KR20160039142A - 비절연 ａｃ-ｄｃ 전력장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 고저항 교류전류로부터 저저항 직류전류를 제공하기위한 전원회로에 관한 것이다. ACB 소자의 피드백 제어에 의거해 AC-DC 전원이 제공된다. ACB 소자의 출력은 출력 DC 전압을 제공하는 적분회로에 공급되고, 출력 DC 전압은 ACB 소자에서 보내지는 평균전류에 의존한다. 이 평균전류는 ACB 소자의 제한전류에 의존한다.

Description

비절연 ＡＣ-ＤＣ 전력장치{A NON-ISOLATED AC TO DC POWER DEVICE}

본 발명은 고저항 교류전류로부터 저저항 직류전류를 제공하기위한 전원회로에 관한 것이다.

많은 소형 기기들이 갖춘 터치패드 유저 인터페이스는 소형 저전력 마이크로프로세서에 의해 구동되고, LED와 LCD 디스플레이를 이용하며, 트리악 제어회로나 릴레이를 통해 모터나 히터 등의 전자적 기능을 제어한다. 이런 기기로는 토스터 오븐, 커피메이커, 블렌더 등이 있지만, 그 외에도 많다.

이런 유저 인터페이스와 제어회로는 토스터 그릴 히터와 같은 고전력 기능을 제어하는 경우가 많고, 모두 아주 적은 전력을 이용하며, 완전히 꺼지는 경우는 극히 드물며 보통 휴지상태를 유지하면서 마이크로컨트롤러가 유저의 명령어를 감지하도록 대기한다.

대부분의 경우, 내부 전자제어회로는 AC 전력망과 전기적으로 절연되지 않지만 유저 인터페이스의 물리적 절연에 의존한다. 이때문에, 이런 전자장치들은 실제로는 절연할 이유가 없고, 3.3V나 5V 정도의 저전압에서 작동하지않을 때에도 직접적인 액세스가 없다.

마찬가지로, 다른 비절연 전력장치로 저전력 LED 조명이 있다. 조명등은 보텅 센서와 저전력 LED를 작동하는데 저전력을 이용한다. 고전력 긴급조명은 배터리를 이용하고, 이런 배터리는 AC가 적용되는 시간동안 전하를 유지하도록 충전되지만, AC 전력이 정전 등으로 공급되지 않을 때는 조명을 밝히는데 배터리 전력을 이용하기도 한다.

유저인터페이스에서 0.5W 그리고 조명기기의 LED에서 150mW 미만의 구역에서 저전압 전력을 소량 소비하는 전자장치들은 모두 해당된다. 고전압 AC에서 이들 장치에 전력을 공급하는 것이 과거에는 4종류의 전원, 즉 저항 드로퍼, 용량 드로퍼, 선형 변압기 및 스위칭모드 전원을 통해 이루어졌다.

저항 드로퍼 회로는 아주 간단하고 낮은 DC 전류를 제공하는 것으로, 도 1은 그 회로도의 일례이다. 여기서 입력 AC는 저항(Rd)을 포함한 분압기에 의해 낮춰진 전압을 갖고, 이런 낮은 전압 AC는 브리지회로(102)에 의해 정류되며, 정류된 출력은 저장 커패시터(Cres)와 레귤레이터 다이오드(Dreg)의 조합에 의해 평활화되어, 저잔압 DC 출력전압(Vout)을 공급한다. 이 회로는 극히 비효율적이고, 대형 저항(Rd)을 필요로 하며, 과잉 전류를 흡수하는데 션트 레귤레이션 스테이지(Dreg)를 필요로 한다.

도 2는 용량 드로퍼의 회로도로서, 저항(Rd)을 커패시터(Cd)로 대체하여 AC로부터 전류를 공급한다. 커패시터(Cd)가 반응성 소자이기 때문에, 커패시터에 전력이 분산되지 않아, 이 커패시터 드로퍼는 저항 드로퍼보다는 효율이 좋다. 그러나, 전류공급이 조절되지 못해, 과잉 전류를 흡수하는데 여전히 Dreg를 필요로 한다. 따라서, 이 회로는 항상 부하에 필요한 최대전력을 소비하게되어, 피크보다 낮은 전력이 부하에서 소비될 때와 소정의 최소 입력 AC 전압보다 높은 전압이 사용될 때는 아주 비효율적이다.

