CN105471393B - 以零电压开关及热平衡控制算法运作的开关放大器 - Google Patents

以零电压开关及热平衡控制算法运作的开关放大器 Download PDF

Info

Publication number
CN105471393B
CN105471393B CN201410466064.0A CN201410466064A CN105471393B CN 105471393 B CN105471393 B CN 105471393B CN 201410466064 A CN201410466064 A CN 201410466064A CN 105471393 B CN105471393 B CN 105471393B
Authority
CN
China
Prior art keywords
bridge arm
voltage
phase shift
electronic switch
bridge
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201410466064.0A
Other languages
English (en)
Other versions
CN105471393A (zh
Inventor
王汝锡
胡安·萨贝德
朱鹏程
迟颂
肖建国
梅营
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
General Electric Co
Original Assignee
General Electric Co
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by General Electric Co filed Critical General Electric Co
Priority to CN201410466064.0A priority Critical patent/CN105471393B/zh
Priority to US15/510,392 priority patent/US10135401B2/en
Priority to PCT/US2015/049378 priority patent/WO2016040596A1/en
Priority to DE112015004169.9T priority patent/DE112015004169T5/de
Publication of CN105471393A publication Critical patent/CN105471393A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN105471393B publication Critical patent/CN105471393B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/26—Modifications of amplifiers to reduce influence of noise generated by amplifying elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/52—Circuit arrangements for protecting such amplifiers
    • H03F1/523—Circuit arrangements for protecting such amplifiers for amplifiers using field-effect devices
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R33/00—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables
    • G01R33/20—Arrangements or instruments for measuring magnetic variables involving magnetic resonance
    • G01R33/28—Details of apparatus provided for in groups G01R33/44 - G01R33/64
    • G01R33/38—Systems for generation, homogenisation or stabilisation of the main or gradient magnetic field
    • G01R33/385—Systems for generation, homogenisation or stabilisation of the main or gradient magnetic field using gradient magnetic field coils
    • G01R33/3852—Gradient amplifiers; means for controlling the application of a gradient magnetic field to the sample, e.g. a gradient signal synthesizer
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
    • H03F1/303—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters using a switching device
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H03F3/2173—Class D power amplifiers; Switching amplifiers of the bridge type
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/13—Modifications for switching at zero crossing
    • H03K17/133—Modifications for switching at zero crossing in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/351—Pulse width modulation being used in an amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/21—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
    • H03F3/2171—Class D power amplifiers; Switching amplifiers with field-effect devices

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

一种以零电压开关及热平衡控制算法运作的开关放大器，其包括串联连接于负载两端的多个级联单元。每个级联单元包括两个电桥电路，每个电桥电路包括感性负载及至少两个桥臂电路，每个桥臂电路由电子开关组成。感性负载电耦合于至少两个桥臂电路中的一者的第一桥臂端与至少两个桥臂电路中的另一者的第二桥臂端之间，每个电子开关与二极管并联连接。第一桥臂端的第一桥臂电压相对于第二桥臂端的第二桥臂电压具有相移，相移用于使感性负载存储能量并产生用于导通对应二极管的最小环路电流–Imin或Imin；当对应二极管导通电流时，每个电子开关被设置成开通状态。最小环路电流–Imin或Imin为恒定值。本发明还提供一种控制开关放大器运作的方法及梯度放大器。

