的输出是RST，由此在时刻t1生成逻辑电平“1”。RST的逻辑电平“1”令开关Qr导通。导通的开关Qr令电容Cr放电，并使电容Cr两端的电压维持约等于0。在对电容Cr放电之后，比较器304的输出端在时刻t2生成逻辑电平“0”。
如图3所示，从时刻t0到时刻t1，电容Cr两端的电压(VCAP)是斜坡电压。该斜坡电压与低压侧开关S1的关断时间同步。换句话说，在低压侧开关S1的关断时间期间，斜坡电压从0开始并线性地上升。
如图3所示，阈值电压VTH与1减去功率转换器100的占空比(1-D)成比例。下文将结合图5描述阈值电压发生设备301的详细结构。
阈值电压VTH与功率转换器100的占空比之间的关系有助于在各种运行状况下维持恒定开关频率。更具体来说，当功率转换器100的负载改变时，功率转换器100的占空比可相应改变以便维持经过调节的输出电压。在没有与1减去功率转换器100的占空比(1-D)成比例的阈值电压VTH的情况下，功率转换器100的开关频率会在不同负载状况下波动。通过采用与1减去功率转换器100的占空比(1-D)成比例的阈值电压VTH，功率转换器100可在各种负载状况下维持稳定的开关频率。
如图3所示，低压侧开关S1的关断时间是从时刻t0到时刻t1。低压侧开关S1的关断时间满足以下等式：
Figure BDA0002035863530000101
Figure BDA0002035863530000102
式(2)可简化为以下等式：
TOFF＝Cr·K·R·(l-D) (3)
此外，切换周期由以下等式确定：
Figure BDA0002035863530000111
将等式(3)中的关断时间替换等式(4)中的关断时间后，切换周期可以通过如下等式表示：
TSW＝Cr·K·R＝τ (5)
开关频率由以下等式确定：
Figure BDA0002035863530000112
如以上式(6)所示，不管占空比如何变化，功率转换器100的开关频率保持恒定。具有如图3所示的阈值电压VTH的其中一个优势是，在各种负载状况下，功率转换器100的开关频率保持恒定或维持在窄范围中。此类几乎恒定的开关频率有助于提高功率转换器100的性能。例如，利用恒定或几乎恒定的开关频率，功率转换器100能够在诸如电信功率系统的一些高端功率应用中运行。
图4示出根据本公开的各种实施例在图2中示出的导通/关断时间发生设备的第二实施例的示意图。图4中示出的导通/关断时间发生设备204与图3中的类似，不同之处在于，功率转换器100为降压型功率转换器450。由于功率转换器100为降压型功率转换器实现，所以导通/关断时间发生设备204由导通时间发生设备实现。图4中示出的导通时间发生设备204的结构与图3中示出的关断时间发生设备204的结构类似，因此这里不再论述。
在运行时，在时刻t0之前，高压侧开关S1截止，并且低压侧开关S2导通，对锁存器(例如，图7中示出的锁存器206)的置位输入端和复位输入端施加逻辑电平“0”和逻辑电平“1”。锁存器的输出端生成逻辑电平“0”，并将该信号施加到反相器(例如，图7中示出的反相器710)。在反相器的输出端生成逻辑电平“1”。逻辑电平“1”充当RST，将它施加到开关Qr的栅极。逻辑电平“1”令开关Qr导通。作为开关Qr导通的结果，电容Cr两端的电压约等于0。
在时刻t0，反馈控制设备202控制高压侧开关S1导通。响应于高压侧开关S1的导通，在RST处生成逻辑电平“0”。逻辑电平“0”令开关Qr截止。作为开关Qr截止的结果，从时刻t0到时刻t1，电流源302开始以线性方式对电容Cr充电。
在比较器304中将电容Cr两端的电压(VCAP)与阈值电压VTH进行比较。在电容Cr两端的电压达到阈值电压发生设备301的电压之后，比较器304的输出端在时刻t1生成逻辑电平“1”。在时刻t1，逻辑电平“1”关断高压侧开关S1。响应于高压侧开关S1的关断，在时刻t1，在RST处生成逻辑电平“1”。RST的逻辑电平“1”令开关Qr导通。导通的开关Qr对电容Cr放电，并使电容Cr两端的电压维持约等于0。在对电容Cr放电之后，比较器304的输出端在时刻t2生成逻辑电平“0”。
如图4所示，阈值电压VTH与功率转换器100的占空比(D)成比例。下文将结合图5描述阈值电压发生设备301的详细结构。