도 3과 같은 선형 변압기 T1을 사용해 AC 전압을 낮춘 다음 (다이오드 D1~4의 저전압 브리지회로에 의해) 정류하고 평활화할 수 있다. 이어서, 레귤레이터(302)로 출력전압을 조절해 부하와 AC 전압변동으로 인한 변동을 없앤다. 이 회로는 간단하고 부하에서 사용되는 전력만 소비하므로, 과잉전류를 션트할 필요가 없다. 그러나, 변압기 코어에서의 손실 때문에 부하가 없을 경우에도 전력을 분산시킴은 물론, 상대적으로 대형이고 고가이다.

고주파 스위칭 전원은 아주 효율적이지만, 고가이고 복잡하며, 올바른 동작을 하는데 상당한 스킬이 요구되며, 무선주파수 간섭조건을 충족해야 한다. 도 4는 스위칭모드 전원(SMPS; 402)의 회로도로서, 404는 SMPS(402)의 제어입력을 제공하는 피드백 네트웍이다. D1, C1, D2, C2, L1은 SMPS용의 일반적인 입출력 회로이다. SMPS의 기본 작동원리는 고주파로 계속 스위칭하면서, 인덕터에 소량의 에너지를 저장했다가 부하로 전달하는데 있다. 스위칭의 듀티사이클을 제어하여 인덕터에 저장된 에너지를 조절해(즉, 온타임과 오프타임의 비를 조절해) 출력전압을 조절한다.

이상의 방법은 고전압 AC 전력망에서 저전압원을 유도하는 수단이지만, 비효율적이고 대형 공간이 필요하며, 고가이거나 구현이 어렵다는 등의 여러 단점이 있다.

요약

본 발명은 기본적으로 AC-DC 전원에 대한 다른 개념을 기초로 한다. 이를 위해, 입력 AC 전압을 먼저 정류한다. 이때 전파나 반파 정류를 이용한다. 정류된 AC 전압을 직렬연결된 ACB(analog current blocking) 소자에 제공한다. 직렬연결된 ACB 소자 뒤에, 출력 DC 전압이나 전류용의 전하저장기(예; 적분회로)로서 션트 커패시터를 배치한다. ACB 소자는 LR(low resistance) 모드와 HR(high resistance) 모드로 동작하고, ACB 소자에 흐르는 전류가 제한전류(I_limit)에 도달할 때 자동으로 HR 모드로 천이한다. 이들 2 모드 사이에 NDR(negative differential resistance) 모드가 있어, 고속 스위치를 대신해 LR모드와 HR 모드 사이를 순간적으로 천이한다는 점에서 유리하다. ACB 소자는 ACB 소자에 걸린 전압이 리셋전압(V_reset) 밑으로 떨어질 때는 자동으로 LR 모드로 천이한다. 제한전류(I_limit)는 ACB 소자에 걸린 제어신호에 의해 변경되고, 후술하는 것처럼 피드백 제어를 받는다. 이런 제한전류(I_limit)의 제어로 리셋전압(V_reset)도 대응되어 변동한다.

이런 ACB 소자는 (소정 제한전류에 이르렀을 때 고저항 상태로 자동으로 스위칭되고 충분히 낮은 전압을 위해 자동으로 리셋하는) 천이차단기를 개조해 제공될 수 있고, 전류제한을 조절할 수 있다. 천이차단기는 전기부하에 대한 천이와 서지 보호를 하는 것으로 알려져있다. ACB 소자를 이용하는 이 방식은 HR 모드에서는 전류가 무시할 정도이고 LR 모드에서는 직렬 저항이 무시할 정도라는 점에서 바람직하다.

작동시, ACB 소자의 순수 효과는 정류된 파형의 일부를 적분을 위해 출력 커패시터에 보내는데 있고, 이때 제어가능한 I_limit는 정류된 파형 중의 어느 정도를 출력 커패시터로 보내 충전전류와 출력전압을 결정할지를 결정한다. 따라서, 오차신호를 이용해 I_limit를 정하는 피드백 제어에 의해 출력을 원하는 값으로 설정할 수 있다. 이 방법의 주요한 점은, ACB 소자가 선택한 정류 파형 부분이 저잔압 부분이어서, AC-DC 컨버터에서의 전력소비를 낮추는데 있다.