Description

以零电压开关及热平衡控制算法运作的开关放大器
技术领域
本发明涉及电子技术领域，特别涉及一种梯度放大器、开关放大器及其运作方法。
背景技术
在磁共振成像(magnetic resonance imaging,MRI)装置中，梯度放大器用于激励设置于成像对象(例如，病人)周围的梯度线圈在X轴、Y轴及Z轴方向上产生磁场梯度。典型地，梯度放大器为由功率半导体开关构成的开关电源，该功率半导体开关可以是绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor,IGBT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET)等等。为了控制梯度放大器所产生的电源，上述功率半导体开关通常操作于脉冲宽度调制(pulse widthmodulation,PWM)方法。
然而，该脉冲宽度调制方法会导致快速的电压时间变化率(dv/dt)或电流时间变化率(di/dt)，使得梯度放大器产生较多的高频谐波成分。上述高频谐波成分可能会对MRI装置中的射频线圈所接收到的射频信号造成干扰，进而导致MRI装置的成像品质下降。上述高频谐波成分被定义为差模电磁噪声及共模电磁噪声。
因此，需要提供一种新的梯度放大器以降低上述电磁噪声。
发明内容
现在归纳本发明的一个或多个方面以便于本发明的基本理解，其中该归纳并不是本发明的扩展性纵览，且并非旨在标识本发明的某些要素，也并非旨在划出其范围。相反，该归纳的主要目的是在下文呈现更详细的描述之前用简化形式呈现本发明的一些概念。
本发明的一个方面，在于提供一种开关放大器，其包括：
多个级联单元，串联连接于负载的两端；每个级联单元包括两个电桥电路，每个电桥电路包括感性负载及至少两个桥臂电路，每个桥臂电路由电子开关组成；该感性负载电耦合于该至少两个桥臂电路中的一者的第一桥臂端与该至少两个桥臂电路中的另一者的第二桥臂端之间；每个电子开关与二极管并联连接；
该第一桥臂端的第一桥臂电压相对于第二桥臂端的第二桥臂电压具有相移，该相移用于使感性负载存储能量并产生用于足够导通对应二极管的最小环路电流–Imin或Imin；当对应二极管导通电流时，每个电子开关被设置成开通状态以实现零电压开关；
该最小环路电流–Imin或Imin为恒定值。
本发明的另一个方面，在于提供一种控制开关放大器运作的方法，该开关放大器包括多个级联单元，每个级联单元包括两个电桥电路，该方法包括：
将该多个级联单元串联连接于负载的两端；
提供感性负载及至少两个桥臂电路于每个电桥电路内，每个桥臂电路由电子开关组成；
将感性负载电耦合于该至少两个桥臂电路中的一者的第一桥臂端与该至少两个桥臂电路中的另一者的第二桥臂端之间；
将每个电子开关与二极管并联连接；
设置第一桥臂端的第一桥臂电压相对于第二桥臂端的第二桥臂电压具有相移，该相移用于使感性负载存储能量并产生用于足够导通对应二极管的最小环路电流–Imin或Imin；
当对应二极管导通电流时，控制每个电子开关呈开通状态以实现零电压开关；
该最小环路电流–Imin或Imin为恒定值。
本发明的另一个方面，在于提供一种梯度放大器，其包括：
多个级联单元，串联连接于梯度线圈的两端；每个级联单元包括两个电桥电路，每个电桥电路包括感性负载及至少两个桥臂电路，每个桥臂电路由电子开关组成；该感性负载电耦合于该至少两个桥臂电路中的一者的第一桥臂端与该至少两个桥臂电路中的另一者的第二桥臂端之间；每个电子开关与二极管并联连接；
该第一桥臂端的第一桥臂电压相对于第二桥臂端的第二桥臂电压具有相移，该相移用于使感性负载存储能量并产生用于足够导通对应二极管的最小环路电流–Imin或Imin；当对应二极管导通电流时，每个电子开关被设置成开通状态以实现零电压开关；
该最小环路电流–Imin或Imin为恒定值。
本发明提供的梯度放大器、开关放大器及其运作方法，由于梯度放大器或开关放大器中的全部或部分电子开关均能实现零电压开通，因此有效地降低了该梯度放大器或开关放大器通电工作时产生的电磁干扰以及开关损耗。
附图说明
通过结合附图对于本发明的实施方式进行描述，可以更好地理解本发明，在附图中：
图1为一种实施方式的开关放大器的电路图，该开关放大器包括多个级联单元。
图2为图1所示开关放大器的简化电路图，该开关放大器包括一个级联单元。
图3为根据本发明的第一方面示出第一桥臂电压V1、第二桥臂电压V2与流过第一电感器及第二电感器的电流之间的关系的电压分布和电流分布。
图4为描述图2所示开关放大器中实现零电压开关的占空比和相移的区域的曲线图。
图5为第一桥臂电压V1、第二桥臂电压V2及流过第一电感器的电流I1的波形示意图。
图6为第一桥臂电压V1、第二桥臂电压V2及电桥电压Vpole-B1的波形示意图。
图7为根据本发明的第二方面示出第一桥臂电压V1、第二桥臂电压V2与流过第一电感器及第二电感器的电流之间的关系的电压分布和电流分布。
具体实施方式
以下将描述本发明的具体实施方式，需要指出的是，在这些实施方式的具体描述过程中，为了进行简明扼要的描述，本说明书不可能对实际的实施方式的所有特征均作详尽的描述。应当可以理解的是，在任意一种实施方式的实际实施过程中，正如在任意一个工程项目或者设计项目的过程中，为了实现开发者的具体目标，为了满足系统相关的或者商业相关的限制，常常会做出各种各样的具体决策，而这也会从一种实施方式到另一种实施方式之间发生改变。此外，还可以理解的是，虽然这种开发过程中所作出的努力可能是复杂并且冗长的，然而对于与本发明公开的内容相关的本领域的普通技术人员而言，在本公开揭露的技术内容的基础上进行的一些设计，制造或者生产等变更只是常规的技术手段，不应当理解为本公开的内容不充分。
除非另作定义，权利要求书和说明书中使用的技术术语或者科学术语应当为本发明所属技术领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本发明专利申请说明书以及权利要求书中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。“一个”或者“一”等类似词语并不表示数量限制，而是表示存在至少一个。“包括”或者“包含”等类似的词语意指出现在“包括”或者“包含”前面的元件或者物件涵盖出现在“包括”或者“包含”后面列举的元件或者物件及其等同元件，并不排除其他元件或者物件。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电气的连接，不管是直接的还是间接的。