阈值电压VTH与功率转换器100的占空比之间的关系有助于在各种运行状况下维持恒定开关频率。更具体来说，当功率转换器100的负载改变时，功率转换器100的占空比可相应改变以便维持经过调节的输出电压。在没有与功率转换器100的占空比(D)成比例的阈值电压的情况下，功率转换器100的开关频率会在不同负载状况下波动。通过采用与功率转换器100的占空比(D)成比例的阈值电压，功率转换器100可在各种负载状况下维持稳定的开关频率。
如图4所示，高压侧开关S1的导通时间是从时刻t0到时刻t1。高压侧开关S1的导通时间满足以下等式：
Figure BDA0002035863530000131
Figure BDA0002035863530000132
式(8)可简化为以下等式：
TON＝Cr·K·R·D (9)
此外，切换周期由以下等式给定：
Figure BDA0002035863530000133
使用等式(9)中的导通时间替换等式(10)中的导通时间后，通过如下等式表示切换周期：
TSW＝Cr·K·R＝τ (11)
开关频率由以下等式给定：
Figure BDA0002035863530000134
如以上式(12)所示，不管占空比如何变化，功率转换器100的开关频率保持恒定。具有如图4所示的阈值电压的其中一个优势是，在不同负载状况下，功率转换器100的开关频率保持恒定或维持在窄范围中。此类几乎恒定的开关频率有助于提高功率转换器100的性能。例如，利用几乎恒定的开关频率，功率转换器100能够在诸如电信功率系统等的一些高端功率应用中运行。
图5示出根据本公开的各种实施例在图3-4中示出的阈值电压发生器设备的第一实施例的示意图。阈值电压发生设备301包括串联连接在偏置电压VCC和地之间的第一开关Q1和第二开关Q2。阈值电压发生设备301还包括连接到第一开关Q1和第二开关Q2的共同节点的滤波电路502。如图5所示，在滤波电路502的输出端生成阈值电压VTH。
如图5所示，通过功率转换器的高压侧栅极驱动信号来控制第一开关Q1的栅极。如图5所示，通过反相器504将高压侧栅极驱动信号HSON施加到第一开关Q1的栅极。应注意，第一开关Q1是p型晶体管。采用反相器504来将高压侧栅极驱动信号HSON转换成用于驱动p型晶体管的合适信号。通过功率转换器的低压侧栅极驱动信号LSON来控制第二开关Q2的栅极。
滤波电路502包括由电阻R1和R2形成的电阻分压器、控制开关Q3和电容CTH1。如图5所示，电阻分压器和控制开关Q3串联连接在第一开关Q1和第二开关Q2的共同节点与地之间。通过高压侧栅极驱动信号HSON和低压侧栅极驱动信号LSON来控制控制开关Q3。如图5所示，通过或门506将高压侧栅极驱动信号HSON和低压侧栅极驱动信号LSON施加到控制开关Q3的栅极。
在运行时，当功率转换器100的高压侧开关和低压侧开关均关断时，采用控制开关Q3来断开电容CTH1的放电路径。更具体来说，在功率转换器100的断续模式(DCM)运行期间，利用控制开关Q3来使阈值电压保持在合适的电平。在一些实施例中，可通过可调的栅极驱动电压来控制控制开关Q3的栅极。更具体来说，当功率转换器100的高压侧开关或低压侧开关中的至少一个开关导通时，可调的栅极驱动电压具有高驱动电压。当功率转换器100的高压侧开关和低压侧开关均关断时，可调的栅极驱动电压具有低驱动电压(近似等于控制开关Q3的导通阈值的电压)。此类可调的栅极驱动电压有助于改善阈值电压发生设备301的响应。
在运行时，分别通过电源开关S1和S2的栅极驱动信号来控制第一开关Q1和第二开关Q2。在另一些实施例中，通过在逻辑上等效于电源开关S1和S2的栅极驱动信号的合适的控制信号来控制第一开关Q1和第二开关Q2。当电源开关S1和S2是升压型功率转换器的一部分时，开关Q1和开关Q2形成类似的升压型功率转换器。经过滤波电路502，阈值电压发生设备301的输出电压可通过以下等式确定：
Figure BDA0002035863530000151
另一方面，当电源开关S1和S2是降压型功率转换器的一部分时，开关Q1和开关Q2形成类似的降压型功率转换器。经过滤波电路502，阈值电压发生设备301的输出电压，可通过以下等式确定：