본 발명의 장점은 아래와 같다:

1) 본 발명은 기본적으로 전류제한 기능을 발휘한다. 예컨대, 전원의 출력이 단락되면, ACB 소자에 의해 전류 흐름이 제한되고, 이런 장애로 인한 전원의 파손을 쉽게 피할 수 있다. 대조적으로, 스위치가 출력전압을 이용한 피드백 제어하에 작동한다는 보다 간단한 전원 개념은 출력단의 단락에 의한 파손에 취약하다. 이런 회로에서는 단락에 의해 출력전압이 너무 낮아지고 피드백 제어가 스위치를 계속 개방해두어 반응한다. 이때문에 과잉의 파괴적인 전류 흐름이 일어난다.

2) LR 모드와 HR 모드 사이에 NDR 모드가 있고, 이런 천이구역에 소정의 음저항이 유도되어 ACB가 모드 사이를 천이할 때의 전압 스파이크를 줄일 수 있어 유리하다. 이런 전압 스파이크는 부유 인덕턴스와 급속한 전류변화율의 조합에 의한 V=L dI/dt 관계에서 생긴다.

도 1은 종래의 저항 드로퍼 전원의 회로도;
도 2는 종래의 용량 드로퍼의 회로도;
도 3은 종래의 변압기+레귤레이터의 회로도;
도 4는 종래의 스위칭모드 전원의 회로도;
도 5는 본 발명의 전원의 회로도;
도 6은 ACB 소자의 I-V 관계를 보여주는 그래프;
도 7은 제어입력을 바꿔 ACB 소자의 제한전류를 바꾸는 방법을 보여주는 그래프;
도 8은 본 발명에 따른 전원의 작동상태를 보여주는 도면;
도 9는 ACB 소자에 흐르는 평균전류를 ACB 제한전류를 바꿔 변화시키는 방법을 보여주는 도면;
도 10~15은 본 발명에 따른 여러 회로도.

이상 설명한 기존의 방법에 대한 간단하고 효율적인 해결책으로서 새로운 전원공급 개념을 제공한다. 도 5는 기본 회로도로서, AC 전압이 정류기(102)에서 정류된 다음 오차증폭기(OA1)의 신호에 의해 제어되는 가변전류 제한연산을 하는 ACB(analog current blocking) 소자(502)에 인가되고, 오차증폭기는 그 출력을 공지의 기준전압 Vref와 비교한다. 출력전압 Vout는 ACB 소자의 출력에 연결된 적분회로에 의해 평활화된다. 여기서는 적분회로가 커패시터 Cout이다.

기본적으로 ACB 소자는 능동 드로퍼회로로 작용하여, 낮은 전압이 걸린동안에는 저저항기로 작용했다가, 임계값을 넘는 전류가 작용할 때는 고저항 상태로 바뀌며, 임계값은 오차증폭기가 설정한다. 오차증폭기는 출력전압을 감시하고, 부하요구와 AC 라인전압에 응답해 전류 임계값을 조절한다. 본 실시예에서는 입력이 기준입력 Vref이고 출력은 적분회로의 출력인 Vout인 차동 증폭기 OA1의 출력이 제어신호이다.

이런 식으로 정류된 AC와 부하 사이에 연결된 ACB 회로(504)는 작동구역이 아래와 같이 2~3개인 것을 특징으로 하는 저항을 갖는다:

1) 소자에 흐르는 전류가 전류발동값에 해당하는 임계값(I_limit)보다 낮을 때의 저저항(LR: low resistance) 구역; 여기서 I_limit는 피드백신호에 의해 제어됨. LR 모드의 저항은 50Ω 미만이 바람직하지만, 5Ω 미만은 더 바람직하다.

2) 저항 증가구역; 전류가 초기에는 트리거 값으로 제한되었다가 소자에 걸린 전압이 증가하면서 낮아졌다가 전류 제한 - 저항특성으로 상승. ACB 소자의 NDR 모드의 I/V 기울기는 -1/R_NEG인데, 여기서 R_NEG는 0.2/I_limitmax 오옴과 20/I_limitmax 오옴 사이이며, I_limitmax는 장치의 최대 전류제한값임.

3) 전압이 설정값(Vreset)보다 높을 때의 고저항(HR; high resistance) 구역; HR 모드의 저항은 100㏀ 보다 큰 것이 좋지만, 1㏁보다 크면 더 좋다.