请参阅图1，其为一种实施方式的开关放大器100的电路图。开关放大器100被配置成给负载200供电。作为一个非限定的实施例，开关放大器100为磁共振成像(magneticresonance imaging,MRI)装置中的梯度放大器，负载200为磁共振成像装置中的梯度线圈。
开关放大器100包括多个级联单元KE1、......KEn，多个级联单元KE1、......KEn的结构大致上相同。具体地，多个级联单元KE1、......KEn串联连接于负载200的两端。多个级联单元电压U1,…Un被分别分配到多个级联单元KE1、......KEn，使得开关放大器100产生输出电压Uout，Uout＝U1+…Un，输出电压Uout用于给负载200供电。
多个级联单元KE1、......KEn中的每一者包括两个电桥电路Bg1、Bg2，该两个电桥电路Bg1、Bg2与电源单元90电性耦合。电桥电路Bg1包括两个桥臂电路Lg1、Lg2，该两个桥臂电路Lg1、Lg2中的每一者包括串联连接于电源单元90的两极之间的两个电子开关94、第一桥臂端105a及第二桥臂端106a。第一桥臂端105a为桥臂电路Lg1中的两个电子开关94之间的连接点，第二桥臂端106a为桥臂电路Lg2中的两个电子开关94之间的连接点。
电桥电路Bg2包括两个桥臂电路Lg3、Lg4，该两个桥臂电路Lg3、Lg4中的每一者包括串联连接于电源单元90的两极之间的两个电子开关94、第一桥臂端105b及第二桥臂端106b。第一桥臂端105b为桥臂电路Lg3中的两个电子开关94之间的连接点，第二桥臂端106b为桥臂电路Lg4中的两个电子开关94之间的连接点。在其他的实施例中，两个电桥电路Bg1、Bg2中的每一者可包括三个或三个以上的桥臂电路。
电桥电路Bg1进一步包括感性负载98。在非限定的示例中，电桥电路Bg1中的感性负载98包括串联连接于第一桥臂端105a及第二桥臂端106a之间的第一电感器L1及第二电感器L2。
电桥电路Bg2进一步包括感性负载98。在非限定的示例中，电桥电路Bg2中的感性负载98包括串联连接于第一桥臂端105b及第二桥臂端106b之间的第一电感器L3及第二电感器L4。
第一电感器L1与第二电感器L2之间的连接点被定义为第一电桥端102。第一电感器L3及第二电感器L4之间的连接点被定义为第二电桥端104。第一电桥端102与第二电桥端104之间的电压为级联单元电压。例如，级联单元KE1中的第一电桥端102与第二电桥端104之间的电压为级联单元电压U1，级联单元KEn中的第一电桥端102与第二电桥端104之间的电压为级联单元电压Un。
作为一个非限定的示例，多个电子开关94可以是碳化硅(SiC)金属氧化物半导体场效应晶体管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，MOSFET)，简称为碳化硅MOSFET。相对于由硅制成的MOSFET，碳化硅MOSFET可以实现更快的开关速度及较低的开关损耗。
在其他的示例中，多个电子开关94中的一部分或者全部可以是绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)、双极结型晶体管(Bipolar JunctionTransistor，BJT)、或者晶闸管(Thyristor)等等。
多个电子开关94中的每一者包括与碳化硅MOSFET的漏极及源极电性连接的二极管96，也即二极管96与碳化硅MOSFET并联连接，因此电流可以通过二极管96从碳化硅MOSFET的源极流向漏极，而不是直接从碳化硅MOSFET的源极流向漏极，该电流流向可以适用于所有的电子开关94。当二极管96导通时，可允许电流从碳化硅MOSFET的源极流向漏极，此时控制电子开关94开通以实现电子开关94的零电压开通。每个碳化硅MOSFET开通是指该碳化硅MOSFET导通电流(也即电流从碳化硅MOSFET的漏极流向源极)，每个碳化硅MOSFET关断是指该碳化硅MOSFET不导通电流。
操作时，针对n个级联单元KE1,…KEn中的每一者，在电桥电路Bg1中，第一桥臂端105a的第一桥臂电压V1相对于第二桥臂端106a的第二桥臂电压V2具有相移；在电桥电路Bg2中，第一桥臂端105b的第一桥臂电压V3相对于第二桥臂端106b的第二桥臂电压V4具有相移。该相移用于使得感性负载98存储能量并产生用于足够导通对应二极管96的最小环路电流–Imin或Imin；当对应二极管96导通电流时，每个电子开关94被设置成开通状态以实现零电压开关。相移及最小环路电流–Imin或Imin将在后续图2至图7中详细描述。
图2为图1所示开关放大器100的简化电路图，图2所示开关放大器900包括一个级联单元，例如级联单元KE1。
级联单元KE1包括两个电桥电路Bg1、Bg2。在本实施方式中，级联单元KE1包括八个电子开关94。在其他实施方式中，级联单元KE1可包括四个或者十二个电子开关。
为了区分，电桥电路Bg1中的四个电子开关94被分别标示为第一电子开关Q1a、第二电子开关Q2a、第三电子开关Q1b及第四电子开关Q2b。电桥电路Bg1中的四个二极管96被分别标示为第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3及第四二极管D4。
电桥电路Bg2中的四个电子开关94被分别标示为第一电子开关Q1c、第二电子开关Q2c、第三电子开关Q1d及第四电子开关Q2d。电桥电路Bg2中的四个二极管96被分别标示为第一二极管D5、第二二极管D6、第三二极管D7及第四二极管D8。
第一电桥端102与第二电桥端104被分别连接到负载200的两端。第一电桥端102与第二电桥端104共同提供级联单元电压U1，该级联单元电压U1用于给负载200供电。
图3是根据本发明的方面示出第一桥臂电压V1、第二桥臂电压V2与流过第一电感器L1及第二电感器L2的电流之间的关系的电压分布和电流分布。