Figure BDA0002035863530000152
如等式(13)所指示，当功率转换器100充当升压型功率转换器时，阈值电压发生设备301的输出电压与1减去功率转换器100的占空比(1-D)成比例。如等式(14)所指示，当功率转换器100充当降压型功率转换器时，阈值电压发生设备301的输出电压与功率转换器100的占空比(D)成比例。
具有通过偏置电压VCC供电的阈值电压发生设备301的一个优势是，开关(例如，开关Q1)上的电压应力可控。在一些常规方法中，可通过功率转换器100的输入电压对阈值电压发生设备301供电。输入电压会在较宽范围中变化，这会对阈值电压发生设备301的开关造成过大的电压应力。
图6示出根据本公开的各种实施例采用恒定关断时间控制方案的升压型功率转换器的示意图。升压型功率转换器600包括第一开关S1、第二开关S2、电感L和输出电容C。如图6所示，第一开关S1和第二开关S2串联连接在输出端子VOUT和地之间。电感L连接在第一开关S1和第二开关S2的共同节点与输入端子VIN之间。
升压型功率转换器600的控制电路包括反馈控制设备202、关断时间发生设备204、PWM电路206、控制逻辑设备208和驱动器电路210。如图6所示，反馈控制设备202包括电流检测设备602、误差放大器604和比较器606。
如图6所示，检测流过低压侧开关S1的电流，并将它馈送到电流检测设备602。电流检测设备602将检测的电流信号转换成合适的电压信号。将电流检测设备602的输出馈送到比较器606的正相输入端。电流检测设备的工作原理众所周知，因此这里不再论述。
误差放大器604的正相输入端被配置成接收预定参考电压VREF。在一些实施例中，预定参考电压VREF等于0.8V。误差放大器604的反相输入端被配置成接收与功率转换器的输出电压成比例的电压信号FB。如图6所示，通过由RB1和RB2形成的分压器获得电压信号FB。将误差放大器604的输出馈送到比较器606的反相输入端。将比较器606的输出馈送到PWM电路206的复位输入端。
关断时间发生设备204包括关断时间阈值电压发生设备301和关断时间计时器设备303。如图6所示，关断时间阈值电压发生设备301被配置成接收关断时间占空比(1-D)和偏置电压VCC。将关断时间阈值电压发生设备301的输出馈送到关断时间计时器设备303。此外，关断时间计时器设备303还接收偏置电压VCC和从PWM电路206生成的PWM信号。上文分别结合图3和图5论述了关断时间计时器设备303和关断时间阈值电压发生设备301的结构，因此这里不再论述。
在一些实施例中，PWM电路206作为如图6所示的R-S锁存器实现。在本说明书中，PWM电路206也可称为锁存器206。锁存器206的置位输入端连接到关断时间发生设备204的输出端。锁存器206的复位输入端连接到比较器606的输出端。锁存器206的输出端通过控制逻辑设备208和驱动器电路210连接到开关S1和S2的栅极。
响应于锁存器206的输出，控制逻辑设备208生成高压侧开关S2的高压侧栅极驱动信号HSON和低压侧开关S1的低压侧栅极驱动信号LSON。驱动器电路210接收HSON和LSON信号，并生成施加到低压侧开关S1的栅极的LSDRV信号和施加到高压侧开关S2的栅极的HSDRV信号。
时序图601示出升压型功率转换器600的工作原理。在时刻t1，斜坡电压VCAP达到阈值电压VTH。如上文图3相关的论述，在时刻t1，关断时间发生设备204的输出端生成逻辑电平“1”，并将该逻辑电平“1”发送到锁存器206的置位输入端。根据R-S锁存器的工作原理，关断时间发生设备204的输出确定PWM信号的导通沿或上升沿(leading edge)。响应于PWM信号的逻辑状态改变，在时刻t1，LSON和HSON信号相应地改变它们的逻辑状态。
如图6所示，通过驱动器电路210将LSON的逻辑电平“1”施加到S1的栅极。作为S1导通的结果，从时刻t1到时刻t2，感应电流VCS以线性方式增加。从时刻t1到时刻t2，PWM信号具有逻辑高状态，由此令如图3所示的斜坡发生电路的开关Qr导通。因此，对斜坡电容放电，并且电压VCAP近似等于0。