ACB 소자의 I-V 특성의 일례를 도 6에서 볼 수 있는데, 넓은 음저항 구역이 도시되어 있지만, 실제로 이 구역의 크기는 적용례의 조건에 맞게 조절 가능하다. 어떤 경우에는, 음저항 구역을 더 넓게 하는 것이 전압증가에 따른 전류 변화율을 효과적으로 늦춘다는 점에서 더 유리하다고 밝혀졌는데, 그렇지 않을 경우 V=L dI/dt로 주어진 유도전압과 전류변화율 사이의 관계 때문에 (일반 배선에서와 마찬가지로) 기생 인덕턴스에 높은 천이전압이 걸리기 때문이다.

간단한 스위치를 사용할 때, dI/dt가 극히 커져 스위치에 유도된 전압 V도 일반 반도체스위치(예; MOSFET)의 정격전압을 넘어 아주 커지게 되어, 전자사태 항복(avalanche breakdown)을 일으킨다. 피크 전류 I에서 부유 인덕턴스에 저장된 에너지는 E=1/2 LI²이다. 이 에너지는 반도체스위치의 최대 애벌런치 에너지를 쉽게 넘어서, 신뢰성을 낮추고 고장을 일으킨다. 음저항 천이구역을 제어하면, 전류감소율을 제어하여 피크전압을 크게 줄일 수 있고 회로의 안전작동도 보장된다.

NDR 모드에서는 I/V 기울기가 -1/R_NEG인데, 여기서 R_NEG는 V_resetmax/I_limitmax이고, I_limitmax는 장치의 최대 전류한계로서 단위는 암페어이며, V_resetmax는 I_limitmax에서의 리셋 전압으로서 단위는 볼트이다. 한계전류 I_limit를 변조할 수 있어, I_limitmax는 주어진 회로에 대한 최대값이다. 여기서, V_resetmax는 5~40 V 범위로 설정하는 것이 좋다. 하한값에서, 천이손실은 최소화되지만 유도전압은 더 높아진다. 상한값에서는 낮은 전압이 생기지만 천이손실은 높아진다. 최종 적용례에서의 가장 중요한 인자를 고려해 적당한 값을 결정할 수 있다.

넓은 음저항 구역의 장점은 작동중의 추가 전력분산으로 상쇄된다. 그러나, 저전력이 적용될 경우에는 이것이 문제가 되지 않는 것이 보통이다. 따라서, 음저항 구역의 정확한 값과 폭은 실제 적용례에 따라 디자인 고려사항이 된다.

전류제한 임계값은 오차증폭기로 제어되고, 오차증폭기는 출력전압을 설정기준에 비교한다. 오차증폭기는 따라서 아날로그 폐루프 조절 형태로 전류제한을 지속적으로 변조하고, 출력단으로 전달될 전력량을 정확히 제어하여, 출력전압을 정확히 제어한다. 이런 식으로, 조절된 출력전압을 제공할 수 있다.

도 7은 V_reset과 I_limit에 다른 값들을 설정하는 능력을 보여주는 ACB 소자의 작동례를 보여준다. 도 7의 곡선들은 각종 제어신호 값에 대한 ACB 소자의 I-V 곡선이다. ACB 소자에 제공된 제어신호를 바꿔 I_limit(예; I₁, I₂ 등)와 V_reset(예; V₁, V₂ 등) 둘다를 바꾸는 것으로 보인다.

저장 커패시터 Cres는 대부분의 전원과 마찬가지로 ACB 출력전류파의 고주파 성분을 없애 평활한 전압을 출력한다. 이런 기능을 갖는 어떤 적분회로도 사용할 수 있다.

도 8은 이 회로의 동작을 보여준다. 정류된 AC 전압(802)이 인가되고 이 전압이 상승하기 시작할 때, ACB 소자는 낮은 저항을 제공한다. 전류가 저장 커패시터에 흘러 필요한 값으로 충전한다. ACB 출력전류의 804 부분에서 보듯이 전류는 거의 선형으로 상승한다(도 8의 굵은선 참조).

전류가 I_limit에 도달하면, 기준 오차증폭기에 의해 I_limit가 제어되고, ACB 소자 전류가 제한되며, 입력 AC 전압의 상승으로 저항이 급격히 증가하여, 전류가 낮은 값으로 강하하므로, NDR 구역이 생긴다. ACB 출력전류 파형의 해당 부분이 도 8의 806 부분이다. 이 소자에 걸린 전압이 리셋전압 이상으로 상승하면, ACB 소자 저항이 최대로 되고 이 저항은 이런 아주 높은 값에서 안정된다. ACB 출력전류 파형의 해당 부분이 808 부분이다.