在曲线图119中，电压分布120代表第一桥臂电压V1相对于时间的变化，电压分布122代表第二桥臂电压V2相对于时间的变化。电流分布124代表流过第一电感器L1的电流相对于时间的变化，电流分布126代表流过第二电感器L2的电流相对于时间的变化。在本实施例中，第一桥臂电压V1及第二桥臂电压V2可具有相同的占空比。
第一桥臂电压V1(参图3之电压分布120)相对于第二桥臂电压V2(参图3之电压分布122)具有上升沿相移φ1及下降沿相移φ2，以便于实现四个电子开关Q1a,Q2a,Q1b,Q2b的零电压开通。
图3示例性地说明了流过负载200的电流Iload为正的情况。当流过负载200的电流Iload为正时，电流I1从第一桥臂端105a流向第一电感器L1，电流I2从第二桥臂端106a流向第二电感器L2。
在第一时间段130内，第一桥臂电压V1为高电平，第二桥臂电压V2为高电平。
在第二时间段132的起点，第一桥臂电压V1从高电平变为低电平，第二桥臂电压V2为高电平；流过第一电感器L1的电流I1等于Imin+Iload，第一电子开关Q1a从导通变为关断，第二电子开关Q2a从关断变为导通，电流I1流过第二二极管D2。当第二二极管D2导通电流时，第二电子开关Q2a被设置成开通状态，以实现第二电子开关Q2a的零电压开通。
在第二时间段132的终点，第一桥臂电压V1为低电平，第二桥臂电压V2从高电平变为低电平；流过第二电感器L2的电流I2等于Imin+Iload，第三电子开关Q1b从导通变为关断，第四电子开关Q2b从关断变为导通，电流I2流过第四二极管D4。当第四二极管D4导通电流时，第四电子开关Q2b被设置成开通状态，以实现第四电子开关Q2b的零电压开通。
在第三时间段134内，第一桥臂电压V1为低电平，第二桥臂电压V2为低电平。
在第四时间段136的起点，第一桥臂电压V1从低电平变为高电平，第二桥臂电压V2为低电平；流过第一电感器L1的电流I1等于最小环路电流-Imin，第一电子开关Q1a从关断变为导通，第二电子开关Q2a从导通变为关断，电流I1流过第一二极管D1。当第一二极管D1导通电流时，第一电子开关Q1a被设置成开通状态，以实现第一电子开关Q1a的零电压开通。
在第四时间段136的终点，第一桥臂电压V1为高电平，第二桥臂电压V2从低电平变为高电平；流过第二电感器L2的电流I2等于最小环路电流-Imin，第三电子开关Q1b从关断变为导通，第四电子开关Q2b从导通变为关断，电流I2流过第三二极管D3。当第三二极管D3导通电流时，第三电子开关Q1b被设置成开通状态，以实现第三电子开关Q1b的零电压开通。当流过负载200的电流Iload为正时，使装置导通或关断的模式可重复以生成图3中描述的分布。
第二时间段132为下降沿相移φ2的持续时间，第四时间段136为上升沿相移φ1的持续时间。在第二时间段132及第四时间段136内，两个电感器L1、L2储存电能。
图3中所描述的相移方法可以扩展至电桥电路Bg2以在第一电桥端102与第二电桥端104之间产生周期性的电压信号。
与图3相似的原理，当流过负载200的电流Iload为负时，如果流过第一电感器L1的电流I1等于最小环路电流Imin，则流过第二电感器L2的电流I2等于Iload-Imin；如果流过第二电感器L2的电流I2等于最小环路电流Imin时，则流过第一电感器L1的电流I1等于Iload-Imin。在此需要说明的是，当流过负载200的电流Iload为负时，电流I1从第一电感器L1流向第一桥臂端105a，电流I2从第二电感器L2流向第二桥臂端106a。
在图3中，开关放大器900以期望模式运作。在期望模式下，流过第一电感器L1的电流I1与流过第二电感器L2的电流I2具有相同的最小环路电流-Imin(Iload>0)或Imin(Iload<0)以足够导通对应的二极管并实现电子开关94的零电压开通。在非限定的实施例中，Imin＝50A。
图4所示曲线图170描述了适合于在本文描述的碳化硅MOSFET94中实现零电压开关的占空比和相移的区域。作为一个非限定的示例，适合于图4的系统参数为：Vdc＝2100V，开关频率为62.5kHz，L1＝L2＝3.5uH，Iload＝600A，Imin＝0A。可以理解的是，相移和占空比可以被管理或控制以实现零电压开关。
特别地，曲线图170将相移角172描述成占空比174的函数。占空比174代表对于电桥电路Bg1中的第一桥臂电压V1和第二桥臂电压V2的占空比的值。在某些实施例中，对于电桥电路Bg2中的第一桥臂电压V3和第二桥臂电压V4的占空比可是电压V1和V2的补。例如，如果电压V1和V2的占空比为87％，则电压V3和V4的占空比为13％。从而，曲线图170可适合于电压V3和V4是电压V1和V2的补的实施例。
在曲线图170中表示的相移角172是电压V1和V2的组合与电压V3和V4的组合之间的相移角。
当开关放大器900以上述期望模式运行时，曲线图区域176代表其中可实现零电压开关的占空比和相移角的范围。实线175指示了曲线图区域176的边界。
考虑以实线179指示的整个操作区域的总面积为1时，曲线图区域176的面积为总面积的55％。上述期望模式可实现最小环路电路-Imin或Imin以实现零电压开关。具体地，当Iload>0时，若I1＝-Imin，则I2＝Imin+Iload；若I2＝-Imin，则I1＝Imin+Iload。当Iload<0时，若I1＝Imin，则I2＝Iload-Imin；若I2＝Imin，则I1＝Iload-Imin。因此，由于具有最小环路电流-Imin或Imin，每个电子开关94的额定电流会比较小，每个电子开关94的能量消耗会降低。
双相移调节
基于上述期望模式，仅仅只有一个相移角存在于电桥电路Bg1的桥臂电路Lg1及Lg2中。当流过负载200的电流Iload保持不变并且流过第一电感器L1和第二电感器L2的电流不发生较大的波动时，脉冲宽度调制(pulse width modulation,PWM)波形上升沿的相移等于脉冲宽度调制波形下降沿的相移。当流过负载200的电流Iload发生变化或者流过第一电感器L1或第二电感器L2的电流发生较大的波动(也即流过第一电感器L1或第二电感器L2的电流大于或者小于预定电流)时，图2中的零电压开关控制单元330执行双相移(φ1及φ2)调节算法以确保四个电子开关Q1a,Q2a,Q1b,Q2b在动态操作的情况下均能实现零电压开通。