在时刻t2，感应的电流信号VCS达到误差放大器604的输出电压VCTRL。比较器606的输出端生成逻辑电平“1”，并将该逻辑电平“1”发送到锁存器206的复位输入端。根据R-S锁存器的工作原理，比较器606的输出确定PWM信号的关断沿或下降沿(trailing edge)。响应于PWM信号的逻辑状态改变，在时刻t2，LSON和HSON信号相应地改变它们的逻辑状态。
如图6所示，通过驱动器电路210分别将LSON的逻辑电平“0”和HSON的逻辑电平“1”施加到S1和S2的栅极。作为S1关断和S2导通的结果，从时刻t2到时刻t3，感应电流VCS下降为0，并且电流源(如图3所示)以线性方式对斜坡电容充电。在时刻t3，斜坡电压VCAP再次达到阈值电压VTH。升压型功率转换器600进入到新的切换周期。
图7示出根据本公开的各种实施例采用恒定导通时间控制方案的降压型功率转换器的示意图。降压型功率转换器700的控制电路与图6中示出的类似，不同之处在于，反馈控制设备202只包括比较器702，并采用反相器710来生成RST信号。此外，将比较器702的输出(PUMP)馈送到锁存器206的置位输入端。将导通时间发生设备204的输出馈送到锁存器206的复位输入端。
如图7所示，反相器710的输入端配置成接收锁存器206的输出。反相器710生成信号TON/RST，并将该信号施加到导通时间计时器设备303的RST输入端。
时序图701示出降压型功率转换器700的工作原理。在时刻t1，输出电压VFB达到参考电压VREF。比较器702在PUMP生成逻辑电平“1”，并将该逻辑电平“1”发送到锁存器206的置位输入端。根据R-S锁存器的工作原理，比较器702的输出确定PWM信号的导通沿或上升沿。响应于PWM信号的逻辑状态改变，在时刻t1，LSON和HSON信号相应地改变它们的逻辑状态。
如图7所示，通过驱动器电路210将HSON的逻辑电平“1”施加到S1的栅极。从时刻t1到时刻t2，TON/RST信号具有逻辑低状态，由此令图4中示出的斜坡发生电路的开关Qr关断。因此，从时刻t1到时刻t2，电流源(如图4所示)以线性方式对斜坡电容Cr充电。
在时刻t2，斜坡电压VCAP达到阈值电压VTH。导通时间计时器设备303的输出端TOUT生成逻辑电平“1”，并将该逻辑电平“1”发送到锁存器206的复位输入端。根据R-S锁存器的工作原理，导通时间计时器设备303的输出确定PWM信号的关断沿或下降沿。响应于PWM信号的逻辑状态改变，在时刻t2，LSON和HSON信号相应地改变它们的逻辑状态。
如图7所示，通过驱动器电路210分别将HSON的逻辑电平“0”和LSON的逻辑电平“1”施加到S1和S2的栅极。作为S1关断和S2导通的结果，从时刻t2到时刻t3，反馈电压VFB以线性方式下降。在时刻t3，反馈电压VFB再次达到参考电压VREF。降压型功率转换器700进入到新的切换周期。
图8示出根据本公开的各种实施例在图3-4中示出的阈值电压发生设备的第二实施例的示意图。阈值电压发生设备801的结构与图5中示出的阈值电压发生设备301类似，不同之处在于，滤波电路由两级滤波器实现。滤波电路的第一级包括电阻R1、R2和电容CTH1。滤波电路的滤波级的第二级包括电阻R3和电容CTH2。如图8所示，第一级和第二级级联连接。
具有两级滤波器的一个优势是，图8中示出的滤波电路提供更大的设计灵活性，从而提高阈值电压发生设备801的性能。
图9示出根据本公开的各种实施例在图3-4中示出的阈值电压发生设备的第三实施例的示意图。阈值电压发生设备901的结构与图5中示出的阈值电压发生设备301类似，不同之处在于，滤波电路包括多个滤波器级。滤波器的第一级包括电阻R1、R2和电容CTH1。滤波器的第二级包括电阻R3和电容CTH2。滤波器的第n级包括电阻Rn和电容CTHn。如图9所示，所述多个滤波器级级联连接。
具有多个滤波器级的一个优势是，图9中示出的滤波器电路提供更大的设计灵活性，从而提高阈值电压发生设备901的性能。
图10示出根据本公开的各种实施例用于控制图2中示出的功率转换器的方法的流程图。图10中示出的该流程图只是示例，它不应过度限制权利要求的范围。本领域技术人员将意识到许多改变、选择和修改。例如，图10中示出的各种步骤可增加、去除、替换、重新排列和重复。