저장 커패시터에 저장된 전하는 반쪽 정류 AC 사이클에 걸쳐 부하에 의해 점차적으로 소모된다. 커패시터가 충전되었을 때 저항이 낮기 때문에, 정류된 AC에 연결된 소자에 의한 전력 분산은 거의 없었다. AC 사이클이 계속되면서, 정류된 전압은 리셋 전압값 밑으로 다시 강하한다. 사이클이 반전되고, 저항이 낮아지기 시작하며, 전류가 다시 흐르기 시작하면서, 저장 커패시터가 다시 충전된다. AC 출력전류 파형의 해당 부분이 810 부분이다. 전압이 더 강하하면, 전류는 오차증폭기가 설정한 한계값까지 증가한다. 이 때, 소자는 저저항 상태로 되돌아가고, AC 전압이 부하전압 밑으로 강하할 때까지 전류가 흐른다. ACB 출력전류 파형의 해당 부분이 812 부분이다. 다음 절반 사이클이 시작할 때, 동작이 반복된다.

출력전압이 원하는 값을 넘으면, 오차증폭기가 제어신호를 바꿔 I_limit를 낮춘다. 마찬가지로, 출력전압이 너무 낮아도 오차증폭기가 제어신호를 바꿔 I_limit를 높인다. 매 사이클 동안 I_limit를 제어하여, 커패시터에 제공된 AC 사이클에 걸친 평균전류(814)를 조절하여 부하에 공급된 평균전류와 같도록 한다.

도 9는 I_limit(예; 906부터 908까지)를 바꿔 평균전류(예; 902부터 904까지)를 바꾸는 것을 보여준다.

도 10은 대표적인 회로도(1004)로서, 파단선 박스(1006)로 표시된 회로가 도 5의 ACB 소자(502) 역할을 한다. ACB 소자의 제1, 제2 트랜지스터(J1,M1)는 직렬 연결되어 ACB 전류(I_ACB)의 경로를 형성한다. 제1 트랜지스터(J1)의 게이트는 R1을 통해 ACB 소자의 입력에 연결된다. 제2 트랜지스터(M1)의 게이트는 선형 차동증폭기(OA2)의 출력에 연결되고, 이 증폭기의 입력 노드는 양 트랜지스터들과 제어신호인 OA1의 출력 사이에 있다.

이 회로의 동작은 다음과 같다. M1은 공핍모드 N형 MOSFET(NMOS) 소자이고, J1은 P형 JPFET(PJEFT)이다. 이들 소자는 입력 정류 AC 전압(1002)이 0일 때 저항이 낮다. 필수적은 아니지만 공핍모드 소자들은 처음에 도전시키는데 바이어스가 불필요하여 외부 바이어스 없이도 회로를 시동할 수 있다는 점에서 유리하다.

선형 오차증폭기(OA1)는 V_A=G1*(V_out-V_REF)에 의해 A 지점에서 오차전압(V_A)을 제공하고, 여기서 G1은 오차증폭기의 오차 증폭이득, V_out는 출력전압, V_REF는 기준전압이다.

증폭이득은 아날로그 제어이론과 마찬가지로 주파수 의존형으로서 원하는 천이 응답특성을 제공한다.

선형 연산증폭기(OA2)는 Vc=G2*(V_A-V_B) 공식에 의해 C 지점에서 전압 Vc를 제공하고, 여기서 G2는 증폭기 OA2의 오차 증폭이득, V_A는 OA1의 출력단인 A 지점에서의 오차전압, V_B는 J1의 소스인 B 지점에서의 전압이다.

정류된 AC 전압(1002)이 출력전압보다 높아지면, M1과 J1에 전류가 흘러, J1에 흐르는 전압이 강하하여 I*R_J1 공식에 의해 B의 전압이 출력전압보다 높아지는데, R_J1은 JFET의 온상태 저항이다. 정류된 AC 전압에 의해 충분한 전류가 흐를 때, B에서의 전압은 오차증폭기 출력단인 A에서의 전압보다 커진다. 이 경우, 증폭기(OA2)의 출력전압이 낮아져, M1의 게이트의 전압이 강하한다. 이런 폐루프 피드백 동작으로 M1은 B의 전압을 증폭기의 출력단 A의 전압과 동일하게 유지하는 수준으로 전류를 제한한다. A 전압이 높을수록 전류제한 수준은 높아지고, 반대로 낮은 레벨에서는 낮은 레벨한계가 됨을 알 수 있다. 따라서, 제어신호에 따른 전류제한 동작의 기능이 실현된다.