具体地，相移φ1被定义为第一桥臂电压V1的上升沿与第二桥臂电压V2的上升沿之间的相移。相移φ1将导致第一电感器L1的两端电压为正，电流I1将被调节以使得电流I1从负平顶值IL1_N_fb变化至期望的正平顶值IL1_P*，如此可确保第一电子开关Q1a和第三电子开关Q1b均能实现零电压开通。零电压开关控制单元330根据公式1计算上升沿相移φ1。
φ1＝Trise/TS＝(IL1_P *-IL1_N_fb)/M1TS 公式1
相移φ2被定义为第一桥臂电压V1的下降沿与第二桥臂电压V2的下降沿之间的相移。相移φ2将导致第一电感器L1的两端电压为负，电流I1将被调节以使得电流I1从正平顶值IL1_P_fb变化至期望的负平顶值IL1_N*，如此可确保第二电子开关Q2a和第四电子开关Q2b均能实现零电压开通。零电压开关控制单元330根据公式2计算下降沿相移φ2。
φ2＝Tfall/TS＝(IL1_P_fb-IL1_N)/M1TS 公式2
其中，M1＝Vdc/(L1+L2)，Vdc为电源单元90的电压，Trise为预定的上升时间段，Tfall为预定的下降时间段。如图3所示，TS为开关放大器900的开关周期。当电流Iload为正时，IL1_N*＝-Imin，IL1_P*＝Iload_fb+Imin。Iload_fb为流过负载200的电流，其可以通过电流传感器902测量得到。预定的上升时间段为上升沿相移的持续时间，预定的下降时间段为下降沿相移的持续时间。
如图5所示，当第一桥臂电压V1从低电平变化至高电平时，流过第一电感器L1的电流被定义为IL1_N_fb。当第一桥臂电压V1从高电平变化至低电平时，流过第一电感器L1的电流被定义为IL1_p_fb。作为一个非限定的示例，IL1_N_fb及IL1_p_fb可以通过电流传感器904测量得到。
类似地，图5所示双相移调节方法可以扩展至电桥电路Bg2的桥臂电路Lg3及Lg4。
零电压开关控制与负载电流控制去耦合
图2所示控制装置300用于产生期望的第一占空比DB1及第二占空比DB2，该期望的第一占空比DB1及第二占空比DB2被分别分配给两个电桥电路Bg1,Bg2。
以电桥电路Bg1为例进行说明，第一电桥端102的第一电桥电压Vpole-B1的期望占空比为DB1，为了避免零电压开关控制对流过负载200的电流产生干扰，即便两个不同的相移φ1及φ2被执行于电桥电路Bg1，第一电桥电压Vpole-B1的等效占空比必须等于DB1.
以下部分描述一个分配两个不同的相移φ1及φ2的特别方法。如图6所示，上升沿相移φ1与下降沿相移φ2之间的差值为φ2-φ1。为了确保第一电桥电压Vpole-B1的等效占空比等于DB1，控制装置300用于配置驱动器电路320以控制四个电子开关Q1a、Q2a、Q1b、Q2b，使得第一桥臂电压V1的占空比等于DB1-(φ2-φ1)/2，第二桥臂电压V2的占空比等于DB1+(φ2-φ1)/2。作为一个非限定的示例，驱动器电路320包括分别电连接至四个电子开关Q1a、Q2a、Q1b、Q2b的四个驱动器。
因此，第一电桥电压Vpole-B1为三电平电压波形，图6所示阴影部分显示第一电桥电压Vpole-B1的面积为Vdc*DB1*TS，从图6可以看出，第一电桥电压Vpole-B1的等效占空比为DB1。换句话说，零电压开关控制不对负载电流控制产生干扰。
类似的，图6所示分配两个相移φ1、φ2的方法可以扩展至电桥电路Bg2的桥臂电路Lg3及Lg4。
具体地，控制装置300还包括负载电流控制单元340及占空比产生单元350。负载电流控制单元340包括减法器30、反馈控制器32、加法器34及前馈控制器36。
减法器30用于对电流参考值Iload_ref与流过负载200的电流Iload_fb执行减法操作以产生电流参考值Iload_ref与电流Iload_fb的差异值。该差异值被认定为电流误差。反馈控制器32用于根据该差异值产生反馈指令。作为一个非限定的示例，反馈控制器32可以是用于累积电流误差的积分器、比例放大器或者其他的控制器。
前馈控制器36用于根据电流参考值Iload_ref产生前馈指令。作为一个非限定的示例，前馈控制器36可以是比例放大器或者其他的控制器。
加法器34用于对反馈指令与前馈指令执行加法操作以产生反馈指令与前馈指令的和值，占空比产生单元350用于根据反馈指令与前馈指令的和值产生期望的第一占空比DB1及第二占空比DB2。其中，DB2＝1-DB1，Vload为负载200两端的电压。
热均匀分布控制算法
基于上述的描述，相移角Φ为正意味着桥臂电路Lg1始终超前及桥臂电路Lg2始终滞后。因此，桥臂电路Lg1通电工作时产生的热量与桥臂电路Lg2通电工作时产生的热量不平衡，也即电桥电路Bg1产生的热量分布不均匀。控制装置300执行热均匀分布控制算法，以使得电桥电路Bg1产生的热量分布均匀。
热均匀分布控制算法被定义为：
当Φ>0时，桥臂电路Lg1超前，桥臂电路Lg2滞后；也就是说，第一桥臂电压V1相对于第二桥臂电压V2具有正的相移。
当Φ<0时，桥臂电路Lg1滞后，桥臂电路Lg2超前；也就是说，第一桥臂电压V1相对于第二桥臂电压V2具有负的相移。因此，桥臂电路Lg1通电工作时产生的热量与桥臂电路Lg2通电工作时产生的热量平衡，也即电桥电路Bg1产生的热量分布均匀。
具体地，控制装置300用于控制驱动器电路320所包括的分别电连接至四个电子开关Q1a、Q2a、Q1b、Q2b的四个驱动器，使得第一桥臂电压V1相对于第二桥臂电压V2在图7所示第一周期150内具有正的相移，以及第一桥臂电压V1相对于第二桥臂电压V2在图7所示第二周期154内具有负的相移。
控制装置300还包括热平衡控制单元310，该热平衡控制单元310用于执行热均匀分布控制算法，以使得电桥电路Bg1发热均匀。当流过负载200的电流等于零时，热平衡控制单元310用于控制驱动器电路320，使得第一脉冲信号及第二脉冲信号在图7所示转换周期152内被分别施加到第一桥臂端105a及第二桥臂端106a。转换周期152位于第一周期150与第二周期154之间。