在步骤1002，通过偏置电压生成斜坡信号。更具体，通过偏置电压生成电流源。电流源的电流电平与偏置电压成比例。所述电流源被用于对斜坡电容充电。
在步骤1004，通过阈值电压发生设备生成阈值电压。当功率转换器为升压型功率转换器时，阈值电压与1减去升压型功率转换器的占空比的差值(1-D)成比例。另一方面，当功率转换器为降压型功率转换器时，阈值电压与降压型功率转换器的占空比(D)成比例。
在步骤1006，在比较器中比较斜坡电压和阈值电压。更具体地，将斜坡电压馈送到比较器的正相输入端。将阈值电压馈送到比较器的反相输入端。
在步骤1008，在斜坡电压达到阈值电压之后，比较器的输出端发生逻辑状态的变动，由此终止或启动功率转换器的PWM信号。在一些实施例中，当功率转换器为升压型功率转换器时，比较器的逻辑状态的变动令关断时间信号结束，并启动升压型功率转换器的PWM信号。在另一些实施例中，当功率转换器为降压型功率转换器实现时，比较器的逻辑状态的变动令降压型功率转换器的导通时间信号(例如，PWM信号)结束。
尽管详细描述了本发明的实施例和它的优点，但是应了解，在不偏离由随附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，可在本文中进行各种改变、替换和变更。
此外，不希望将本申请的范围局限于本说明书中描述的过程、机器、制造、物质组成、方式、方法和步骤的特定实施例。本领域技术人员将从本发明的公开容易地明白，根据本发明，可利用目前现有或稍后开发的用于与本文中描述的对应实施例执行大体上相同的功能或实现大体上相同的结果的过程、机器、制造、物质组成、方式、方法或步骤。因此，希望随附权利要求在它们的范围内包含此类过程、机器、制造、物质组成、方式、方法或步骤。

Claims (20)

1.一种控制设备，其特征在于，包括：
耦合在偏置电压和地之间的计时器，所述计时器包括：被配置成接收斜坡信号的第一输入端、被配置成接收阈值电压的第二输入端以及被配置成与PWM电路的输入端连接的输出端，所述计时器的所述输出端用于设置功率转换器的导通时间或关断时间；以及
耦合在所述偏置电压和地之间的阈值电压发生器，所述阈值电压发生器被配置成接收所述功率转换器的若干个控制信号并基于所述功率转换器的占空比生成阈值电压；
其中，所述斜坡信号和所述阈值电压与所述偏置电压成比例；基于所述斜坡信号和所述阈值电压以使所述PWM电路具有恒定的开关频率。
2.如权利要求1所述的控制设备，其特征在于，所述阈值电压发生器包括：
串联连接在所述偏置电压和地之间的第一开关和第二开关；以及
连接到所述第一开关和所述第二开关的共同节点的滤波电路，并且在所述滤波电路的输出端生成所述阈值电压。
3.如权利要求2所述的控制设备，其特征在于，
通过所述功率转换器的第一栅极驱动信号控制所述第一开关的栅极；并且
通过所述功率转换器的第二栅极驱动信号控制所述第二开关的栅极。
4.如权利要求2所述的控制设备，其特征在于，所述滤波电路包括：
电阻分压器、控制开关和电容；所述电阻分压器和所述控制开关串联连接在所述第一开关和所述第二开关的所述共同节点与地之间，所述电容位于所述滤波电路的所述输出端和地之间。
5.如权利要求1所述的控制设备，其特征在于，所述计时器包括：
比较器，所述比较器具有被配置成接收所述斜坡信号的第一输入端、被配置成接收所述阈值电压的第二输入端以及用于设置降压型功率转换器的导通时间的输出端。
6.如权利要求5所述的控制设备，其特征在于，
所述阈值电压与所述降压型功率转换器的占空比成比例。
7.如权利要求1所述的控制设备，其特征在于，所述计时器包括：比较器，所述比较器具有被配置成接收所述斜坡信号的第一输入端、被配置成接收所述阈值电压的第二输入端以及用于设置升压型功率转换器的关断时间的输出端。
8.如权利要求7所述的控制设备，其特征在于，所述阈值电压与1减去所述升压型功率转换器的占空比的差值成比例。
9.一种控制方法，其特征在于，包括：
利用功率转换器的偏置电压生成斜坡信号；
生成与所述功率转换器的占空比或1减去所述功率转换器的占空比的差值成比例的阈值电压；