정류된 AC 전압이 상승하면, J1의 게이트 전압도 R1을 통해 상승한다. 게이트 전압의 상승으로 J1이 핀치오프하기 시작한다. OA2는 계속해서 B의 전압을 거의 일정하게 유지한다. 출력전압이 일정하면, JFET에서의 전압차가 거의 일정하게 유지된다. 정류된 AC 전압의 증가로 J1의 저항이 증가하여 전류가 강하한다. 전압 증가로 전류가 강하하면 ACB 소자의 음저항 구역이 생긴다.

정류된 AC 전압이 더 증가하면, J1의 게이트 전압은 JFET를 핀치오프하기에 충분해진다. 증폭기(OA2)가 계속해서 NMOS 게이트를 구동해 B의 전압을 제어하여, M1에 대한 게이트 구동을 하여 끄도록 한다. 따라서, 이 소자는 세번째 고저항 구역에 들어간다.

AC 전압이 피크에 도달하고 전압이 사이클 끝에서 0으로 돌아가면, JFET 게이트 전압은 결국 핀치오프를 유지하는데 필요한 레벨 밑으로 강하하고, 이전 사이클 동안 도전을 중지시킨 것과 비슷한 전압으로 된다. 이 상태에서 이중 삼각형 특징을 갖는 전류파형이 생겨(도 8~9 참조), 동일한 평균전류를 갖는 단일 삼각파형보다 낮은 피크전류를 제공한다는 점에서 유리하다.

J1이 다시 도통하고, 전류 제한값을 다시한번 얻을 때까지 전류의 흐름이 계속 증가한다. 정류된 AC 전압이 더 강하하면 전류가 다시 0으로 강하한다. 이 사이클이 반복되고, 증폭기(OA1)는 출력전압 값에 응답해 A의 전압을 변조하여 출력을 재조절한다.

이 디자인의 특별한 장점은 전류제한을 조절하는 것이 단락 회로상태에서도 가능하여, 소자가 디자인에 맞는 최대 전류를 공급하고, 이때문에 단락 회로상태에서도 기본적으로 안전성이 확보된다는 점이고, 이런 특징은 일반 전원에 필요한 것이다.

도 11은 다른 회로도로서, 밴드갭 기준 적분회로(IC1)는 일반 표준 TLVH431형 회로외 비슷한 기능을 갖고 기준전압(도 10의 Vref)과 오차증폭기(도 10의 OA1) 둘다의 기능을 갖는다. 이 소자의 출력전압(A)은 게이트 전압과 일반 내부 기준전압인 1.25V와의 차이에 비례한다. MOSFET(M2)와 저항(R2)를 갖춘 간단한 NMOS 회로는 도 10의 증폭기(OA2) 기능을 한다. 이 회로의 동작은 도 10의 회로와 비슷하다.

도 12는 또다른 회로를 보여준다. 이 회로는 공핍모드 소자 대신 증강모드 MOSFET 소자를 사용해 이전 회로와 같은 기능을 발휘한다. 저항(R1~2)는 M2인 PMOS형 소자에 바이어스를 공급한다. 최대전압을 제한해 천이상태에서의 손상을 방지하려면 어밸런치 소자(D1)나 기타 다른 방식의 클램프가 필요할 수 있다. 도 10과 같은 JFET를 사용하면 바이어싱과 클램핑이 불필요하여 JFET의 게이트가 기본적으로 애벌런치 다이오드와 같은 기능을 하기때문에 유리하다.

도 12의 저항(R3)는 NMOS 소자에 대한 게이트 드라이브를 제공하는데 사용되고, 커패시터 Cgate는 정류된 AC 입력전압이 NMOS 게이트 전압보다 낮을 때 단락주기 동안 NMOS 게이트의 바이어스 전압을 유지한다. 도 10과 같은 공핍모드 소자를 사용하면 유리한데, 이는 도 12의 저항(R3)은 고전압을 취급해야만 하고 이때문에 IC 구현시 많은 공간을 불필요하게 차지하기 때문이다. 저항(R3)은 고저항 구역 동안 전력분산을 일으켜 전체적인 효율을 낮추기도 한다.

도 13은 도 10과 비슷한 회로이되, 도 10의 OA1이 충분한 이득을 제공하면 OA2를 없앨 수 있다. 첫번째 ACB 트랜지스터(J1)의 게이트를 (R1을 통해) ACB 소자의 입력에 연결하고, 두번째 ACB 트랜지스터(M1)의 게이트는 제어신호인 OA1의 출력에 연결한다.