当转换从Φ>0变成Φ<0时，第一脉冲信号为“101”，第二脉冲信号在转换周期152内为高，与图7类似，当转换从Φ<0变成Φ>0(也就是说，第一桥臂电压V1相对于第二桥臂电压V2在第一周期150内具有负的相移以及第一桥臂电压V1相对于第二桥臂电压V2在第二周期154内具有正的相移)时，第一脉冲信号在转换周期152内为高，第二脉冲信号为“101”。
类似的，上述热均匀分布控制算法可以扩展至电桥电路Bg2的桥臂电路Lg3及Lg4，以使得电桥电路Bg2产生的热量分布均匀。
进一步描述于此，控制装置300还用于控制电桥电路Bg1的驱动器电路320及电桥电路Bg2的驱动器电路322，使得流过负载200的电流Iload在第一周期150、转换周期152、第二周期154内等于零。作为一个非限定的示例，驱动器电路322包括分别电连接至四个电子开关Q1c、Q2c、Q1d、Q2d的四个驱动器。
与图3类似，在图7中，在第一周期150的时间段250内，第一桥臂电压V1为低电平，第二桥臂电压V2为低电平。
在转换周期152的第一时间段252的起点，第一桥臂电压V1从低电平变为高电平，第二桥臂电压V2为低电平；流过第一电感器L1的电流I1等于-Imin，第一电子开关Q1a从关断变为开通，第二电子开关Q2a从开通变为关断；电流I1流过第一二极管D1。当第一二极管D1导通电流时，第一电子开关Q1a被设置成开通状态，以实现第一电子开关Q1a的零电压开通。
在第一时间段252的终点，第一桥臂电压V1为高电平，第二桥臂电压V2从低电平变为高电平；流过第二电感器L2的电流I2等于-Imin，第三电子开关Q1b从关断变为开通，第四电子开关Q2b从开通变为关断；电流I2流过第三二极管D3。当第三二极管D3导通电流时，第三电子开关Q1b被设置成开通状态，以实现第三电子开关Q1b的零电压开通。
在转换周期152的第二时间段254内，第一桥臂电压V1为高电平，第二桥臂电压V2为高电平。
在转换周期152的第三时间段255的起点，第一桥臂电压V1从高电平变为低电平，第二桥臂电压V2为高电平；流过第一电感器L1的电流I1等于Imin+Iload，第一电子开关Q1a从开通变为关断，第二电子开关Q2a从关断变为开通；电流I1流过第二二极管D2。当第二二极管D2导通电流时，第二电子开关Q2a被设置成开通状态，以实现第二电子开关Q2a的零电压开通。
在第三时间段255的终点，第一桥臂电压V1从低电平变为高电平，第二桥臂电压V2为高电平；流过第一电感器L1的电流I1等于-Imin，第一电子开关Q1a从关断变为开通，第二电子开关Q2a从开通变为关断；电流I1流过第一二极管D1。当第一二极管D1导通电流时，第一电子开关Q1a被设置成开通状态，以实现第一电子开关Q1a的零电压开通。
第三时间段255的宽度等于ΔD，其中ΔD＝2Imin/M1,M1＝Vdc/(L1+L2)。
在转换周期152的第四时间段256内，第一桥臂电压V1为高电平，第二桥臂电压V2为高电平。
在转换周期152的第五时间段258的起点，第一桥臂电压V1为高电平，第二桥臂电压V2从高电平变为低电平；流过第二电感器L2的电流I2等于Imin+Iload，第三电子开关Q1b从开通变为关断，第四电子开关Q2b从关断变为开通；电流I2流过第四二极管D4。当第四二极管D4导通电流时，第四电子开关Q2b被设置成开通状态，以实现第四电子开关Q2b的零电压开通。
在第五时间段258的终点，第一桥臂电压V1从高电平变为低电平，第二桥臂电压V2为低电平；流过第一电感器L1的电流I1等于Imin+Iload，第一电子开关Q1a从开通变为关断，第二电子开关Q2a从关断变为开通；电流I1流过第二二极管D2。当第二二极管D2导通电流时，第二电子开关Q2a被设置成开通状态，以实现第二电子开关Q2a的零电压开通。
在转换周期152的第六时间段259内，第一桥臂电压V1为低电平，第二桥臂电压V2为低电平。
在第二周期154的第一时间段260的起点，第一桥臂电压V1为低电平，第二桥臂电压V2从低电平变为高电平；流过第二电感器L2的电流I2等于-Imin，第三电子开关Q1b从关断变为开通，第四电子开关Q2b从开通变为关断；电流I2流过第三二极管D3。当第三二极管D3导通电流时，第三电子开关Q1b被设置成开通状态，以实现第三电子开关Q1b的零电压开通。
在第一时间段260的终点，第一桥臂电压V1从低电平变为高电平，第二桥臂电压V2为高电平；流过第一电感器L1的电流I1等于-Imin，第一电子开关Q1a从关断变为开通，第二电子开关Q2a从开通变为关断；电流I1流过第一二极管D1。当第一二极管D1导通电流时，第一电子开关Q1a被设置成开通状态，以实现第一电子开关Q1a的零电压开通。
在第二周期154的第二时间段262内，第一桥臂电压V1为高电平，第二桥臂电压V2为高电平。
在第二周期154的第三时间段264的起点，第一桥臂电压V1为高电平，第二桥臂电压V2从高电平变为低电平；流过第二电感器L2的电流I2等于Imin+Iload，第三电子开关Q1b从开通变为关断，第四电子开关Q2b从关断变为开通；电流I2流过第四二极管D4。当第四二极管D4导通电流时，第四电子开关Q2b被设置成开通状态，以实现第四电子开关Q2b的零电压开通。
在第三时间段264的终点，第一桥臂电压V1从高电平变为低电平，第二桥臂电压V2为低电平；流过第一电感器L1的电流I1等于Imin+Iload，第一电子开关Q1a从开通变为关断，第二电子开关Q2a从关断变为开通；电流I1流过第二二极管D2。当第二二极管D2导通电流时，第二电子开关Q2a被设置成开通状态，以实现第二电子开关Q2a的零电压开通。
因此，在转换周期152内，第一电子开关Q1a、第二电子开关Q2a、第三电子开关Q1b及第四电子开关Q2b均能实现零电压开通。
相对于现有技术中电子开关94采用硬开关来实现开通或关断，由于本实施例中电子开关94采用软开关来实现开通或关断，开关放大器900的开关损耗以及其产生的电磁噪声得到了有效地降低。
虽然结合特定的实施方式对本发明进行了说明，但本领域的技术人员可以理解，对本发明可以作出许多修改和变型。因此，要认识到，权利要求书的意图在于覆盖在本发明真正构思和范围内的所有这些修改和变型。