利用比较器比较所述斜坡信号和所述阈值电压；以及
基于由所述比较器生成的比较结果，终止或启动所述功率转换器的PWM信号；其中，所述PWM信号的开关频率与施加在所述功率转换器上的电压无关。
10.如权利要求9所述的控制方法，其特征在于，还包括：
生成与降压型功率转换器的占空比成比例的所述阈值电压；
利用所述比较器比较所述斜坡信号和所述阈值电压；以及
基于由所述比较器生成的所述比较结果，结束所述降压型功率转换器的导通时间或所述降压型功率转换器的PWM信号。
11.如权利要求9所述的控制方法，其特征在于，还包括：
生成与1减去升压型功率转换器的占空比的差值成比例的所述阈值电压；
通过所述比较器比较所述斜坡信号和所述阈值电压；以及
基于由所述比较器生成的所述比较结果，结束所述升压型功率转换器的关断时间，并启动所述升压型功率转换器的PWM信号。
12.如权利要求11所述的控制方法，其特征在于，还包括：
通过阈值电压发生器生成所述阈值电压，所述阈值电压发生器包括：串联连接在所述偏置电压和地之间的第一开关和第二开关；以及
连接到所述第一开关和所述第二开关的共同节点的滤波电路，并且在所述滤波电路的输出端生成所述阈值电压。
13.如权利要求12所述的控制方法，其特征在于，还包括：
将所述第一开关配置成与所述升压型功率转换器的高压侧开关同步运行；以及
将所述第二开关配置成与所述升压型功率转换器的低压侧开关同步运行。
14.如权利要求10所述的控制方法，其特征在于，
通过阈值电压发生器生成所述阈值电压，所述阈值电压发生器包括：串联连接在所述偏置电压和地之间的第一开关和第二开关；以及
连接到所述第一开关和所述第二开关的共同节点的滤波电路，并且在所述滤波电路的输出端生成所述阈值电压；
其中，
将所述第一开关配置成与降压型功率转换器的高压侧开关同步运行；以及
将所述第二开关配置成与所述降压型功率转换器的低压侧开关同步运行。
15.如权利要求12所述的控制方法，其特征在于，还包括：
基于所述偏置电压生成电流源；以及
通过所述电流源对斜坡电容充电以生成所述斜坡信号。
16.一种功率转换器，其特征在于，包括：
串联连接的高压侧开关和低压侧开关；
连接到所述高压侧开关和所述低压侧开关的共同节点的电感；以及
被配置成生成所述高压侧开关和所述低压侧开关的栅极驱动信号的控制设备，所述控制设备包括：
用于设置所述功率转换器的导通时间或关断时间的计时器；
所述计时器包括：被配置成接收斜坡信号的第一输入端、被配置成接收阈值电压的第二输入端以及被配置成与PWM电路的输入端连接的输出端，所述计时器的所述输出端用于设置功率转换器的导通时间或关断时间；以及
阈值电压发生器，所述阈值电压发生器被配置成接收所述功率转换器的所述栅极驱动信号并基于所述功率转换器的占空比生成阈值电压；
其中，基于所述斜坡信号和所述阈值电压，以使所述栅极驱动信号具有恒定的开关频率。
17.如权利要求16所述的功率转换器，其特征在于，
所述高压侧开关和所述低压侧开关串联连接在所述转换器的输出端和地之间；
所述电感连接在所述高压侧开关和所述低压侧开关的所述共同节点与所述转换器的输入端之间；并且
所述计时器被配置成设置所述低压侧开关的关断时间。
18.如权利要求17所述的功率转换器，其特征在于，
所述计时器包括被配置成接收斜坡信号的第一输入端、被配置成接收所述阈值电压的第二输入端以及被配置成与PWM电路的输入端连接的输出端，所述阈值电压与1减去所述功率转换器的占空比的差值成比例。
19.如权利要求16所述的功率转换器，其特征在于，
所述高压侧开关和所述低压侧开关串联连接在所述功率转换器的输入端和地之间；
所述电感连接在所述高压侧开关和所述低压侧开关的所述共同节点与所述功率转换器的输出端之间；并且
所述计时器被配置成设置所述高压侧开关的导通时间。
20.如权利要求19所述的功率转换器，其特征在于，
所述计时器包括被配置成接收斜坡信号的第一输入端、被配置成接收所述阈值电压的第二输入端以及被配置成与PWM电路的输入端连接的输出端，所述阈值电压与所述功率转换器的占空比成比例。
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