이런 증폭회로는 아래와 같이 동작한다. 정류된 AC 전압(1002)이 출력전압보다 높아지면서, M1과 J1의 전류가 상승하여, J1에서 전압강하가 일어나고, B의 전압은 I*RJ1 공식에 의해 출력전압보다 높아지는데, 여기서 RJ1은 JFET의 온상태 저항이다. 정류된 AC 전압 때문에 충분한 전류가 흐를 때, B의 전압은 오차증폭기 출력단 A의 안정상태 전압에 비해 상승한다. 이때문에 MOSFET(M1) 게이트-소스 전압이 M1의 전류레벨을 유지하는데 필요한 레벨보다 낮아져 전류를 제한한다. A의 전압이 높을수록 전류제한 레벨은 높아지고, 반대로 저레벨은 저레벨 제한을 일으킴을 알 수 있다. 따라서, 제어신호에 의한 전류제한 동작의 기능이 구현된다.

도 14의 회로는 도 11의 회로와 비슷하지만 간결화한 것이다. R2/C3로 이루어진 저항/커패시터 네트웍은 M1의 게이트를 분리하도록 추가된 것으로서, 드레인-게이트 커패시턴스에 의한 부적절한 영향을 방지하기 위한 것이다. 증강모드와 공핍모드 둘다를 갖는 혼합형 ACB 회로도 구현할 수 있다. 도 14의 회로는 J1이 공핍형이고 M1이 증강형이어 혼합형 회로이다.

본 발명의 전원 회로는 기본적으로 폐루프 제어 전류원이기 때문에, LED와 같은 소자에 일반적으로 필요한 정전류원처럼 이 회로를 사용해 전류를 직접 제어할 수 있다. 도 15는 도 11의 회로를 정전류원으로 사용하도록 한 회로도로서, 여기서는 R3의 평균전류를 감지하는데 낮은 값의 저항을 사용한다.

R3는 R3=1.25/Iout이도록 전류를 설정하도록 선택하는데, 여기서 1.25V는 기준전압, Iout는 필요한 평균전류값이다. 커패시터 C1은 평균 출력전류에 비례하는 전압이 R3에 걸리도록 정류된 AC 하프사이클보다 상당히 더 긴 R3*C1의 시정수를 제공하기에 충분히 크다. 이 회로는 넓은 범위의 AC 입력전압, 많은 LED, LED 생산편차, 작동온도에 걸쳐 LED에 필요한 평균전류를 유지한다. 이 전원회로의 출력은 효과적으로 조절된 전류이다.

요컨대, 간단한 전원회로가,

1) 고유 전류제한값을 갖는 조절된 전압원을 효율적으로 제공하고;

2) LED와 같은 소자를 구동하기 위한 조절된 정전류원을 효율적으로 제공하며;

3) 소형 풋프린트 IC에 간단하고 쉽게 집적되어, 훨씬 더 소형이고 부품수가 적으면서도 저렴한 회로를 제공하고;

4) 고주파 스위칭모드 전원에 대한 특수한 지식 없이도 쉽게 설계할 수 있으며;

5) 높은 정도의 전자기간섭을 일으키지 않아, 구현하는데 특별한 신경을 쓸 필요도 없고 대형 필터링 소자도 불필요하며;

6) 기본적으로 단락회로 전류가 제한되고;

7) 직접적이고 효과적으로 출력을 조절해 부하에 필요한 것보다 많은 전력을 소비하지 않으며, 다른 회로에 사용되는 낭비적인 션트레귤레이션이나 추가적인 시리즈 레귤레이션을 이용하지 않는다.

Claims (18)