Claims (15)

1.一种开关放大器，其包括：
n个级联单元，该n个级联单元串联并连接于负载的两端；每个级联单元包括两个电桥电路，每个电桥电路包括感性负载及至少两个桥臂电路，每个桥臂电路由电子开关组成；该感性负载电耦合于该至少两个桥臂电路中的一者的第一桥臂端与该至少两个桥臂电路中的另一者的第二桥臂端之间；每个电子开关与二极管并联连接；
该第一桥臂端的第一桥臂电压相对于第二桥臂端的第二桥臂电压具有相移，该相移用于使感性负载存储能量并产生用于足够导通对应二极管的最小环路电流–Imin或Imin；当对应二极管导通电流时，每个电子开关被设置成开通状态以实现零电压开关；
该最小环路电流–Imin或Imin为恒定值。
2.如权利要求1所述的开关放大器，其特征在于：该相移包括上升沿相移及下降沿相移，该感性负载包括串联连接于第一桥臂端与第二桥臂端之间的第一电感器及第二电感器；每个电桥电路包括四个电子开关，该四个电子开关被分别定义为第一电子开关、第二电子开关、第三电子开关及第四电子开关。
3.如权利要求2所述的开关放大器，其特征在于：该第一电感器及第二电感器之间的连接点的电桥电压与上升沿相移及下降沿相移不相关。
4.如权利要求3所述的开关放大器，其特征在于：该第一桥臂电压的占空比等于该第二桥臂电压的占空比等于其中， 为上升沿相移，为下降沿相移，DB1为期望的第一占空比。
5.如权利要求2所述的开关放大器，其特征在于：当流过负载的电流发生变化或者流过第一电感器或第二电感器的电流大于或小于预定电流时，该上升沿相移及下降沿相移被调节以确保每个电桥电路的四个电子开关均能实现零电压开通。
6.如权利要求2所述的开关放大器，其特征在于：n＝1，该开关放大器还包括控制装置，该控制装置用于控制开关放大器，使得在第一周期内，第一桥臂电压相对于第二桥臂电压具有正相移；在第二周期内，第一桥臂电压相对于第二桥臂电压具有负相移；以及在位于第一周期与第二周期之间的转换周期内，当流过负载的电流等于零时，第一脉冲信号及第二脉冲信号被分别施加到第一桥臂端及第二桥臂端。
7.如权利要求6所述的开关放大器，其特征在于：该第一脉冲信号为“101”，该第二脉冲信号在转换周期内为高电平。
8.如权利要求2所述的开关放大器，其特征在于：n＝1，该上升沿相移及下降沿相移均为正；
在第一时间段的起点，流过第一电感器的电流等于Imin+Iload，使得第二电子开关零电压开通；在第一时间段的终点，流过第二电感器的电流等于Imin+Iload，使得第四电子开关零电压开通；
在第二时间段的起点，流过第一电感器的电流等于最小环路电流–Imin，使得第一电子开关零电压开通；在第二时间段的终点，流过第二电感器的电流等于最小环路电流–Imin，使得第三电子开关零电压开通；
其中，该第一时间段为下降沿相移的持续时间，该第二时间段为上升沿相移的持续时间，Iload为流过负载的电流。
9.如权利要求2所述的开关放大器，其特征在于：n＝1，该上升沿相移及下降沿相移均为负；
在第一时间段的起点，流过第二电感器的电流等于最小环路电流–Imin，使得第三电子开关零电压开通；在第一时间段的终点，流过第一电感器的电流等于最小环路电流-Imin，使得第一电子开关零电压开通；
在第二时间段的起点，流过第二电感器的电流等于Imin+Iload，使得第四电子开关零电压开通；在第二时间段的终点，流过第一电感器的电流等于Imin+Iload，使得第二电子开关零电压开通；
其中，该第一时间段为上升沿相移的持续时间，该第二时间段为下降沿相移的持续时间，Iload为流过负载的电流。
10.一种控制开关放大器运作的方法，该开关放大器包括n个级联单元，每个级联单元包括两个电桥电路，该方法包括：
将该n个级联单元串联并连接于负载的两端；
提供感性负载及至少两个桥臂电路于每个电桥电路内，每个桥臂电路由电子开关组成；
将感性负载电耦合于该至少两个桥臂电路中的一者的第一桥臂端与该至少两个桥臂电路中的另一者的第二桥臂端之间；
将每个电子开关与二极管并联连接；
设置第一桥臂端的第一桥臂电压相对于第二桥臂端的第二桥臂电压具有相移，该相移用于使感性负载存储能量并产生用于足够导通对应二极管的最小环路电流–Imin或Imin；
当对应二极管导通电流时，控制每个电子开关呈开通状态以实现零电压开关；
该最小环路电流–Imin或Imin为恒定值。
11.如权利要求10所述的方法，其特征在于：该相移包括上升沿相移及下降沿相移，该感性负载包括串联连接于第一桥臂端与第二桥臂端之间的第一电感器及第二电感器；每个电桥电路包括四个电子开关，该四个电子开关被分别定义为第一电子开关、第二电子开关、第三电子开关及第四电子开关。
12.如权利要求11所述的方法，其特征在于：该第一桥臂电压的占空比等于该第二桥臂电压的占空比等于其中， 为上升沿相移，为下降沿相移，DB1为期望的第一占空比。
13.如权利要求11所述的方法，其特征在于，该方法还包括：
当流过负载的电流发生变化或者流过第一电感器或第二电感器的电流大于或小于预定电流时，调节该上升沿相移及下降沿相移以确保每个电桥电路的四个电子开关均能实现零电压开通。
14.如权利要求11所述的方法，其特征在于，n＝1，该方法还包括：
在第一周期内，控制第一桥臂电压相对于第二桥臂电压具有正相移；
在第二周期内，控制第一桥臂电压相对于第二桥臂电压具有负相移；以及
在位于第一周期与第二周期之间的转换周期内，当流过负载的电流等于零时，分别施加第一脉冲信号及第二脉冲信号于第一桥臂端及第二桥臂端。
15.一种梯度放大器，其包括：
n个级联单元，该n个级联单元串联并连接于梯度线圈的两端；每个级联单元包括两个电桥电路，每个电桥电路包括感性负载及至少两个桥臂电路，每个桥臂电路由电子开关组成；该感性负载电耦合于该至少两个桥臂电路中的一者的第一桥臂端与该至少两个桥臂电路中的另一者的第二桥臂端之间；每个电子开关与二极管并联连接；
该第一桥臂端的第一桥臂电压相对于第二桥臂端的第二桥臂电压具有相移，该相移用于使感性负载存储能量并产生用于足够导通对应二极管的最小环路电流–Imin或Imin；当对应二极管导通电流时，每个电子开关被设置成开通状态以实现零电压开关；
该最小环路电流–Imin或Imin为恒定值。
CN201410466064.0A 2014-09-12 2014-09-12 以零电压开关及热平衡控制算法运作的开关放大器 Active CN105471393B (zh)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201410466064.0A CN105471393B (zh) 2014-09-12 2014-09-12 以零电压开关及热平衡控制算法运作的开关放大器
US15/510,392 US10135401B2 (en) 2014-09-12 2015-09-10 Switching amplifier with zero voltage switching and balanced thermal control algorithm
PCT/US2015/049378 WO2016040596A1 (en) 2014-09-12 2015-09-10 Switching amplifier with zero voltage switching and balanced thermal control algorithm
DE112015004169.9T DE112015004169T5 (de) 2014-09-12 2015-09-10 Schaltverstärker mit nullspannungsschaltung und ausgeglichene-wärme-steuerungsalgorithmus