1. 정류회로;
   적분회로;
   정류회로와 집적회로 사이에 직렬로 연결되고, LR(low-resistance) 모드와 HR(high-resistance) 모드를 포함한 2개 이상의 작동모드를 가지며, HR 모드의 저항은 ACB 소자에 흐르는 전류를 차단하는 값을 갖는 ACB(analog current blocking) 소자; 및
   입력 AC 전력이 정류회로에 공급되었을 때 제어신호를 변경하여 적분회로의 출력을 일정하게 유지하는 피드백 제어루프;를 포함하고,
   ACB 소자는 ACB 소자에 흐르는 전류(I_ACB)가 제한전류(I_limit)에 도달할 때 자동으로 HR 모드로 천이하고, ACB 소자에 걸린 전압(V_ACB)이 리셋전압(V_reset) 밑으로 떨어질 때는 자동으로 LR 모드로 천이하며;
   I_limit와 V_reset이 ACB 소자에 제어신호를 인가해 제어되도록 ACB 소자가 구성되는 것을 특징으로 하는 장치.
2. 제1항에 있어서, 상기 ACB 소자가 LR 모드와 HR 모드 사이의 NDR(negative differential resistance) 모드를 갖는 것을 특징으로 하는 장치.
3. 제2항에 있어서, ACB 소자의 NDR 모드의 I/V 기울기가 -1/R_NEG인데, 여기서 R_NEG는 0.2/I_limitmax Ω과 20/I_limitmax Ω 사이이고, I_limitmax는 장치의 최대 전류한계인 것을 특징으로 하는 장치.
4. 제1항에 있어서, 상기 장치가 조절전압(regulated voltage)을 제공하는 것을 특징으로 하는 장치.
5. 제1항에 있어서, 상기 장치가 조절전류를 제공하는 것을 특징으로 하는 장치.
6. 제1항에 있어서, 제어신호가 기준입력과 적분회로를 각각 입출력으로서 갖는 차동증폭기의 출력인 것을 특징으로 하는 장치.
7. 제1항에 있어서, ACB 소자가 서로 직렬로 연결되어 I_ACB의 전류경로를 형성하는 제1, 제2 트랜지스터들을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
8. 제7항에 있어서, 제1 트랜지스터의 게이트가 ACB 소자의 입력에 연결되고, 제2 트랜지스터의 게이트는 제어신호에 연결되는 것을 특징으로 하는 장치.
9. 제7항에 있어서, 제1 트랜지스터의 게이트가 ACB 소자의 입력에 연결되고, 제2 트랜지스터의 게이트는 제1, 제2 트랜지스터들과 제어신호 사이의 노드를 입력으로서 갖는 선형 차동증폭기의 출력에 연결되는 것을 특징으로 하는 장치.
10. 제7항에 있어서, 제1, 제2 트랜지스터들이 공핍모드 소자인 것을 특징으로 하는 장치.
11. 제7항에 있어서, 제1, 제2 트랜지스터들이 증강모드 소자인 것을 특징으로 하는 장치.
12. 제7항에 있어서, 제1, 제2 트랜지스터들 중의 하나는 증강모드 소자이고 나머지는 공핍모드 소자인 것을 특징으로 하는 장치.
13. 제1항에 있어서, ACB 소자의 저항이 LR 모드에서 50Ω 미만인 것을 특징으로 하는 장치.
14. 제1항에 있어서, ACB 소자의 저항이 HR 모드에서 100Ω 보다 큰 것을 특징으로 하는 장치.
15. 입력 AC 전력으로부터 DC 전력을 출력하는 방법에 있어서:
    입력 AC 전력을 정류하여 정류신호를 제공하는 단계;
    LR모드와 HR 모드를 포함한 2개 이상의 작동모드를 갖고, HR 모드에서는 전류 흐름을 차단하는 저항을 갖는 ACB 소자에 상기 정류신호를 입력하는 단계;
    출력 DC 신호를 제공하는 적분회로에 ACB 소자의 출력파형을 입력으로서 제공하는 단계; 및
    제어신호를 변경하여 출력 DC 신호를 일정한 값으로 유지하는 피드백 신호를 제공하는 단계;를 포함하고,
    ACB 소자는 ACB 소자에 흐르는 전류(I_ACB)가 제한전류(I_limit)에 도달할 때 자동으로 HR 모드로 천이하고, ACB 소자에 걸린 전압(V_ACB)이 리셋전압(V_reset) 밑으로 떨어질 때는 자동으로 LR 모드로 천이하며;
    ACB 소자의 출력파형이 정류된 신호이고, 이 신호의 일부는 ACB 소자에 의해 자동으로 차단되며;
    I_limit와 V_reset이 ACB 소자에 제어신호를 인가해 제어되도록 ACB 소자가 구성되는 것을 특징으로 하는 방법.
16. 제15항에 있어서, 상기 ACB 소자가 LR 모드와 HR 모드 사이의 NDR 모드를 갖는 것을 특징으로 하는 방법.
17. 제15항에 있어서, 부하에 조절전압이 제공되는 것을 특징으로 하는 방법.
18. 제15항에 있어서, 부하에 조절전류가 제공되는 것을 특징으로 하는 방법.
    

Images