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201410466064.0A CN105471393B (zh) 2014-09-12 2014-09-12 以零电压开关及热平衡控制算法运作的开关放大器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN105471393A CN105471393A (zh) 2016-04-06
CN105471393B true CN105471393B (zh) 2018-12-18

Family

ID=55459562

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201410466064.0A Active CN105471393B (zh) 2014-09-12 2014-09-12 以零电压开关及热平衡控制算法运作的开关放大器

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10135401B2 (zh)
CN (1) CN105471393B (zh)
DE (1) DE112015004169T5 (zh)
WO (1) WO2016040596A1 (zh)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10585155B2 (en) 2017-06-27 2020-03-10 General Electric Company Magnetic resonance imaging switching power amplifier system and methods
CN109217845B (zh) 2017-07-07 2022-08-16 通用电气公司 脉冲电源系统及其控制方法
US10634744B2 (en) 2017-09-19 2020-04-28 General Electric Company Magnetic resonance imaging gradient driver systems and methods
CN108173417B (zh) 2018-01-11 2020-06-16 台达电子企业管理（上海）有限公司 梯度电源驱动级电路、梯度电源系统及其控制方法
US10355614B1 (en) 2018-03-28 2019-07-16 Eaton Intelligent Power Limited Power converter apparatus with serialized drive and diagnostic signaling
CN118100657A (zh) * 2024-03-12 2024-05-28 斯泰茵(苏州)能源科技有限公司 变换器驱动控制方法、变换器和芯片

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1247319A (zh) * 1998-09-04 2000-03-15 通用电气公司 产生用于磁共振成象线圈的连续任意波形的开关放大器
EP1501177A2 (en) * 2003-07-24 2005-01-26 Harman International Industries, Incorporated Power supply with power factor correction
CN1745315A (zh) * 2003-02-03 2006-03-08 皇家飞利浦电子股份有限公司 具有多个输出电压电平的精确mri梯度放大器
CN103078515A (zh) * 2011-10-25 2013-05-01 通用电气公司 谐振电源、变换器控制器、磁共振成像系统及控制方法
CN103076580A (zh) * 2011-10-25 2013-05-01 通用电气公司 梯度放大器、逆变器控制器、磁共振成像系统及控制方法

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100318171B1 (ko) * 1998-11-17 2002-04-22 설승기 3상펄스폭변조컨버터-인버터시스템에서의커먼-모드전압펄스제거방법
JP5255744B2 (ja) 2000-10-10 2013-08-07 カリフォルニア・インスティテュート・オブ・テクノロジー Ｅ／ｆ級スイッチング電力増幅器
US6603672B1 (en) * 2000-11-10 2003-08-05 Ballard Power Systems Corporation Power converter system
DE10156694B4 (de) * 2001-11-17 2005-10-13 Semikron Elektronik Gmbh & Co. Kg Schaltungsanordnung
US7253625B2 (en) 2003-02-03 2007-08-07 Koninklijke Philips Electronics N.V. Precision gradient amplifier with multiple output voltage levels
US7423894B2 (en) * 2006-03-03 2008-09-09 Advanced Energy Industries, Inc. Interleaved soft switching bridge power converter
US7816985B2 (en) * 2007-11-15 2010-10-19 Intersil Americas Inc. Switching amplifiers
US8497734B2 (en) * 2010-06-14 2013-07-30 Harman International Industries, Incorporated High efficiency audio amplifier system
JP5126558B2 (ja) 2011-05-16 2013-01-23 オンキヨー株式会社 スイッチングアンプ

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1247319A (zh) * 1998-09-04 2000-03-15 通用电气公司 产生用于磁共振成象线圈的连续任意波形的开关放大器
CN1745315A (zh) * 2003-02-03 2006-03-08 皇家飞利浦电子股份有限公司 具有多个输出电压电平的精确mri梯度放大器
EP1501177A2 (en) * 2003-07-24 2005-01-26 Harman International Industries, Incorporated Power supply with power factor correction
CN103078515A (zh) * 2011-10-25 2013-05-01 通用电气公司 谐振电源、变换器控制器、磁共振成像系统及控制方法
CN103076580A (zh) * 2011-10-25 2013-05-01 通用电气公司 梯度放大器、逆变器控制器、磁共振成像系统及控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN105471393A (zh) 2016-04-06
DE112015004169T5 (de) 2017-08-17
US10135401B2 (en) 2018-11-20
US20170264248A1 (en) 2017-09-14
WO2016040596A1 (en) 2016-03-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN105471393B (zh) 以零电压开关及热平衡控制算法运作的开关放大器
US6031746A (en) Switching amplifier for generating continuous arbitrary waveforms for magnetic resonance imaging coils
KR101415158B1 (ko) 유도 가열 장치, 유도 가열 방법 및 프로그램
JP6206502B2 (ja) 電力変換装置及び電力変換方法
US10338172B2 (en) Power device and method for driving a load
US20140233290A1 (en) Inverter system and driving method for an inverter system
JP5656695B2 (ja) 電動機駆動装置および空気調和装置
US9762141B2 (en) Drive circuit for electrical load
CN110546874B (zh) 电力转换系统
JP4343584B2 (ja) 電圧分圧回路、及び傾斜磁場電源装置
US10396771B2 (en) Voltage supply circuits and controlling methods therefor
JP2010279214A (ja) 電力変換装置
US20230019205A1 (en) Power conversion device and motor system
US12132429B2 (en) Power conversion device and motor system
JP2014192983A (ja) スイッチング電源回路
WO2017034028A1 (ja) インバータの制御方法及び制御装置、並びにインバータ装置
JP5915753B2 (ja) 電力変換装置
JP2013021795A (ja) 電力変換装置
JP2019193347A (ja) 電力変換装置及び方法
JP2018107895A (ja) 電力変換装置
KR20240093937A (ko) 가변 변조 주파수에 기초한 전력 변환기의 전력 제어
CN115642783A (zh) 一种高频电源及用于高频电源的功率器件
JP2022105371A (ja) 変換装置
Mishra et al. Power Flow Control In Induction Motor By Using Assymmetrical Multilevel Inverter
JP2017093169A (ja) 電流形電力変換装置の制御装置及び制御方法

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant